JP2901710B2

JP2901710B2 - チューナ回路

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Publication number: JP2901710B2
Application number: JP16576990A
Authority: JP
Inventors: 博之水上
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1990-06-26
Filing date: 1990-06-26
Publication date: 1999-06-07
Anticipated expiration: 2014-06-07
Also published as: JPH0456524A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、テレビジョン信号（以下、TV信号という）
やケーブルテレビ信号（以下、CATV信号という）を受信
することが可能なチューナ回路に関するものである。

〔従来の技術〕

従来のTV信号やCATV信号を受信するチューナ回路は、
一般的にシングルスーパーヘテロダイン方式であって、
入力同調フィルタ,RFアンプ，段間同調フィルタ，ミク
サ，局部発振器,IFアンプ,IFフィルタから成り、入力し
たRF信号をIF信号に変換して出力する。

ここで、同調フィルタが、入力同調フィルタと段間同
調フィルタの２段構成となっているのは、高周波帯まで
Ｑの高い同調フィルタを得るためである。

ところで、近年では、民生用GaAsデバイスや高周波用
Siデバイスなどの開発により、従来、個別部品で構成さ
れていた（すなわち、ディスクリート回路で構成されて
いた）チューナ回路も、集積化が進み、ミクサ，局部発
振器,IFアンプ等については、集積化されつつある。

しかし、入力同調フィルタや段間同調フィルタ等のフ
ィルタについては、依然、インダクタや容量等の個別部
品にて構成されており、そのため、広い周波数に渡って
同様の帯域特性を得るためには、上記インダクタや容量
等の複雑な調整が必要であった。

そこで、高性能（すなわち、広い周波数に渡って同様
の帯域特性を得ることができる）で、且つ無調整なフィ
ルタを得るべく、フィルタについても集積化が望まれて
おり、従来では、その様なフィルタの集積化の一方法と
して、オペアンプや抵抗等で構成できる、複数個の信号
パスを有するＮパスフィルタを用いる方法が考えられて
いる。

なお、この様なＮパスフィルタを用いて、フィルタの
集積化を図った従来例としては、例えば、特開昭61−15
0416号公報に記載のものが挙げられる。この従来例で
は、無線受信機において、一般に問題となる妨害信号と
してのイメージ信号を低減する方法について開示されて
いる。

なお、Ｎパスフィルタについては、後ほど詳しく説明
する。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記従来例においては、上記した如く、無線受信機に
おけるイメージ信号の低減方法について開示されてお
り、その対象は、単一チャネルの信号を入力する場合に
ついてであり、TV信号やCATV信号のように、多チャネル
の信号を入力する場合については配慮されていなかっ
た。

そのため、上記従来例を、そのままTV信号やCATV信号
を受信するチューナ回路に応用した場合に、RFアンプに
おいて、イメージ信号以外の妨害信号として２次歪,3次
歪等の妨害信号が発生することがあった。

しかも、上記従来例では、イメージ信号を低減するの
が目的であるため、その様なイメージ信号以外の妨害信
号（すなわち、２次歪,3次歪等の妨害信号）が発生して
も、それら妨害信号については低減することができなか
った。

本発明の目的は、上記した従来技術の問題点を解決
し、RFアンプで発生する妨害信号を低減し得る、Ｎパス
フィルタを用いたチューナ回路を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

上記した目的を達成するために、本発明では、同調電
圧を出力する選局装置と、局部発振信号を出力すると共
に、前記選局装置からの同調電圧を入力し、該同調電圧
に応じて前記局部発振信号の周波数が変化する第１の局
部発振器と、RF信号を入力し、該信号のうち、その通過
帯域内の信号のみを通過させて出力する入力フィルタ
と、該入力フィルタからの出力信号を入力し、該信号を
増幅して出力するRFアンプと、前記第１の局部発振器か
らの局部発振信号と前記RFアンプからの出力信号とを入
力し、該信号を前記局部発振信号によって周波数変換
し、IF信号にして出力するミクサと、該ミクサからのIF
信号を入力し、該信号を増幅して出力するIFアンプと、
該IFアンプからの出力信号を入力し、該信号のうち、そ
の通過帯域内の信号のみを通過させて出力するIFフィル
タと、で構成されるチューナ回路において、前記入力フ
ィルタを、前記選局装置からの同調電圧を入力し、該同
調電圧に応じてその通過帯域が変化する前置フィルタま
たは後置フィルタと、前記前置フィルタの後段または前
記後置フィルタの前段に配され、前記第１の局部発振器
からの局部発振信号を入力し、該局部発振信号の周波数
に応じてその通過帯域が変化するＮパスフィルタと、で
構成するようにした。

また、前記選局装置からの同調電圧を入力し、該同調
電圧に応じて前記局部発振信号の周波数が変化する第２
の局部発振器を設けて、前記第１の局部発振器からの局
部発振信号に代え、前記第２の局部発振器からの局部発
振信号を前記Ｎパスフィルタに入力するようにしても良
い。

〔作用〕

では、本発明について説明する前に、Ｎパスフィルタ
の構成及び動作について説明する。

第11図は一般的なＮパスフィルタの構成を示すブロッ
ク図である。

同図において、15は局部発振信号入力端子、20,21は
信号端子、22は移相器、23,25は第１の信号パスのミク
サ、２は第１のパスフィルタ、26,28は第２の信号パス
のミクサ、27は第２のパスフィルタ、29,31は第３の信
号パスのミクサ、30は第３のパスフィルタ、32,24は第
Ｎの信号パスのミクサ、33は第Ｎのパスフィルタであ
る。

