WO2023238767A1 - Ｎパスフィルタ - Google Patents

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WO2023238767A1
WO2023238767A1 PCT/JP2023/020447 JP2023020447W WO2023238767A1 WO 2023238767 A1 WO2023238767 A1 WO 2023238767A1 JP 2023020447 W JP2023020447 W JP 2023020447W WO 2023238767 A1 WO2023238767 A1 WO 2023238767A1
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WO
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fck
pass filter
modulator
filter
input
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PCT/JP2023/020447
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French (fr)
Inventor
始 神藤
Original Assignee
株式会社村田製作所
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H19/00—Networks using time-varying elements, e.g. N-path filters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving

Definitions

  • the present invention relates to an N-pass filter.
  • N is an integer of 3 or more connected signal paths; each of the N signal paths is connected to the first input/output terminal, and the first input/output terminal or the second input/output terminal a first modulator that modulates an input signal input from the first modulator; a second modulator that is connected to the second input/output terminal and modulates the input signal in the same phase as the first modulator; a base filter connected between the modulators, the first modulator and the second modulator transmit the input signal at a phase corresponding to one period in N signal paths, and for each signal path.
  • the base filter is a bandpass filter that modulates at different phases and is composed only of passive elements.
  • an N-pass filter that has low loss within the passband and high attenuation outside the passband in a high frequency region.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of an N-pass filter according to an embodiment.
  • FIG. 2 is a timing chart showing drive signals for the N-pass filter according to the embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of the circuit configuration of the base filter according to the first embodiment.
  • FIG. 4A is a graph showing the pass characteristics near the pass band of the single base filter according to the first embodiment.
  • FIG. 4B is a graph showing the broadband pass characteristics including the attenuation band of the single base filter according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a graph showing an example of the pass characteristics of the N-pass filter according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a graph showing the pass characteristics when the driving frequency Fck of the N-pass filter according to the first embodiment is changed.
  • FIG. 11 is a graph showing (a) the pass characteristic near the pass band of the base filter alone according to the third embodiment, and (b) the pass characteristic near the pass band of the base filter alone according to the second embodiment.
  • FIG. 12 is a graph showing the pass characteristics when the driving frequency Fck of the N-pass filter according to the third embodiment is changed.
  • FIG. 13 is a graph showing the frequency variable range when the main response mode of the N-pass filter according to the embodiment is (Fck-Fb).
  • FIG. 14 is a graph showing the frequency variable range when the main response mode of the N-pass filter according to the embodiment is (-Fck+Fb).
  • FIG. 15 is a graph showing the frequency variable range when the main response mode of the N-pass filter according to the embodiment is (2Fck-Fb).
  • FIG. 16 is a graph showing the frequency variable range when the main response mode of the N-pass filter according to the embodiment is (Fck+Fb).
  • FIG. 17 is a circuit configuration diagram of a high frequency module and a communication
  • the passband of the filter is defined as a frequency band between two frequencies that are 3 dB larger than the minimum value of insertion loss within the passband, unless otherwise specified.
  • the center frequency of the filter is defined as the midpoint between the low end frequency and the high end frequency of the passband of the filter ((low end frequency + high end frequency)/2).
  • a “signal path" is composed of wiring through which a high-frequency signal propagates, circuit elements and electrodes directly connected to the wiring, terminals directly connected to the wiring or the electrode, etc. This means that the transmission line is
  • the switch 31 is an example of a second switch, and is connected to the input/output terminal 120 and the base filter 11.
  • the switch 31 switches between connection and disconnection between the input/output terminal 120 and the base filter 11 by being turned on and off at the same timing as the switch 21 by a drive signal s1 based on the drive frequency Fck.
  • the switch 2N is an example of a first switch, and is connected to the input/output terminal 110 and the base filter 1N.
  • the switch 2N switches between connection and disconnection between the input/output terminal 110 and the base filter 1N by being turned on and off by a drive signal sN based on the drive frequency Fck.
  • the switch 3N is an example of a second switch, and is connected to the input/output terminal 120 and the base filter 1N.
  • the switch 3N is turned on and off at the same timing as the switch 2N by a drive signal sN based on the drive frequency Fck, thereby switching between connection and disconnection between the input/output terminal 120 and the base filter 1N.
  • the base filter 11 and switches 21 and 31 constitute a signal path P1.
  • Base filter 12 and switches 22 and 32 constitute a signal path P2.
  • the base filter 1N and the switches 2N and 3N constitute a signal path PN (N is an integer of 3 or more).
  • the N-pass filter 1 includes N signal paths including signal paths P1, P2, and PN, and the signal paths P1 to PN are connected in parallel to each other between the input/output terminal 110 and the input/output terminal 120.
  • the base filter 11 is a bandpass filter connected between the switches 21 and 31 and composed only of passive elements.
  • the base filter 12 is a bandpass filter connected between the switches 22 and 32 and composed only of passive elements.
  • the base filter 1N is a bandpass filter that is connected between the switches 2N and 3N and is composed of only passive elements. Note that details of the circuit configurations of the base filters 11 to 1N will be illustrated in Examples 1 to 3.
  • FIG. 2 is a timing chart showing drive signals for the N-pass filter 1 according to the embodiment.
  • the figure shows an example of drive signals s1 to sN supplied to the switches 21 to 2N and the switches 31 to 3N.
  • drive signals s1 to sN are generated based on a clock signal CLK (drive frequency Fck). More specifically, when the period of the drive signals s1 to sN is T, each of the drive signals s1 to sN is in an on state for a period of T/N, and sequentially becomes an on state with a delay of T/N. As a result, the switches 21 to 2N are turned on at different timings for each signal path in the period T. Further, the switches 31 to 3N are turned on at different timings for each signal path in the period T. That is, the base filters 11 to 1N are connected to the input/output terminals 110 and 120 at different timings for each signal path in the period T.
  • CLK clock signal Fck
  • Equation 1 Fb is the center frequency of the base filter, and k is an integer.
  • the N-pass filter 1 becomes a bandpass filter with a variable passband by varying the drive frequency Fck. Further, the pass characteristic of the N-pass filter 1 has a plurality of pass bands (and a plurality of attenuation bands) corresponding to the value of k (an integer from ⁇ to + ⁇ ).
  • the N-pass filter 1 is not limited to operating using the drive signals s1 to sN shown in FIG. 2.
  • Each of the drive signals s1 to sN does not need to be in the ON state for a period of T/N, may be shorter than T/N, or may be longer than T/N.
  • the periods in which each of the drive signals s1 to sN are in the on state do not have to be strictly continuous, and may be slightly spaced apart. Further, the periods (lengths) during which each of the drive signals s1 to sN are in the on state may not be the same and may be different.
  • the base filters 11 to 1N are band-pass filters composed only of passive elements, so compared to the case where the base filters include active elements such as semiconductor elements, Saturation and nonlinear distortion caused by semiconductor elements can be suppressed.
  • This makes it possible to realize an N-pass filter 1 that has low loss within the passband and high attenuation outside the passband in a high frequency region of 500 MHz or higher, such as that used in the RF stage of a mobile phone.
  • each of the switches 21 to 2N may be a first modulator that modulates an input signal input from the input/output terminal 110 or 120.
  • each of the switches 31 to 3N may be a second modulator that modulates the input signal input from the input/output terminal 110 or 120 in the same phase as the first modulator.
  • each of the first modulator and the second modulator receives an input signal input from the input/output terminal 110 or 120 at a phase that corresponds to one period in N signal paths, and for each signal path. modulate with different phases.
  • Each of the switches 21 to 2N is an example of a first modulator
  • each of the switches 31 to 3N is an example of a second modulator.
  • the switches 21 to 2N and In addition to the switches 31 to 3N a mixer and the like can be mentioned.
  • the N-pass filter 1 includes base filters 11 to 1N (N is an integer of 3 or more), switches 21 to 2N (N is an integer of 3 or more), and switches 31 to 3N (N is an integer of 3 or more). ), and input/output terminals 110 and 120.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of the circuit configuration of the base filters 11 to 1N according to the first embodiment. Note that FIG. 3 shows an example of the circuit configuration of the base filter 11 among the base filters 11 to 1N.
  • the circuit configurations of base filters 12 to 1N are the same as the circuit configuration of base filter 11 shown in FIG.
  • the base filter 11 includes capacitors 41, 42, and 43, and inductors 52 and 53.
  • Each of the base filters 11 to 1N according to this embodiment is a bandpass filter composed only of passive elements, and includes an inductor and a capacitor.
  • the capacitor 41 has one end connected to the terminal 111 and the other end connected to the terminal 112.
  • the LC parallel resonant circuit composed of the capacitor 42 and the inductor 52 is connected between a node on the path connecting the terminal 111 and the capacitor 41 and the ground.
  • the LC parallel resonant circuit composed of the capacitor 43 and the inductor 53 is connected between a node on the path connecting the terminal 112 and the capacitor 41 and the ground.
  • the base filter 11 shown in FIG. 3 is a ⁇ -type three-stage bandpass filter.
  • the configuration is such that two LC parallel resonant circuits are coupled by a capacitor 41 without using a so-called series inductor. According to this, the maximum inductance value of the inductors 52 and 53 can be reduced to 0.63 nH, so the base filter 11 can be downsized.
  • FIG. 4A is a graph showing the pass characteristics near the pass band of the base filter 11 alone according to the first embodiment.
  • FIG. 4B is a graph showing the broadband pass characteristic including the attenuation band of the base filter 11 alone according to the first embodiment.
  • the base filter 11 is a bandpass filter with a center frequency of 960 MHz and a bandwidth of 120 MHz.
  • FIG. 5 is a graph showing an example of the pass characteristics of the N-pass filter 1 according to the first embodiment.
  • N 8
  • the center frequency Fb of the base filter 11 is 979.49 MHz
  • the driving frequency Fck is 1200 MHz
  • the driving signals s1 to s8 have a pulse width of ( It is a rectangular pulse of 1/1200MHz)/8
  • the terminal impedance of each of the base filters 11 to 1N is 400 ⁇ . That is, the terminal impedance of the N-pass filter 1 is set to 50 ⁇ .
  • each pass band of N-pass filter 1 can have a flat pass characteristic.
  • the reflection coefficient (Zb-N ⁇ Z 0 )/(Zb+N ⁇ Z 0 ) preferably satisfies the relationship of Equation 2.
  • N-pass filters use active elements as base filters, so their impedance is large, and the terminal impedance can often be considered to be almost open. Therefore, in a high frequency band with a frequency of 500 MHz or more, mismatch loss with the external connection circuit becomes large.
  • the N-pass filter 1 it is possible to reduce the reflection loss at the input/output terminals 110 and 120 to less than 10 dB. It becomes possible to suppress mismatch loss with the connecting circuit. Therefore, the N-pass filter 1 can be applied to a high frequency front end circuit that transmits high frequency signals with low loss.
  • FIG. 6 is a graph showing the pass characteristics when the driving frequency Fck of the N-pass filter 1 according to the first embodiment is changed.
  • the driving frequency Fck is varied within a range of 0.9 GHz to 1.5 GHz.
  • the harmonic response each response mode
  • the waveform of the pass characteristic is deformed, but no extreme loss deterioration is observed.
