JPH0537406A

JPH0537406A - チユーナ回路

Info

Publication number: JPH0537406A
Application number: JP25283091A
Authority: JP
Inventors: Hiroyuki Mizukami; 博之水上
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1990-11-28
Filing date: 1991-09-05
Publication date: 1993-02-12

Abstract

(57)【要約】【目的】ＩＦフィルタの集積回路化が可能であると共
に、ＰＣティルトを低減でき、各チャネル間におけるＰ
Ｃティルトの均一化を図ることができるチューナ回路を
提供する。【構成】入力フィルタ２は、複数のＲＦ信号から同調
電圧入力端子１０に印加した同調電圧に対応して希望信
号を通過させる。ＲＦアンプ３はその希望信号を増幅
し、段間フィルタ４は再度帯域選択する。ミクサ５はそ
の希望信号を局部発振器９の発振信号と混合し、ＩＦ信
号に変換し、ＩＦアンプ６はそのＩＦ信号を増幅する。
ＩＦフィルタ７は、制御信号入力端子１１，１２から印
加される信号によって、その帯域特性を制御でき、希望
のＩＦ信号を通過させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、テレビジョン（以下、
ＴＶという）信号やケーブルテレビ（以下、ＣＡＴＶと
いう）信号等を受信可能なチューナ回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のＴＶ信号やＣＡＴＶ信号を受信す
るチューナ回路は、一般的にシングルスーパーヘテロダ
イン方式またはダブルスーパーヘテロダイン方式で、入
力フィルタ，ＩＦ（中間周波）フィルタ等のフィルタ
や、ＲＦ（高周波）アンプ，ＩＦアンプ等のアンプや、
ミクサ（周波数変換器）や、局部発振器などから成り、
入力したＲＦ信号をＩＦ信号に変換して出力する。この
うち、フィルタは、高周波帯域まで比較的Ｑの高い状態
を維持する必要があるため、インダクタと容量などの個
別部品による回路構成になっている。

【０００３】近年、ＧａＡｓやＳｉ等半導体デバイスの
高周波化が進み、従来個別部品で構成されていたチュー
ナ回路も集積回路化が図られている。現在では、フィル
タを除いた、ミクサ，局部発振器，ＩＦアンプ等が集積
回路化されている。これらの例としては、特開昭５７−
１０６２０２号、特開昭５７−１２５５３１号、特開昭
６０−１４９２２６号、特開昭５６−１０３５４３号公
報等があげられる。

【０００４】集積回路化と共に、ＴＶ，ＣＡＴＶ放送の
多チャネル化に伴い、チューナ回路の高性能化が望ま
れ、フィルタ部の集積回路化、高性能化も必要になって
いる。フィルタの集積回路化の一手段として、特開昭６
１−１５０４１６号公報のように、Ｎパスフィルタを用
いる方法が提案されている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、従来のチュ
ーナ回路においては、一般に、チューナ回路に至るまで
の信号伝送路やチューナ回路の内部で帯域内偏差が生じ
るが、ＩＦフィルタの中心周波数，通過帯域，及び共振
の鋭さＱが常に一定であるため、その帯域内偏差による
映像搬送波（Ｐ）と色副搬送波（Ｃ）とのレベル差（即
ち、ＰＣティルト）が、チャネルによっては増加する場
合がある。この結果、ＰＣティルトは各チャネル間にお
いてばらつくこととなり、そのため、後段の復調部にお
いて良好な復調出力が得られないという問題があった。

【０００６】本発明の目的は、上記した従来技術の問題
点を解決し、ＩＦフィルタの集積回路化が可能であると
共に、ＰＣティルトを低減でき、各チャネル間における
ＰＣティルトの均一化を図ることができるチューナ回路
を提供することにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、シングルスーパーヘテロダイン方式のチューナ回路
ではＩＦフィルタを、ダブルスーパーヘテロダイン方式
のチューナ回路においては第２のＩＦフィルタを、積分
回路によるバイカッド回路、あるいは、スイッチドキャ
パシタ回路で構成した。さらに、そのＩＦフィルタをパ
スフィルタとしたＮパスフィルタで、シングルスーパー
ヘテロダイン方式のチューナ回路における入力フィルタ
を、または、その第２のＩＦフィルタをパスフィルタと
したＮパスフィルタで、ダブルスーパーヘテロダイン方
式のチューナ回路における第１のＩＦフィルタを、構成
した。また、そのとき、Ｎパスフィルタ内に存在するミ
クサへ注入する信号をチューナ回路の局部発振信号また
は第２の局部発振信号と同一にした。

【０００８】

【作用】シングルスーパーヘテロダイン方式のチューナ
回路におけるＩＦフィルタ、または、ダブルスーパーヘ
テロダイン方式のチューナ回路における第２のＩＦフィ
ルタを、積分回路によるバイカッド回路で構成すること
により、フィルタの集積回路化が可能となると共に、積
分回路の利得を制御することで、フィルタの帯域特性を
可変でき、ＰＣティルトを低減できる。また、回路内に
用いる容量値も併せて制御することで、通過帯域幅を大
きく可変できる。

【０００９】ＩＦフィルタまたは第２のＩＦフィルタを
スイッチドキャパシタフィルタで構成した場合には、ス
イッチに印加する信号の周波数により同じく帯域幅等の
帯域特性を可変でき、ＰＣティルトを低減して良好な受
信性能が得られる。

【００１０】また、上記のＩＦフィルタをパスフィルタ
に用いたＮパスフィルタで、シングルスーパーヘテロダ
イン方式のチューナ回路における入力フィルタを構成す
ることにより、ＲＦアンプに入力する不要信号を減衰さ
せ、ＲＦアンプ，ミクサで発生する妨害信号を低減でき
るとともに、チューナ回路のフィルタ全てを集積回路化
したＩＦフィルタとミクサで構成できるので、チューナ
回路全体の集積回路化も可能となる。またＩＦフィルタ
へ帯域特性を制御することでチューナ回路全体の帯域特
性が容易に可変できる。

【００１１】また、上記の第２のＩＦフィルタをパスフ
ィルタに用いたＮパスフィルタで、ダブルスーパーヘテ
ロダイン方式のチューナ回路における第１のＩＦフィル
タを構成することにより、チューナ回路の受信性能を決
定する第１のＩＦフィルタにおいてもＰＣティルトの低
減や希望信号近傍の妨害波除去等の高性能化が図れると
共に、チューナ回路のフィルタを集積回路化できるの
で、チューナ回路全体の集積回路化も可能となる。ま
た、第２のＩＦフィルタの帯域特性を制御することで、
帯域幅の異なる信号を用いる放送方式に対しても受信可
能なチューナ回路となる。

【００１２】

【実施例】以下、本発明の実施例について、シングルス
ーパーヘテロダイン方式の場合とダブルスーパーヘテロ
ダイン方式の場合とに分けて説明する。まず、前半部分
では、本発明の実施例として、シングルスーパーヘテロ
ダイン方式のチューナ回路について説明する。

【００１３】図１は本発明の第１の実施例としてのチュ
ーナ回路を示すブロック図である。同図において、１は
ＲＦ信号入力端子、２は入力フィルタ、３はＲＦアン
プ、４は段間フィルタ、５はミクサ、６はＩＦアンプ、
７はＩＦフィルタ、８はＩＦ信号出力端子、９は局部発
振器、１０は同調電圧入力端子、１１，１２は制御信号
入力端子である。

【００１４】ＲＦ信号入力端子１から入力した複数のＲ
Ｆ信号から、同調電圧入力端子１０に印加した同調電圧
に対応して希望信号を通過させる入力フィルタ２で、希
望信号を選択し、ＲＦアンプ３で増幅する。段間フィル
タ４で再度帯域選択した後、この希望信号を、ミクサ５
で局部発振器９からの局部発振信号と混合し、ＩＦ信号
に変換する。このＩＦ信号は、ＩＦアンプ６で増幅さ
れ、ＩＦフィルタ７を通過してＩＦ信号出力端子８から
出力される。

【００１５】ここで、従来のＩＦフィルタは固定帯域で
あったが、本実施例で用いるＩＦフィルタ７は、制御信
号入力端子１１，１２から印加される信号によって、そ
の帯域特性が制御できるため、広帯域にわたり各チャネ
ルのＰＣティルトを均一化でき、そのため、後続する復
調部（図示せず）において常に良好な復調出力を得るこ
とができる。

【００１６】では、ＩＦフィルタ７の構成について説明
する。図２は図１におけるＩＦフィルタ７の第１の具体
例を示す回路図である。同図において、２０は入力信
号、２１は信号出力端子、２２，２３はオペアンプ、２
４，２５は容量、２６は直流電源、２７，２８は制御信
号入力端子である。

【００１７】この回路は、オペアンプと、その出力と接
地間に接続した容量とによる積分回路を、２段縦続接続
し、出力から各段のオペアンプの入力に帰還をかけたバ
イカッド回路構成である。

【００１８】この回路の伝達関数は数１に示すようにバ
ンドパスフィルタとなる。

【数１】その特性を簡単に図３に示す。中心周波数ｆ₀は、

【数２】で表わされ、また共振の鋭さＱは、

【数３】で表わされる。

【００１９】数２，数３から判るように、オペアンプ２
２，２３の利得ｇ_m1，ｇ_m2を制御することにより、中心
周波数ｆ₀、共振の鋭さＱを制御できる。従って、この
フィルタをＩＦフィルタに用いることで、ＰＣティルト
を広帯域にわたり各チャネル間で均一化できるため、前
述したように、後段の復調部において良好な復調出力を
保つことができる。

【００２０】次に、オペアンプ２２，２３の回路構成を
図４により説明する。図４は図２におけるＦＥＴを用い
たオペアンプの一具体例を示す回路図である。同図にお
いて、２６，２７は信号入力端子、２８は信号出力端
子、２９は電源端子、３０，３１は負荷用ＦＥＴ、３
２，３３は差動増幅用ＦＥＴ、３４，３５，３６，３７
はレベルシフト及びソースフォロワ用ＦＥＴ、３８は定
電流源用ＦＥＴ、３９はダイオード、４０，４１，４２
は抵抗、４３，４４，４５は制御電圧端子、４６は差動
増幅部、４７はレベルシフト・ソースフォロア部であ
る。

【００２１】この回路で定電流源用ＦＥＴ３８のゲート
電極に制御電圧端子４３を通して制御電圧を印加して、
差動増幅用ＦＥＴ３２，３３、負荷用ＦＥＴ３０，３１
に流れる電流を制御し、差動増幅部４６の利得を制御す
る。

【００２２】図２に示したように、このオペアンプと容
量からなる積分回路を２段縦続接続したバイカッド回路
で、このオペアンプの利得を制御することは、即ち、数
２，数３のｇ_m1及びｇ_m2を制御することで、従って、帯
域特性を制御できることになる。

【００２３】ＩＦフィルタ７の帯域特性の制御例を図５
に示す。同図において、４８，４９，５０，５１はＩＦ
フィルタ７の周波数特性である。ｆ₀を帯域の中心周波
数とすると、４８，４９に示すように、ｆ₀を固定した
ままＱを制御することや、５０，５１に示すように中心
周波数ｆ₀を制御することも可能である。この制御によ
り、前述のＰＣティルトを制御できるため、広帯域にわ
たり復調出力が最良となるＰＣティルトを保つことがで
きる。