通常、第１から第Ｎの信号パスの、ミクサ及びパスフ
ィルタは、それぞれ等しい特性を有している。

また、移相器22は、局部発振信号入力端子15より入力
される局部発振信号から、局部発振信号（周期Ｔ）に対
してそれぞれ移相量が0,T/N,2T/N,……，（Ｎ−１）T/N
のＮ個の信号を作り、各信号パスのミクサにそれぞれ印
加する。

なお、局部発振信号入力端子15より入力される局部発
振信号の周波数はf_Cとする。

では、このＮパスフィルタの帯域特性を第12図，第13
図で説明する。

まず、第12図により、第11図におけるパスフィルタ2
4,27,30,33として、通過帯域の中心周波数がf_Oのバンド
パスフィルタを用いた場合について説明する。

同図（ａ）が各パスフィルタの帯域特性で、中心周波
数f_O,通過帯域がf_O−f_Sからf_O＋f_Sとする。

このパスフィルタと周波数f_Cの局部発振信号が入力さ
れる各信号パスのミクサとから成るＮパスフィルタの帯
域特性を同図（ｂ）に示す。

Ｎパスフィルタの通過帯域としては、パスフィルタの
通過帯域、f_C−f_Oを中心周波数とし帯域幅がパスフィル
タと等しい通過帯域、f_C＋f_Oを中心周波数とし帯域幅が
パスフィルタと等しい通過帯域、及びこれらの高調次の
通過帯域がそれぞれ現われる。

次に、第13図により、第11図におけるパスフィルタ2
4,27,30,33として、通過帯域がf_Sのローパスフィルタを
用いた場合について説明する。

同図（ａ）がパスフィルタの帯域特性で通過帯域がf_S
までのローパスフィルタである。

Ｎパスフィルタの通過帯域としては、パスフィルタの
通過帯域、f_Cを中心周波数とし帯域幅がパスフィルタの
２倍の2f_Sとなる通過帯域、及びその高調次の通過帯域
がそれぞれ現われる。

以上述べたように、Ｎパスフィルタの通過帯域として
は、パスフィルタの帯域特性を変えずに中心周波数だけ
を、各信号パスのミクサに注入する局部発振信号の周波
数f_Cで周波数軸上を移動させたような帯域特性を得るこ
とができる。従って、比較的急峻な（すなわち、Ｑの高
い）帯域特性が実現しにくい高周波帯においても、低周
波帯で実現できるようなＱの高い帯域特性を実現でき
る。

また、どの中心周波数においても、各パスフィルタの
帯域特性が保たれるため、帯域内偏差が少ない。従っ
て、このＮパスフィルタをチューナ回路に用いた場合
は、チューナ回路で比較的問題となるPCティルト（帯域
内偏差による映像搬送波と色副搬送波のレベル差）が低
減され、さらに、PCティルトのチャネル間バラツキも同
じく低減され、高精細テレビ等のTV信号を受信する際
に、後段のチャネル等化器の性能を軽減できる。

以上が、一般的なＮパスフィルタの構成及び動作の説
明である。

では、本発明について説明する。

本発明では、RFアンプの前段に配される入力フィルタ
を急峻な帯域特性を有するＮパスフィルタで構成してい
るため、入力フィルタでは希望信号以外の信号を確実に
減衰させることができ、RFアンプには希望信号のみを入
力させることができ、従って、RFアンプ，ミクサで発生
する妨害信号を低減することができる。

また、本発明では、従来、入力フィルタ（すなわち、
入力同調フィルタ）の帯域特性を補うために設けられて
いた段間フィルタ（すなわち、段間同調フィルタ）が不
要となり、チューナ回路の回路構成が簡略化でき、部品
点数の削減も図れる。

また、前記第１の局部発振器からの局部発振信号を前
記Ｎパスフィルタに入力するようにしているので、従来
のチューナ回路に本発明を比較的容易に取り入れること
ができる。

一方、前記第２の局部発振器からの局部発振信号を前
記Ｎパスフィルタに入力するようにした場合には、Ｎパ
スフィルタに入力する局部発振信号の周波数を任意に選
択することができるので、Ｎパスフィルタを構成するパ
スフィルタの設計の自由度が増大し、パスフィルタとし
てローパスフィルタの使用も可能となり、より急峻な帯
域特性を有するフィルタを得ることができる。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図面により説明する。

第１図は本発明の第１の実施例としてのチューナ回路
を示すブロック図であり、本実施例はテレビジョン受信
装置において用いられるものである。

同図において、１はRF信号入力端子、２は入力フィル
タ、３はRFアンプ、はミクサ、５はIFアンプ、６はIFフ
ィルタ、７はIF信号出力端子、８は局部発振器、９は同
調電圧入力端子である。

RF信号入力端子１から入力した複数のRF信号のうち、
入力フィルタ２において、選局装置（図示せず）から同
調電圧入力端子９を介して印加された同調電圧と局部発
振器８からの局部発振信号とにより希望信号が選択さ
れ、その後、RFアンプ３で増幅される。そして、この希
望信号はミクサ４で局部発振器８からの局部発振信号と
混合され、IF信号に変換される。このIF信号はIFアンプ
５で増幅され、IFフィルタ６を通してIF信号出力端子７
から出力される。