  • LC band-pass filters are used as the base filters 11 to 1N, and large attenuation and waveform distortion are suppressed in the variable frequency range of the drive frequency Fck, which will be described later. Low-loss transmission characteristics can be obtained.
  • the N-pass filter 1A according to the second embodiment includes base filters 11A to 1NA (N is an integer of 3 or more), switches 21 to 2N (N is an integer of 3 or more), and switches 31 to 3N (N is an integer of 3 or more). ), and input/output terminals 110 and 120.
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of the circuit configuration of base filters 11A to 1NA according to the second embodiment. Note that FIG. 7 shows an example of the circuit configuration of the base filter 11A among the base filters 11A to 1NA.
  • the circuit configurations of base filters 12A to 1NA are the same as the circuit configuration of base filter 11A shown in FIG.
  • the elastic wave resonators 61 to 63 are series arm resonators that are connected in series between the terminal 111 and the terminal 112.
  • the elastic wave resonator 64 is a parallel arm resonator connected between a node on the path connecting the elastic wave resonators 61 and 62 and the ground
  • the elastic wave resonator 65 is a parallel arm resonator connected between the elastic wave resonators 62 and 63.
  • This is a parallel arm resonator connected between a node on the path connecting the ground and the ground.
  • the capacitor 44 has one end connected to a node on the path connecting the elastic wave resonators 61 and 62, and the other end connected to the terminal 112.
  • the base filter 11A shown in FIG. 7 is a ladder-type elastic wave bandpass filter.
  • the impedance of the elastic wave resonators 61 and 65 is made 6 times higher than the impedance of the elastic wave resonators 62 and 64, and the impedance of the elastic wave resonator 63 is made 12 times higher than the impedance of the elastic wave resonators 62 and 64. are doing. Note that in FIG. 8A, the impedance values of the elastic wave resonators 61 and 64 are shown to be approximately equal.
  • a capacitor 44 as a bridging capacitance is disposed between a node on the path connecting the elastic wave resonators 61 and 62 and the terminal 112. are doing.
  • the terminal impedance at terminals 111 and 112 of base filters 11A to 1NA is designed to be 400 ⁇ .
  • FIG. 8B is a graph showing the pass characteristics near the pass band of the base filter 11A alone according to the second embodiment.
  • FIG. 8C is a graph comparing the pass characteristics of the base filters according to Examples 1 and 2.
  • the base filter 11A is a bandpass filter with a center frequency of about 1 GHz and a bandwidth of about 30 MHz.
  • the passband width is narrower than that of the base filter 11 according to the first embodiment, and High attenuation steepness near the passband.
  • the N-pass filter 1B according to the third embodiment includes base filters 11B to 1NB (N is an integer of 3 or more), switches 21 to 2N (N is an integer of 3 or more), and switches 31 to 3N (N is an integer of 3 or more). ), and input/output terminals 110 and 120.
  • the base filter 11B includes elastic wave resonators 66, 67, 68, 69, and 70.
  • Each of the base filters 11B to 1NB according to this embodiment is a bandpass filter composed only of passive elements, and includes an elastic wave resonator.
  • FIG. 11(a) is a graph showing the pass characteristic of the base filter 11B alone according to the third embodiment
  • FIG. 11(b) is a graph showing the pass characteristic of the base filter 11A alone according to the second embodiment. be.
  • each of the elastic wave resonators 66 to 70 is a resonator that uses surface acoustic waves, and the substrate having piezoelectricity is, for example, LiNbO with 15° Y cut and X propagation. 3 single crystal substrate (hereinafter referred to as LN) is used.
  • LN 3 single crystal substrate
  • Each of the elastic wave resonators 66 to 70 has a resonant bandwidth ((anti-resonant frequency - resonant frequency)/resonant frequency) of 10%, and the resonant frequency (and anti-resonant frequency) of the elastic wave resonators 66, 68 and 70 is 10%.
  • the impedance of the elastic wave resonators 66 and 70 is made 4.12 times higher than the impedance of the elastic wave resonators 67 and 69, and the impedance of the elastic wave resonator 68 is made 8 times higher than the impedance of the elastic wave resonators 67 and 69. .24 times higher.
  • the terminal impedance at terminals 111 and 112 of base filters 11B to 1NB is designed to be 400 ⁇ .
  • the N-pass filter 1B can be applied to a high frequency front end circuit that transmits high frequency signals with low loss.
  • the base filter 11B is a bandpass filter with a center frequency of 100 MHz and a bandwidth of 10 MHz.
  • the base filter 11B according to the third embodiment is a surface acoustic wave filter using an LN substrate, so compared to the base filter 11A according to the second embodiment. , a pass characteristic with a wide fractional bandwidth (pass band/center frequency) can be obtained.
  • the N-pass filter 1B has a wider passband than the N-pass filter 1A using a surface acoustic wave filter using an LT substrate. A pass characteristic is obtained, and a pass characteristic with higher attenuation steepness near the pass band than the N-pass filter 1 using an LC filter is obtained.
  • the base filters include (1) thin film bulk acoustic wave filters using AlN or ScAlN, and (2) ) A bulk acoustic wave filter using a piezoelectric single crystal such as quartz, lithium tantalate, lithium niobate, or potassium niobate, or a sintered shaped piezoelectric material such as lead zirconate titanate or barium titanate may be used.
  • a piezoelectric single crystal such as quartz, lithium tantalate, lithium niobate, or potassium niobate
  • a sintered shaped piezoelectric material such as lead zirconate titanate or barium titanate
  • the base filter may be a longitudinally coupled filter using an elastic wave resonator.
  • FIG. 13 is a graph showing the frequency variable range when the main response mode of the N-pass filter 1 according to the embodiment is (Fck-Fb).
  • Fck_min is the lower limit frequency of the drive frequency Fck in the main response mode
  • Fck_max is the upper limit frequency of the drive frequency Fck in the main response mode
  • the frequency of the main response mode does not overlap with that of the unnecessary response mode even if the frequency is varied. Therefore, a large attenuation amount and a low-loss passband with suppressed waveform distortion can be obtained in a continuous variable frequency range.
  • FIG. 15 is a graph showing the frequency variable range when the main response mode of the N-pass filter 1 according to the embodiment is (2Fck-Fb).
  • Fck Fck/Fb
  • Frf Frf of the N-pass filter 1
  • FIG. 15 shows (0, 1), (1, 1), (1, -1), (2, 1), (2, -1), (3, 1) as combinations of (Fck, Fb). ), (3, -1), (-1, 1), (-2, 1) response modes are shown.
  • Fck_min is the lower limit frequency of the drive frequency Fck in the main response mode
  • Fck_max is the upper limit frequency of the drive frequency Fck in the main response mode
  • the frequency of the main response mode does not overlap with that of the unnecessary response mode even if the frequency is varied. Therefore, a large attenuation amount and a low-loss passband with suppressed waveform distortion can be obtained in a continuous variable frequency range.
  • FIG. 16 shows (0, 1), (1, 1), (1, -1), (2, 1), (2, -1), (3, 1) as combinations of (Fck, Fb). ), (3, -1), (-1, 1), (-2, 1) response modes are shown.
  • Fck_min is the lower limit frequency of the drive frequency Fck in the main response mode
  • Fck_max is the upper limit frequency of the drive frequency Fck in the main response mode
  • the frequency of the main response mode does not overlap with that of the unnecessary response mode even if the frequency is varied. Therefore, a large attenuation amount and a low-loss passband with suppressed waveform distortion can be obtained in a continuous variable frequency range.
  • the N-pass filter 1 (k ⁇ Fck+Fb) (k is an integer) may be used as the main response mode.
  • Frf is the driving frequency Fck (an integral multiple of) and the center frequency Fb of the base filters 11 to 1N added, so the base filter is an N-pass filter using a low-pass filter.
  • the drive frequency Fck can be made smaller.
  • the drive frequency Fck can be reduced to alleviate the burden on the semiconductor switch and the drive signal generation circuit.
  • the RFIC 6 is an example of a signal processing circuit that processes high frequency signals. Specifically, the RFIC 6 processes the high-frequency received signal input via the reception path of the high-frequency module 5 by down-converting or the like, and sends the received signal generated by the signal processing to the baseband signal processing circuit ( BBIC (not shown). Further, the RFIC 6 processes the transmission signal input from the BBIC by up-converting or the like, and outputs the high-frequency transmission signal generated by the signal processing to the transmission path of the high-frequency module 5. Furthermore, the RFIC 6 has a control section that controls the N-pass filters 1 and 2, the amplifier, etc. that the high frequency module 5 has. Note that part or all of the function of the control unit of the RFIC 6 may be implemented outside the RFIC 6, for example, in the BBIC or the high frequency module 5.
  • the antenna 7 is not an essential component.
  • the high frequency module 5 includes N-pass filters 1 and 2, a power amplifier 4, a low noise amplifier 3, an antenna connection terminal 100, a high frequency input terminal 101, and a high frequency output terminal 102. Be prepared.
  • the antenna connection terminal 100 is connected to the antenna 7.
  • the high frequency input terminal 101 is a terminal connected to the RFIC 6 and for receiving a high frequency transmission signal from the RFIC 6.
  • the high frequency output terminal 102 is connected to the RFIC 6 and is a terminal for outputting a high frequency reception signal to the RFIC 6.
  • the N-pass filter 1 is one of the N-pass filter 1 according to the first embodiment, the N-pass filter 1A according to the second embodiment, and the N-pass filter 1B according to the third embodiment, and includes an antenna connection terminal 100 and a low-noise amplifier. This is a reception filter connected between 3 and 3.
  • the N-pass filter 1 varies its passband and attenuation band using drive signals s1 to sN output from the RFIC 6. Thereby, the N-pass filter 1 can selectively pass high frequency signals of a plurality of bands.
  • the drive circuit that outputs the drive signals s1 to sN may be included in the control section of the RFIC 6, may be included in the high frequency module 5, or may be implemented as a semiconductor IC (Integrated Circuit). It may be arranged separately from the high frequency module 5 and RFIC 6.
  • the low noise amplifier 3 is connected between the N-pass filter 1 and the high frequency output terminal 102, and amplifies the received signal input from the antenna connection terminal 100.
  • the power amplifier 4 is connected between the N-pass filter 2 and the high frequency input terminal 101, and amplifies the transmission signal input from the high frequency input terminal 101.
  • the high frequency module 5 and the communication device 10 may include an impedance matching element, a switch, etc. in addition to the circuit elements shown in FIG. 17.
  • matching elements such as inductors and capacitors, and switch circuits may be connected between each component.
  • N is an integer of 3 or more signal paths connected in parallel to each other between the first input/output terminal and the second input/output terminal,
  • Each of the N signal paths is a first modulator connected to the first input/output terminal and modulating an input signal input from the first input/output terminal or the second input/output terminal; a second modulator connected to the second input/output terminal and modulating the input signal in the same phase as the first modulator; a base filter connected between the first modulator and the second modulator, The first modulator and the second modulator modulate the input signal with a phase that corresponds to one period in the N signal paths and with a different phase for each of the signal paths,
  • the base filter is an N-pass filter that is a band-pass filter made up of only passive elements.