【００２４】また、ＩＦフィルタ７を、図２に示したよ
うに、オペアンプと容量からなる積分回路を２段縦続接
続したバイカッド回路で構成することにより、容量の値
にもよるが、ＩＦフィルタ７の集積回路化も十分可能と
なる。

【００２５】次に、図６は図１におけるＩＦフィルタの
第２の具体例を示す回路図である。同図において、図２
と同一の部分には同一の番号を付し説明を略す。同図
中、５２，５３は可変容量ダイオード、５４，５５は容
量、５６，５７，５８，５９は抵抗、６０，６１は容量
制御電圧端子である。

【００２６】容量制御電圧端子６０，６１に制御電圧を
印加することで可変容量ダイオード５２，５３の容量値
を制御し、オペアンプ２２，２３の利得制御と加えて、
数２，数３に示したように、ＩＦフィルタ７の帯域特性
を制御できる。

【００２７】この制御は、オペアンプ２２，２３の利得
制御量が不十分な場合や帯域特性を大きく変化させたい
場合等に有効である。即ち、この具体例では、可変容量
ダイオード５２，５３を用いることで、帯域特性を広帯
域にわたり、または、広いＱ値にわたり、連続して制御
できるため、ＩＦ信号周波数やＩＦ信号帯域幅の異なる
放送方式を同一の受信装置で受信する場合等において有
効である。具体的な例としては、通常のＣＡＴＶ信号
（ＩＦ信号帯域幅６ＭＨｚ)とハイビジョン信号（同１
２ＭＨｚ)を混在してＣＡＴＶ網で配信する場合の受信
装置等である。

【００２８】次に、図７は図１におけるＩＦフィルタの
第３の具体例を示す回路図である。同図において、図２
と同一の部分には同一の番号を付し説明を略す。同図中
６２，６３は容量、６４，６５，６６はスイッチであ
る。

【００２９】上述のＣＡＴＶ信号とハイビジョン信号を
混在するＣＡＴＶ網等の例では、帯域幅が２倍変化すれ
ば良く、図６に示した具体例のように帯域幅が連続に変
化する必要はない。

【００３０】そこで、この具体例では、積分回路の容量
を２つ切換えて帯域特性を制御する構成とした。また、
この構成では、帯域幅のほか中心周波数の２値的制御も
可能である。

【００３１】従って、この具体例においても、ＩＦ信号
周波数やＩＦ信号帯域幅の異なる場合に、２値的ではあ
るが、帯域特性を制御して受信可能となる。また、ＰＣ
ティルトの補正等詳細な帯域特性の制御は、図３から図
５に示したようにオペアンプの利得制御を行なうことも
可能である。なお、ここでは、２つの容量を切換える具
体例であったが、２つ以上の容量を切換える場合でも同
様の効果が得られる。

【００３２】図６，図７に示した具体例の特性例を図８
により説明する。同図は容量値を制御して帯域幅がＢＷ
１とその２倍のＢＷ２になった場合の周波数特性を示し
ている。図６，図７に示した具体例においては、このよ
うに大きく帯域幅を制御でき、ＩＦ信号帯域幅の異なる
信号を同一のチューナ回路で受信することも可能とな
る。

【００３３】次に、本発明の第２の実施例を図９により
説明する。同図において、図１と同一の部分には同一の
番号を付し説明を略す。ＩＦフィルタ７は、図２あるい
は図６，図７に示した具体例と同じフィルタであり、帯
域制御信号端子１１，１２に印加する制御信号により帯
域特性を制御可能である。このフィルタはまた図４に示
したようにオペアンプの利得を制御するため、帯域特性
のほか利得も制御可能である。

【００３４】そこで、図１に示した実施例で用いていた
ＩＦアンプ６を取り除くことも可能となる場合がある。
即ち、ＩＦフィルタ７での利得がＩＦアンプ６の利得と
同等となる場合である。このとき、図２，図６，図７で
述べたように、制御信号端子１１，１２から印加する信
号で利得を制御できるので、ＡＧＣ制御も可能となり、
後続する復調部への入力レベルを一定に保つと同時に、
ＰＣティルト等帯域特性も最良の復調出力となる様、制
御できる。また、ＩＦアンプ６を別に設ける必要がない
ため、回路規模，消費電力の低減が図られる。

【００３５】次に、本発明の第３の実施例を図１０によ
り説明する。同図において、図１と同一の部分には同一
の番号を付し説明を略す。同図中、７０はＩＦフィル
タ、７１は発振器である。ここで、ＩＦフィルタ７０は
スイッチドキャパシタ回路あるいはＮパスフィルタ回路
で構成されている。スイッチドキャパシタ回路で構成し
た場合、そのスイッチング速度は発振器７１から供給さ
れる信号周波数により決まり、それによりフィルタの帯
域特性が形成される。

【００３６】図１０では発振器７１は固定発振周波数で
発振するものであるが、この発振周波数を微調制御する
ことにより、ＩＦフィルタ７０の帯域特性を制御でき
る。即ち、スイッチドキャパシタ回路を用いたフィルタ
では、一般にスイッチング速度を例えば２倍にすると、
中心周波数，帯域幅とも２倍となる性質を有する。従っ
て、発振器７１の発振周波数を微調制御することで、帯
域特性の制御が可能となる。また、フィルタにスイッチ
ドキャパシタ回路を用いることにより、ＩＦフィルタ７
０の集積回路化が可能となる。

【００３７】次に、ＩＦフィルタ７０をＮパスフィルタ
で構成した場合について図１１，図１２により説明す
る。図１１はＮパスフィルタの一具体例を示すブロック
図である。同図において、７１は発振器、７２は信号入
力端子、７３は信号出力端子、７４は前置フィルタ、７
５，７６は第１のパスのミクサ、７７，７８は第２のパ
スのミクサ、７９，８０は第Ｎ番目のパスのミクサ、８
１は第１のパスフィルタ、８２は第２のパスフィルタ、
８３は第Ｎ番目のパスフィルタ、８４は移相器である。

【００３８】通常、第１から第Ｎ番目のミクサは、それ
ぞれ等しい特性を有する。また、第１から第Ｎ番目のパ
スフィルタも、それぞれ等しい特性を有し、そのインピ
ーダンスは［Ｚ］である。また、各パスのミクサへは移
相器８４で移相されたＮ個の信号を各々印加する。

【００３９】このＮパスフィルタの帯域特性例を図１２
により説明する。図１２では、図１１中の各パスフィル
タ８１，８２，８３として、ローパスフィルタを用いた
場合と、バンドパスフィルタを用いた場合と、で分けて
示してある。

【００４０】まず、同図（ａ），（ｂ）により、ローパ
スフィルタを用いた場合について説明する。同図（ａ）
がパスフィルタの帯域特性であり、遮断周波数がｆ_S、
通過帯域が０からｆ_Sであるローパス形を成している。
このパスフィルタと周波数ｆ_Cの局部発振信号が入力さ
れる各パスのミクサとから成るＮパスフィルタの帯域特
性が同図（ｂ）である。

【００４１】同図（ｂ）に示すように、Ｎパスフィルタ
の通過帯域として、パスフィルタの通過帯域、ｆ_Cを中
心周波数とし帯域幅が２ｆ_Sの通過帯域、２ｆ_Cを中心
周波数とし帯域幅が２ｆ_Sの通過帯域、及びこれらの高
調次の通過帯域が現われる。同図中破線で示したよう
に、このうち必要な帯域を図１１に示した前置フィルタ
７４によって選択し、単独の通過帯域を得る。

【００４２】次に、同図（ｃ），（ｄ）により、バンド
パスフィルタを用いた場合について説明する。同図
（ｃ）がパスフィルタの帯域特性であり、通過帯域の中
心周波数がｆ₀、帯域幅が２ｆ_Sであるバンドパス形を
成している。このパスフィルタと周波数ｆ_Cの局部発振
信号が入力される各パスのミクサとから成るＮパスフィ
ルタの帯域特性が同図（ｄ）である。

【００４３】同図（ｄ）に示すように、Ｎパスフィルタ
の通過帯域として、パスフィルタの通過帯域、（ｆ_C−
ｆ₀），（ｆ_C＋ｆ₀）を中心周波数とし帯域幅が２ｆ
_Sの通過帯域、（２ｆ_C−ｆ₀），（２ｆ_C＋ｆ₀）を
中心周波数とし帯域幅が２ｆ_Sの通過帯域、及び高調次
の通過帯域が現われる。上記ローパス形と同様に、同図
中破線で示したように、このうち必要な帯域を図１１に
示した前置フィルタ７４によって選択し、単独の通過帯
域を得る。

【００４４】なお、ここで、ナイキストの制限から、パ
スフィルタにローパスフィルタを用いる場合には、パス
の数Ｎは３以上である必要がある。また、Ｎ＝２の場合
にはパスフィルタにバンドパスフィルタを用いる必要が
ある。

【００４５】図１１では前置フィルタ７４を用いたが、
その代わりに、あるいは同時に後置フィルタを用いるこ
ともできる。また、前置フィルタ７４を固定帯域のバン
ドパスフィルタ、発振器７１を固定周波数の発振器とし
ているが、これらを微調制御することで、ＩＦフィルタ
の中心周波数，帯域幅等を制御できるので、ＩＦ信号周
波数や帯域幅の異なる放送信号を同一のフィルタで受信
可能となる。ここで移相器は発振器７１の発振信号を２
π／Ｎずつ移相し、各パスのミクサに印加する。また、
フィルタにＮパスフィルタを用いることにより、ＩＦフ
ィルタ７０の集積回路化が可能となる。

【００４６】次に、本発明の第４の実施例を図１３によ
り説明する。同図において、図１０と同一の部分には同
一の番号を付し説明を略す。同図中、９０はＩＦフィル
タ、９１は発振器、９２は発振周波数制御端子である。

【００４７】ここで、ＩＦフィルタ９０は、その構成に
ついては図１４，図１５で詳細に説明するが、スイッチ
ドキャパシタフィルタをパスフィルタに用いたＮパスフ
ィルタで構成されている。発振器７１からの発振信号は
Ｎパスフィルタの各パスのミクサに印加され、ＩＦフィ
ルタ９０の通過帯域周波数を決定し、一方、発振器９１
の発振信号はＮパスフィルタの各パスフィルタに用いた
スイッチドキャパシタフィルタの帯域特性を決定してい
る。

【００４８】従って、制御端子９２に印加する信号によ
り発振器９１の発振周波数を制御することで、パスフィ
ルタの帯域特性を制御でき、図８に示したように、通過
帯域幅を大きく制御できる。また、通過帯域周波数の制
御は、発振器７１の発振周波数を微調制御することで可
能となる。

【００４９】このように、本実施例では、ＩＦフィルタ
の通過帯域幅と周波数を発振器の発振周波数により制御
できるので、ＩＦ信号帯域幅の異なる放送を同一のフィ
ルタを用いて受信可能となる。さらに、その制御が発振
器の発振周波数を制御するのみで比較的簡単に行なえる
利点もある。