ここで、入力フィルタ２の構成について、第２図及び
第３図を用いて説明する。

第２図は第１図における入力フィルタの一具体例を示
すブロック図、第３図は同じく第１図における入力フィ
ルタの他の具体例を示すブロック図、である。

これら図において、１はRF信号入力端子、10は前置フ
ィルタ、11はＮパスフィルタ、12は後置フィルタ、13は
同調電圧入力端子、14は出力端子、15は局部発振信号入
力端子である。

Ｎパスフィルタ11は、前述したように、原理上希望通
過帯域以外にも副次的に形成される通過帯域を有する。
従って、入力フィルタ２が単独の通過帯域を形成するに
は、少なくとも前置フィルタ10又は後置フィルタ12によ
って、必要な帯域を選択する必要がある。

第２図はそのうち前置フィルタ10を、第３図は後置フ
ィルタ12を、それぞれ用いた具体例である。

希望帯域特性は、Ｎパスフィルタ11で決まるため、前
置フィルタ10や後置フィルタ12は、比較的広い帯域を有
するＱの低いフィルタ、すなわち、低次数の簡易なフィ
ルタで構成できる。例えば、Sallen−Key（サレン・キ
ー）回路や、低次のはしご形回路等である。

この様な構成の前置フィルタ10或いは後置フィルタ12
には、第１図の同調電圧入力端子９より、同調電圧が同
調電圧入力端子13を介して入力され、その同調電圧によ
って、選択すべき帯域が制御される。

また、Ｎパスフィルタ11には、ミクサ４に入力される
局部発振信号と同じ、局部発振器８からの局部発振信号
が、局部発振信号入力端子15を介して入力される。

第２図に示した前置フィルタ10を用いた具体例では、
Ｎパスフィルタ11に入力される信号帯域を前置フィルタ
10で制限できるため、Ｎパスフィルタ11に要求される混
信排除能力を軽減することができる。

また、第３図に示した後置フィルタ12を用いた具体例
では、ミクサ４、RFアンプ３を通してＮパスフィルタ11
へ漏洩する局部発振信号を低減することができるため、
この漏洩信号によりＮパスフィルタ11内で発生する不要
信号（妨害信号）を低減できる。

次に、Ｎパスフィルタ11の構成について、第４図を用
いて説明する。

第４図は第２図及び第３図におけるＮパスフィルタの
一具体例を示すブロック図である。

同図において、35,36はバンドパスフィルタである。

本具体例は、Ｎ＝２の場合のＮパスフィルタであり、
パスフィルタとして、バンドパスフィルタ35,36を用い
た場合のＮパスフィルタである。従って、本具体例は第
12図に示した帯域特性を有する。

第４図において、局部発振信号入力端子15より入力さ
れる局部発振信号は、前述したように、ミクサ４に入力
される局部発振信号と同じ、局部発振器８から出力され
た局部発振信号である。

従って、入力フィルタ２で選択されるRF信号帯域の中
心周波数をf_RF,ミクサ４から出力される中間周波信号帯
域の中心周波数をf_IFとすると、局部発振信号の周波数f
_Cは、f_C＝f_RF＋f_IFとなる。

次に、この局部発振信号は、移相器22で、０゜と180
゜移相した２つの信号にされ、ミクサ23,25とミクサ26,
28に各々印加される。

一方、パスフィルタであるバンドパスフィルタ35,36
の中心周波数f_Oをf_IFとすると、Ｎパスフィルタ11の通
過帯域としては、第12図に示したように、f_IFを中心周
波数とするバンドパスフィルタ35,36自身の通過帯域、f
_C−f_IFすなわちf_RFを中心周波数とする通過帯域、及びf
_C＋f_IFを中心周波数とする通過帯域がそれぞれ得られ
る。このうち、f_RFを中心周波数とする通過帯域を前置
フィルタ10或いは後置フィルタ12で選択すれば、単独の
帯域特性が得られる。

一例として米国のチャネル配置を用いれば、第２チャ
ネル信号帯域の中心周波数f_RFから57MHz、それに対する
局部発振信号の周波数f_Cが101MHz、中間周波信号帯域の
中心周波数f_IFが44MHzで、バンドパスフィルタ35,36の
中心周波数f_Oを44MHz（＝f_IF）とすれば、101MHz−44MH
z＝57MHz（f_C−f_IF＝f_RF）を中心周波数とするＮパスフ
ィルタの通過帯域を得ることができる。これにより第２
チャネルの信号のみを選択できる。

ここで、もう一方の通過帯域すなわちf_C＋f_IF＝145MH
zを中心周波数とする帯域は一般にイメージ信号帯域
で、後段のミクサ４で周波数変換される際に局部発振信
号の周波数f_Cとの差でIF信号の周波数f_IFとなり、希望
のIF信号に対して妨害となる。このため、前置フィルタ
10或いは後置フィルタ12で十分にこの帯域を減衰させる
必要がある。この他、イメージ信号の抑圧にはイメージ
キャンセルミクサのようにイメージ信号の位相を調整し
て打消すことも可能である。

