JPH06237149A - 狭帯域フィルタ - Google Patents
狭帯域フィルタInfo
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- JPH06237149A JPH06237149A JP5022211A JP2221193A JPH06237149A JP H06237149 A JPH06237149 A JP H06237149A JP 5022211 A JP5022211 A JP 5022211A JP 2221193 A JP2221193 A JP 2221193A JP H06237149 A JPH06237149 A JP H06237149A
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- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 abstract 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- IRLPACMLTUPBCL-KQYNXXCUSA-N 5'-adenylyl sulfate Chemical compound C1=NC=2C(N)=NC=NC=2N1[C@@H]1O[C@H](COP(O)(=O)OS(O)(=O)=O)[C@@H](O)[C@H]1O IRLPACMLTUPBCL-KQYNXXCUSA-N 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H19/00—Networks using time-varying elements, e.g. N-path filters
- H03H19/002—N-path filters
Landscapes
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 Ｎパスフィルタを用いた狭帯域フィルタにお
いてその中心周波数を微小量シフトさせる。 【構成】 可変分周器１７はデコーダから与えられる第
１及び第２の制御信号によってその分周比が変化する。
例えば、第１及び第２の制御信号に応じて分周比はＭ、
（Ｍ＋１）、及び（Ｍ−１）に変化する。このように分
周比を変化させることによってリングカウンタ１４から
送出される駆動信号Φ１乃至Φｎのうち一つ（例えば、
駆動信号Φ６）がハイレベルとなる時間を基本クロック
の一クロック分だけ増減させることができる。この結
果、駆動信号Φ６に対応するスイッチ３６及び４６の閉
時間を増減させて、狭帯域フィルタの中心周波数を微小
量変化させる。
いてその中心周波数を微小量シフトさせる。 【構成】 可変分周器１７はデコーダから与えられる第
１及び第２の制御信号によってその分周比が変化する。
例えば、第１及び第２の制御信号に応じて分周比はＭ、
（Ｍ＋１）、及び（Ｍ−１）に変化する。このように分
周比を変化させることによってリングカウンタ１４から
送出される駆動信号Φ１乃至Φｎのうち一つ（例えば、
駆動信号Φ６）がハイレベルとなる時間を基本クロック
の一クロック分だけ増減させることができる。この結
果、駆動信号Φ６に対応するスイッチ３６及び４６の閉
時間を増減させて、狭帯域フィルタの中心周波数を微小
量変化させる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はトーン検出用のＮ（Ｎは
２以上の整数）パスフィルタを用いた狭帯域フィルタに
関し、特に、互いに周波数差を有する複数のトーンを検
出する際に用いられる狭帯域フィルタに関する。
２以上の整数）パスフィルタを用いた狭帯域フィルタに
関し、特に、互いに周波数差を有する複数のトーンを検
出する際に用いられる狭帯域フィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来Ｎパスフィルタを用いた狭帯域フィ
ルタとして例えば特開昭60-16013号公報に記載された狭
帯域フィルタが知られているが、ここでは、図８を参照
して、Ｎパスフィルタを用いた狭帯域フィルタについて
概説する。
ルタとして例えば特開昭60-16013号公報に記載された狭
帯域フィルタが知られているが、ここでは、図８を参照
して、Ｎパスフィルタを用いた狭帯域フィルタについて
概説する。
【０００３】図示の狭帯域フィルタは入力端子１１及び
出力端子を１２を備えるとともにこれら入力端子１１及
び出力端子１２間に配置された狭帯域フィルタ部１３を
備えている。狭帯域フィルタ部１３はＮ個のローパスフ
ィルタ２１乃至２Ｎを備えており、これらローパスフィ
ルタ２１乃至２Ｎをスイッチ３１乃至３Ｎ及び４１乃至
４Ｎを用いて順次切り替え狭帯域フィルタ特性を得るよ
うにしている。
出力端子を１２を備えるとともにこれら入力端子１１及
び出力端子１２間に配置された狭帯域フィルタ部１３を
備えている。狭帯域フィルタ部１３はＮ個のローパスフ
ィルタ２１乃至２Ｎを備えており、これらローパスフィ