【００５０】ＩＦフィルタ９０の構成について図１４に
より説明する。同図はスイッチドキャパシタフィルタを
パスフィルタに用いたＮパスフィルタを示すブロック図
である。同図において、図１１，図１３と同一の部分に
は同一の番号を付し説明を略す。同図中、１００は第１
のパスフィルタ、１０１は第２のパスフィルタ、１０２
は第Ｎ番目のパスフィルタである。

【００５１】このＮパスフィルタの帯域特性例を図１５
で説明する。同図は図１４中の各パスフィルタ１００，
１０１，１０２にローパスフィルタを用いた場合のＮパ
スフィルタの帯域特性を示す。

【００５２】同図（ａ）がパスフィルタの帯域特性で、
その通過帯域が、制御端子９２に印加された信号で発振
器９１の発振周波数を制御することにより変化した様子
を示している。即ち、遮断周波数が実線で示したように
ｆ_Sの場合や破線で示した２ｆ_S等の値をとり得る。こ
のパスフィルタと周波数ｆ_Cの発振器７１から発振信号
が入力される各パスのミクサとから成るＮパスフィルタ
の帯域特性を同図（ｂ）に示す。

【００５３】同図（ｂ）に示すように、Ｎパスフィルタ
の通過帯域として、ｆ_Cを中心とし帯域幅がパスフィル
タの通過帯域幅の２倍となる通過帯域、及びこれらの高
調次の通過帯域が得られる。

【００５４】同図中、一点鎖線で示したように、このう
ち必要な帯域を図１３に示した前置フィルタ７４によっ
て選択し、単独の通過帯域を得る。各パスフィルタに印
加する周波数を制御することで各パスフィルタの帯域幅
を可変できるので、Ｎパスフィルタ総合の帯域特性もｆ
_Cを中心に実線，破線で示したように帯域幅を広い範囲
で制御できる。

【００５５】従って、前述のように、６ＭＨｚの帯域を
有するＣＡＴＶ信号に１２ＭＨｚの帯域を有するハイビ
ジョン信号等を混在して受信する際に、容易にフィルタ
の帯域幅を可変できるので、同一の受信装置により受信
可能となる。また、中心周波数の制御は発振器７１の発
振周波数を可変することで行なえるので、異なったＩＦ
信号周波数の放送方式も同一の受信装置で受信可能とな
る。

【００５６】これまではＩＦフィルタの高性能化，集積
回路化に対する構成例について述べてきたが、これから
は、入力フィルタ部を含めて、チューナ回路総合で高性
能化，集積回路化を図った実施例について述べる。

【００５７】本発明の第５の実施例を図１６により説明
する。同図において、図１と同一の部分には同一の番号
を付し説明を略す。同図中、１１０は入力フィルタであ
る。

【００５８】図１，図９，図１０及び図１３の実施例で
用いた入力フィルタ２は、同調電圧のみによって局部発
振信号に対応する通過帯域に移動するものであったが、
本実施例で用いる入力フィルタ１１０は、同調電圧と局
部発振信号の双方によってその通過帯域が決定されるＮ
パスフィルタで構成される。なお、入力フィルタ１１０
の構成については、図１７で詳細に説明する。

【００５９】この様に、入力フィルタ１１０をＮパスフ
ィルタで構成することにより、従来の入力フィルタに比
べ、急峻なフィルタ特性，平坦な帯域内特性が得られる
ため、良好な妨害排除能力を有し、さらに従来入力フィ
ルタの特性を償うためＲＦアンプ３とミクサ５の間に設
けられていた段間同調フィルタが不要になり、回路の小
形化，部品点数の削減が図れる。また、Ｎパスフィルタ
内のパスフィルタはＲＦ信号に比較して低い周波数帯域
を通過帯域とするため、従来のインダクタと容量等受動
部品から成るディスクリートな回路に対し、オペアン
プ，抵抗，容量等から成る能動な集積回路で構成でき、
回路の一層の小形化が図れる。

【００６０】次に、入力フィルタ１１０の構成を示す具
体例を図１７により説明する。同図において、図２と同
一の部分には同一の番号を付し説明を略す。同図中、１
１１は前置フィルタ、１１２，１１３は第１のパスのミ
クサ、１１４，１１５は第２のパスのミクサ、１１６は
移相器、１１７は第１のパスフィルタ、１１８は第２の
パスフィルタ、１１９，１２０は制御端子である。

【００６１】Ｎパスフィルタの動作は図１１の具体例を
参照されたい。この具体例では、Ｎパスフィルタの第
１，第２のパスフィルタ１１７，１１８は、ＩＦフィル
タと同一の回路構成をしている。回路構成が同一であれ
ば、いずれの形式のＩＦフィルタの回路構成と同一であ
っても良く、例えば、図２，図６，図７に示したＩＦフ
ィルタの他、図１１，図１４に示したＩＦフィルタ７
０，９０と同一の回路構成であっても良い。

【００６２】本実施例の帯域特性を図１８により説明す
る。同図（ａ）がＩＦフィルタの帯域特性を示す。ま
た、このＩＦフィルタを入力フィルタを構成するＮパス
フィルタの第１，第２のパスフィルタとして用いた場合
の、入力フィルタの帯域特性が同図（ｂ）である。

【００６３】Ｎパスフィルタではパスフィルタでの零周
波数点が各パスのミクサ１１２，１１３，１１４，１１
５に注入される発振器９の発振周波数ｆ_L0となる。それ
に従いｆ_L0を中心にその両側にＩＦ信号周波数ｆ_IFだけ
離れた周波数を中心にＩＦフィルタの帯域特性が現われ
る。このうち低周波側が希望受信信号の周波数ｆ_RFとな
る。この帯域を前置フィルタ１１１で選択し、単独の通
過帯域を得る。

【００６４】この構成によれば、入力フィルタにおい
て、パスフィルタであるＩＦフィルタの帯域特性を変え
ずに中心周波数だけを各パスのミクサに注入する局部発
振信号の周波数で周波数軸上を移動させた帯域特性を得
ることができる。従って、比較的急峻（高Ｑ）な帯域特
性を実現しにくいＵＨＦ帯などの高周波域においても低
周波帯で実現できる高Ｑな帯域特性も実現できる。ま
た、どの中心周波数においても各パスフィルタの帯域特
性が保たれるので、ＰＣティルト等帯域内偏差が広い帯
域にわたり均一に保たれ、最良の受信状態を得ることが
できる。

【００６５】また、図２以降に示したＩＦフィルタを用
いることにより、ＩＦフィルタの帯域特性を中心周波
数，帯域幅について制御可能となるため、例えばＰＡ
Ｌ，ＳＥＣＡＭ，ＮＴＳＣなどＩＦ信号周波数の異なる
放送方式を同一のチューナ回路で受信可能となること
や、例えば、帯域６ＭＨｚのＣＡＴＶ信号と帯域１２Ｍ
Ｈｚのハイビジョン信号を配信するＣＡＴＶ網の受信端
末として両者を同一のチューナ回路で受信可能となる効
果がある。さらに、ＴＶ，ＣＡＴＶ以外にも衛星を用い
た衛星放送や衛星通信では、複数の衛星から受信できる
ヨーロッパ等においてはＩＦ信号帯域幅の異なる信号を
受信する必要があり、そのような状況においても、本実
施例では同一のチューナ回路で受信可能となる。

【００６６】また、ＩＦフィルタを能動素子を主体に集
積回路化した回路構成にできたため、入力フィルタも集
積回路化が可能となり、図１７に破線で示したようにチ
ューナ回路全てを集積回路化できる可能性もある。

【００６７】次に、図１９に本発明の第６の実施例とし
て、構成を変えた実施例を示す。同図において、図１７
と同一の部分には同一の番号を付し説明を略す。同図
中、１２１はＮパスフィルタの前置フィルタ１１１を分
離した部分である。本構成は、前置フィルタ１１１とＮ
パスフィルタの残りの部分１２１をＲＦアンプ３の入出
力に配置したため、Ｎパスフィルタ自体１２１での利得
低下をＲＦアンプで補償できる。即ち、Ｎパスフィルタ
自体１２１で発生する雑音がチューナ回路総合の雑音指
数に与える影響を軽減でき、Ｓ／Ｎ劣化の少ないチュー
ナ回路を実現できる。

【００６８】また、前置フィルタ１１１でＲＦアンプ３
に入力する信号帯域を制限するため、ＲＦアンプ３の非
直線性により発生する妨害信号を低減できる。さらに、
Ｎパスフィルタ自体１２１からＲＦ信号入力端子１側へ
漏洩する局部発振信号をＲＦアンプ３の逆方向伝達特性
により低減できる効果も有する。さらにこの構成におい
ても図１６に示した実施例と同様の効果を有する。

【００６９】次に、本発明の第７の実施例として、前置
フィルタ１１１を簡易化した実施例を図２０により説明
する。同図において、図１９と同一の部分には同一の番
号を付し説明を略す。同図中、１２２は入力フィルタ、
１２３はバンド切換信号端子、１２４，１２５，１２６
はバンドパスフィルタである。

【００７０】入力フィルタ部１２２は複数のバンドパス
フィルタから成り、Ｎパスフィルタ自体１２１で発生す
る希望通過帯域以外の不要通過帯域を除去するようにバ
ンド分けしてあり、バンド切換端子１２３に印加する信
号により受信希望信号周波数に応じて適宜バンドに切換
える構成である。

【００７１】本構成においても図１６または図１９に示
した実施例の有する効果の他、入力フィルタ部１２２が
固定帯域のフィルタを切換えて使用するため、局部発振
器とのトラッキングを考慮する必要がなく、無調整化が
図られる。

【００７２】以上、前半部分では、本発明の実施例とし
て、シングルスーパーヘテロダイン方式のチューナ回路
について説明した。次に、後半部分では、ダブルスーパ
ーヘテロダイン方式のチューナ回路について説明する。
なお、後半部分の説明は前半部分の説明とかなり重複す
る部分があるため、その重複する部分については、適宜
説明を省略するものとする。

【００７３】図２１は本発明の第８の実施例としてのチ
ューナ回路を示すブロック図である。同図において、１
００１はＲＦ信号入力端子、１００２は入力フィルタ、
１００３はＲＦアンプ、１００４は第１のミクサ、１０
０５は第１の局部発振器、１００６は同調電圧入力端
子、１００７は第１のＩＦフィルタ、１００８は第１の
ＩＦアンプ、１００９は第２のミクサ、１０１０は第２
の局部発振器、１０１１は第２のＩＦアンプ、１０１２
は第２のＩＦフィルタ、１０１３，１０１４は制御信号
入力端子、１０１５はＩＦ信号出力端子である。

【００７４】ＲＦ信号入力端子１００１から入力した複
数のＲＦ信号を、入力フィルタ１００２で帯域分割す
る。これは次段のＲＦアンプ１００３及び第１のミクサ
１００４で生じる２次歪，３次歪妨害を低減すると共
に、局部発振信号のＲＦ信号入力端子１００１からの漏
洩を低減するためである。従って、ＲＦアンプ１００３
及び第１のミクサ１００４が十分な直線性（低歪性）及
び逆方向抑圧度を有する場合には不要となる。