また、第４図において、移相器22での局部発振信号の
移相量を、前述した０゜と180゜とに代えて、０゜と90
゜とし、第１の信号パスのミクサ23,25に０゜、第２の
信号パスのミクサ26,28に90゜移相された信号を印加す
るようにすると、第２の信号パスでイメージ信号が180
゜移相され、信号端子21で逆相で打ち消される。この位
相関係を用いることで、前置フィルタ10或いは後置フィ
ルタ12のイメージ信号帯域での減衰度を軽減できる。

ここまで、第２チャネル受信時の周波数関係で述べて
きたが、この方法で800MHz以上のUHF帯の最高受信周波
数まで、同一の帯域特性を有するフィルタが実現でき
る。

パスフィルタは44MHzを中心周波数とするバンドパス
フィルタ35,36で、その通過帯域がRF信号の周波数帯域
に比べ低いため、オペアンプや抵抗や容量等から成る集
積回路で容易に構成可能である。

以上、Ｎ＝２の場合について述べたが、Ｎが３以上の
場合も、移相器22のＮ個の出力に対し、周期/Nの移相量
を与えることで、同様に広い周波数範囲で、帯域特性の
一定した可変フィルタが得られる。

以上説明したように、Ｎパスフィルタは、急峻な帯域
特性であって、通過帯域内で平坦な特性を得ることがで
き、本実施例においては、その様なＮパスフィルタを入
力フィルタ２に用いることにより、入力アンプ２にて希
望信号以外の信号を確実に減衰させることができ、RFア
ンプ３には希望信号のみを入力させることができる。従
って、RFアンプ３で発生する妨害信号（すなわち、２次
歪,3次歪等）を低減することができ、しかも、RFアンプ
３自体も、妨害信号の発生防止について配慮する必要が
なくなるので、その分、構成を簡素化することができ
る。

また、入力フィルタの特性を補うために、従来、RFア
ンプ３とミクサ４との間に設けられていた段間同調フィ
ルタが不要となるため、回路の小型化，部品点数の削減
が図れる。

さらにまた、Ｎパスフィルタ11内のパスフィルタ（原
フィルタ）は、その通過帯域が比較的低い周波数帯域で
酔いため、従来、インダクタや容量等から成るディスク
リート回路で構成していたフィルタを、オペアンプや抵
抗や容量等から成る集積回路で構成することができ、従
って、回路の一層の小型化が図れると共に、高性能化，
無調整化を図ることができる。

次に、第５図は本発明の第２の実施例としてのチュー
ナ回路を示すブロック図である。

同図において、第１図と同一の構成要素には同一の符
号を付してある。その他、40は第２の局部発振器であ
る。

本実施例においては、第１図の実施例において、局部
発振器８とは別に第２の局部発振器40を設けて、この第
２の局部発振器40からの局部発振信号を、入力フィルタ
２を構成するＮパスフィルタ11の移相器22に入力するよ
うにした。

従って、第１図の実施例においては、移相器22に入力
される局部発振信号は、ミクサ４に入力される局部発振
信号と同じ、局部発振器８からの局部発振信号であり、
その周波数f_CはRF信号帯域の中心周波数をf_RFと中間周
波信号帯域の中心周波数をf_IFとによって、f_C＝f_RF＋f
_IFと決まっていたが、本実施例においては、移相器22に
入力される局部発振信号が第２の局部発振器40からの局
部発振信号であるため、その周波数f_Cは第２の局部発振
器40によって任意に選択できる。

従って、第１図の実施例においては、局部発振器８か
らの局部発振信号を、第４図に示した如く、局部発振信
号入力端子15を介して移相器22で移相し、ミクサ23,25,
26,28に印加していたため、希望の通過帯域を得る際、
局部発振信号の周波数f_Cを間に挟んだ高周波側に、イメ
ージ信号帯域が同時に現れていたが、本実施例において
は、局部発振信号入力端子15を介して移相器22に入力さ
れる局部発振信号の周波数f_Cが、第２の局部発振器40に
よって任意に選択できるので、イメージ信号帯域を減衰
させることも可能となる。

すなわち、第12図において、f_C−f_Oを中心周波数とす
る通過帯域をRF信号帯域（中心周波数f_RF）に一致させ
る際、局部発振信号の周波数f_CCを、局部発振器８から
の局部発振信号の周波数と異なるよう選択することによ
り、f_C＋f_Oを中心周波数とする通過帯域をイメージ信号
帯域と異ならせることができる。

或いは、また、f_C＋f_Oを中心周波数とする通過帯域を
RF信号帯域（中心周波数f_RF）に一致させるよう、局部
発振信号の周波数f_Cを選択するようにしても良い。

また、本実施例においては、局部発振信号の周波数f_C
が、第２の局部発振器40によって任意に選択できるの
で、パスフィルタの自由度も増す。

すなわち、Ｎパスフィルタ11を構成するパスフィルタ
として、第４図に示したバンドパスフィルタ35,36に代
えて、ローパスフィルタを用いることも可能である。

第６図は第５図における入力フィルタを構成するＮパ
スフィルタの他の具体例を示すブロック図である。

同図において、37,38,39はローパスフィルタである。

本具体例は、Ｎ＝３の場合のＮパスフィルタであり、
パスフィルタとして、ローパスフィルタ37,38,39を用い
た場合のＮパスフィルタである。従って、本具体例は第
13図に示し帯域特性を有する。