ルタ２１乃至２Ｎをスイッチ３１乃至３Ｎ及び４１乃至
４Ｎを用いて順次切り替え狭帯域フィルタ特性を得るよ
うにしている。
【０００４】スイッチ３１乃至３Ｎ及び４１乃至４Ｎに
は、駆動信号Φ１乃至Φｎが与えられ、これによってス
イッチ３１乃至３Ｎ及び４１乃至４Ｎは駆動制御される
（図示のように、スイッチ３１及び４１には駆動信号Φ
１が与えられ、同様にして、スイッチ３Ｎ及び４Ｎには
駆動信号Φｎが与えられる）。これら駆動信号Φ１乃至
Φｎはリングカウンタ（ＬＩＮＧ ＣＯＵＮＴＥＲ）１
４において後述するようにして生成される。
は、駆動信号Φ１乃至Φｎが与えられ、これによってス
イッチ３１乃至３Ｎ及び４１乃至４Ｎは駆動制御される
（図示のように、スイッチ３１及び４１には駆動信号Φ
１が与えられ、同様にして、スイッチ３Ｎ及び４Ｎには
駆動信号Φｎが与えられる）。これら駆動信号Φ１乃至
Φｎはリングカウンタ（ＬＩＮＧ ＣＯＵＮＴＥＲ）１
４において後述するようにして生成される。
【０００５】発振器（ＯＳＣ）１５からの基本クロック
は分周器１６でＭ（Ｍは２以上の整数）されてクロック
としてリングカウンタ１４に与えられる。そして、リン
グカウンタ１４はクロックによって駆動する。
は分周器１６でＭ（Ｍは２以上の整数）されてクロック
としてリングカウンタ１４に与えられる。そして、リン
グカウンタ１４はクロックによって駆動する。
【０００６】ここで、図９も参照して、図９では、Ｎ＝
ｎ＝１０の場合を例示しており、リングカウンタ１４で
はクロックに応じて順次駆動信号Φ１乃至Φ１０を送出
する。つまり、駆動信号Φ１乃至Φ１０は互いに排他的
にオン（ハイレベル）となり、スイッチ３１乃至３Ｎ及
び４１乃至４Ｎは互いに排他的にオンされることになる
（各スイッチは対応する駆動信号がオンの際、つまり、
論理“１”のときオンする）。
ｎ＝１０の場合を例示しており、リングカウンタ１４で
はクロックに応じて順次駆動信号Φ１乃至Φ１０を送出
する。つまり、駆動信号Φ１乃至Φ１０は互いに排他的
にオン（ハイレベル）となり、スイッチ３１乃至３Ｎ及
び４１乃至４Ｎは互いに排他的にオンされることになる
（各スイッチは対応する駆動信号がオンの際、つまり、
論理“１”のときオンする）。
【０００７】図示の狭帯域フィルタにおいては、その中
心周波数ｆｃは駆動信号Φ１乃至Φｎの周波数ｆｐに等
しく、しかも３ｄＢ帯域幅Ｂは各ローパスフィルタの３
ｄＢカットオフ周波数ｆ３の２倍に等しい。さらに、駆
動信号Φ１乃至Φｎの周波数ｆｐはリングカウンタ駆動
用クロックの周波数ｆＲの１／Ｎに等しく、クロックの
周波数ｆＲは基本クロックの周波数ｆ０の１／Ｍに等し
い。
心周波数ｆｃは駆動信号Φ１乃至Φｎの周波数ｆｐに等
しく、しかも３ｄＢ帯域幅Ｂは各ローパスフィルタの３
ｄＢカットオフ周波数ｆ３の２倍に等しい。さらに、駆
動信号Φ１乃至Φｎの周波数ｆｐはリングカウンタ駆動
用クロックの周波数ｆＲの１／Ｎに等しく、クロックの
周波数ｆＲは基本クロックの周波数ｆ０の１／Ｍに等し
い。
【０００８】従って、狭帯域フィルタの中心周波数は、
ｆｃ＝ｆ０／（Ｍ・Ｎ）となる。
ｆｃ＝ｆ０／（Ｍ・Ｎ）となる。
【０００９】発振器１５として水晶発振器を用いれば、
ｆ０は正確であり、この結果、中心周波数ｆｃを正確に
設定することが可能となる。さらに、上記の３ｄＢカッ
トオフ周波数を低く設定することによって、帯域幅Ｂを
極めて狭くすることができる。
ｆ０は正確であり、この結果、中心周波数ｆｃを正確に
設定することが可能となる。さらに、上記の３ｄＢカッ
トオフ周波数を低く設定することによって、帯域幅Ｂを
極めて狭くすることができる。
【００１０】このような点から、一般に、Ｎパスフィル
タを用いた狭帯域フィルタはトーンの検出に使用されて
いる。
タを用いた狭帯域フィルタはトーンの検出に使用されて
いる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】ところで、所謂ＡＭＰ
Ｓ方式の自動車電話においては、回線接続状態監視用に
ＳＡＴ（Ｓｕｐｅｒｖｉｓｅｒｙ Ａｕｄｉｏ Ｔｏｎ
ｅ）信号が用いられている。このＳＡＴ信号は、周波数
が5970Ｈｚ、6000Ｈｚ、及び6030Ｈｚの３種類の信号で
構成されており、基地局毎にこれら３種類の信号のうち
いずれかが送信されている。移動局側では送信信号を正
確に識別して同一の周波数の信号を基地局に対して送り
返して、基地局と移動局とが互いに回線接続されたこと
を確認している。
Ｓ方式の自動車電話においては、回線接続状態監視用に
ＳＡＴ（Ｓｕｐｅｒｖｉｓｅｒｙ Ａｕｄｉｏ Ｔｏｎ
ｅ）信号が用いられている。このＳＡＴ信号は、周波数
が5970Ｈｚ、6000Ｈｚ、及び6030Ｈｚの３種類の信号で
構成されており、基地局毎にこれら３種類の信号のうち
いずれかが送信されている。移動局側では送信信号を正
確に識別して同一の周波数の信号を基地局に対して送り
返して、基地局と移動局とが互いに回線接続されたこと
を確認している。
【００１２】上述のように、３種類の信号（トーン）間
ではその周波数が30Ｈｚ異なるのみであり、このような