【００７５】次に、入力フィルタ１００２を通過した信
号を、ＲＦアンプ１００３で増幅し、第１のミクサ１０
０４で第１の局部発振器５からの局部発振信号と混合
し、第１のＩＦ信号に変換する。そして、この第１のＩ
Ｆ信号を第１のＩＦフィルタ１００７により帯域選択
し、第１のＩＦアンプ１００８で増幅し、第２のミクサ
１００９で第２の局部発振器１０１０からの局部発振信
号と混合し、第２のＩＦ信号に変換する。さらに、この
第２のＩＦ信号を第２のＩＦアンプ１０１１で増幅し、
第２のＩＦフィルタ１０１２を通過させ、ＩＦ信号出力
端子１０１５から出力させる。

【００７６】ここで、従来のＩＦフィルタは固定帯域で
あったが、本実施例で用いる第２のＩＦフィルタ１０１
２は、制御信号入力端子１０１３，１０１４から印加さ
れる信号によって、その帯域特性が制御できるため、広
帯域にわたり各チャネルのＰＣティルトを均一化でき、
そのため、後続する復調部（図示せず）において常に良
好な復調出力を得ることができる。

【００７７】では、第２のＩＦフィルタ１０１２の構成
について説明する。第２のＩＦフィルタ１０１２の構成
は、例えば、図２に示した如くになっている。即ち、図
２に示す回路は、前述したように、オペアンプと、その
出力と接地間に接続した容量とによる積分回路を、２段
縦続接続し、出力から格段のオペアンプの入力に帰還を
かけたバイカッド回路構成である。

【００７８】前述の数２，数３から判るように、オペア
ンプ２２，２３の利得ｇ_m1，ｇ_m2を制御することによ
り、中心周波数ｆ₀、共振の鋭さＱを制御できる。従っ
て、このフィルタを第２のＩＦフィルタに用いること
で、ＰＣティルトを広帯域にわたり各チャネル間で均一
化できるため、前述したように、後段の復調部において
良好な復調出力を保つことができる。

【００７９】第２のＩＦフィルタ１０１２の帯域特性の
制御も、例えば、図５に示した如くになる。即ち、ｆ₀
を帯域の中心周波数とすると、４８，４９に示すよう
に、ｆ₀を固定したままＱを制御することや、５０，５
１に示すように中心周波数ｆ₀を制御することも可能で
ある。この制御により、前述のＰＣティルトを制御でき
るため、広帯域にわたり、復調出力が最良となるＰＣテ
ィルトを保つことができる。

【００８０】また、第２のＩＦフィルタ１０１２を、図
２に示したように、オペアンプと容量からなる積分回路
を２段縦続接続したバイカッド回路で構成することによ
り、容量の値にもよるが、第２のＩＦフィルタ１０１２
の集積回路化も可能となる。

【００８１】また、図２１における第２のＩＦフィルタ
１０１２の構成は、図６に示した如くになっていても良
い。即ち、図６に示す回路は、前述したように、容量制
御電圧端子６０，６１に制御電圧を印加することで可変
容量ダイオード５２，５３の容量値を制御し、オペアン
プ２２，２３の利得制御と加えて、数２，数３に示した
ように、第２のＩＦフィルタ１０１２の帯域特性を制御
できる。

【００８２】この制御は、オペアンプ２２，２３の利得
制御量が不十分な場合や帯域特性を大きく変化させたい
場合等に有効である。即ち、この具体例では、可変容量
ダイオード５２，５３を用いることで、帯域特性を広帯
域にわたり、または、広いＱ値にわたり、連続して制御
できるため、ＩＦ信号周波数やＩＦ信号帯域幅の異なる
放送方式を同一の受信装置で受信する場合等において有
効である。具体的な例としては、通常のＣＡＴＶ信号
（ＩＦ信号帯域幅６ＭＨｚ）とハイビジョン信号（同１
０１２ＭＨｚ）を混在してＣＡＴＶ網で配信する場合の
受信装置等である。

【００８３】さらに、図２１における第２のＩＦフィル
タ１０１２の構成は、図７に示した如くになっていても
良い。即ち、図７に示す回路は、前述したように、積分
回路の容量を２つ切り換えて帯域特性を制御する構成と
している。また、この構成では、帯域幅のほか中心周波
数の２値的制御も可能である。

【００８４】従って、ＩＦ信号周波数やＩＦ信号帯域幅
の異なる場合に、２値的ではあるが、帯域特性を制御し
て受信可能となる。また、ＰＣティルトの補正等詳細な
帯域特性の制御は、図３から図５に示したようにオペア
ンプの利得制御を用いて行うことも可能である。

【００８５】なお、第２のＩＦフィルタ１０１２を図
６，図７に示した如き構成とする場合には、図８に示し
たように、大きく帯域幅を制御でき、ＩＦ信号帯域幅の
異なる信号を同一のチューナ回路で受信することも可能
となる。

【００８６】次に、本発明の第９の実施例を図２２によ
り説明する。同図において、図２１と同一の部分には同
一の番号を付し説明を略す。第２のＩＦフィルタ１０１
２は、図２あるいは図６、図７に示した具体例と同じフ
ィルタであり、帯域制御信号端子１０１３，１０１４に
印加する制御信号により帯域特性を制御可能である。こ
のフィルタはまた図４に示したようにオペアンプの利得
を制御するため、帯域特性のほか利得も制御可能であ
る。

【００８７】そこで、図２１に示した実施例で用いてい
た第２のＩＦアンプ１０１１を取り除くことも可能とな
る場合がある。即ち、第２のＩＦフィルタ１０１２での
利得が第２のＩＦアンプ１０１１の利得と同等となる場
合である。このとき、図２、図６、図７で述べたよう
に、制御信号端子１０１３，１０１４から印加する信号
で利得を制御できるので、ＡＧＣ制御も可能と成り、後
続する復調部への入力レベルを一定に保つと同時に、Ｐ
Ｃティルト等帯域特性も最良の復調出力となる様、制御
できる。また、第２のＩＦアンプ１０１１を別に設ける
必要がなく、回路規模、消費電力の低減が図られる。

【００８８】次に、本発明の第１０の実施例を図２３に
より説明する。同図において、図２１と同一の部分には
同一の番号を付し説明を略す。同図中、１０７０は第２
のＩＦフィルタ、１０７１は発振器である。

【００８９】ここで、第２のＩＦフィルタ１０７０はス
イッチドキャパシタ回路あるいはＮパスフィルタ回路で
構成されている。スイッチドキャパシタ回路で構成した
場合、そのスイッチング速度は発振器１０７１から供給
される信号周波数により決まり、それによりフィルタの
帯域特性が形成される。

【００９０】図２３では発振器１０７１は固定発振周波
数で発振するものであるが、この発振周波数を微調制御
することにより、第２のＩＦフィルタ１０７０の帯域特
性を制御できる。即ち、スイッチドキャパシタ回路を用
いたフィルタでは、一般にスイッチング速度を例えば２
倍にすると、中心周波数、帯域幅とも２倍となる性質を
有する。従って、発振器１０７１の発振周波数を微調制
御することで、帯域特性の制御が可能となる。また、フ
ィルタにスイッチドキャパシタ回路を用いることによ
り、第２のＩＦフィルタ１０７０の集積回路化が可能と
なる。

【００９１】次に、第２のＩＦフィルタ１０７０をＮパ
スフィルタで構成した場合について説明する。第２のＩ
Ｆフィルタ１０７０をＮパスフィルタで構成した場合、
そのＮパスフィルタの構成は、例えば、図１１に示した
如くになっている。

【００９２】通常、第１から第Ｎ番目のミクサは、それ
ぞれ等しい特性を有する。また、第１から第Ｎ番目のパ
スフィルタも、それぞれ等しい特性を有し、そのインピ
ーダンスは［Ｚ］である。また、各パスのミクサへは移
相器８４で移相されたＮ個の信号を各々印加する。この
Ｎパスフィルタの帯域特性例については、図１２にて述
べた通りであり、その説明は省略する。

【００９３】なお、図１１では前置フィルタ７４を用い
たが、その代りに、あるいは同時に後置フィルタを用い
ることもできる。また、前置フィルタ７４を固定帯域の
バンドパスフィルタ、発振器７１を固定周波数の発振器
としているが、これらを制御することで、ＩＦフィルタ
の中心周波数、帯域幅等を制御できるので、ＩＦ信号周
波数や帯域幅の異なる放送信号を同一のフィルタで受信
可能となる。ここで移相器８４は発振器７１からの発振
信号を２π／Ｎずつ移相し、各パスのミクサに印加す
る。また、フィルタにＮパスフィルタを用いることによ
り、ＩＦフィルタ１０７０の集積回路化が可能となる。

【００９４】次に、本発明の第１１の実施例を図２４に
より説明する。同図において、図２３と同一の部分には
同一の番号を付し説明を略す。同図中、１０９０は第２
のＩＦフィルタ、１０９１は発振器、１０９２は発振周
波数制御端子である。

【００９５】ここで、第２のＩＦフィルタ１０９０は、
スイッチドキャパシタフィルタをパスフィルタに用いた
Ｎパスフィルタで構成されている。発振器１０７１から
の発振信号はＮパスフィルタの各パスのミクサに印加さ
れ、第２のＩＦフィルタ１０９０の通過帯域周波数を決
定し、一方、発振器１０９１からの発振信号はＮパスフ
ィルタの各パスフィルタに用いたスイッチドキャパシタ
フィルタの帯域特性を決定している。

【００９６】従って、制御端子１０９２に印加する信号
により発振器１０９１の発振周波数を制御することで、
パスフィルタの帯域特性を制御でき、図８に示したよう
に、通過帯域幅を大きく制御できる。また、通過帯域周
波数の制御は、発振器１０７１の発振周波数を制御する
ことで可能となる。

【００９７】このように、本実施例では、ＩＦフィルタ
の通過帯域幅と周波数を発振器の発振周波数により制御
できるので、ＩＦ信号帯域幅の異なる放送を同一のフィ
ルタを用いて受信可能となる。さらに、その制御が発振
器の発振周波数を制御するのみで比較的簡単に行える利
点もある。

【００９８】第２のＩＦフィルタ１０９０の構成は、例
えば、図１４に示した如くになっている。なお、図１４
におけるＮパスフィルタの帯域特性例については、図１
５にて述べた通りであり、その説明は省略する。

【００９９】次に、本発明の第１２の実施例を図２５に
より説明する。同図において、図２３，図２４と同一の
部分には同一の番号を付し説明を略す。同図中、１１０
０は第２のＩＦフィルタ、１１１０は分周器、１１１１
は制御信号端子である。