すなわち、第６図において、第２の局部発振器40から
の局部発振信号は、局部発振信号入力端子15を介して移
相器22に入力され、移相器22で、０゜,120゜,240゜に移
相した３つの信号にされて、各信号パスのミクサ23,25,
26,28,29,31に各々印加される。

その結果、第13図に示すように、ローパスフィルタの
通過帯域、f_Cを中心にローパスフィルタを向かい合わせ
た帯域、及びその高調次の通過帯域が得られる。ここ
で、第12図中に破線で示したように前置フィルタ10或い
は後置フィルタ12で単独の通過帯域を選択できる。

本具体例によれば、パスフィルタにローパスフィルタ
37,38,39を用いることにより、より急峻な帯域特性を実
現でき、また、f_Cに対して折り返した形状の帯域特性に
なるため、通過帯域が平坦で、高域側，低域側の帯域外
減衰度も等しくできる。さらにまた、パスフィルタを低
周波域で設計できるため、ディスクリート回路で構成し
ていたフィルタを、集積回路で構成することも容易であ
る。

次に、第７図は本発明の第３の実施例としてのチュー
ナ回路を示すブロック図である。

同図において、第１図，第２図と同一の構成要素には
同一の符号を付してある。

本実施例においては、第１図の実施例において、入力
フィルタ２に代えて、第２図に示した前置フィルタ10と
Ｎパスフィルタ11をRFアンプ３の入力側と出力側とに分
けて配置するようにした。

従って、Ｎパスフィルタ11の前段にRFアンプ３が配置
されるので、Ｎパスフィルタ11での利得低下を補償でき
るとともに、Ｎパスフィルタ11で発生する雑音がチュー
ナ総合の雑音指数に与える影響を軽減でき、S/N劣化の
少ないチューナ回路を実現できる。

また、前置フィルタ10でRFアンプ３に入力する信号帯
域を制限するため、RFアンプ３の非直線性により発生す
る２次歪,3次歪等の妨害信号を軽減できる。

さらに、Ｎパスフィルタ11からRF信号入力端子１側へ
漏洩する局部発振信号を低減できるという効果も有す
る。

次に、上記構成を第５図の実施例に適用した実施例
を、第８図に示す。

第８図は本発明の第４の実施例としてのチューナ回路
を示すブロック図である。

同図において、第５図，第２図と同一の構成要素には
同一の符号を付してある。

本実施例においては、第２の局部発振器40を用いるこ
とで、Ｎパスフィルタ11の移相器22に入力する局部発振
信号の周波数f_Oを任意に選択できるため、第６図に示し
た如く、Ｎパスフィルタ11内のパスフィルタにローパス
フィルタを用いることができ、より急峻で良好な帯域特
性が得られる。

また、Ｎパスフィルタ11の前段にRFアンプ３が配置さ
れるので、Ｎパスフィルタ11での利得低下を補償できる
とともに、Ｎパスフィルタ11で発生する雑音がチューナ
総合の雑音指数に与える影響が軽減でき、S/N劣化の少
ないチューナ回路を実現できる。

また、前置フィルタ10でRFアンプ３に入力する信号帯
域を制限するため、RFアンプ３の非直線性により発生す
る２次歪,3次歪等の妨害信号を低減できる。

次に、第９図は本発明の第５の実施例としてのチュー
ナ回路を示すブロック図である。

同図において、第７図と同一の構成要素には同一の符
号を付してある。その他、42はフィルタ部、43はバンド
切換端子である。

本実施例においては、フィルタ部42が、複数のバンド
パスフィルタから構成されていて、Ｎパスフィルタ11で
発生する希望通過帯域以外の不要通過帯域を除去するよ
うにバンド分けしてあり、バンド切換端子43に印加する
信号により、受信希望信号の周波数に応じて適宜バンド
を切換えることができる。

従って、本実施例においては、第７図の実施例と同様
の効果が得られる他、フィルタ部42が複数のバンドパス
フィルタ（固定帯域フィルタ）を切換えて使用するた
め、局部発振器とのトラッキングを考慮する必要がな
く、無調整化が図られる。

次に、上記構成を第８図の実施例に適用した実施例
を、第10図に示す。

第10図は本発明の第６の実施例としてのチューナ回路
を示すブロック図である。

同図において、第８図，第９図と同一の構成要素には
同一の符号を付してある。

従って、本実施例においては、第８図の実施例及び第
９図の実施例と同様の効果を得ることができる。

なお、第９図の実施例及び第10図の実施例において
は、フィルタ部42を複数のバンドパスフィルタにより構
成していたが、Ｎパスフィルタ11の構成や希望受信帯域
のチャネル配置等の条件によっては、ローパスフィルタ
やハイパスフィルタにより構成しても、同様の効果が得
られる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明においては、以下に述べ
る効果を得ることができる。

すなわち、Ｎパスフィルタは急峻な帯域特性を有する
ため、RFアンプの前段に、Ｎパスフィルタと前置フィル
タまたは後置フィルタとから成る入力フィルタを設ける
ことにより、その入力フィルタによって希望信号以外の
信号を確実に減衰させることができ、RFアンプには希望
信号のみを入力させることができ、従って、RFアンプで
発生する妨害信号を低減することができる。また、従
来、入力フィルタ（すなわち、入力同調フィルタ）の帯
域特性を補うために設けられていた段間フィルタ（すな
わち、段間同調フィルタ）が不要となるので、チューナ
回路の回路構成が簡略化でき、部品点数の削減も図れ
る。