信号を識別するためにはＮパスフィルタを用いた狭帯域
フィルタが最適である。
ではその周波数が30Ｈｚ異なるのみであり、このような
信号を識別するためにはＮパスフィルタを用いた狭帯域
フィルタが最適である。
【００１３】しかしながら、３種類の信号を識別するた
めには、周波数毎に独立の狭帯域フィルタを準備しなけ
ればならず、この結果、回路規模が大きくなって不経済
となってしまう。このような不具合を防止するために
は、狭帯域フィルタの中心周波数ｆｃを動かして３種類
の信号を時分割的に検出する手法が考えられる。
めには、周波数毎に独立の狭帯域フィルタを準備しなけ
ればならず、この結果、回路規模が大きくなって不経済
となってしまう。このような不具合を防止するために
は、狭帯域フィルタの中心周波数ｆｃを動かして３種類
の信号を時分割的に検出する手法が考えられる。
【００１４】上記のように、中心周波数ｆｃを変化させ
るためには、次の３通りの手法がある。
るためには、次の３通りの手法がある。
【００１５】基本クロック周波数ｆＲを変える。
【００１６】Ｎを変える。
【００１７】Ｍを変える。
【００１８】上記の手法では発振器自体を周波数可変
型とする必要があり、その結果、精度の高い水晶発振器
が使用できなくなってしまい、基本クロック周波数ｆＲ
が不安定（不正確）となってしまう。基本クロック周波
数ｆ０を正確にするため、ＰＬＬを用いて周波数を設定
した場合には、複雑なアナログ回路が必要となってしま
う。
型とする必要があり、その結果、精度の高い水晶発振器
が使用できなくなってしまい、基本クロック周波数ｆＲ
が不安定（不正確）となってしまう。基本クロック周波
数ｆ０を正確にするため、ＰＬＬを用いて周波数を設定
した場合には、複雑なアナログ回路が必要となってしま
う。
【００１９】上記の手法では、一般に回路規模を小さ
くするためＮ＝１０程度であることを考慮すると、Ｎを
変化させたとしても中心周波数を0.5 ％単位で変化させ
ることは極めて困難である。
くするためＮ＝１０程度であることを考慮すると、Ｎを
変化させたとしても中心周波数を0.5 ％単位で変化させ
ることは極めて困難である。
【００２０】上記の手法においても中心周波数を0.5
％単位で変化させるにはＭ≧２００程度の分周を行わな
ければならず、ｆｃ＝6000Ｈｚ、Ｎ＝１０、及びＭ＝２
００とすると、ｆ０＝１２ＭＨｚとなって、極めて高い
周波数の基本クロックが必要となる。その結果、分周器
は極めて高速で動作しなければならず消費電力が大きく
なってしまうという問題点がある。
％単位で変化させるにはＭ≧２００程度の分周を行わな
ければならず、ｆｃ＝6000Ｈｚ、Ｎ＝１０、及びＭ＝２
００とすると、ｆ０＝１２ＭＨｚとなって、極めて高い
周波数の基本クロックが必要となる。その結果、分周器
は極めて高速で動作しなければならず消費電力が大きく
なってしまうという問題点がある。
【００２１】本発明の目的は回路規模が大きくなること
なく微小範囲で中心周波数を変化させることのできる狭
帯域フィルタを提供することにある。
なく微小範囲で中心周波数を変化させることのできる狭
帯域フィルタを提供することにある。
【００２２】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、入力端
及び出力端を備えるとともに互いに独立した第１乃至第
Ｎ（Ｎは２以上の整数）信号パスを有し、該第１乃至該
第Ｎの信号パスにはそれぞれローパスフィルタが備えら
れており、前記第１乃至前記第Ｎの信号パスを選択的に
選択信号パスとして前記入力端及び前記出力端に接続す
るためのスイッチ手段を備える狭帯域フィルタにおい
て、前記スイッチ手段を制御して前記第１乃至前記第Ｎ
の信号パスの内少なくとも一つが前記選択信号パスとな
る時間を残りの信号パスが前記選択信号パスとなる時間
と異ならせる制御手段を有することを特徴とする狭帯域
フィルタが得られる。
及び出力端を備えるとともに互いに独立した第１乃至第
Ｎ（Ｎは２以上の整数）信号パスを有し、該第１乃至該
第Ｎの信号パスにはそれぞれローパスフィルタが備えら
れており、前記第１乃至前記第Ｎの信号パスを選択的に
選択信号パスとして前記入力端及び前記出力端に接続す
るためのスイッチ手段を備える狭帯域フィルタにおい
て、前記スイッチ手段を制御して前記第１乃至前記第Ｎ
の信号パスの内少なくとも一つが前記選択信号パスとな
る時間を残りの信号パスが前記選択信号パスとなる時間
と異ならせる制御手段を有することを特徴とする狭帯域
フィルタが得られる。
【００２３】
【実施例】以下本発明について実施例によって説明す
る。
る。
【００２４】図１を参照して、ここでは、図８に示す狭
帯域フィルタと同一の構成要素については同一の参照番
号を付して説明を省略する。図示の狭帯域フィルタは新
たに可変分周器１７及びデコーダ１８を備えている。デ
コーダ１８にはリングカウンタ１４から駆動信号Φ１乃
至Φｎが与えられる。この実施例では、デコーダ１８で
は駆動信号Φ１乃至Φｎのうち予め定められた一つ（例