  • the first modulator is a first switch that connects and disconnects the first input/output terminal and the base filter using a drive signal, N according to ⁇ 1>, wherein the second modulator is a second switch that connects and disconnects the second input/output terminal and the base filter at the same timing as the first switch according to the drive signal. pass filter.
  • the driving frequency of the first modulator and the second modulator is Fck
  • the center frequency in the passband of the base filter alone is Fb
  • the center frequency in the passband of the main response mode of the N-pass filter is Fck - Fb. If 1Fb ⁇ Fck ⁇ 2Fb
  • the driving frequency of the first modulator and the second modulator is Fck
  • the center frequency in the passband of the single base filter is Fb
  • the center frequency in the passband of the main response mode of the N-pass filter is ⁇ Fck+Fb. if you did this, 0.67Fb ⁇ Fck ⁇ 1Fb
  • the N-pass filter according to ⁇ 1> or ⁇ 2> which satisfies the following relational expression.
  • the driving frequency of the first modulator and the second modulator is Fck
  • the center frequency in the passband of the single base filter is Fb
  • the center frequency in the passband of the main response mode of the N-pass filter is 2Fck-Fb. If Fck>1Fb, and 2Fck_max ⁇ Fb ⁇ Fck_min+Fb
  • the N-pass filter according to ⁇ 1> or ⁇ 2> which satisfies the following relational expression.
  • the drive frequency of the first modulator and the second modulator is Fck
  • the center frequency in the passband of the base filter alone is Fb
  • the center frequency in the passband of the main response mode of the N-pass filter is Fck+Fb.
  • Fck_max ⁇ Fb ⁇ Fck_min+Fb The N-pass filter according to ⁇ 1> or ⁇ 2>, which satisfies the following relational expression.
  • ⁇ 9> The N-pass filter according to any one of ⁇ 1> to ⁇ 8>, wherein the base filter includes an inductor and a capacitor.
  • the center frequency in the passband of the main response mode of the N-pass filter is:
  • the present invention can be widely used in communication equipment such as mobile phones as a low-loss and high-attenuation filter that can be applied to multi-band and multi-mode frequency standards.
  • RFIC RF signal processing circuit
  • Communication device 11 11A, 11B, 12, 12A, 12B, 1N, 1NA, 1NB Base filter 21, 22, 2N, 31, 32, 3N Switch 41, 42, 43, 44
  • Capacitor 52 53
  • Elastic wave resonator 100 Antenna connection terminal 101 High frequency input terminal 102 High frequency output terminal 110, 120 Input/output terminal 111, 112 Terminal P1, P2, PN Signal path s1, s2, sN drive signal

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Abstract

Ｎパスフィルタ（１）は、入出力端子（１１０）と入出力端子（１２０）との間で互いに並列接続されたＮ（Ｎは３以上の整数）個の信号経路（Ｐ１～ＰＮ）を備え、信号経路（ＰＮ）は、入出力端子（１１０）に接続され、入力信号を変調するスイッチ（２Ｎ）と、入出力端子（１２０）に接続され、スイッチ（２Ｎ）と同位相で入力信号を変調するスイッチ（３Ｎ）と、スイッチ（２Ｎ）およびスイッチ（３Ｎ）の間に接続されたベースフィルタ（１Ｎ）と、を有し、スイッチ（２Ｎ）およびスイッチ（３Ｎ）は、入力信号を信号経路（Ｐ１～ＰＮ）で１周期となる位相で、かつ、信号経路ごとに異なる位相で変調し、ベースフィルタ（１１～１Ｎ）のそれぞれは、受動素子のみで構成されたバンドパスフィルタである。

Description

Ｎパスフィルタ
　本発明は、Ｎパスフィルタに関する。
　特許文献１には、周波数可変のＮパスフィルタが開示されている。上記Ｎパスフィルタは、入力端子および出力端子の間に配置されたＮ個のベースフィルタ（原フィルタ）と、当該Ｎ個のベースフィルタの両端に接続されたミキサと、を備える。この構成により、上記Ｎパスフィルタは、通過帯域を可変するフィルタとなり、テレビジョン信号やケーブルテレビ信号を受信するチューナ回路において、シングルスーパーヘテロダイン方式の受信機に用いる同調フィルタとして利用できる。
特開平４－５６５２４号公報
　しかしながら、特許文献１に記載されたＮパスフィルタでは、ベースフィルタがオペアンプなどの能動素子で構成される。このため、上記Ｎパスフィルタを携帯電話のＲＦ段に適用した場合、例えば５００ＭＨｚ以上の高周波領域では、能動素子の非線形特性に起因した通過帯域内の損失増加、および、通過帯域外の減衰量不足などの問題が発生する。
　そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、高周波領域において、通過帯域内における低損失かつ通過帯域外における高減衰を有するＮパスフィルタを提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係るＮパスフィルタは、第１入出力端子および第２入出力端子と、第１入出力端子と第２入出力端子との間で互いに並列接続されたＮ（Ｎは３以上の整数）個の信号経路と、を備え、Ｎ個の信号経路のそれぞれは、第１入出力端子に接続され、第１入出力端子または第２入出力端子から入力される入力信号を変調する第１変調器と、第２入出力端子に接続され、第１変調器と同位相で入力信号を変調する第２変調器と、第１変調器および第２変調器の間に接続されたベースフィルタと、を有し、第１変調器および第２変調器は、入力信号を、Ｎ個の信号経路で１周期となる位相で、かつ、信号経路ごとに異なる位相で変調し、ベースフィルタは、受動素子のみで構成されたバンドパスフィルタである。
　本発明によれば、高周波領域において、通過帯域内における低損失かつ通過帯域外における高減衰を有するＮパスフィルタを提供することが可能となる。
図１は、実施の形態に係るＮパスフィルタの回路構成図である。 図２は、実施の形態に係るＮパスフィルタの駆動信号を示すタイミングチャートである。 図３は、実施例１に係るベースフィルタの回路構成の一例を示す図である。 図４Ａは、実施例１に係るベースフィルタ単体の通過帯域近傍の通過特性を表すグラフである。 図４Ｂは、実施例１に係るベースフィルタ単体の減衰帯域を含む広帯域の通過特性を表すグラフである。 図５は、実施例１に係るＮパスフィルタの通過特性の一例を表すグラフである。 図６は、実施例１に係るＮパスフィルタの駆動周波数Ｆｃｋを変化させたときの通過特性を表すグラフである。 図７は、実施例２に係るベースフィルタの回路構成の一例を示す図である。 図８Ａは、実施例２に係るベースフィルタの共振特性を表すグラフである。 図８Ｂは、実施例２に係るベースフィルタ単体の通過帯域近傍の通過特性を表すグラフである。 図８Ｃは、実施例１および２に係るベースフィルタの通過特性を比較したグラフである。 図９は、実施例２に係るＮパスフィルタの駆動周波数Ｆｃｋを変化させたときの通過特性を表すグラフである。 図１０は、実施例３に係るベースフィルタの回路構成の一例を示す図である。 図１１は、（ａ）実施例３に係るベースフィルタ単体の通過帯域近傍の通過特性、および、（ｂ）実施例２に係るベースフィルタ単体の通過帯域近傍の通過特性を表すグラフである。 図１２は、実施例３に係るＮパスフィルタの駆動周波数Ｆｃｋを変化させたときの通過特性を表すグラフである。 図１３は、実施の形態に係るＮパスフィルタの主応答モードが（Ｆｃｋ－Ｆｂ）である場合の周波数可変範囲を示すグラフである。 図１４は、実施の形態に係るＮパスフィルタの主応答モードが（－Ｆｃｋ＋Ｆｂ）である場合の周波数可変範囲を示すグラフである。 図１５は、実施の形態に係るＮパスフィルタの主応答モードが（２Ｆｃｋ－Ｆｂ）である場合の周波数可変範囲を示すグラフである。 図１６は、実施の形態に係るＮパスフィルタの主応答モードが（Ｆｃｋ＋Ｆｂ）である場合の周波数可変範囲を示すグラフである。 図１７は、実施の形態に係る高周波モジュールおよび通信装置の回路構成図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさまたは大きさの比は、必ずしも厳密ではない。