【０１００】ここで、第２のＩＦフィルタ１１００は、
図２，図６または図７に示したバイカッド回路をパスフ
ィルタに用いたＮパスフィルタで構成されている。そし
て、図２３，図２４に示した実施例で用いた発振器１０
７１からの発振信号の代わりに、第２の局部発振器１０
１０からの第２の局部発振信号を用いている。即ち、第
２の局部発振信号の周波数は、一般に第２のＩＦ信号の
周波数より高いため、分周器１１１０で所望の周波数に
変換されて、Ｎパスフィルタの各パスのミクサに印加さ
れ、第２のＩＦフィルタ１１００の通過帯域周波数を決
定している。また、この場合、第２の局部発振器１０１
０の発振周波数は大きく可変できないので、制御信号端
子１１１１から制御信号が入力され、各パスフィルタを
構成するバイカッド回路のオペアンプや容量を制御し
て、各パスフィルタの帯域特性を可変している。

【０１０１】従って、ここまで述べたように、異なった
ＩＦ信号帯域幅，ＩＦ信号周波数の放送信号を同一の受
信装置により受信可能となると共に、図２３，図２４に
示した発振器１０７１を別に設ける必要がないため、回
路規模，消費電力の低減が図れ、集積回路化に有効であ
る。

【０１０２】これまで第２のＩＦフィルタの高性能化、
集積回路化に対する構成例について述べてきたが、これ
からは、第１のＩＦフィルタ部を含めて、高性能化、集
積回路化を図った実施例について述べる。

【０１０３】本発明の第１３の実施例を図２６により説
明する。同図において、図２１と同一の部分には同一の
番号を付し説明を略す。同図中、１１１２は第１のＩＦ
フィルタ、１１１３，１１１４は制御信号入力端子であ
る。

【０１０４】図２１，図２２，図２３，図２４及び図２
５の実施例で用いた第１のＩＦフィルタ１００７は、固
定の通過帯域を有するものであり、その帯域幅を受信信
号の最大帯域幅に設定しておく必要があった。例えば、
同一のチューナ回路で帯域幅６ＭＨｚと１２ＭＨｚの放
送信号を受信する場合には、第１のＩＦフィルタ１００
７の帯域幅は１２ＭＨｚ以上に設定しておく必要があっ
た。

【０１０５】しかし、その場合には、帯域幅の狭い信号
が複数、同時に、第１のＩＦアンプ１００８や第２のミ
クサ１００９に入力され、歪特性の性能によっては妨害
信号を発生する場合があった。

【０１０６】これに対し、本実施例で用いる第１のＩＦ
フィルタ１１１２は図２１の実施例で用いて第２のＩＦ
フィルタ１０１２と同じ構成で、制御信号入力端子１１
１３，１１１４からの制御信号により、第２のＩＦフィ
ルタ１０１２と同時にその通過帯域が制御可能であり、
第１のＩＦアンプ１００８や第２のミクサ１００９に不
要な信号が入力されるのを低減でき、耐妨害特性の良好
なチューナ回路を構成できる。また、第１のＩＦフィル
タ１１１２においても帯域特性を制御できるので、より
高精度の帯域制御が可能と成り、ＰＣティルトの低減が
図れる。

【０１０７】次に、本発明の第１４の実施例を図２７に
より説明する。同図において、図２６と同一の部分には
同一の番号を付し説明を略す。同図中、１１１５は第１
のＩＦフィルタ、１１１６は制御信号端子である。本実
施例で用いる第１のＩＦフィルタ１１１５はＮパスフィ
ルタで構成される。なお、第１のＩＦフィルタ１１１５
の構成については図２８で詳細に説明する。

【０１０８】この様に、第１のＩＦフィルタ１１１５を
Ｎパスフィルタで構成することにより、従来の第１のＩ
Ｆフィルタに比べ、急峻なフィルタ特性，平坦な帯域内
特性が得られる。これは、Ｎパスフィルタに用いるパス
フィルタが比較的低い周波数領域で構成できるからであ
る。これにより、良好な妨害排除能力を有し、また、帯
域内偏差が少なく良好な復調特性を得られる。

【０１０９】また、上述のように、パスフィルタを比較
的低い周波数領域で構成できるので、従来のインダクタ
と容量等受動部品から成るディスクリートな回路に対
し、オペアンプ，抵抗，容量等から成る能動な集積回路
で構成でき、回路の小形化が図れる。

【０１１０】次に、第１のＩＦフィルタ１１１５の構成
を示す具体例を図２８により説明する。同図において、
図２７と同一の部分には同一の番号を付し説明を略す。
同図中、１１２０は前置フィルタ、１１２１，１１２５
は第１のパスのミクサ、１１２６，１１３０は第２のパ
スのミクサ、１１２２は第１のパスフィルタ、１１２７
は第２のパスフィルタ、１１２３，１１２４，１１２
８，１１２９は制御端子、１１３１は移相器である。Ｎ
パスフィルタの動作は、図１１で述べたとおりであるの
で、その説明は省略する。

【０１１１】この具体例では、Ｎパスフィルタの第１，
第２のパスフィルタ１１２２，１１２７は、第２のＩＦ
フィルタ１０１２と同一の回路構成をしている。回路構
成が同一であれば、いずれの形式のＩＦフィルタでも良
く、例えば、図２，図６，図７に示したＩＦフィルタの
ほか、図１１，図１４に示したＩＦフィルタ７０、９０
と同一の回路構成であっても良い。

【０１１２】本実施例の帯域特性を図２９により説明す
る。同図（ａ）が第２のＩＦフィルタの帯域特性を示
す。また、この第２のＩＦフィルタを第１のＩＦフィル
タを構成するＮパスフィルタの第１，第２のパスフィル
タとして用いた場合の、第１のＩＦフィルタの帯域特性
が同図（ｂ）である。

【０１１３】Ｎパスフィルタではパスフィルタでの零周
波数点が各パスのミクサ１１２１，１１２５，１１２
６，１１３０に注入される発振器１０１０の発振周波数
ｆ_LO2となる。それに従いｆ_LO2を中心にその両側に第２
のＩＦ信号周波数ｆ_IF2だけ離れた周波数を中心に第２
のＩＦフィルタの帯域特性が現われる。

【０１１４】ダブルスーパーヘテロダイン方式のチュー
ナ回路では、その周波数変換の方法に和方式と差方式が
ある。和方式とは、ｆ_IF1 ＝ｆ_RF ＋ｆ_LO1 （数４）ｆ_IF2 ＝ｆ_LO2 − ｆ_IF1 （数５）の周波数関係でＩＦ信号に変換する方式で、一方、差方
式とは、ｆ_IF1 ＝ｆ_LO1 − ｆ_RF （数６）ｆ_IF2 ＝ｆ_IF1 − ｆ_LO2 （数７）の周波数関係でＩＦ信号に変換する方式である。

【０１１５】ここで、ｆ_RFは希望入力信号周波数ｆ_LO1は第１の局部発振信号周波数ｆ_IF1は第１のＩＦ信号周波数ｆ_LO2は第２の局部発振信号周波数ｆ_IF2は第２のＩＦ信号周波数である。

【０１１６】従って、和方式においては、数５から、同
図（ｂ）の（ｆ_LO2−ｆ_IF2）を中心とした帯域が第１の
ＩＦ信号周波数帯域となり、図中破線で示した様に前置
フィルタ１１２０で帯域を選択して、単独の帯域が得ら
れる。また、差方式においては、数７から、（ｆ_LO2＋
ｆ_IF2）を中心とした帯域が第１のＩＦ信号周波数帯域
となり、同様に前置フィルタ１２０で帯域を選択して、
単独の帯域が得られる。この構成によれば、比較的急峻
（高Ｑ）な帯域特性を実現しにくいＵＨＦ帯以上の高周
波域においても、低周波域で実現できる高Ｑな帯域特性
が実現できる。

【０１１７】また、図２以降に示したＩＦフィルタを用
いることにより、第２のＩＦフィルタの帯域特性を中心
周波数，帯域幅等について制御可能となるため、例え
ば、ＰＡＬ，ＳＥＣＡＭ，ＮＴＳＣなどＩＦ信号周波数
の異なる放送方式を同一のチューナ回路で受信可能とな
ることや、例えば、帯域６ＭＨｚのＣＡＴＶ信号と帯域
１２ＭＨｚのハイビジョン信号を配信するＣＡＴＶ網の
受信端末として両者を同一のチューナ回路で受信可能と
なる。

【０１１８】さらに、ＴＶ，ＣＡＴＶ以外にも衛星を用
いた衛星放送や衛星通信では、複数の衛星から受信でき
るヨーロッパ等においてはＩＦ信号帯域幅の異なる信号
を受信する必要があり、そのような状況においても、本
実施例では同一のチューナ回路で受信可能となる。

【０１１９】また、第２のＩＦフィルタを能動素子を主
体に集積回路化した回路構成としたため、第１のＩＦフ
ィルタも集積回路化が可能となり、チューナ回路の簡略
化、部品点数の削減が図れる。

【０１２０】一般に、ダブルスーパーヘテロダイン方式
のチューナ回路では、入力フィルタ１００２は複数の固
定帯域のバンドパスフィルタから成り、希望通過帯域の
みを選択し、不要通過帯域を除去するようにバンド分け
してあり、バンド切り換え信号により受信希望信号周波
数に応じて適宜バンドを切り換える構成である。このバ
ンド分けを適当に行なうことで、前置フィルタ１１２０
は不要と成り、回路規模の低減が図れる。

【０１２１】最後にＩＦフィルタの応用例として、本発
明の第１５の実施例を第３０図により説明する。同図は
チューナ部及び復調回路を含めたチューナ回路を示すブ
ロック図であり、第１図と同一の部分には同一の番号を
付し説明を略す。

【０１２２】同図中、１３０はチューナ部、１３１はＩ
Ｆ用弾性表面波（ＳＡＷ）フィルタ、１３２は復調部、
１３３は映像信号出力端子、１３４は音声信号出力端
子、１３５はＩＦフィルタである。

【０１２３】ＲＦ信号入力端子１から入力した信号のう
ち希望受信信号をチューナ部１３０でＩＦ信号に変換
し、このＩＦ信号をＳＡＷフィルタ１３１でさらに帯域
選択する。ＩＦフィルタ１３５は第２図，第６図，第７
図，第１１図または第１４図に示したＩＦフィルタと同
一の回路構成のフィルタであり、簡易なチャネル等化器
として動作する。即ち、ＩＦフィルタ１３５でＩＦ信号
の帯域内偏差を補正するのである。その後、ＩＦ信号を
復調部１３２で復調し、映像信号，音声信号をそれぞれ
出力端子１３３，１３４から出力する。このとき復調部
１３２では、Ｙ，Ｃ信号、あるいはＰ，Ｃ信号のレベル
差を比較するなどの方法により最良の検波出力を得るよ
う、ＩＦフィルタ１３５の帯域特性制御用信号をＩＦフ
ィルタ１３５へフィードバックする。

【０１２４】従って、本構成によれば、従来チューナ部
１３０内の入力フィルタの帯域特性が局部発振周波数と
のトラッキングを保つため行なってきた調整工程を著し
く低減できる。また、場合によってはＳＡＷフィルタ１
３１が不要になり、部品点数の削減が図られる。また、
ＩＦフィルタ１３５は集積化，無調整化が可能なため、
復調部１３２の小形化，高性能化が図れる。