えば、駆動信号Φ６）のみを監視している。さらに、デ
コーダ１８には第１及び第２の制御端子Ｃ１及びＣ２か
らそれぞれ第１及び第２の分周制御信号が与えられる。
帯域フィルタと同一の構成要素については同一の参照番
号を付して説明を省略する。図示の狭帯域フィルタは新
たに可変分周器１７及びデコーダ１８を備えている。デ
コーダ１８にはリングカウンタ１４から駆動信号Φ１乃
至Φｎが与えられる。この実施例では、デコーダ１８で
は駆動信号Φ１乃至Φｎのうち予め定められた一つ（例
えば、駆動信号Φ６）のみを監視している。さらに、デ
コーダ１８には第１及び第２の制御端子Ｃ１及びＣ２か
らそれぞれ第１及び第２の分周制御信号が与えられる。
【００２５】ここで、図２も参照して、この実施例で
は、デコーダ１８はＡＮＤゲート１８ａ及び１８ｂを備
えており、ＡＮＤゲート１８ａ及び１８ｂからはそれぞ
れ第１及び第２の制御信号が送出される。具体的には、
駆動信号Φ６及び第１の分周制御信号がそれぞれ論理
“１”であるとき、第１の制御信号は論理“１”とな
る。同様に、駆動信号Φ６及び第２の分周制御信号がそ
れぞれ論理“１”であるとき、第２の制御信号は論理
“１”となる。そして、これら第１及び第２の制御信号
は可変分周器１７に与えられる。
は、デコーダ１８はＡＮＤゲート１８ａ及び１８ｂを備
えており、ＡＮＤゲート１８ａ及び１８ｂからはそれぞ
れ第１及び第２の制御信号が送出される。具体的には、
駆動信号Φ６及び第１の分周制御信号がそれぞれ論理
“１”であるとき、第１の制御信号は論理“１”とな
る。同様に、駆動信号Φ６及び第２の分周制御信号がそ
れぞれ論理“１”であるとき、第２の制御信号は論理
“１”となる。そして、これら第１及び第２の制御信号
は可変分周器１７に与えられる。
【００２６】再び、図１を参照して、可変分周器１７は
その分周比をＭ分周、（Ｍ＋１）分周、及び（Ｍ−１）
分周に可変であり、第１及び第２の制御信号がともに論
理“０”であるとき、可変分周器１７はＭ分周に設定さ
れる。第１の制御信号が論理“１”で第２の制御信号が
論理“０”であるとき、可変分周器１７は（Ｍ＋１）分
周に設定される。そして、第１の制御信号が論理“０”
で第２の制御信号が論理“１”であるとき、可変分周器
１７は（Ｍ−１）分周に設定される。
その分周比をＭ分周、（Ｍ＋１）分周、及び（Ｍ−１）
分周に可変であり、第１及び第２の制御信号がともに論
理“０”であるとき、可変分周器１７はＭ分周に設定さ
れる。第１の制御信号が論理“１”で第２の制御信号が
論理“０”であるとき、可変分周器１７は（Ｍ＋１）分
周に設定される。そして、第１の制御信号が論理“０”
で第２の制御信号が論理“１”であるとき、可変分周器
１７は（Ｍ−１）分周に設定される。
【００２７】ここで、Ｎ＝１０、Ｍ＝２０、及び基本ク
ロック周波数ｆ０を１２００ｋＨｚとして具体的に説明
する。
ロック周波数ｆ０を１２００ｋＨｚとして具体的に説明
する。
【００２８】まず、図１を参照して、第１及び第２の分
周制御信号がともに論理“０”である際には、前述した
ように、第１及び第２の制御信号はともに論理“０”と
なる。従って、可変分周器１７はＭ＝２０分周を行うこ
とになる。
周制御信号がともに論理“０”である際には、前述した
ように、第１及び第２の制御信号はともに論理“０”と
なる。従って、可変分周器１７はＭ＝２０分周を行うこ
とになる。
【００２９】ここで、図３も参照して、可変分周器１７
は入力端子ＩＮ及び出力端子ＯＵＴを備えており、入力
端子ＩＮは発振器１５に接続され、出力端子ＯＵＴはリ
ングカウンタ１４に接続されている。また、可変分周器
１７には第１及び第２の制御信号入力端子（Ｍ＋１）及
び（Ｍ−１）が備えられている。
は入力端子ＩＮ及び出力端子ＯＵＴを備えており、入力
端子ＩＮは発振器１５に接続され、出力端子ＯＵＴはリ
ングカウンタ１４に接続されている。また、可変分周器
１７には第１及び第２の制御信号入力端子（Ｍ＋１）及
び（Ｍ−１）が備えられている。
【００３０】第１乃至第７のＤフリップフロップ５１乃
至５７を備えるとともにＡＮＤゲート５８乃至６３、Ｏ
Ｒゲート６４、及びＮＡＮＤゲート６５を備えている。
至５７を備えるとともにＡＮＤゲート５８乃至６３、Ｏ
Ｒゲート６４、及びＮＡＮＤゲート６５を備えている。
【００３１】ここで、図４をさらに参照して、第１乃至
第５のＤフリップフロップ５１乃至５５のＱ端子をそれ
ぞれＱ０、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４とラベルする。ま
た、ＮＡＮＤゲート６５の出力をＲバーとラベルする。
前述のように、入力端子ＩＮには基本クロックが与えら
れる。Ｑ０乃至Ｑ４にはそれぞれ基本クロックが２分周
乃至３２分周された分周信号が現れるが、基本クロック
の２０クロック目において、Ｒバーはローレベルに変化
するから、その結果、第１乃至第５のＤフリップフロッ
プ５１乃至５５はリセットされて、出力端子ＯＵＴには
基本クロックが２０分周された信号が現れることにな
る。この分周信号は前述のようにクロックとしててリン