　また、以下の実施の形態において、フィルタの通過帯域は、特に断りのない限り、当該通過帯域内における挿入損失の最小値から３ｄＢ大きい２つの周波数間の周波数帯域と定義される。また、フィルタの中心周波数とは、フィルタの通過帯域の低域端周波数および高域端周波数の中点（（低域端周波数＋高域端周波数）／２）と定義される。
　また、以下の実施の形態において、「信号経路」とは、高周波信号が伝搬する配線、当該配線に直接接続された回路素子および電極、ならびに当該配線または当該電極に直接接続された端子等で構成された伝送線路であることを意味する。
　また、以下の実施の形態において、「接続される」とは、接続端子および／または配線導体で直接接続される場合だけでなく、他の回路素子を介して電気的に接続される場合も含むことを意味する。また、「ＡとＢとの間に接続される」とは、ＡおよびＢを結ぶ経路上でＡおよびＢと接続されることを意味する。
　（実施の形態）
　［１．Ｎパスフィルタ１の回路構成］
　図１は、実施の形態に係るＮパスフィルタ１の回路構成図である。同図に示すように、Ｎパスフィルタ１は、ベースフィルタ１１～１Ｎ（Ｎは３以上の整数）と、スイッチ２１～２Ｎ（Ｎは３以上の整数）およびスイッチ３１～３Ｎ（Ｎは３以上の整数）と、入出力端子１１０（第１入出力端子）および入出力端子１２０（第２入出力端子）と、を備える。
　スイッチ２１は、第１スイッチの一例であり、入出力端子１１０およびベースフィルタ１１に接続されている。スイッチ２１は、駆動周波数Ｆｃｋに基づいた駆動信号ｓ１によりオンオフ動作することで、入出力端子１１０とベースフィルタ１１との接続および非接続を切り替える。
　スイッチ３１は、第２スイッチの一例であり、入出力端子１２０およびベースフィルタ１１に接続されている。スイッチ３１は、駆動周波数Ｆｃｋに基づいた駆動信号ｓ１によりスイッチ２１と同じタイミングでオンオフ動作することで、入出力端子１２０とベースフィルタ１１との接続および非接続を切り替える。
　スイッチ２２は、第１スイッチの一例であり、入出力端子１１０およびベースフィルタ１２に接続されている。スイッチ２２は、駆動周波数Ｆｃｋに基づいた駆動信号ｓ２によりオンオフ動作することで、入出力端子１１０とベースフィルタ１２との接続および非接続を切り替える。
　スイッチ３２は、第２スイッチの一例であり、入出力端子１２０およびベースフィルタ１２に接続されている。スイッチ３２は、駆動周波数Ｆｃｋに基づいた駆動信号ｓ２によりスイッチ２２と同じタイミングでオンオフ動作することで、入出力端子１２０とベースフィルタ１２との接続および非接続を切り替える。
　スイッチ２Ｎは、第１スイッチの一例であり、入出力端子１１０およびベースフィルタ１Ｎに接続されている。スイッチ２Ｎは、駆動周波数Ｆｃｋに基づいた駆動信号ｓＮによりオンオフ動作することで、入出力端子１１０とベースフィルタ１Ｎとの接続および非接続を切り替える。
　スイッチ３Ｎは、第２スイッチの一例であり、入出力端子１２０およびベースフィルタ１Ｎに接続されている。スイッチ３Ｎは、駆動周波数Ｆｃｋに基づいた駆動信号ｓＮによりスイッチ２Ｎと同じタイミングでオンオフ動作することで、入出力端子１２０とベースフィルタ１Ｎとの接続および非接続を切り替える。
　ベースフィルタ１１、スイッチ２１および３１は、信号経路Ｐ１を構成している。ベースフィルタ１２、スイッチ２２および３２は、信号経路Ｐ２を構成している。ベースフィルタ１Ｎ、スイッチ２Ｎおよび３Ｎは、信号経路ＰＮ（Ｎは３以上の整数）を構成している。
　Ｎパスフィルタ１は、信号経路Ｐ１、Ｐ２およびＰＮを含むＮ個の信号経路を備え、信号経路Ｐ１～ＰＮは、入出力端子１１０と入出力端子１２０との間で互いに並列接続されている。
　ベースフィルタ１１は、スイッチ２１および３１の間に接続され、受動素子のみで構成されたバンドパスフィルタである。ベースフィルタ１２は、スイッチ２２および３２の間に接続され、受動素子のみで構成されたバンドパスフィルタである。ベースフィルタ１Ｎは、スイッチ２Ｎおよび３Ｎの間に接続され、受動素子のみで構成されたバンドパスフィルタである。なお、ベースフィルタ１１～１Ｎの回路構成の詳細については、実施例１～３にて例示する。
　図２は、実施の形態に係るＮパスフィルタ１の駆動信号を示すタイミングチャートである。同図には、スイッチ２１～２Ｎおよびスイッチ３１～３Ｎに供給される駆動信号ｓ１～ｓＮの一例が示されている。同図に示すように、クロック信号ＣＬＫ（駆動周波数Ｆｃｋ）に基づいて、駆動信号ｓ１～ｓＮが生成される。より具体的には、駆動信号ｓ１～ｓＮの周期をＴとした場合、駆動信号ｓ１～ｓＮのそれぞれは、Ｔ／Ｎの期間だけオン状態となり、Ｔ／Ｎだけ遅れて順次オン状態となる。これにより、スイッチ２１～２Ｎは、周期Ｔにおいて信号経路ごとに異なるタイミングでオン状態となる。また、スイッチ３１～３Ｎは、周期Ｔにおいて信号経路ごとに異なるタイミングでオン状態となる。つまり、ベースフィルタ１１～１Ｎは、周期Ｔにおいて信号経路ごとに異なるタイミングで入出力端子１１０および１２０と接続される。
　上記構成によれば、Ｎパスフィルタ１は、式１で規定される中心周波数Ｆｒｆを有するバンドパスフィルタとなる。
　Ｆｒｆ＝ｋ×Ｆｃｋ±Ｆｂ　　　　　（式１）
　式１において、Ｆｂはベースフィルタの中心周波数であり、ｋは整数である。式１によれば、Ｎパスフィルタ１は、駆動周波数Ｆｃｋを可変することで通過帯域可変型のバンドパスフィルタとなる。また、Ｎパスフィルタ１の通過特性は、ｋの値（－∞～＋∞の整数）に対応した複数の通過帯域（および複数の減衰帯域）を有するものとなる。
　なお、本実施の形態に係るＮパスフィルタ１は、図２に示された駆動信号ｓ１～ｓＮにより動作することに限定されない。駆動信号ｓ１～ｓＮのそれぞれは、Ｔ／Ｎの期間だけオン状態とならなくてもよく、Ｔ／Ｎより短くてもよく、またＴ／Ｎより長くてもよい。つまり、駆動信号ｓ１～ｓＮのそれぞれがオン状態となる期間は厳密に連続していなくてもよく、わずかに間隔があいていてもよい。また、駆動信号ｓ１～ｓＮのそれぞれがオン状態となる期間（の長さ）は同じでなくてもよく、異なっていてもよい。
　Ｎパスフィルタ１の上記構成によれば、ベースフィルタ１１～１Ｎが受動素子のみで構成されたバンドパスフィルタとなっているので、ベースフィルタが半導体素子等の能動素子を含む場合と比較して、半導体素子に起因した飽和や非線形歪を抑制できる。これにより、携帯電話のＲＦ段に用いるような５００ＭＨｚ以上の高周波領域において、通過帯域内における低損失かつ通過帯域外における高減衰を有するＮパスフィルタ１を実現できる。
　なお、実施の形態に係るＮパスフィルタ１において、スイッチ２１～２Ｎのそれぞれは、入出力端子１１０または１２０から入力された入力信号を変調する第１変調器であればよい。また、スイッチ３１～３Ｎのそれぞれは、入出力端子１１０または１２０から入力された入力信号を、第１変調器と同位相で変調する第２変調器であればよい。具体的には、第１変調器および第２変調器のそれぞれは、入出力端子１１０または１２０から入力された入力信号を、Ｎ個の信号経路で１周期となる位相で、かつ、信号経路ごとに異なる位相で変調する。スイッチ２１～２Ｎのそれぞれは第１変調器の一例であり、スイッチ３１～３Ｎのそれぞれは第２変調器の一例であるが、第１変調器および第２変調器としては、スイッチ２１～２Ｎおよびスイッチ３１～３Ｎのほか、ミキサなどが挙げられる。
　［２．実施例１に係るベースフィルタ１１～１Ｎの回路構成および通過特性］
　実施例１に係るＮパスフィルタ１は、ベースフィルタ１１～１Ｎ（Ｎは３以上の整数）と、スイッチ２１～２Ｎ（Ｎは３以上の整数）およびスイッチ３１～３Ｎ（Ｎは３以上の整数）と、入出力端子１１０および１２０と、を備える。
　図３は、実施例１に係るベースフィルタ１１～１Ｎの回路構成の一例を示す図である。なお、図３には、ベースフィルタ１１～１Ｎのうち、ベースフィルタ１１の回路構成例が示されている。ベースフィルタ１２～１Ｎの回路構成は、図３に示されたベースフィルタ１１の回路構成と同じである。
　図３に示すように、ベースフィルタ１１は、キャパシタ４１、４２および４３と、インダクタ５２および５３と、を備える。本実施例に係るベースフィルタ１１～１Ｎのそれぞれは、受動素子のみで構成されたバンドパスフィルタであって、インダクタおよびキャパシタを含む。
　キャパシタ４１は、一端が端子１１１に接続され、他端が端子１１２に接続されている。キャパシタ４２およびインダクタ５２で構成されたＬＣ並列共振回路は、端子１１１とキャパシタ４１とを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続されている。キャパシタ４３およびインダクタ５３で構成されたＬＣ並列共振回路は、端子１１２とキャパシタ４１とを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続されている。上記接続構成によれば、図３に示されたベースフィルタ１１は、π型３段バンドパスフィルタとなっている。いわゆるシリーズインダクタを用いず、２つのＬＣ並列共振回路をキャパシタ４１で結合した構成としている。これによれば、インダクタ５２および５３の最大インダクタ値を０．６３ｎＨと小さくできるので、ベースフィルタ１１を小型化できる。