【０１２５】

【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、テ
レビジョンチューナ回路のＩＦフィルタ部をアクティヴ
フィルタで構成することにより、電気的信号によりアク
ティヴフィルタの帯域特性を制御できるので、チューナ
回路に至るまでの信号伝搬路やチューナ回路の内部で発
生する帯域内偏差に起因するＰＣティルトを低減でき、
フィルタの無調整化や、復調出力がどのチャネルにおい
ても最良となるチューナ出力を復調部へ供給できる効果
がある。

【０１２６】このＩＦフィルタをオペアンプと容量から
成る積分回路を縦続接続したバイカッド回路で構成する
ことにより、オペアンプ内の差動アンプに流れる電流を
制御することでフィルタの帯域特性を制御できるので、
上記効果を有すると共にＩＦフィルタの集積回路化が可
能となり、テレビジョンチューナ回路の小形化，無調整
化が図られる。

【０１２７】また、上記バイカッド回路を用いたＩＦフ
ィルタにおいて、容量値を可変容量ダイオードあるいは
スイッチングダイオード等で、可変又は切り換える構成
にすることにより、フィルタの通過帯域幅や中心周波数
を広い範囲で制御できるため、上記効果の他、ＩＦ信号
周波数やＩＦ信号帯域幅の異なる放送，通信方式の信号
を同一のチューナ回路で受信可能となる効果を有する。

【０１２８】ＩＦフィルタの他の構成例としてＮパスフ
ィルタを用いた構成では、上記効果の他、Ｎパスフィル
タの各パスフィルタを比較的低周波帯で設計できるた
め、帯域特性が急峻（高Ｑ）で妨害排除能力が高く、帯
域内偏差の少ない通過帯域特性が得られる。さらに、パ
スフィルタを従来インダクタ等の個別素子で構成してい
た回路から集積回路化が図れる。この構成においてもＩ
Ｆフィルタの帯域特性の制御ができるため、上述した効
果も同様に得られる。

【０１２９】Ｎパスフィルタのパスフィルタにスイッチ
ドキャパシタフィルタを用いた構成においては、上記効
果の他、パスフィルタの帯域幅をクロック周波数で制御
できるため、簡単に帯域幅が制御でき、特に、ＩＦ信号
帯域幅の異なる信号を同一チューナ回路で受信する場合
に効果がある。

【０１３０】このＩＦフィルタをパスフィルタに用いた
Ｎパスフィルタで、シングルスーパーヘテロダイン方式
のチューナ回路における入力フィルタ部、あるいは、ダ
ブルスーパーヘテロダイン方式のチューナ回路における
第１のＩＦフィルタ部を構成することにより、以下の効
果がある。

【０１３１】即ち、Ｎパスフィルタの各パスフィルタが
ＲＦ帯域より低いＩＦ帯域で設計できるので、高Ｑで帯
域内偏差の少ない通過帯域特性が得られる。これによ
り、隣々接チャネル妨害，イメージ信号妨害等多チャネ
ル信号を受信した際に発生する妨害信号を抑圧すること
ができ、さらにＰＣティルトの良好な特性が得られる。

【０１３２】また、パスフィルタの特性とＩＦフィルタ
の特性が等しいため、全ての受信チャネルに対して一定
の帯域特性，ＰＣティルトが得られる。また、パスフィ
ルタ，ＩＦフィルタが集積回路化されているため、従来
フィルタ部をインダクタ等調整を要する個別部品で構成
していたのに対し、チューナ回路の大部分を集積化で
き、チューナ回路の小形化，無調整化が図られる。ま
た、本構成ではＮパスフィルタに注入する信号に局部発
振信号を直接使用できるので、一層回路の簡略化が図ら
れる。

【０１３３】このほか、入力フィルタが高Ｑな帯域特性
を保てるため、従来設けていた段間フィルタが不要とな
り、チューナ回路の簡略化，部品点数の削減が図れる。
また、本発明のＩＦフィルタをチューナ回路の後段の復
調部，ＳＡＷフィルタの後段に設けることにより、ＩＦ
信号の帯域補正ができるため、従来チューナ回路の入力
フィルタで局部発振周波数とのトラッキングを保つため
に行なってきた調整工程を著しく低減できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例を示すブロック図であ
る。