また、RFアンプの前段に前置フィルタまたは帯域切換
可能なフィルタを設けると共に、RFアンプの後段にＮパ
スフィルタを設けるようにした場合には、前置フィルタ
または帯域切換可能なフィルタによってRFアンプに入力
される信号の帯域を制限することができるため、RFアン
プで発生する妨害信号を低減することができる。また、
Ｎパスフィルタでの利得低下を補償できると共にＮパス
フィルタで発生する雑音がチューナ総合の雑音指数に与
える影響を軽減でき、S/N劣化の少ないチューナ回路を
実現できる。

また、Ｎパスフィルタは、各信号パスに挿入されるパ
スフィルタが比較的低い周波数帯域で設計できるので、
従来、インダクタや容量等から成るディスクリート回路
で構成していたフィルタを、オペアンプや抵抗や容量等
からなる集積回路で構成することができる。従って、イ
ンダクタに要する回路面積や回路調整が不要となるた
め、回路の一層の小型化が図れると共に、高性能化，無
調整化を図ることができる。

また、Ｎパスフィルタは、パスフィルタの特性が一定
で、全ての受信チャネルに対して一定の帯域特性が得ら
れるため、帯域内偏差が少なく、そのため、PCティルト
が低減され、チャネル間のPCティルトのバラツキも同じ
く低減される。

さらにまた、Ｎパスフィルタに入力する局部発振信号
として、ミクサに入力する局部発振信号と同じ信号を用
いる場合には、従来のチューナ回路に比較的簡単な変更
を加えるだけで容易に実現することができる。

また、Ｎパスフィルタに入力する局部発振信号とし
て、ミクサに入力する局部発振信号とは異なる信号を用
いる場合には、Ｎパスフィルタに入力する局部発振信号
の周波数を任意に選択することができるので、イメージ
信号帯域と重ならないような通過帯域に設定することも
可能となる。また、Ｎパスフィルタを構成するパスフィ
ルタの設計の自由度も増大するため、パスフィルタとし
てローパスフィルタの使用も可能となり、より低い周波
数帯域で設計することができ、従って、フィルタの集積
化がさらに容易となる。