　図４Ａは、実施例１に係るベースフィルタ１１単体の通過帯域近傍の通過特性を表すグラフである。また、図４Ｂは、実施例１に係るベースフィルタ１１単体の減衰帯域を含む広帯域の通過特性を表すグラフである。図４Ａおよび図４Ｂに示すように、ベースフィルタ１１は、中心周波数９６０ＭＨｚ、帯域幅１２０ＭＨｚのバンドパスフィルタとなっている。
　図５は、実施例１に係るＮパスフィルタ１の通過特性の一例を表すグラフである。本実施例に係るＮパスフィルタ１において、Ｎ＝８であり、ベースフィルタ１１の中心周波数Ｆｂ＝は９７９．４９ＭＨｚであり、駆動周波数Ｆｃｋ＝１２００ＭＨｚであり、駆動信号ｓ１～ｓ８はパルス幅＝（１／１２００ＭＨｚ）／８の矩形パルスであり、ベースフィルタ１１～１Ｎのそれぞれの終端インピーダンスを４００Ωとしている。つまり、Ｎパスフィルタ１の終端インピーダンスを５０Ωとしている。
　図５に示すように、Ｎパスフィルタ１の通過帯域は、ＤＣ～３ＧＨｚの周波数帯範囲において、（Ｆｃｋ－Ｆｂ）（ｋ＝１）、Ｆｂ（ｋ＝０）、（２Ｆｃｋ－Ｆｂ）（ｋ＝２）、（Ｆｃｋ＋Ｆｂ）（ｋ＝１）、（３Ｆｃｋ－Ｆｂ）（ｋ＝３）に出現している。ベースフィルタ１１～１Ｎの終端インピーダンスを４００Ωとし、Ｎパスフィルタ１の終端インピーダンスを５０Ωとしたことにより、Ｎパスフィルタ１の各通過帯域を平坦な通過特性とすることができている。
　なお、本実施例に係るＮパスフィルタ１において、入出力端子１１０および１２０における終端インピーダンスをＺ０とし、ベースフィルタ１１～１Ｎの入出力インピーダンスをＺｂとした場合、反射係数（Ｚｂ－Ｎ×Ｚ０）／（Ｚｂ＋Ｎ×Ｚ０）が、式２の関係を満たすことが望ましい。
　（Ｚｂ－Ｎ×Ｚ０）／（Ｚｂ＋Ｎ×Ｚ０）＜０．３１６　　　　（式２）
　本実施例に係るＮパスフィルタ１では、ベースフィルタ１１～１Ｎの端子１１１および１１２における終端インピーダンスを４００Ωと設計しており、Ｚ０＝５０Ω、Ｚｂ＝４００Ω、Ｎ＝８を、式２に代入すれば、反射係数は理想的には０となる。
　従来のＮパスフィルタでは、ベースフィルタとして能動素子を用いているためインピーダンスが大きく、終端インピーダンスがほぼオープンとみなせる場合が多い。このため、周波数が５００ＭＨｚ以上の高周波帯域では、外部接続回路との不整合損が大きくなる。
　これに対して、本実施例に係るＮパスフィルタ１によれば、入出力端子１１０および１２０における反射損失を１０ｄＢ未満とすることが可能となるので、入出力端子１１０および１２０に接続される外部接続回路との不整合損を抑制することが可能となる。よって、Ｎパスフィルタ１を、高周波信号を低損失で伝送する高周波フロントエンド回路に適用できる。
　図６は、実施例１に係るＮパスフィルタ１の駆動周波数Ｆｃｋを変化させたときの通過特性を表すグラフである。なお、駆動周波数Ｆｃｋを、０．９ＧＨｚ～１．５ＧＨｚの範囲で変化させている。同図に示すように、ベースフィルタ１１～１Ｎの中心周波数Ｆｂ（９７９．４９ＭＨｚ）と駆動周波数Ｆｃｋ（０．９ＧＨｚ～１．５ＧＨｚ）とが近接しているため、高調波応答（各応答モード）が重なりやすい。なお、高調波応答が重なったり近接したりすると、通過特性の波形が変形するが、極端な損失劣化は見られない。
　本実施例に係るＮパスフィルタ１によれば、ベースフィルタ１１～１ＮとしてＬＣバンドパスフィルタを用いており、後述する駆動周波数Ｆｃｋの可変周波数の範囲において、大きな減衰量と波形崩れが抑えられた低損失な通過特性を得ることができる。
　本実施例に係るベースフィルタ１１～１Ｎは、受動素子であるキャパシタおよびインダクタで構成されているので、例えば送信信号がアンテナで反射して受信回路に不要信号が入射しても、能動素子を用いたベースフィルタを有するＮパスフィルタと比較して、非線形特性に起因した飽和および歪を発生させないので、十分な減衰特性をもつＮパスフィルタ１が得られる。
　［３．実施例２に係るベースフィルタ１１Ａ～１ＮＡの回路構成および通過特性］
　実施例２に係るＮパスフィルタ１Ａは、ベースフィルタ１１Ａ～１ＮＡ（Ｎは３以上の整数）と、スイッチ２１～２Ｎ（Ｎは３以上の整数）およびスイッチ３１～３Ｎ（Ｎは３以上の整数）と、入出力端子１１０および１２０と、を備える。
　図７は、実施例２に係るベースフィルタ１１Ａ～１ＮＡの回路構成の一例を示す図である。なお、図７には、ベースフィルタ１１Ａ～１ＮＡのうち、ベースフィルタ１１Ａの回路構成例が示されている。ベースフィルタ１２Ａ～１ＮＡの回路構成は、図７に示されたベースフィルタ１１Ａの回路構成と同じである。
　図７に示すように、ベースフィルタ１１Ａは、弾性波共振子６１、６２、６３、６４および６５と、キャパシタ４４と、を備える。本実施例に係るベースフィルタ１１Ａ～１ＮＡのそれぞれは、受動素子のみで構成されたバンドパスフィルタであって、弾性波共振子を含む。
　弾性波共振子６１～６３は、端子１１１と端子１１２との間に互いに直列接続された直列腕共振子である。弾性波共振子６４は、弾性波共振子６１および６２を結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続された並列腕共振子であり、弾性波共振子６５は、弾性波共振子６２および６３を結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続された並列腕共振子である。キャパシタ４４は、一端が弾性波共振子６１および６２を結ぶ経路上のノードに接続され、他端が端子１１２に接続されている。上記接続構成によれば、図７に示されたベースフィルタ１１Ａは、ラダー型の弾性波バンドパスフィルタとなっている。
　図８Ａは、実施例２に係るベースフィルタ１１Ａの共振特性を表すグラフである。本実施例に係るベースフィルタ１１Ａ～１ＮＡでは、弾性波共振子６１～６５のそれぞれは、弾性表面波を利用した共振子であり、圧電性を有する基板として、例えば４０°ＹカットＸ伝搬のＬｉＴａＯ３単結晶基板（以下、ＬＴと記す）を用いている。弾性波共振子６１～６５のそれぞれは、共振帯域幅（（反共振周波数－共振周波数）／共振周波数）を４％とし、弾性波共振子６１、６３および６５の共振周波数（および反共振周波数）を、弾性波共振子６２および６４の共振周波数（および反共振周波数）よりも４％高周波側に設定している。また、弾性波共振子６１および６５のインピーダンスを弾性波共振子６２および６４のインピーダンスよりも６倍高くし、弾性波共振子６３のインピーダンスを弾性波共振子６２および６４のインピーダンスよりも１２倍高くしている。なお、図８Ａでは、弾性波共振子６１および６４のインピーダンス値を略等しいものとして表している。また、ベースフィルタ１１Ａ～１ＮＡの通過帯域近傍の減衰急峻性を良化するため、弾性波共振子６１および６２を結ぶ経路上のノードと端子１１２との間に橋絡容量であるキャパシタ４４を配している。なお、ベースフィルタ１１Ａ～１ＮＡの端子１１１および１１２における終端インピーダンスを４００Ωに設計している。
　なお、本実施例に係るＮパスフィルタ１Ａにおいても、入出力端子１１０および１２０における終端インピーダンスをＺ０とし、ベースフィルタ１１Ａ～１ＮＡの入出力インピーダンスをＺｂとした場合、反射係数（Ｚｂ－Ｎ×Ｚ０）／（Ｚｂ＋Ｎ×Ｚ０）が、式２の関係を満たすことが望ましい。
　これによれば、入出力端子１１０および１２０における反射損失を１０ｄＢ未満とすることが可能となるので、入出力端子１１０または１２０に接続される外部接続回路との不整合損を抑制することが可能となる。よって、Ｎパスフィルタ１Ａを、高周波信号を低損失で伝送する高周波フロントエンド回路に適用できる。
　図８Ｂは、実施例２に係るベースフィルタ１１Ａ単体の通過帯域近傍の通過特性を表すグラフである。また、図８Ｃは、実施例１および２に係るベースフィルタの通過特性を比較したグラフである。図８Ｂに示すように、ベースフィルタ１１Ａは、中心周波数約１ＧＨｚ、帯域幅約３０ＭＨｚのバンドパスフィルタとなっている。図８Ｃに示すように、実施例２に係るベースフィルタ１１ＡはＬＴ基板を用いた弾性表面波フィルタであるため、実施例１に係るベースフィルタ１１と比較して、通過帯域幅が狭く、かつ、通過帯域近傍の減衰急峻性が高い。
　図９は、実施例２に係るＮパスフィルタ１Ａの駆動周波数Ｆｃｋを変化させたときの通過特性を表すグラフである。なお、駆動周波数Ｆｃｋを、０．５ＧＨｚ～９．５ＧＨｚの範囲で変化させている。同図に示すように、Ｎパスフィルタ１Ａの通過帯域は、ＤＣ～２０ＧＨｚの周波数帯範囲において、（ｋ×Ｆｃｋ±Ｆｂ）（ｋ＝１、２、３）に出現している。
　本実施例に係るＮパスフィルタ１Ａによれば、ベースフィルタ１１Ａ～１ＮＡとして受動素子である弾性波共振子を用いているので、後述する駆動周波数Ｆｃｋの可変周波数の範囲において、大きな減衰量と波形崩れが抑えられた低損失な通過特性を得ることができる。
　［４．実施例３に係るベースフィルタ１１Ｂ～１ＮＢの回路構成および通過特性］
　実施例３に係るＮパスフィルタ１Ｂは、ベースフィルタ１１Ｂ～１ＮＢ（Ｎは３以上の整数）と、スイッチ２１～２Ｎ（Ｎは３以上の整数）およびスイッチ３１～３Ｎ（Ｎは３以上の整数）と、入出力端子１１０および１２０と、を備える。
　図１０は、実施例３に係るベースフィルタ１１Ｂ～１ＮＢの回路構成の一例を示す図である。なお、図１０には、ベースフィルタ１１Ｂ～１ＮＢのうち、ベースフィルタ１１Ｂの回路構成例が示されている。ベースフィルタ１２Ｂ～１ＮＢの回路構成は、図１０に示されたベースフィルタ１１Ｂの回路構成と同じである。
　図１０に示すように、ベースフィルタ１１Ｂは、弾性波共振子６６、６７、６８、６９および７０を備える。本実施例に係るベースフィルタ１１Ｂ～１ＮＢのそれぞれは、受動素子のみで構成されたバンドパスフィルタであって、弾性波共振子を含む。
　弾性波共振子６６～６８は、端子１１１と端子１１２との間に互いに直列接続された直列腕共振子である。弾性波共振子６９は、弾性波共振子６６および６７を結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続された並列腕共振子であり、弾性波共振子７０は、弾性波共振子６７および６８を結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続された並列腕共振子である。上記接続構成によれば、図１０に示されたベースフィルタ１１Ｂは、ラダー型の弾性波バンドパスフィルタとなっている。