グカウンタ１３に与えられる。Ｍ＝２０の場合の中心周
波数ｆｃは、ｆｃ＝１２００ｋＨｚ／（２０×１０）＝
６０００Ｈｚとなる。
第５のＤフリップフロップ５１乃至５５のＱ端子をそれ
ぞれＱ０、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４とラベルする。ま
た、ＮＡＮＤゲート６５の出力をＲバーとラベルする。
前述のように、入力端子ＩＮには基本クロックが与えら
れる。Ｑ０乃至Ｑ４にはそれぞれ基本クロックが２分周
乃至３２分周された分周信号が現れるが、基本クロック
の２０クロック目において、Ｒバーはローレベルに変化
するから、その結果、第１乃至第５のＤフリップフロッ
プ５１乃至５５はリセットされて、出力端子ＯＵＴには
基本クロックが２０分周された信号が現れることにな
る。この分周信号は前述のようにクロックとしててリン
グカウンタ１３に与えられる。Ｍ＝２０の場合の中心周
波数ｆｃは、ｆｃ＝１２００ｋＨｚ／（２０×１０）＝
６０００Ｈｚとなる。
【００３２】次に、図３及び図５を参照して、第１の制
御信号が論理“１”で第２の制御信号が論理“０”であ
るとき、可変分周器１７は（Ｍ＋１）＝２１分周を行う
ことになる。図５に示すように、基本クロックの２１ク
ロック目において、Ｒバーはローレベルに変化するか
ら、その結果、第１乃至第５のＤフリップフロップ５１
乃至５５はリセットされて、出力端子ＯＵＴには基本ク
ロックが２１分周された信号が現れることになる。
御信号が論理“１”で第２の制御信号が論理“０”であ
るとき、可変分周器１７は（Ｍ＋１）＝２１分周を行う
ことになる。図５に示すように、基本クロックの２１ク
ロック目において、Ｒバーはローレベルに変化するか
ら、その結果、第１乃至第５のＤフリップフロップ５１
乃至５５はリセットされて、出力端子ＯＵＴには基本ク
ロックが２１分周された信号が現れることになる。
【００３３】図２において、駆動信号Φ６及び第１の分
周制御信号がそれぞれ論理“１”で、第２の分周制御信
号が論理“０”あるとき、第１の制御信号は論理
“１”、第２の制御信号は論理“０”となる。つまり、
駆動信号Φ６が論理“１”となっている間だけ（ローパ
スフィルタ２６が選択されている間だけ）第１の制御信
号は論理“１”となって、可変分周器１７は２１分周を
行うことになる。この結果、図６に示すように、ローパ
スフィルタ２６が選択される時間が他のローパスフィル
タが選択される時間に比べて基本クロックの１クロック
分だけ長くなる。従って、中心周波数ｆｃは、ｆｃ＝１
２００ｋＨｚ／（２０×１０＋１）＝5970.15Ｈｚ、つ
まり、約５９７０Ｈｚとなる。
周制御信号がそれぞれ論理“１”で、第２の分周制御信
号が論理“０”あるとき、第１の制御信号は論理
“１”、第２の制御信号は論理“０”となる。つまり、
駆動信号Φ６が論理“１”となっている間だけ（ローパ
スフィルタ２６が選択されている間だけ）第１の制御信
号は論理“１”となって、可変分周器１７は２１分周を
行うことになる。この結果、図６に示すように、ローパ
スフィルタ２６が選択される時間が他のローパスフィル
タが選択される時間に比べて基本クロックの１クロック
分だけ長くなる。従って、中心周波数ｆｃは、ｆｃ＝１
２００ｋＨｚ／（２０×１０＋１）＝5970.15Ｈｚ、つ
まり、約５９７０Ｈｚとなる。
【００３４】図３及び図７を参照して、第１の制御信号
が論理“０”で第２の制御信号が論理“１”であると
き、可変分周器１７は（Ｍ−１）＝１９分周を行うこと
になる。図６に示すように、基本クロックの１９クロッ
ク目において、Ｒバーはローレベルに変化するから、そ
の結果、第１乃至第５のＤフリップフロップ５１乃至５
５はリセットされて、出力端子ＯＵＴには基本クロック
が１９分周された信号が現れることになる。
が論理“０”で第２の制御信号が論理“１”であると
き、可変分周器１７は（Ｍ−１）＝１９分周を行うこと
になる。図６に示すように、基本クロックの１９クロッ
ク目において、Ｒバーはローレベルに変化するから、そ
の結果、第１乃至第５のＤフリップフロップ５１乃至５
５はリセットされて、出力端子ＯＵＴには基本クロック
が１９分周された信号が現れることになる。
【００３５】図２において、第１の分周制御信号が論理
“０”で、駆動信号Φ６及び第２の分周制御信号がそれ
ぞれ論理“１”であるとき、第１の制御信号は論理
“０”、第２の制御信号は論理“１”となる。つまり、
駆動信号Φ６が論理“１”となっている間だけ（ローパ
スフィルタ２６が選択されている間だけ）第２の制御信
号は論理“１”となって、可変分周器１７は１９分周を
行うことになる。この結果、ローパスフィルタ２６が選
択される時間が他のローパスフィルタが選択される時間
に比べて基本クロックの１クロック分だけ短くなる。従
って、中心周波数ｆｃは、ｆｃ＝１２００ｋＨｚ／（２
０×１０−１）＝6030.15 Ｈｚ、つまり、約６０３０Ｈ
ｚとなる。
“０”で、駆動信号Φ６及び第２の分周制御信号がそれ
ぞれ論理“１”であるとき、第１の制御信号は論理
“０”、第２の制御信号は論理“１”となる。つまり、