また、Ｎパスフィタにおいて、入力された局部発振信
号を移相する移相器の移相量を、適当に調整すること
で、イメージ信号を相殺することも可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例としてのチューナ回路を
示すブロック図、第２図は第１図における入力フィルタ
の一具体例を示すブロック図、第３図は同じく第１図に
おける入力フィルタの他の具体例を示すブロック図、第
４図は第２図及び第３図におけるＮパスフィルタの一具
体例を示すブロック図、第５図は本発明の第２の実施例
としてのチューナ回路を示すブロック図、第６図は第５
図における入力フィルタを構成するＮパスフィルタの他
の具体例を示すブロック図、第７図は本発明の第３の実
施例としてのチューナ回路を示すブロック図、第８図は
本発明の第４の実施例としてのチューナ回路を示すブロ
ック図、第９図は本発明の第５の実施例としてのチュー
ナ回路を示すブロック図、第10図は本発明の第６の実施
例としてのチューナ回路を示すブロック図、第11図は一
般的なＮパスフィルタの構成を示すブロック図、第12図
は第11図のパスフィルタとしてバンドパスフィルタを用
いた場合における、パスフィルタとＮパスフィルタの帯
域特性を示す特性図、第13図は第11図のパスフィルタと
してローパスフィルタを用いた場合における、パスフィ
ルタとＮパスフィルタの帯域特性を示す特性図、であ
る。符号の説明２……入力フィルタ、３……RFアンプ、４……ミクサ、
５……IFアンプ、６……IFフィルタ、８……局部発振
器、10……前置フィルタ、11……Ｎパスフィルタ、12…
…後置フィルタ、22……移相器、23,25,26,28,29,31…
…信号パスのミクサ、35,36……バンドパスフィルタ、3
6,38,39……ローパスフィルタ、40……第２の局部発振
器、42……フィルタ部。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】同調電圧を出力する選局装置と、局部発振
信号を出力すると共に、前記選局装置からの同調電圧を
入力し、該同調電圧に応じて前記局部発振信号の周波数
が変化する第１の局部発振器と、RF信号を入力し、該信
号のうち、その通過帯域内の信号のみを通過させて出力
する入力フィルタと、該入力フィルタからの出力信号を
入力し、該信号を増幅して出力するRFアンプと、前記第
１の局部発振器からの局部発振信号と前記RFアンプから
の出力信号とを入力し、該信号を前記局部発振信号によ
って周波数変換し、IF信号にして出力するミクサと、該
ミクサからのIF信号を入力し、該信号を増幅して出力す
るIFアンプと、該IFアンプからの出力信号を入力し、該
信号のうち、その通過帯域内の信号のみを通過させて出
力するIFフィルタと、で構成されるチューナ回路におい
て、前記入力フィルタは、前記選局装置からの同調電圧を入
力して、該同調電圧に応じてその通過帯域が変化すると
共に、前記RF信号を入力し、該信号のうち、前記通過帯
域内の信号のみを通過させて出力する前置フィルタと、
前記第１の局部発振器からの局部発振信号を入力し、該
局部発振信号の周波数に応じてその通過帯域が変化する
と共に、前記前置フィルタからの出力信号を入力し、該
信号のうち、前記通過帯域内の信号のみを通過させて出
力するＮパスフィルタと、から成ることを特徴とするチ
ューナ回路。
【請求項２】同調電圧を出力する選局装置と、局部発振
信号を出力すると共に、前記選局装置からの同調電圧を
入力し、該同調電圧に応じて前記局部発振信号の周波数
が変化する第１の局部発振器と、RF信号を入力し、該信
号のうち、その通過帯域内の信号のみを通過させて出力
する入力フィルタと、該入力フィルタからの出力信号を
入力し、該信号を増幅して出力するRFアンプと、前記第
１の局部発振器からの局部発振信号と前記RFアンプから
の出力信号とを入力し、該信号を前記局部発振信号によ
って周波数変換し、IF信号にして出力するミクサと、該
ミクサからのIF信号を入力し、該信号を増幅して出力す
るIFアンプと、該IFアンプからの出力信号を入力し、該
信号のうち、その通過帯域内の信号のみを通過させて出
力するIFフィルタと、で構成されるチューナ回路におい
て、前記入力フィルタは、前記第１の局部発振器からの局部
発振信号を入力し、該局部発振信号の周波数に応じてそ
の通過帯域が変化すると共に、前記RF信号を入力し、該
信号のうち、前記通過帯域内の信号のみを通過させて出
力するＮパスフィルタと、前記選局装置からの同調電圧
を入力し、該同調電圧に応じてその通過帯域が変化する
と共に、前記Ｎパスフィルタからの出力信号を入力し、
該信号のうち、前記通過帯域内の信号のみを通過させて
出力する後置フィルタと、から成ることを特徴とするチ
ューナ回路。
【請求項３】請求項１または２に記載のチューナ回路に
おいて、局部発振信号を出力すると共に、前記選局装置
からの同調電圧を入力し、該同調電圧に応じて前記局部
発振信号の周波数が変化する第２の局部発振器を設ける
と共に、前記Ｎパスフィルタは、前記第１の局部発振器
からの局部発振信号に代えて、前記第２の局部発振器か
らの局部発振信号を入力することを特徴とするチューナ
回路。
【請求項４】同調電圧を出力する選局装置と、局部発振
信号を出力すると共に、前記選局装置からの同調電圧を
入力し、該同調電圧に応じて前記局部発振信号の周波数
が変化する第１の局部発振器と、前記選局装置からの同
調電圧を入力し、該同調電圧に応じてその通過帯域が変
化すると共に、RF信号を入力し、該信号のうち、前記通
過帯域内の信号のみを通過させて出力する前置フィルタ
と、該前置フィルタからの出力信号を入力し、該信号を
増幅して出力するRFアンプと、前記第１の局部発振器か
らの局部発振信号を入力し、該局部発振信号の周波数に
応じてその通過帯域が変化すると共に、前記RFアンプか
らの出力信号を入力し、該信号のうち、前記通過帯域内
の信号のみを通過させて出力するＮパスフィルタと、前
記第１の局部発振器からの局部発振信号と前記Ｎパスフ
ィルタからの出力信号とを入力し、該信号を前記局部発
振信号によって周波数変換し、IF信号にして出力するミ
クサと、該ミクサからのIF信号を入力し、該信号を増幅
して出力するIFアンプと、該IFアンプからの出力信号を
入力し、該信号のうち、その通過帯域内の信号のみを通
過させて出力するIFフィルタと、で構成されることを特
徴とするチューナ回路。
【請求項５】請求項４に記載のチューナ回路において、
局部発振信号を出力すると共に、前記選局装置からの同