【図２】図１におけるＩＦフィルタの第１の具体例を示
す回路図である。

【図３】図２のＩＦフィルタの周波数特性を示す特性図
である。

【図４】図２におけるオペアンプの一具体例を示す回路
図である。

【図５】図２のＩＦフィルタの周波数特性の制御例を示
す特性図である。

【図６】図１におけるＩＦフィルタの第２の具体例を示
す回路図である。

【図７】図１におけるＩＦフィルタの第３の具体例を示
す回路図である。

【図８】図６及び図７のＩＦフィルタの周波数特性の制
御例を示す特性図である。

【図９】本発明の第２の実施例を示すブロック図であ
る。

【図１０】本発明の第３の実施例を示すブロック図であ
る。

【図１１】図１０におけるＩＦフィルタの一具体例を示
すブロック図である。

【図１２】図１１のＩＦフィルタの周波数特性を示す特
性図である。

【図１３】本発明の第４の実施例を示すブロック図であ
る。

【図１４】図１３におけるＩＦフィルタの一具体例を示
すブロック図である。

【図１５】図１３のＩＦフィルタの周波数特性を示す特
性図である。

【図１６】本発明の第５の実施例を示すブロック図であ
る。

【図１７】図１６における入力フィルタの一具体例を示
すブロック図である。

【図１８】図１６におけるＩＦフィルタ及び入力フィル
タの周波数特性を示す特性図である。

【図１９】本発明の第６の実施例を示すブロック図であ
る。

【図２０】本発明の第７の実施例を示すブロック図であ
る。

【図２１】本発明の第８の実施例を示すブロック図であ
る。

【図２２】本発明の第９の実施例を示すブロック図であ
る。

【図２３】本発明の第１０の実施例を示すブロック図で
ある。

【図２４】本発明の第１１の実施例を示すブロック図で
ある。

【図２５】本発明の第１２の実施例を示すブロック図で
ある。

【図２６】本発明の第１３の実施例を示すブロック図で
ある。

【図２７】本発明の第１４の実施例を示すブロック図で
ある。

【図２８】図２７における第１のフィルタの一具体例を
示すブロック図である。

【図２９】図２７における第２のＩＦフィルタ及び第１
のフィルタの周波数特性を示す特性図である。

【図３０】本発明の第１５の実施例を示すブロック図で
ある。

【符号の説明】

２，１２２…入力フィルタ、４…段間フィルタ、７，７
０，９０，１３５…ＩＦフィルタ、９，７１，９１…局
部発振器、１０，９２…同調電圧入力端子、１１，１
２，１１９，１２０…制御信号端子、２２，２３…オペ
アンプ、２４，２５…容量、７４，１１１…前置フィル
タ、７５，７６，１１２，１１３…第１のパスのミク
サ、７７，７８，１１４，１１５…第２のパスのミク
サ、７９，８０…第Ｎ番目のパスのミクサ、８１，１０
０，１１７…第１のパスフィルタ、８２，１０１，１１
８…第２のパスフィルタ、８３，１１０…第Ｎ番目のパ
スフィルタ、８４，１１６…移相器、１１０…Ｎパスフ
ィルタ、１２１…前置フィルタを除いたＮパスフィル
タ、１２３…バンド切換信号端子、１２４，１２５，１
２６…バンドパスフィルタ、１００２…入力フィルタ、
１００７，１１１２，１１１５…第１のＩＦフィルタ、
１００９…第２のミクサ、１０１０…第２の局部発振
器、１０１２，１０７０，１０９０…第２のＩＦフィル
タ、１０１３，１０１４，１０９２，１１１１，１１１
３，１１１４，１１１６，１１２３，１１２４，１１２
８，１１２９…制御信号端子、１１２０…前置フィル
タ、１１２１，１１２５…第１のパスのミクサ、１１２
６，１１３０…第２のパスのミクサ、１１２２…第１の
パスフィルタ、１１２７…第２のパスフィルタ、１１３
１…移相器、１０７１，１０９１…発振器、１１１０…
分周器。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】同調電圧を出力する選局装置と、該選局
装置からの同調電圧を入力し、該同調電圧に応じた周波
数を持つ局部発振信号を出力する第１の局部発振器と、
ＲＦ信号を入力し、該ＲＦ信号のうち、その通過帯域内
の信号のみを通過させて出力する入力フィルタと、該入
力フィルタからの出力信号を入力し、該出力信号を増幅
して出力するＲＦアンプと、該ＲＦアンプからの出力信
号を入力し、その出力信号のうち、その通過帯域内の信
号のみを通過させて出力する段間フィルタと、前記第１
の局部発振器からの局部発振信号と前記段間フィルタか
らの出力信号とを入力し、該出力信号を前記局部発振信
号によって周波数変換し、ＩＦ信号にして出力するミク
サと、該ミクサからのＩＦ信号を入力し、該ＩＦ信号を
増幅して出力するＩＦアンプと、該ＩＦアンプからのＩ
Ｆ信号を入力し、該ＩＦ信号のうち、その通過帯域内の
信号のみを通過させて出力するＩＦフィルタと、で構成
されるチューナ回路において、前記ＩＦフィルタは、制御信号を入力し、該制御信号に
応じて、その通過帯域の特性が制御されることを特徴と
するチューナ回路。
【請求項２】同調電圧を出力する選局装置と、該選局
装置からの同調電圧を入力し、該同調電圧に応じた周波
数を持つ局部発振信号を出力する第１の局部発振器と、
ＲＦ信号を入力し、該ＲＦ信号のうち、その通過帯域内
の信号のみを通過させて出力する入力フィルタと、該入
力フィルタからの出力信号を入力し、該出力信号を増幅
して出力するＲＦアンプと、該ＲＦアンプからの出力信
号を入力し、その出力信号のうち、その通過帯域内の信
号のみを通過させて出力する段間フィルタと、前記第１
の局部発振器からの局部発振信号と前記段間フィルタか
らの出力信号とを入力し、該出力信号を前記局部発振信
号によって周波数変換し、ＩＦ信号にて出力するミクサ
と、該ミクサからのＩＦ信号を入力し、該ＩＦ信号のう
ち、その通過帯域内の信号のみを通過させて出力するＩ
Ｆフィルタと、で構成されるチューナ回路において、前記ＩＦフィルタは、制御信号を入力し、該制御信号に
応じて、その通過帯域の特性が制御されると共に、入力
した前記ＩＦ信号を増幅して出力することを特徴とする
チューナ回路。
【請求項３】同調電圧を出力する選局装置と、該選局
装置からの同調電圧を入力し、該同調電圧に応じた周波
数を持つ局部発振信号を出力する第１の局部発振器と、
ＲＦ信号を入力し、該ＲＦ信号のうち、その通過帯域内
の信号のみを通過させて出力する入力フィルタと、該入
力フィルタからの出力信号を入力し、該出力信号を増幅
して出力するＲＦアンプと、前記第１の局部発振器から
の局部発振信号と前記ＲＦアンプからの出力信号とを入
力し、該出力信号を前記局部発振信号によって周波数変
換し、ＩＦ信号にして出力するミクサと、該ミクサから
のＩＦ信号を入力し、該ＩＦ信号を増幅して出力するＩ
Ｆアンプと、該ＩＦアンプからのＩＦ信号を入力し、該
ＩＦ信号のうち、その通過帯域内の信号のみを通過させ
て出力するＩＦフィルタと、で構成されるチューナ回路
において、前記入力フィルタは、前記選局装置からの同調電圧を入
力し、該同調電圧に応じてその通過帯域が変化すると共
に、前記ＲＦ信号を入力し、該ＲＦ信号のうち、前記通
過帯域内の信号のみを通過させて出力する前置フィルタ
と、前記第１の局部発振器からの局部発振信号を入力
し、該局部発振信号の周波数に応じてその通過帯域が変
化すると共に、前記前置フィルタからの出力信号を入力
し、該出力信号のうち、前記通過帯域内の信号のみを通
過させて出力するＮパスフィルタと、で構成され、前記
ＩＦフィルタは、制御信号を入力し、該制御信号に応じ
て、その通過帯域の特性が制御されることを特徴とする
チューナ回路。
【請求項４】ＲＦ信号を入力し、該ＲＦ信号のうち、
希望受信信号をＩＦ信号に変換して出力するチューナ部
と、該チューナ部から出力されるＩＦ信号を選択通過さ
せる弾性表面波（以下、ＳＡＷという）フィルタと、該
ＳＡＷフィルタから出力されるＩＦ信号を復調する復調
部と、から成るチューナ回路において、前記ＳＡＷフィルタと前記復調部の間に、制御信号を入
力し、該制御信号に応じて、その通過帯域の特性が制御
されるＩＦフィルタを設けたことを特徴とするチューナ
回路。
【請求項５】請求項１，２，３または４に記載のチュ
ーナ回路において、前記ＩＦフィルタは、前記制御信号
によりその利得が制御される第１のオペアンプと、前記
制御信号によりその利得が制御されると共に、前記第１
のオペアンプの出力端子にその正側入力端子が接続さ
れ、前記第１のオペアンプの負側入力端子にその出力端
子が接続され、その負側入力端子にその出力端子が接続
される第２のオペアンプと、前記第１のオペアンプの出
力端子と前記第２のオペアンプの正側入力端子との接続
点にその一端が接続される第１の容量と、前記第２のオ
ペアンプの出力端子にその一端が接続され、その他端が
接地される第２の容量と、で構成され、前記第１のオペ
アンプの正側入力端子に一定の直流電圧が印加されると
共に、前記第１の容量の他端より前記ＩＦ信号を入力
し、前記第２のオペアンプの出力端子より、通過した前
記信号を出力することを特徴とするチューナ回路。
【請求項６】請求項１，２，３または４に記載のチュ
ーナ回路において、前記ＩＦフィルタは、前記制御信号
によりその利得が制御される第１のオペアンプと、前記
制御信号によりその利得が制御されると共に、前記第１
のオペアンプの出力端子にその正側入力端子が接続さ
れ、前記第１のオペアンプの負側入力端子にその出力端
子が接続され、その負側入力端子にその出力端子が接続
される第２のオペアンプと、前記第１のオペアンプの出
力端子と前記第２のオペアンプの正側入力端子との接続
点にその一端が接続される第１の可変容量ダイオード
と、該第１の可変容量ダイオードに所望の電圧を印加す
る第１のバイアス回路と、前記第２のオペアンプの出力
端子にその一端が接続され、その他端が接地される第２
の可変容量ダイオードと、該第２の可変容量ダイオード
に所望の電圧を印加する第２のバイアス回路と、で構成
され、前記第１のオペアンプの正側入力端子に一定の直
流電圧が印加されると共に、前記第１の可変容量ダイオ
ードの他端より前記ＩＦ信号を入力し、前記第２のオペ
アンプの出力端子より、通過した前記信号を出力するこ
とを特徴とするチューナ回路。
【請求項７】請求項１，２，３または４に記載のチュ
ーナ回路において、前記ＩＦフィルタは、前記制御信号
によりその利得が制御される第１のオペアンプと、前記
制御信号によりその利得が制御されると共に、前記第１
のオペアンプの出力端子にその正側入力端子が接続さ
れ、前記第１のオペアンプの負側入力端子にその出力端
子が接続され、その負側入力端子にその出力端子が接続
される第２のオペアンプと、複数の第１の容量と、該第
１の容量の中から一つの容量を選択し、該容量の一端を
前記第１のオペアンプの出力端子と前記第２のオペアン
プの正側入力端子との接続点に接続する第１の選択回路
と、それぞれの一端が接地された複数の第２の容量と、
該第２の容量の中から一つの容量を選択し、該容量の他
端を前記第２のオペアンプの出力端子に接続する第２の
選択回路と、で構成され、前記第１のオペアンプの正側
入力端子に一定の直流電圧が印加されると共に、前記第
１の選択回路により選択された容量の他端より前記ＩＦ
信号を入力し、前記第２のオペアンプの出力端子より、
通過した前記信号を出力することを特徴とするチューナ
回路。
【請求項８】請求項１，２，３または４に記載のチュ
ーナ回路において、前記ＩＦフィルタは、前記ＩＦ信号
を入力し、該ＩＦ信号のうち、その通過帯域内の信号の
みを通過させて出力する前置フィルタと、第２の局部発
振器と、該第２の局部発振器からの局部発振信号を入力
し、該局部発振信号の周波数に応じてその通過帯域が変
化すると共に、前記前置フィルタからの出力信号を入力
し、該出力信号のうち前記通過帯域内の信号のみを通過
させて出力するＮパスフィルタと、で構成されることを
特徴とするチューナ回路。
【請求項９】請求項８に記載のチューナ回路におい
て、前記Ｎパスフィルタは、入力した前記出力信号を発
振信号によって周波数変換して出力する第１のミクサ
と、該第１のミクサからの出力信号を入力し、該出力信
号のうち、所望の帯域のみを通過させて出力するローパ
スフィルタと、該ローパスフィルタからの出力信号を入
力し、該出力信号を前記発振信号によって周波数変換し
て出力する第２のミクサと、から成る信号パスを、Ｎ
（Ｎは３以上の整数）個並列に接続して有すると共に、
入力した前記局部発振信号をＴ（Ｔは該局部発振信号の
周期）／Ｎづつ移相して、Ｎ個の信号をＮ個の前記信号
パスに一対一に対応させて生成し、生成したＮ個の前記
信号を、それぞれ、対応する信号パスの前記第１及び第
２のミクサに、前記発振信号として入力する移相器を有
することを特徴とするチューナ回路。
【請求項１０】請求項９に記載のチューナ回路におい
て、前記ローパスフィルタに代えてバンドパスフィルタ
を設けると共に、前記信号パスをＭ（Ｍは２以上の整
数）個並列に接続したことを特徴とするチューナ回路。
【請求項１１】請求項９または１０に記載のチューナ
回路において、前記ローパスフィルタまたはバンドパス
フィルタをスイッチドキャパシタフィルタで構成し、該
スイッチドキャパシタフィルタにクロック信号を供給す
る発振器を具備したことを特徴とするチューナ回路。
【請求項１２】請求項３に記載のチューナ回路におい
て、前記入力フィルタのＮパスフィルタとして、入力し
た前記出力信号を発振信号によって周波数変換して出力
する第１のミクサと、該第１のミクサからの出力信号を
入力し、該出力信号のうち、ＩＦ信号帯域のみを通過さ
せて出力する前記ＩＦフィルタと同じＩＦフィルタと、
該ＩＦフィルタからの出力信号を入力し、該出力信号を