　図１１の（ａ）は、実施例３に係るベースフィルタ１１Ｂ単体の通過特性を表すグラフであり、図１１の（ｂ）は、実施例２に係るベースフィルタ１１Ａ単体の通過特性を表すグラフである。
　本実施例に係るベースフィルタ１１Ｂ～１ＮＢでは、弾性波共振子６６～７０のそれぞれは、弾性表面波を利用した共振子であり、圧電性を有する基板として、例えば１５°ＹカットＸ伝搬のＬｉＮｂＯ３単結晶基板（以下、ＬＮと記す）を用いている。弾性波共振子６６～７０のそれぞれは、共振帯域幅（（反共振周波数－共振周波数）／共振周波数）を１０％とし、弾性波共振子６６、６８および７０の共振周波数（および反共振周波数）を、弾性波共振子６７および６９の共振周波数（および反共振周波数）よりも１２％高周波側に設定している。また、弾性波共振子６６および７０のインピーダンスを弾性波共振子６７および６９のインピーダンスよりも４．１２倍高くし、弾性波共振子６８のインピーダンスを弾性波共振子６７および６９のインピーダンスよりも８．２４倍高くしている。なお、ベースフィルタ１１Ｂ～１ＮＢの端子１１１および１１２における終端インピーダンスを４００Ωに設計している。
　なお、本実施例に係るＮパスフィルタ１Ｂにおいても、入出力端子１１０および１２０における終端インピーダンスをＺ０とし、ベースフィルタ１１Ｂ～１ＮＢの入出力インピーダンスをＺｂとした場合、反射係数（Ｚｂ－Ｎ×Ｚ０）／（Ｚｂ＋Ｎ×Ｚ０）が、式２の関係を満たすことが望ましい。
　これによれば、入出力端子１１０および１２０における反射損失を１０ｄＢ未満とすることが可能となるので、入出力端子１１０または１２０に接続される外部接続回路との不整合損を抑制することが可能となる。よって、Ｎパスフィルタ１Ｂを、高周波信号を低損失で伝送する高周波フロントエンド回路に適用できる。
　図１１の（ａ）に示すように、ベースフィルタ１１Ｂは、中心周波数１００ＭＨｚ、帯域幅１０ＭＨｚのバンドパスフィルタとなっている。図１１の（ａ）および（ｂ）に示すように、実施例３に係るベースフィルタ１１Ｂは、ＬＮ基板を用いた弾性表面波フィルタであるため、実施例２に係るベースフィルタ１１Ａと比較して、比帯域幅（通過帯域／中心周波数）の広い通過特性が得られる。
　図１２は、実施例３に係るＮパスフィルタ１Ｂの駆動周波数Ｆｃｋを変化させたときの通過特性を表すグラフである。なお、駆動周波数Ｆｃｋを、０．４ＧＨｚ～１．０ＧＨｚの範囲で変化させている。同図に示すように、Ｎパスフィルタ１Ｂの通過帯域は、ＤＣ～１．０ＧＨｚの周波数帯範囲において、（ｋ×Ｆｃｋ±Ｆｂ）に出現している。その中でも、（Ｆｃｋ±Ｆｂ）（ｋ＝１）モードは、他の高調波と離間しているため、Ｎパスフィルタ１Ｂは、ベースフィルタ１１Ｂ～１ＮＢの波形を概略転写した波形となっている。これにより、Ｎパスフィルタ１Ｂは、（Ｆｃｋ±Ｆｂ）（ｋ＝１）を主応答とするモードにおいて、ＬＴ基板を利用した弾性表面波フィルタを用いたＮパスフィルタ１Ａより広帯域な通過帯域を有する通過特性が得られ、ＬＣフィルタを用いたＮパスフィルタ１より通過帯域近傍の減衰急峻性が高い通過特性が得られる。
　なお、ベースフィルタは、実施例２および３で例示した、ＬＴまたはＬＮを圧電性の基板として用いた弾性表面波フィルタのほか、（１）ＡｌＮやＳｃＡｌＮを用いた薄膜バルク弾性波フィルタ、（２）水晶、タンタル酸リチウム、ニオブ酸リチウム、ニオブ酸カリウムなどの圧電単結晶またはチタン酸ジルコン酸鉛、チタン酸バリウムなどの焼結整形圧電体を用いたバルク弾性波フィルタであってもよい。
　また、ベースフィルタとして、弾性波共振子を用いたラダー型フィルタのほか、弾性波共振子を用いた縦結合型フィルタであってもよい。
　また、ベースフィルタとして、上述したＬＣフィルタおよび弾性波フィルタの他、誘電体フィルタであってもよい。
　［５．主応答モードが（Ｆｃｋ－Ｆｂ）である場合の周波数可変範囲］
　実施の形態に係るＮパスフィルタ１（Ｎパスフィルタ１Ａおよび１Ｂを含む）において、主応答と重なる不要応答が存在すると、不要応答に起因した不要信号が伝送されてしまう。不要信号を伝送させないため、主応答と不要応答とが周波数において重ならないことが望ましい。
　図１３は、実施の形態に係るＮパスフィルタ１の主応答モードが（Ｆｃｋ－Ｆｂ）である場合の周波数可変範囲を示すグラフである。同図に示されたグラフは、式１の関係を表している。なお、横軸はＦｂで規格化されたＦｃｋ（＝Ｆｃｋ／Ｆｂ）を表し、縦軸はＦｂで規格化されたＦｒｆ（＝Ｆｒｆ／Ｆｂ）を表す。同図に示すように、駆動周波数Ｆｃｋを可変することで、Ｎパスフィルタ１の中心周波数Ｆｒｆを可変することができる。
　Ｎパスフィルタ１において、（ｋ×Ｆｃｋ±－Ｆｂ）（ｋは整数）のうちのいずれかのモードを主応答として利用する場合、他のモードは不要応答となるが、ｋは無数に存在することから、多数の不要応答モードが存在することとなる。さらに、Ｎパスフィルタ１は、ベースフィルタとしてバンドパスフィルタを用いているので、ベースフィルタとしてローパスフィルタを用いたＮパスフィルタと比べて２倍の不要応答が発生する。また駆動周波数Ｆｃｋが０付近では負の周波数に存在する不要応答が正の周波数に移動して主応答と重なる場合が想定される。このため、多数のモードの中から一の主応答モードを選択する場合、当該主応答モードが不要応答モードと重ならない条件を選定することが望ましい。
　図１３には、（Ｆｃｋ、Ｆｂ）の組み合わせとして、（０、１）、（１、１）、（１、－１）、（２、１）、（２、－１）、（３、１）、（３、－１）、（－１、１）、（－２、１）の応答モードが示されている。なお、図示していないが、ｋ＜－３およびｋ＞３のモードは駆動周波数Ｆｃｋが低周波側の領域に多数存在する。
　ここで、主応答モードを（Ｆｃｋ－Ｆｂ）とした場合、主応答モード（Ｆｃｋ－Ｆｂ）におけるＦｒｆが他の不要応答モードのＦｒｆと重ならない条件は、範囲１（式３）および範囲２（式４）で示される。
　（範囲１）
　Ｆｃｋ＿ｍｉｎ＋Ｆｂ＞Ｆｃｋ＿ｍａｘ－Ｆｂ、かつ、Ｆｃｋ＞２Ｆｂ　　（式３）
　（範囲２）
　１Ｆｂ＜Ｆｃｋ＜２Ｆｂ　　　　　　　（式４）
　ここで、Ｆｃｋ＿ｍｉｎは、主応答モードにおける駆動周波数Ｆｃｋの下限周波数であり、Ｆｃｋ＿ｍａｘは、主応答モードにおける駆動周波数Ｆｃｋの上限周波数である。
　図１３に示すように、範囲１および範囲２では、主応答モードは、周波数可変しても不要応答モードとは周波数が重ならない。よって、連続した可変周波数の範囲で大きな減衰量と波形崩れが抑えられた低損失な通過帯域が得られる。
　例えば、Ｎパスフィルタ１が、５Ｇ－ＮＲのためのバンドｎ５、ｎ８、ｎ１２、ｎ１４、ｎ１８、ｎ２０、ｎ２８、ｎ２９、および、４Ｇ－ＬＴＥのためのバンドＢ５、Ｂ８、Ｂ１２、Ｂ１３、Ｂ１４、Ｂ１７、Ｂ１８、Ｂ１９、Ｂ２０、Ｂ２６、Ｂ２７、Ｂ２８、Ｂ２９、Ｂ６７、Ｂ６８、Ｂ８５のダウンリンク動作バンドをカバーする周波数範囲７２７～９５０ＭＨｚで周波数可変する場合を想定する。この場合、主応答モードとしては（Ｆｃｋ－Ｆｂ）を選択し、Ｆｂ＝３００ＭＨｚ、Ｆｃｋ＿ｍｉｎ＝１０２７ＭＨｚ、Ｆｃｋ＿ｍａｘ＝１２５０ＭＨｚとすると、駆動周波数ＦｃｋはＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）技術でスイッチ２１～２Ｎおよび３１～３Ｎを作り易い周波数帯となる。また、最も近接した不要応答モードである（Ｆｃｋ＋Ｆｂ）および（Ｆｂ）から周波数離間した主応答モード（Ｆｃｋ－Ｆｂ）のＮパスフィルタ１を構築できる。この場合、規格化Ｆｃｋ（＝Ｆｃｋ／Ｆｂ）は３．４２（＝１０２７ＭＨｚ／３００ＭＨｚ）から４．１７（＝１２５０ＭＨｚ／３００ＭＨｚ）の範囲であり、規格化Ｆｒｆ（＝Ｆｒｆ／Ｆｂ）は２．４２（＝７２７ＭＨｚ／３００ＭＨｚ）から３．１７（＝９５０ＭＨｚ／３００ＭＨｚ）の範囲となる。
　なお、Ｎパスフィルタ１に適用されるバンドは、無線アクセス技術（ＲＡＴ：Radio Access Technology）を用いて構築される通信システムのために、標準化団体など（例えば３ＧＰＰ（登録商標）（3rd Generation Partnership Project）、ＩＥＥＥ（Institute of Electrical and Electronics Engineers）等）によって予め定義された周波数バンドを意味する。本実施の形態では、通信システムとしては、例えば４Ｇ（4th Generation）－ＬＴＥ(Long Term Evolution)システム、５Ｇ（5th Generation）－ＮＲ（New Radio）システム、およびＷＬＡＮ（Wireless Local Area Network）システム等を用いることができるが、これらに限定されない。
　［６．主応答モードが（－Ｆｃｋ＋Ｆｂ）である場合の周波数可変範囲］
　図１４は、実施の形態に係るＮパスフィルタ１の主応答モードが（－Ｆｃｋ＋Ｆｂ）である場合の周波数可変範囲を示すグラフである。同図に示されたグラフは、式１の関係を表している。なお、横軸はＦｂで規格化されたＦｃｋ（＝Ｆｃｋ／Ｆｂ）を表し、縦軸はＦｂで規格化されたＦｒｆ（＝Ｆｒｆ／Ｆｂ）を表す。同図に示すように、駆動周波数Ｆｃｋを可変することで、Ｎパスフィルタ１の中心周波数Ｆｒｆを可変することができる。
　図１４には、（Ｆｃｋ、Ｆｂ）の組み合わせとして、（１、－１）、（２、－１）、（３、－１）、（－１、１）、（－２、１）、（－３、１）の応答モードが示されている。
　ここで、主応答モードを（－Ｆｃｋ＋Ｆｂ）とした場合、主応答モード（－Ｆｃｋ＋Ｆｂ）におけるＦｒｆが他の不要応答モードのＦｒｆと重ならない条件は、範囲３（式５）および範囲４（式６）で示される。
　（範囲３）
　０．５Ｆｂ＜Ｆｃｋ＜０．６６Ｆｂ　　（式５）
　（範囲４）
　０．６７Ｆｂ＜Ｆｃｋ＜１Ｆｂ　　　　（式６）
　図１４に示すように、範囲３および範囲４では、主応答モードは、周波数可変しても不要応答モードとは周波数が重ならない。よって、連続した可変周波数の範囲で大きな減衰量と波形崩れが抑えられた低損失な通過帯域が得られる。
　例えば、Ｎパスフィルタ１が周波数範囲７２７～９５０ＭＨｚで周波数可変する場合、主応答モードとしては（－Ｆｃｋ＋Ｆｂ）を選択し、Ｆｂ＝２０００ＭＨｚ、Ｆｃｋを１２７３ＭＨｚから１０５０ＭＨｚの範囲とすると、ベースフィルタ１１～１Ｎを高い周波数範囲で構成できる。よって、ベースフィルタとしてＬＣフィルタや弾性波フィルタを用いた場合には、Ｎパスフィルタ１を小型化できる。
　［７．主応答モードが（２Ｆｃｋ－Ｆｂ）である場合の周波数可変範囲］