駆動信号Φ６が論理“１”となっている間だけ（ローパ
スフィルタ２６が選択されている間だけ）第２の制御信
号は論理“１”となって、可変分周器１７は１９分周を
行うことになる。この結果、ローパスフィルタ２６が選
択される時間が他のローパスフィルタが選択される時間
に比べて基本クロックの１クロック分だけ短くなる。従
って、中心周波数ｆｃは、ｆｃ＝１２００ｋＨｚ／（２
０×１０−１）＝6030.15 Ｈｚ、つまり、約６０３０Ｈ
ｚとなる。
【００３６】このようにして、第１及び第２の分周制御
信号によって狭帯域フィルタの中心周波数を３段階に設
定できる。
信号によって狭帯域フィルタの中心周波数を３段階に設
定できる。
【００３７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明では回路規
模が大きくなることなしに、しかも複雑なＰＬＬ回路及
び高速の分周器を必要とせずに微小範囲で中心周波数を
変化させることのできるという効果がある。特に、本発
明による狭帯域フィルタは、ＡＭＰＳ方式自動車電話に
用いられるＳＡＴ信号のように微妙に周波数の異なる複
数の信号を検出するのに適している。
模が大きくなることなしに、しかも複雑なＰＬＬ回路及
び高速の分周器を必要とせずに微小範囲で中心周波数を
変化させることのできるという効果がある。特に、本発
明による狭帯域フィルタは、ＡＭＰＳ方式自動車電話に
用いられるＳＡＴ信号のように微妙に周波数の異なる複
数の信号を検出するのに適している。
【図１】本発明による狭帯域フィルタの一実施例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】図１に示す狭帯域フィルタに用いられるデコー
ダの一例を示す図である。
ダの一例を示す図である。
【図３】図１に示す狭帯域フィルタに用いられる可変分
周器の一例を示す図である。
周器の一例を示す図である。
【図４】図３に示す可変分周器の２０分周動作を説明す
るための波形図である。
るための波形図である。
【図５】図３に示す可変分周器の２１分周動作を説明す
るための波形図である。
るための波形図である。
【図６】図１に示す狭帯域フィルタにおいてリングカウ
ンタから出力される駆動信号のタイミングを説明するた
めの波形図である。
ンタから出力される駆動信号のタイミングを説明するた
めの波形図である。
【図７】図３に示す可変分周器の１９分周動作を説明す
るための波形図である。
るための波形図である。
【図８】従来の狭帯域フィルタを示すブロック図であ
る。
る。
【図９】図８に示す狭帯域フィルタの動作を説明するた
めの波形図である。
めの波形図である。
１１ 入力端子 １２ 及び出力端子 １３ 狭帯域フィルタ部 １４ リングカウンタ（ＬＩＮＧ ＣＯＵＮＴＥＲ） １５ 発振器（ＯＳＣ） １６ 分周器 １７ 可変分周器 １８ デコーダ ２１〜２Ｎ ローパスフィルタ ３１〜３Ｎ スイッチ ４１〜４Ｎ スイッチ
Claims (3)
- 【請求項１】 入力端及び出力端を備えるとともに互い
に独立した第１乃至第Ｎ（Ｎは２以上の整数）信号パス
を有し、該第１乃至該第Ｎの信号パスにはそれぞれロー
パスフィルタが備えられており、前記第１乃至前記第Ｎ
の信号パスを選択的に選択信号パスとして前記入力端及
び前記出力端に接続するためのスイッチ手段を備える狭
帯域フィルタにおいて、前記スイッチ手段を制御して前
記第１乃至前記第Ｎの信号パスの内少なくとも一つが前
記選択信号パスとなる時間を残りの信号パスが前記選択
信号パスとなる時間と異ならせる制御手段を有すること
を特徴とする狭帯域フィルタ。 - 【請求項２】 請求項１に記載された狭帯域フィルタに
おいて、前記制御手段は、予め定められた周波数の基本
クロック信号を送出する発振器と、分周比可変であり、
前記基本クロックを分周して分周クロック信号を得る可
変分周器と、前記分周クロック信号に基づいて動作し互
いに位相の異なる第１乃至第Ｎの駆動信号を出力するリ
ングカウンタ手段と、前記第１乃至前記第Ｎの駆動信号
を前記スイッチ手段に供給する供給手段と、前記第１乃
至前記第Ｎの駆動信号に基づいて前記可変分周器の分周
比を決定する決定手段とを有することを特徴とする狭帯
域フィルタ。 - 【請求項３】 請求項２に記載された狭帯域フィルタに
おいて、前記スイッチ手段は第１乃至第Ｎのスイッチ部
を備え、該第１乃至該第Ｎのスイッチ部はそれぞれ前記
第１乃至第Ｎの信号パスに対応しており、前記第１乃至
前記第Ｎのスイッチ部はそれぞれ前記第１乃至前記第Ｎ
の駆動信号によって切替制御されるようにしたことを特
徴とする狭帯域フィルタ。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5022211A JPH0738567B2 (ja) | 1993-02-10 | 1993-02-10 | 狭帯域フィルタ |
| CA002115182A CA2115182C (en) | 1993-02-10 | 1994-02-08 | Narrow-band filter having a variable center frequency |