前記発振信号によって周波数変換して出力する第２のミ
クサと、から成る信号パスを、２個並列に接続して有す
ると共に、入力した前記局部発振信号をＴ（Ｔは該局部
発振信号の周期）／２だけ移相して、各々の信号を２個
の前記信号パスに対応させて生成し、生成した２個の前
記信号を、それぞれ、対応する信号パスの前記第１及び
第２のミクサに、前記発振信号として入力する移相器を
具備したことを特徴とするチューナ回路。
【請求項１３】請求項３に記載のチューナ回路におい
て、前記前置フィルタを前記ＲＦアンプの前段に設け、
前記Ｎパスフィルタを前記ＲＦアンプの後段に設けたこ
とを特徴とするチューナ回路。
【請求項１４】請求項１３に記載のチューナ回路にお
いて、前記前置フィルタを、複数の固定帯域フィルタで
構成し、入力される切換信号によって、それら固定帯域
フィルタのうち、所望の固定帯域フィルタを選択すると
共に、ＲＦ信号を入力し、該信号のうち、選択した固定
帯域フィルタの通過帯域内の信号のみを通過させて出力
するフィルタから成ることを特徴とするチューナ回路。
【請求項１５】同調電圧を出力する選局装置と、該選
局装置からの同調電圧を入力し、該同調電圧に応じた周
波数を持つ第１の局部発振信号を出力する第１の局部発
振器と、ＲＦ信号を入力し、該ＲＦ信号のうち、その通
過帯域内の信号のみを通過させて出力する入力フィルタ
と、該入力フィルタからの出力信号を入力し、該出力信
号を増幅して出力するＲＦアンプと、前記第１の局部発
振器からの第１の局部発振信号と前記ＲＦアンプからの
出力信号とを入力し、該出力信号を前記第１の局部発振
信号によって周波数変換し、第１のＩＦ信号にして出力
する第１のミクサと、該第１のミクサからの第１のＩＦ
信号を入力し、該第１のＩＦ信号のうち、その通過帯域
内の信号のみを通過させて出力する第１のＩＦフィルタ
と、該第１のＩＦフィルタからの出力信号を入力し、該
出力信号を増幅して出力する第１のＩＦアンプと、第１
のＩＦ信号周波数から第２のＩＦ信号周波数分だけ離れ
た周波数を持つ第２の局部発振信号を出力する第２の局
部発振器と、該第２の局部発振器からの第２の局部発振
信号と前記第１のＩＦアンプからの出力信号とを入力
し、該出力信号を前記第２の局部発振信号によって周波
数変換し、第２のＩＦ信号にして出力する第２のミクサ
と、該第２のミクサからの第２のＩＦ信号を入力し、該
第２のＩＦ信号を増幅して出力する第２のＩＦアンプ
と、該第２のＩＦアンプからの第２のＩＦ信号を入力
し、該第２のＩＦ信号のうち、その通過帯域内の信号の
みを通過させて出力する第２のＩＦフィルタと、で構成
されるチューナ回路において、前記第２のＩＦフィルタは、制御信号を入力し、該制御
信号に応じて、その通過帯域の特性が制御されることを
特徴とするチューナ回路。
【請求項１６】同調電圧を出力する選局装置と、該選
局装置からの同調電圧を入力し、該同調電圧に応じた周
波数を持つ第１の局部発振信号を出力する第１の局部発
振器と、ＲＦ信号を入力し、該ＲＦ信号のうち、その通
過帯域内の信号のみを通過させて出力する入力フィルタ
と、該入力フィルタからの出力信号を入力し、該出力信
号を増幅して出力するＲＦアンプと、前記第１の局部発
振器からの第１の局部発振信号と前記ＲＦアンプからの
出力信号とを入力し、該出力信号を前記第１の局部発振
信号によって周波数変換し、第１のＩＦ信号にして出力
する第１のミクサと、該第１のミクサからの第１のＩＦ
信号を入力し、該第１のＩＦ信号のうち、その通過帯域
内の信号のみを通過させて出力する第１のＩＦフィルタ
と、該第１のＩＦフィルタからの出力信号を入力し、該
出力信号を増幅して出力する第１のＩＦアンプと、第１
のＩＦ信号周波数から第２のＩＦ信号周波数分だけ離れ
た周波数を持つ第２の局部発振信号を出力する第２の局
部発振器と、該第２の局部発振器からの第２の局部発振
信号と前記第１のＩＦアンプからの出力信号とを入力
し、該出力信号を前記第２の局部発振信号によって周波
数変換し、第２のＩＦ信号にして出力する第２のミクサ
と、該第２のミクサからの第２のＩＦ信号を入力し、該
第２のＩＦ信号のうち、その通過帯域内の信号のみを通
過させて出力する第２のＩＦフィルタと、で構成される
チューナ回路において、前記第２のＩＦフィルタは、制御信号を入力し、該制御
信号に応じて、その通過帯域の特性が制御されると共
に、入力した前記第２のＩＦ信号を増幅して出力するこ
とを特徴とするチューナ回路。
【請求項１７】同調電圧を出力する選局装置と、該選
局装置からの同調電圧を入力し、該同調電圧に応じた周
波数を持つ第１の局部発振信号を出力する第１の局部発
振器と、ＲＦ信号を入力し、該ＲＦ信号のうち、その通
過帯域内の信号のみを通過させて出力する入力フィルタ
と、該入力フィルタからの出力信号を入力し、該出力信
号を増幅して出力するＲＦアンプと、前記第１の局部発
振器からの第１の局部発振信号と前記ＲＦアンプからの
出力信号とを入力し、該出力信号を前記第１の局部発振
信号によって周波数変換し、第１のＩＦ信号にして出力
する第１のミクサと、該第１のミクサからの第１のＩＦ
信号を入力し、該第１のＩＦ信号のうち、その通過帯域
内の信号のみを通過させて出力する第１のＩＦフィルタ
と、該第１のＩＦフィルタからの出力信号を入力し、該
出力信号を増幅して出力する第１のＩＦアンプと、第１
のＩＦ信号周波数から第２のＩＦ信号周波数分だけ離れ
た周波数を持つ第２の局部発振信号を出力する第２の局
部発振器と、該第２の局部発振器からの第２の局部発振
信号と前記第１のＩＦアンプからの出力信号とを入力
し、該出力信号を前記第２の局部発振信号によって周波
数変換し、第２のＩＦ信号にして出力する第２のミクサ
と、該第２のミクサからの第２のＩＦ信号を入力し、該
第２のＩＦ信号を増幅して出力する第２のＩＦアンプ
と、該第２のＩＦアンプからの第２のＩＦ信号を入力
し、該第２のＩＦ信号のうち、その通過帯域内の信号の
みを通過させて出力する第２のＩＦフィルタと、で構成
されるチューナ回路において、前記第１のＩＦフィルタは、前記第１のＩＦ信号を入力
し、該第１のＩＦ信号のうち、前記通過帯域内の信号の
みを通過させて出力する前置フィルタと、前記第２の局
部発振器からの第２の局部発振信号を入力し、該第２の
局部発振信号の周波数に応じてその通過帯域が変化する
と共に、前記前置フィルタからの出力信号を入力し、該
出力信号のうち、前記通過帯域内の信号のみを通過させ
て出力するＮパスフィルタと、で構成され、前記第２の
ＩＦフィルタは、制御信号を入力し、該制御信号に応じ
て、その通過帯域の特性が制御されることを特徴とする
チューナ回路。
【請求項１８】請求項１５，１６または１７に記載の
チューナ回路において、前記第２のＩＦフィルタは、前
記制御信号によりその利得が制御される第１のオペアン
プと、前記制御信号によりその利得が制御されると共
に、前記第１のオペアンプの出力端子にその正側入力端
子が接続され、前記第１のオペアンプの負側入力端子に
その出力端子が接続され、その負側入力端子にその出力
端子が接続される第２のオペアンプと、前記第１のオペ
アンプの出力端子と前記第２のオペアンプの正側入力端
子との接続点にその一端が接続される第１の容量と、前
記第２のオペアンプの出力端子にその一端が接続され、
その他端が接地される第２の容量と、で構成され、前記
第１のオペアンプの正側入力端子に一定の直流電圧が印
加されると共に、前記第１の容量の他端より前記第２の
ＩＦ信号を入力し、前記第２のオペアンプの出力端子よ
り、通過した前記信号を出力することを特徴とするチュ
ーナ回路。
【請求項１９】請求項１５，１６または１７に記載の
チューナ回路において、前記第２のＩＦフィルタは、前
記制御信号によりその利得が制御される第１のオペアン
プと、前記制御信号によりその利得が制御されると共
に、前記第１のオペアンプの出力端子にその正側入力端
子が接続され、前記第１のオペアンプの負側入力端子に
その出力端子が接続され、その負側入力端子にその出力
端子が接続される第２のオペアンプと、前記第１のオペ
アンプの出力端子と前記第２のオペアンプの正側入力端
子との接続点にその一端が接続される第１の可変容量ダ
イオードと、該第１の可変容量ダイオードに所望の電圧
を印加する第１のバイアス回路と、前記第２のオペアン
プの出力端子にその一端が接続され、その他端が接地さ
れる第２の可変容量ダイオードと、該第２の可変容量ダ
イオードに所望の電圧を印加する第２のバイアス回路
と、で構成され、前記第１のオペアンプの正側入力端子
に一定の直流電圧が印加されると共に、前記第１の可変
容量ダイオードの他端より前記第２のＩＦ信号を入力
し、前記第２のオペアンプの出力端子より、通過した前
記信号を出力することを特徴とするチューナ回路。
【請求項２０】請求項１５，１６または１７に記載の
チューナ回路において、前記第２のＩＦフィルタは、前
記制御信号によりその利得が制御される第１のオペアン
プと、前記制御信号によりその利得が制御されると共
に、前記第１のオペアンプの出力端子にその正側入力端
子が接続され、前記第１のオペアンプの負側入力端子に
その出力端子が接続され、その負側入力端子にその出力
端子が接続される第２のオペアンプと、複数の第１の容
量と、該第１の容量の中から一つの容量を選択し、該容
量の一端を前記第１のオペアンプの出力端子と前記第２
のオペアンプの正側入力端子との接続点に接続する第１
の選択回路と、それぞれの一端が接地された複数の第２
の容量と、該第２の容量の中から一つの容量を選択し、
該容量の他端を前記第２のオペアンプの出力端子に接続
する第２の選択回路と、で構成され、前記第１のオペア
ンプの正側入力端子に一定の直流電圧が印加されると共
に、前記第１の選択回路により選択された容量の他端よ
り前記第２のＩＦ信号を入力し、前記第２のオペアンプ
の出力端子より、通過した前記信号を出力することを特
徴とするチューナ回路。
【請求項２１】請求項１５，１６または１７に記載の
チューナ回路において、前記第２のＩＦフィルタは、前
記第２のＩＦ信号を入力し、該第２のＩＦ信号のうち、
その通過帯域内の信号のみを通過させて出力する前置フ
ィルタと、第３の局部発振器と、該第３の局部発振器か
らの第３の局部発振信号を入力し、該第３の局部発振信
号の周波数に応じてその通過帯域が変化すると共に、前
記前置フィルタからの出力信号を入力し、該出力信号の
うち前記通過帯域内の信号のみを通過させて出力するＮ
パスフィルタと、で構成されることを特徴とするチュー
ナ回路。
【請求項２２】請求項１５，１６または１７に記載の
チューナ回路において、前記第２の局部発振器からの第
２の局部発振信号を入力し、該第２の局部発振信号を分
周して、第３の局部発振信号として出力する分周器を設
け、前記第２のＩＦフィルタは、前記第２のＩＦ信号を
入力し、該第２のＩＦ信号のうち、その通過帯域内の信
号のみを通過させて出力する前置フィルタと、前記分周
器からの第３の局部発振信号を入力し、該第３の局部発
振信号の周波数に応じてその通過帯域が変化すると共
に、前記前置フィルタからの出力信号を入力し、該出力
信号のうち前記通過帯域内の信号のみを通過させて出力
するＮパスフィルタと、で構成されることを特徴とする
チューナ回路。
【請求項２３】請求項２１または２２に記載のチュー
ナ回路において、前記Ｎパスフィルタは、入力した前記
出力信号を発振信号によって周波数変換して出力する第
３のミクサと、該第３のミクサからの出力信号を入力
し、該出力信号のうち、所望の帯域のみを通過させて出
力するローパスフィルタと、該ローパスフィルタからの
出力信号を入力し、該出力信号を前記発振信号によって
周波数変換して出力する第４のミクサと、から成る信号
パスを、Ｎ（Ｎは３以上の整数）個並列に接続して有す
ると共に、入力した前記第３の局部発振信号をＴ（Ｔは
該第３の局部発振信号の周期）／Ｎづつ移相して、Ｎ個
の信号をＮ個の前記信号パスに一対一に対応させて生成
し、生成したＮ個の前記信号を、それぞれ、対応する信
号パスの前記第３及び第４のミクサに、前記発振信号と
して入力する移相器を有することを特徴とするチューナ
回路。
【請求項２４】請求項２３に記載のチューナ回路にお
いて、前記ローパスフィルタに代えてバンドパスフィル
タを設けると共に、前記信号パスをＭ（Ｍは２以上の整
数）個並列に接続したことを特徴とするチューナ回路。
【請求項２５】請求項２３または２４に記載のチュー
ナ回路において、前記ローパスフィルタまたはバンドパ
スフィルタをスイッチドキャパシタフィルタで構成し、
該スイッチドキャパシタフィルタにクロック信号を供給
する発振器を具備したことを特徴とするチューナ回路。
【請求項２６】請求項１７に記載のチューナ回路にお
いて、前記第１のＩＦフィルタのＮパスフィルタとし
て、入力した前記出力信号を発振信号によって周波数変
換して出力する第３のミクサと、該第３のミクサからの
出力信号を入力し、該出力信号のうち、第２のＩＦ信号
帯域のみを通過させて出力する前記第２のＩＦフィルタ
と同じＩＦフィルタと、該ＩＦフィルタからの出力信号
を入力し、該出力信号を前記発振信号によって周波数変
換して出力する第４のミクサと、から成る信号パスを、
２個並列に接続して有すると共に、入力した前記第２の
局部発振信号をＴ（Ｔは該第２の局部発振信号の周期）
／２だけ移相して、各々の信号を２個の前記信号パスに
対応させて生成し、生成した２個の前記信号を、それぞ
れ、対応する信号パスの前記第３及び第４のミクサに、
前記発振信号として入力する移相器を具備したことを特
徴とするチューナ回路。