　図１５は、実施の形態に係るＮパスフィルタ１の主応答モードが（２Ｆｃｋ－Ｆｂ）である場合の周波数可変範囲を示すグラフである。同図に示されたグラフは、式１の関係を表している。なお、横軸はＦｂで規格化されたＦｃｋ（＝Ｆｃｋ／Ｆｂ）を表し、縦軸はＦｂで規格化されたＦｒｆ（＝Ｆｒｆ／Ｆｂ）を表す。同図に示すように、駆動周波数Ｆｃｋを可変することで、Ｎパスフィルタ１の中心周波数Ｆｒｆを可変することができる。
　図１５には、（Ｆｃｋ、Ｆｂ）の組み合わせとして、（０、１）、（１、１）、（１、－１）、（２、１）、（２、－１）、（３、１）、（３、－１）、（－１、１）、（－２、１）の応答モードが示されている。
　ここで、主応答モードを（２Ｆｃｋ－Ｆｂ）とした場合、主応答モード（２Ｆｃｋ－Ｆｂ）におけるＦｒｆが他の不要応答モードのＦｒｆと重ならない条件は、範囲５（式７）で示される。
　（範囲５）
　Ｆｃｋ＞１Ｆｂ、かつ、２Ｆｃｋ＿ｍａｘ－Ｆｂ＜Ｆｃｋ＿ｍｉｎ＋Ｆｂ　　（式７）
　ここで、Ｆｃｋ＿ｍｉｎは、主応答モードにおける駆動周波数Ｆｃｋの下限周波数であり、Ｆｃｋ＿ｍａｘは、主応答モードにおける駆動周波数Ｆｃｋの上限周波数である。
　図１５に示すように、範囲５では、主応答モードは、周波数可変しても不要応答モードとは周波数が重ならない。よって、連続した可変周波数の範囲で大きな減衰量と波形崩れが抑えられた低損失な通過帯域が得られる。
　例えば、Ｎパスフィルタ１が周波数範囲７２７～９５０ＭＨｚで周波数可変する場合、主応答モードとしては（２Ｆｃｋ－Ｆｂ）を選択し、Ｆｂ＝５００ＭＨｚ、Ｆｃｋを６１３．５ＭＨｚから７２５ＭＨｚの範囲とすると、最も近接した不要応答モードである（Ｆｃｋ＋Ｆｂ）および（Ｆｂ）から十分に周波数離間した主応答モード（２Ｆｃｋ－Ｆｂ）のＮパスフィルタ１を構築できる。
　［８．主応答モードが（Ｆｃｋ＋Ｆｂ）である場合の周波数可変範囲］
　図１６は、実施の形態に係るＮパスフィルタ１の主応答モードが（Ｆｃｋ＋Ｆｂ）である場合の周波数可変範囲を示すグラフである。同図に示されたグラフは、式１の関係を表している。なお、横軸はＦｂで規格化されたＦｃｋ（＝Ｆｃｋ／Ｆｂ）を表し、縦軸はＦｂで規格化されたＦｒｆ（＝Ｆｒｆ／Ｆｂ）を表す。同図に示すように、駆動周波数Ｆｃｋを可変することで、Ｎパスフィルタ１の中心周波数Ｆｒｆを可変することができる。
　図１６には、（Ｆｃｋ、Ｆｂ）の組み合わせとして、（０、１）、（１、１）、（１、－１）、（２、１）、（２、－１）、（３、１）、（３、－１）、（－１、１）、（－２、１）の応答モードが示されている。
　ここで、主応答モードを（Ｆｃｋ＋Ｆｂ）とした場合、主応答モード（Ｆｃｋ＋Ｆｂ）におけるＦｒｆが他の不要応答モードのＦｒｆと重ならない条件は、範囲６（式８）で示される。
　（範囲６）
　Ｆｃｋ＞２Ｆｂ、かつ、
　Ｆｃｋ＿ｍａｘ＋Ｆｂ＜２Ｆｃｋ＿ｍｉｎ－Ｆｂ、かつ、
　Ｆｃｋ＿ｍａｘ－Ｆｂ＜Ｆｃｋ＿ｍｉｎ＋Ｆｂ　　　　　　　　　　　　（式８）
　ここで、Ｆｃｋ＿ｍｉｎは、主応答モードにおける駆動周波数Ｆｃｋの下限周波数であり、Ｆｃｋ＿ｍａｘは、主応答モードにおける駆動周波数Ｆｃｋの上限周波数である。
　図１６に示すように、範囲６では、主応答モードは、周波数可変しても不要応答モードとは周波数が重ならない。よって、連続した可変周波数の範囲で大きな減衰量と波形崩れが抑えられた低損失な通過帯域が得られる。
　なお、実施の形態に係るＮパスフィルタ１において、主応答モードとして（ｋ×Ｆｃｋ＋Ｆｂ）（ｋは整数）を用いてもよい。本主応答モード（ｋ×Ｆｃｋ＋Ｆｂ）の場合、Ｆｒｆは駆動周波数Ｆｃｋ（の整数倍）にベースフィルタ１１～１Ｎの中心周波数Ｆｂが加算されるため、ベースフィルタにローパスフィルタを用いたＮパスフィルタと比較して駆動周波数Ｆｃｋを小さくできる。
　これによれば、１０ＧＨｚ以上の高周波帯域を通過帯域とするＮパスフィルタ１において、変調器として半導体スイッチを用いる場合、スイッチの応答周波数やスイッチを駆動する信号を生成する回路に余裕がない問題を生じるが、本構成により、駆動周波数Ｆｃｋを小さくして半導体スイッチや駆動信号生成回路の負担を緩和できる。
　［９．実施の形態に係る高周波モジュール５および通信装置１０の回路構成］
　図１７は、実施の形態に係る高周波モジュール５および通信装置１０の回路構成図である。同図に示すように、通信装置１０は、高周波モジュール５と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）６と、アンテナ７と、を備える。
　高周波モジュール５は、アンテナ７とＲＦＩＣ６との間で高周波信号を伝送する。アンテナ７は、高周波モジュール５のアンテナ接続端子１００に接続され、高周波モジュール５から出力された高周波信号を送信し、また、外部から高周波信号を受信して高周波モジュール５へ出力する。
　ＲＦＩＣ６は、高周波信号を処理する信号処理回路の一例である。具体的には、ＲＦＩＣ６は、高周波モジュール５の受信経路を介して入力された高周波受信信号を、ダウンコンバート等により信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ：図示せず）へ出力する。また、ＲＦＩＣ６は、ＢＢＩＣから入力された送信信号をアップコンバート等により信号処理し、当該信号処理して生成された高周波送信信号を、高周波モジュール５の送信経路に出力する。また、ＲＦＩＣ６は、高周波モジュール５が有するＮパスフィルタ１、２および増幅器等を制御する制御部を有する。なお、ＲＦＩＣ６の制御部としての機能の一部または全部は、ＲＦＩＣ６の外部に実装されてもよく、例えば、ＢＢＩＣまたは高周波モジュール５に実装されてもよい。
　なお、本実施の形態に係る通信装置１０において、アンテナ７は、必須の構成要素ではない。
　次に、高周波モジュール５の回路構成について説明する。図１７に示すように、高周波モジュール５は、Ｎパスフィルタ１および２と、電力増幅器４と、低雑音増幅器３と、アンテナ接続端子１００と、高周波入力端子１０１と、高周波出力端子１０２と、を備える。
　アンテナ接続端子１００は、アンテナ７に接続される。高周波入力端子１０１は、ＲＦＩＣ６に接続され、ＲＦＩＣ６から高周波送信信号を受けるための端子である。高周波出力端子１０２は、ＲＦＩＣ６に接続され、ＲＦＩＣ６に高周波受信信号を出力するための端子である。
　Ｎパスフィルタ１は、実施例１に係るＮパスフィルタ１、実施例２に係るＮパスフィルタ１Ａ、および実施例３に係るＮパスフィルタ１Ｂのいずれかであり、アンテナ接続端子１００と低雑音増幅器３との間に接続された受信用のフィルタである。Ｎパスフィルタ１は、ＲＦＩＣ６から出力される駆動信号ｓ１～ｓＮにより、通過帯域および減衰帯域を可変する。これにより、Ｎパスフィルタ１は、複数のバンドの高周波信号を選択的に通過させることが可能である。
　Ｎパスフィルタ２は、実施例１に係るＮパスフィルタ１、実施例２に係るＮパスフィルタ１Ａ、および実施例３に係るＮパスフィルタ１Ｂのいずれかであり、アンテナ接続端子１００と電力増幅器４との間に接続された送信用のフィルタである。Ｎパスフィルタ２は、ＲＦＩＣ６から出力される駆動信号ｓ１～ｓＮにより、通過帯域および減衰帯域を可変する。これにより、Ｎパスフィルタ２は、複数のバンドの高周波信号を選択的に通過させることが可能である。
　なお、駆動信号ｓ１～ｓＮを出力する駆動回路は、ＲＦＩＣ６の制御部に含まれていてもよいし、また、高周波モジュール５に含まれていてもよいし、また、半導体ＩＣ（Integrated Circuit）として高周波モジュール５およびＲＦＩＣ６とは別に配置されていてもよい。
　低雑音増幅器３は、Ｎパスフィルタ１と高周波出力端子１０２との間に接続され、アンテナ接続端子１００から入力された受信信号を増幅する。
　電力増幅器４は、Ｎパスフィルタ２と高周波入力端子１０１との間に接続され、高周波入力端子１０１から入力された送信信号を増幅する。
　上記構成によれば、複数のバンドのそれぞれに対応したフィルタを配置する必要が無く、当該複数のバンドに対応した１つのＮパスフィルタを配置すればよいので、高周波モジュール５および通信装置１０を小型化することが可能となる。
　なお、高周波モジュール５および通信装置１０は、図１７に示された回路素子のほか、インピーダンス整合素子およびスイッチなどを備えていてもよい。
　また、高周波モジュール５は、複数の電力増幅器、および、当該複数の電力増幅器のいずれかとＮパスフィルタ２との接続を切り替えるスイッチを有していてもよい。また、高周波モジュール５は、複数の低雑音増幅器、および、当該複数の低雑音増幅器のいずれかとＮパスフィルタ１との接続を切り替えるスイッチを有していてもよい。
　（その他の実施の形態）
　以上、本発明に係るＮパスフィルタについて、実施の形態を挙げて説明したが、本発明は、上記実施の形態に限定されるものではない。上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本発明に係るＮパスフィルタを内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
　また、例えば、上記実施の形態に係るＮパスフィルタにおいて、各構成要素の間に、インダクタおよびキャパシタなどの整合素子、ならびにスイッチ回路が接続されていてもよい。
　以下に、上記各実施の形態に基づいて説明したＮパスフィルタの特徴を示す。
　＜１＞
　第１入出力端子および第２入出力端子と、
　前記第１入出力端子と前記第２入出力端子との間で互いに並列接続されたＮ（Ｎは３以上の整数）個の信号経路と、を備え、
　前記Ｎ個の信号経路のそれぞれは、
　前記第１入出力端子に接続され、前記第１入出力端子または前記第２入出力端子から入力される入力信号を変調する第１変調器と、
　前記第２入出力端子に接続され、前記第１変調器と同位相で前記入力信号を変調する第２変調器と、
　前記第１変調器および前記第２変調器の間に接続されたベースフィルタと、を有し、
　前記第１変調器および前記第２変調器は、前記入力信号を、前記Ｎ個の信号経路で１周期となる位相で、かつ、前記信号経路ごとに異なる位相で変調し、
　前記ベースフィルタは、受動素子のみで構成されたバンドパスフィルタである、Ｎパスフィルタ。
　＜２＞
　前記第１変調器は、駆動信号により前記第１入出力端子と前記ベースフィルタとの接続および非接続を切り替える第１スイッチであり、