| AU54983/94A AU675470B2 (en) | 1993-02-10 | 1994-02-08 | Narrow-band filter having a variable center frequency |
| DE69428224T DE69428224T2 (de) | 1993-02-10 | 1994-02-09 | Schmalbandiges Filter mit variabler Zentralfrequenz |
| EP94101975A EP0610911B1 (en) | 1993-02-10 | 1994-02-09 | Narrow-band filter having a variable center frequency |
| US08/194,316 US5491453A (en) | 1993-02-10 | 1994-02-10 | Narrow-band filter having a variable center frequency |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5022211A JPH0738567B2 (ja) | 1993-02-10 | 1993-02-10 | 狭帯域フィルタ |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06237149A true JPH06237149A (ja) | 1994-08-23 |
| JPH0738567B2 JPH0738567B2 (ja) | 1995-04-26 |
Family
ID=12076471
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5022211A Expired - Fee Related JPH0738567B2 (ja) | 1993-02-10 | 1993-02-10 | 狭帯域フィルタ |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
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| EP (1) | EP0610911B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0738567B2 (ja) |
| AU (1) | AU675470B2 (ja) |
| CA (1) | CA2115182C (ja) |
| DE (1) | DE69428224T2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2021145371A (ja) * | 2017-06-30 | 2021-09-24 | トランスファート プラスTransfert Plus | エネルギー効率の良い超広帯域インパルス無線システムおよび方法 |
| WO2023238767A1 (ja) * | 2022-06-10 | 2023-12-14 | 株式会社村田製作所 | Ｎパスフィルタ |
| WO2023238768A1 (ja) * | 2022-06-10 | 2023-12-14 | 株式会社村田製作所 | Ｎパスフィルタ |
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|---|---|---|---|---|
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| US6185264B1 (en) * | 1997-12-17 | 2001-02-06 | Ove Kris Gashus | Apparatus and method for frequency shift keying |
| US6947893B1 (en) * | 1999-11-19 | 2005-09-20 | Nippon Telegraph & Telephone Corporation | Acoustic signal transmission with insertion signal for machine control |
| EP1806842B1 (fr) * | 2005-12-30 | 2009-09-02 | Stmicroelectronics SA | Circuit de filtrage à transconductance, en particulier pour un téléphone cellulaire |
| GB2500057A (en) * | 2012-03-09 | 2013-09-11 | Renesas Mobile Corp | An N-path filter with variable N |