調電圧を入力し、該同調電圧に応じて前記局部発振信号
の周波数が変化する第２の局部発振器を設けると共に、
前記Ｎパスフィルタは、前記第１の局部発振器からの局
部発振信号に代えて、前記第２の局部発振器からの局部
発振信号を入力することを特徴とするチューナ回路。
【請求項６】同調電圧を出力する選局装置と、局部発振
信号を出力すると共に、前記選局装置からの同調電圧を
入力し、該同調電圧に応じて前記局部発振信号の周波数
が変化する第１の局部発振器と、複数の固定帯域フィル
タを有し、入力される切換信号によって、それら固定帯
域フィルタのうち、所望の固定帯域フィルタを選択する
と共に、RF信号を入力し、該信号のうち、選択した固定
帯域フィルタの通過帯域内の信号のみを通過させて出力
するフィルタと、該フィルタからの出力信号を入力し、
該信号を増幅して出力するRFアンプと、前記第１の局部
発振器からの局部発振信号を入力し、該局部発振信号の
周波数に応じてその通過帯域が変化すると共に、前記RF
アンプからの出力信号を入力し、該信号のうち、前記通
過帯域内の信号のみを通過させて出力するＮパスフィル
タと、前記第１の局部発振器からの局部発振信号と前記
Ｎパスフィルタからの出力信号とを入力し、該信号を前
記局部発振信号によって周波数変換し、IF信号にして出
力するミクサと、該ミクサからのIF信号を入力し、該信
号を増幅して出力するIFアンプと、該IFアンプからの出
力信号を入力し、該信号のうち、その通過帯域内の信号
のみを通過させて出力するIFフィルタと、で構成される
ことを特徴とするチューナ回路。
【請求項７】請求項６に記載のチューナ回路において、
局部発振信号を出力すると共に、前記選局装置からの同
調電圧を入力し、該同調電圧に応じて前記局部発振信号
の周波数が変化する第２の局部発振器を設けると共に、
前記Ｎパスフィルタは、前記第１の局部発振器からの局
部発振信号に代えて、前記第２の局部発振器からの局部
発振信号を入力することを特徴とするチューナ回路。
【請求項８】請求項3,5または７に記載のチューナ回路
において、前記第２の局部発振器における前記局部発振
信号の周波数は、該周波数が、受信希望のRF信号帯域の
中心周波数に設定されるよう、前記同調電圧に応じて変
化することを特徴とするチューナ回路。
【請求項９】請求項1,2,3,4,5,6,7または８に記載のチ
ューナ回路において、前記Ｎパスフィルタは、入力した
信号を発振信号によって周波数変換して出力する第１の
ミクサと、該第１のミクサからの出力信号を入力し、該
信号のうち、IF信号帯域内の信号のみを通過させて出力
するバンドパスフィルタと、該バンドパスフィルタから
の出力信号を入力し、該信号を発振信号によって周波数
変換して出力する第２のミクサと、から成る信号パス
を、２つ並列に接続して有すると共に、入力した局部発
振信号を移相して、互いに約180゜の位相差を持つ２つ
の信号を２つの前記信号パスに一対一に対応させて生成
し、生成した２つの前記信号を、それぞれ、対応する信
号パスの前記第１及び第２のミクサに、前記発振信号と
して入力する移相器を有することを特徴とするチューナ
回路。
【請求項１０】請求項1,2,3,4,5,6,7または８に記載の
チューナ回路において、前記Ｎパスフィルタは、入力し
た信号を発振信号によって周波数変換して出力する第１
のミクサと、該第１のミクサからの出力信号を入力し、
該信号のうち、IF信号帯域内の信号のみを通過させて出
力するバンドパスフィルタと、該バンドパスフィルタか
らの出力信号を入力し、該信号を発振信号によって周波
数変換して出力する第２のミクサと、から成る信号パス
を、２つ並列に接続して有すると共に、入力した局部発
振信号を移相して、互いに約90゜の位相差を持つ２つの
信号を２つの前記信号パスに一対一に対応させて生成
し、生成した２つの前記信号を、それぞれ、対応する信
号パスの前記第１及び第２のミクサに、前記発振信号と
して入力する移相器を有することを特徴とするチューナ
回路。
【請求項１１】請求項1,2,3,4,5,6,7または８に記載の
チューナ回路において、前記Ｎパスフィルタは、入力し
た信号を発振信号によって周波数変換して出力する第１
のミクサと、該第１のミクサからの出力信号を入力し、
該信号のうち、IF信号帯域信号のみを通過させて出力す
るバンドパスフィルタと、該バンドパスフィルタからの
出力信号を入力し、該信号を発振信号によって周波数変
換して出力する第２のミクサと、から成る信号パスを、
Ｎ（Ｎは３以上の整数）個並列に接続して有すると共
に、入力した局部発振信号をＴ（Ｔは該局部発振信号の
周期）/Nづつ移相して、Ｎ個の信号をＮ個の前記信号パ
スに一対一に対応させて生成し、生成したＮ個の前記信
号を、それぞれ、対応する信号パスの前記第１及び第２
のミクサに、前記発振信号として入力する移相器を有す
ることを特徴とするチューナ回路。
【請求項１２】請求項1,2,3,4,5,6,7または８に記載の
チューナ回路において、前記Ｎパスフィルタは、入力し
た信号を発振信号によって周波数変換して出力する第１
のミクサと、該第１のミクサからの出力信号を入力し、
該信号のうち、その通過帯域内の信号のみを通過させて
出力するローパスフィルタと、該ローパスフィルタから
の出力信号を入力し、該信号を発振信号によって周波数
変換して出力する第２のミクサと、から成る信号パス
を、３つ並列に接続して有すると共に、入力した局部発
振信号を移相して、互いに約120゜の位相差を持つ３つ
の信号を３つの前記信号パスに一対一に対応させて生成
し、生成した３つの前記信号を、それぞれ、対応する信
号パスの前記第１及び第２のミクサに、前記発振信号と
して入力する移相器を有することを特徴とするチューナ
回路。
【請求項１３】請求項1,2,3,4,5,6,7または８に記載の
チューナ回路において、前記Ｎパスフィルタは、入力し
た信号を発振信号によって周波数変換して出力する第１
のミクサと、該第１のミクサからの出力信号を入力し、
該信号のうち、その通過帯域信号のみを通過させて出力
するローパスフィルタと、該ローパスフィルタからの出
力信号を入力し、該信号を発振信号によって周波数変換
して出力する第２のミクサと、から成る信号パスを、Ｎ
（Ｎは整数）個並列に接続して有すると共に、入力した
局部発振信号をＴ（Ｔは該局部発振信号の周期）/Nづつ
移相して、Ｎ個の信号をＮ個の前記信号パスに一対一に
対応させて生成し、生成したＮ個の前記信号を、それぞ
れ、対応する信号パスの前記第１及び第２のミクサに、
前記発振信号として入力する移相器を有することを特徴
とするチューナ回路。