　前記第２変調器は、前記駆動信号により前記第１スイッチと同じタイミングで前記第２入出力端子と前記ベースフィルタとの接続および非接続を切り替える第２スイッチである、＜１＞に記載のＮパスフィルタ。
　＜３＞
　前記第１変調器および前記第２変調器の駆動周波数をＦｃｋとし、前記ベースフィルタ単体の通過帯域における中心周波数をＦｂとし、前記Ｎパスフィルタの主応答モードの通過帯域における中心周波数をＦｃｋ－Ｆｂとし、当該主応答モードを利用可能な最大の前記駆動周波数をＦｃｋ＿ｍａｘとし、当該主応答モードを利用可能な最小の前記駆動周波数をＦｃｋ＿ｍｉｎとした場合、
　Ｆｃｋ＿ｍｉｎ＋Ｆｂ＞Ｆｃｋ＿ｍａｘ－Ｆｂ、かつ、
　Ｆｃｋ＞２Ｆｂ
　なる関係式を満たす、＜１＞または＜２＞に記載のＮパスフィルタ。
　＜４＞
　前記第１変調器および前記第２変調器の駆動周波数をＦｃｋとし、前記ベースフィルタ単体の通過帯域における中心周波数をＦｂとし、前記Ｎパスフィルタの主応答モードの通過帯域における中心周波数をＦｃｋ－Ｆｂとした場合、
　１Ｆｂ＜Ｆｃｋ＜２Ｆｂ
　なる関係式を満たす、＜１＞または＜２＞に記載のＮパスフィルタ。
　＜５＞
　前記第１変調器および前記第２変調器の駆動周波数をＦｃｋとし、前記ベースフィルタ単体の通過帯域における中心周波数をＦｂとし、前記Ｎパスフィルタの主応答モードの通過帯域における中心周波数を－Ｆｃｋ＋Ｆｂとした場合、
　０．５Ｆｂ＜Ｆｃｋ＜０．６６Ｆｂ
　なる関係式を満たす、＜１＞または＜２＞に記載のＮパスフィルタ。
　＜６＞
　前記第１変調器および前記第２変調器の駆動周波数をＦｃｋとし、前記ベースフィルタ単体の通過帯域における中心周波数をＦｂとし、前記Ｎパスフィルタの主応答モードの通過帯域における中心周波数を－Ｆｃｋ＋Ｆｂとした場合、
　０．６７Ｆｂ＜Ｆｃｋ＜１Ｆｂ
　なる関係式を満たす、＜１＞または＜２＞に記載のＮパスフィルタ。
　＜７＞
　前記第１変調器および前記第２変調器の駆動周波数をＦｃｋとし、前記ベースフィルタ単体の通過帯域における中心周波数をＦｂとし、前記Ｎパスフィルタの主応答モードの通過帯域における中心周波数を２Ｆｃｋ－Ｆｂとした場合、
　Ｆｃｋ＞１Ｆｂ、かつ、
　２Ｆｃｋ＿ｍａｘ－Ｆｂ＜Ｆｃｋ＿ｍｉｎ＋Ｆｂ
　なる関係式を満たす、＜１＞または＜２＞に記載のＮパスフィルタ。
　＜８＞
　前記第１変調器および前記第２変調器の駆動周波数をＦｃｋとし、前記ベースフィルタ単体の通過帯域における中心周波数をＦｂとし、前記Ｎパスフィルタの主応答モードの通過帯域における中心周波数をＦｃｋ＋Ｆｂとした場合、
　Ｆｃｋ＞２Ｆｂ、かつ、
　Ｆｃｋ＿ｍａｘ＋Ｆｂ＜２Ｆｃｋ＿ｍｉｎ－Ｆｂ、かつ、
　Ｆｃｋ＿ｍａｘ－Ｆｂ＜Ｆｃｋ＿ｍｉｎ＋Ｆｂ
　なる関係式を満たす、＜１＞または＜２＞に記載のＮパスフィルタ。
　＜９＞
　前記ベースフィルタは、インダクタおよびキャパシタを含む、＜１＞～＜８＞のいずれかに記載のＮパスフィルタ。
　＜１０＞
　前記第１変調器および前記第２変調器の駆動周波数をＦｃｋとし、前記ベースフィルタ単体の通過帯域における中心周波数をＦｂとした場合、前記Ｎパスフィルタの主応答モードの通過帯域における中心周波数は、ｋ×Ｆｃｋ＋Ｆｂ（ｋは整数）である、＜９＞に記載のＮパスフィルタ。
　＜１１＞
　前記ベースフィルタは、弾性波フィルタである、＜１＞～＜８＞のいずれかに記載のＮパスフィルタ。
　＜１２＞
　前記Ｎパスフィルタの終端インピーダンスをＺ０とし、
　前記ベースフィルタの入出力インピーダンスをＺｂとした場合、
　（Ｚｂ－Ｎ×Ｚ０）／（Ｚｂ＋Ｎ×Ｚ０）＜０．３１６
　なる関係を満たす、＜１＞～＜１１＞のいずれかに記載のＮパスフィルタ。
　本発明は、マルチバンド化およびマルチモード化された周波数規格に適用できる低損失かつ高減衰のフィルタとして、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　１、２、１Ａ、１Ｂ　　Ｎパスフィルタ
　３　　低雑音増幅器
　４　　電力増幅器
　５　　高周波モジュール
　６　　ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）
　７　　アンテナ
　１０　　通信装置
　１１、１１Ａ、１１Ｂ、１２、１２Ａ、１２Ｂ、１Ｎ、１ＮＡ、１ＮＢ　　ベースフィルタ
　２１、２２、２Ｎ、３１、３２、３Ｎ　　スイッチ
　４１、４２、４３、４４　　キャパシタ
　５２、５３　　インダクタ
　６１、６２、６３、６４、６５、６６、６７、６８、６９、７０　　弾性波共振子
　１００　　アンテナ接続端子
　１０１　　高周波入力端子
　１０２　　高周波出力端子
　１１０、１２０　　入出力端子
　１１１、１１２　　端子
　Ｐ１、Ｐ２、ＰＮ　　信号経路
　ｓ１、ｓ２、ｓＮ　　駆動信号

Claims (12)

  1. 　第１入出力端子および第２入出力端子と、
    　前記第１入出力端子と前記第２入出力端子との間で互いに並列接続されたＮ（Ｎは３以上の整数）個の信号経路と、を備え、
    　前記Ｎ個の信号経路のそれぞれは、
    　前記第１入出力端子に接続され、前記第１入出力端子または前記第２入出力端子から入力される入力信号を変調する第１変調器と、
    　前記第２入出力端子に接続され、前記第１変調器と同位相で前記入力信号を変調する第２変調器と、
    　前記第１変調器および前記第２変調器の間に接続されたベースフィルタと、を有し、
    　前記第１変調器および前記第２変調器は、前記入力信号を、前記Ｎ個の信号経路で１周期となる位相で、かつ、前記信号経路ごとに異なる位相で変調し、
    　前記ベースフィルタは、受動素子のみで構成されたバンドパスフィルタである、
    　Ｎパスフィルタ。
  2. 　前記第１変調器は、駆動信号により前記第１入出力端子と前記ベースフィルタとの接続および非接続を切り替える第１スイッチであり、
    　前記第２変調器は、前記駆動信号により前記第１スイッチと同じタイミングで前記第２入出力端子と前記ベースフィルタとの接続および非接続を切り替える第２スイッチである、
    　請求項１に記載のＮパスフィルタ。
  3. 　前記第１変調器および前記第２変調器の駆動周波数をＦｃｋとし、前記ベースフィルタ単体の通過帯域における中心周波数をＦｂとし、前記Ｎパスフィルタの主応答モードの通過帯域における中心周波数を（Ｆｃｋ－Ｆｂ）とし、当該主応答モードを利用可能な最大の前記駆動周波数をＦｃｋ＿ｍａｘとし、当該主応答モードを利用可能な最小の前記駆動周波数をＦｃｋ＿ｍｉｎとした場合、
    　Ｆｃｋ＿ｍｉｎ＋Ｆｂ＞Ｆｃｋ＿ｍａｘ－Ｆｂ、かつ、
    　Ｆｃｋ＞２Ｆｂ
    　なる関係式を満たす、
    　請求項１または２に記載のＮパスフィルタ。
  4. 　前記第１変調器および前記第２変調器の駆動周波数をＦｃｋとし、前記ベースフィルタ単体の通過帯域における中心周波数をＦｂとし、前記Ｎパスフィルタの主応答モードの通過帯域における中心周波数を（Ｆｃｋ－Ｆｂ）とした場合、
    　１Ｆｂ＜Ｆｃｋ＜２Ｆｂ
    　なる関係式を満たす、
    　請求項１または２に記載のＮパスフィルタ。
  5. 　前記第１変調器および前記第２変調器の駆動周波数をＦｃｋとし、前記ベースフィルタ単体の通過帯域における中心周波数をＦｂとし、前記Ｎパスフィルタの主応答モードの通過帯域における中心周波数を（－Ｆｃｋ＋Ｆｂ）とした場合、
    　０．５Ｆｂ＜Ｆｃｋ＜０．６６Ｆｂ
    　なる関係式を満たす、
    　請求項１または２に記載のＮパスフィルタ。
  6. 　前記第１変調器および前記第２変調器の駆動周波数をＦｃｋとし、前記ベースフィルタ単体の通過帯域における中心周波数をＦｂとし、前記Ｎパスフィルタの主応答モードの通過帯域における中心周波数を（－Ｆｃｋ＋Ｆｂ）とした場合、
    　０．６７Ｆｂ＜Ｆｃｋ＜１Ｆｂ
    　なる関係式を満たす、
    　請求項１または２に記載のＮパスフィルタ。
  7. 　前記第１変調器および前記第２変調器の駆動周波数をＦｃｋとし、前記ベースフィルタ単体の通過帯域における中心周波数をＦｂとし、前記Ｎパスフィルタの主応答モードの通過帯域における中心周波数を（２Ｆｃｋ－Ｆｂ）とした場合、
    　Ｆｃｋ＞１Ｆｂ、かつ、
    　２Ｆｃｋ＿ｍａｘ－Ｆｂ＜Ｆｃｋ＿ｍｉｎ＋Ｆｂ
    　なる関係式を満たす、
    　請求項１または２に記載のＮパスフィルタ。
  8. 　前記第１変調器および前記第２変調器の駆動周波数をＦｃｋとし、前記ベースフィルタ単体の通過帯域における中心周波数をＦｂとし、前記Ｎパスフィルタの主応答モードの通過帯域における中心周波数を（Ｆｃｋ＋Ｆｂ）とした場合、
    　Ｆｃｋ＞２Ｆｂ、かつ、
    　Ｆｃｋ＿ｍａｘ＋Ｆｂ＜２Ｆｃｋ＿ｍｉｎ－Ｆｂ、かつ、
    　Ｆｃｋ＿ｍａｘ－Ｆｂ＜Ｆｃｋ＿ｍｉｎ＋Ｆｂ
    　なる関係式を満たす、
    　請求項１または２に記載のＮパスフィルタ。
  9. 　前記ベースフィルタは、インダクタおよびキャパシタを含む、
    　請求項１～８のいずれか１項に記載のＮパスフィルタ。
  10. 　前記第１変調器および前記第２変調器の駆動周波数をＦｃｋとし、前記ベースフィルタ単体の通過帯域における中心周波数をＦｂとした場合、前記Ｎパスフィルタの主応答モードの通過帯域における中心周波数は、（ｋ×Ｆｃｋ＋Ｆｂ）（ｋは整数）である、
    　請求項９に記載のＮパスフィルタ。
  11. 　前記ベースフィルタは、弾性波フィルタである、
    　請求項１～８のいずれか１項に記載のＮパスフィルタ。
  12. 　前記Ｎパスフィルタの終端インピーダンスをＺ０とし、
    　前記ベースフィルタの入出力インピーダンスをＺｂとした場合、
    　（Ｚｂ－Ｎ×Ｚ０）／（Ｚｂ＋Ｎ×Ｚ０）＜０．３１６
    　なる関係を満たす、
    　請求項１～１１のいずれか１項に記載のＮパスフィルタ。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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JPH0537406A (ja) * 1990-11-28 1993-02-12 Hitachi Ltd チユーナ回路
JPH06237149A (ja) * 1993-02-10 1994-08-23 Nec Corp 狭帯域フィルタ

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