| US9136815B2 (en) * | 2012-06-13 | 2015-09-15 | Nokia Technologies Oy | Methods and apparatuses for implementing variable bandwidth RF tracking filters for reconfigurable multi-standard radios |
| US9136825B2 (en) * | 2012-06-13 | 2015-09-15 | Nokia Technologies Oy | Method and device for implementing tracking filters and RF front end of software defined radios |
| US9407482B2 (en) | 2013-11-11 | 2016-08-02 | Nokia Technologies Oy | Tunable RF N-path filter |
| CN112119588A (zh) * | 2018-05-18 | 2020-12-22 | 华为技术有限公司 | 一种改进带外抑制的n路滤波器 |
| US11329355B2 (en) * | 2019-12-27 | 2022-05-10 | Northeastern University | Reconfigurable filter based on commutation of single frequency resonators |
| DE102021004785B4 (de) | 2021-04-28 | 2023-09-07 | Georg Figol | N-Pfad Filter als Zwischenfrequenz- und Frequenzumsetzer-Stufe eines Superhet Empfängers |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3803357A (en) * | 1971-06-30 | 1974-04-09 | J Sacks | Noise filter |
| US4502049A (en) * | 1982-08-30 | 1985-02-26 | Itec, Inc. | Universal signalling tone receiver |
| JPH04219786A (ja) * | 1990-12-20 | 1992-08-10 | Sony Corp | 周波数判別回路 |
| JPH04294412A (ja) * | 1991-03-22 | 1992-10-19 | Oki Electric Ind Co Ltd | カウンタ回路 |
-
1993
- 1993-02-10 JP JP5022211A patent/JPH0738567B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1994
- 1994-02-08 AU AU54983/94A patent/AU675470B2/en not_active Ceased
- 1994-02-08 CA CA002115182A patent/CA2115182C/en not_active Expired - Fee Related
- 1994-02-09 DE DE69428224T patent/DE69428224T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1994-02-09 EP EP94101975A patent/EP0610911B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-02-10 US US08/194,316 patent/US5491453A/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| WO2023238767A1 (ja) * | 2022-06-10 | 2023-12-14 | 株式会社村田製作所 | Ｎパスフィルタ |
| WO2023238768A1 (ja) * | 2022-06-10 | 2023-12-14 | 株式会社村田製作所 | Ｎパスフィルタ |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA2115182A1 (en) | 1994-08-11 |
| CA2115182C (en) | 1997-05-27 |
| DE69428224D1 (de) | 2001-10-18 |
| EP0610911A3 (en) | 1996-03-13 |
| EP0610911B1 (en) | 2001-09-12 |
| AU675470B2 (en) | 1997-02-06 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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