JP3337073B2

JP3337073B2 - 弾性表面波装置

Info

Publication number: JP3337073B2
Application number: JP12056890A
Authority: JP
Inventors: 英治家木
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1990-05-09
Filing date: 1990-05-09
Publication date: 2002-10-21
Anticipated expiration: 2017-10-21
Also published as: JPH0416014A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］この発明は、無線通信機等に用いられる、弾性表面波
バンドパスフィルタを含む弾性表面波装置に関するもの
である。

［従来の技術］近年、無線通信機等においては、小型化、無調整化の
ために、弾性表面波（SAW）フィルタを用いることが多
くなった。特に最近では、SAWフィルタの挿入損失の改
善が進み、２〜3dBという超低損失のSAWフィルタも可能
となり、送、受信機の高周波段用フィルタとして用いら
れるようになった。特に、コードレス電話や自動車電話
などの送受共用器にSAWフィルタが適用されようとして
いる。

SAWフィルタの場合、それが１個では共用器を実現し
難いので、一般には、送信、受信の各フィルタを組合せ
て共用器を構成するようにしている。

［発明が解決しようとする課題］ところが、第10図に示すように、受信（Rx）側SAWフ
ィルタ１および送信（Tx）側SAWフィルタ２という２つ
のフィルタを用い、各々の入力または出力を単に接続し
た場合には、共用器としての挿入損失（ロス）が、送信
あるいは受信側フィルタ単体での挿入損失よりもかなり
大きくなってしまうという問題が出てきた。

これは、帯域外、たとえば送信側SAWフィルタ２では
受信帯域にあたる周波数において、当該送信側SAWフィ
ルタ２のインピーダンスがオープン（無限大）にならな
いことによる。

特に高周波の場合は、SAWフィルタの入力静電容量と
配線の浮遊インダクタンスとによる共振周波数が使用上
の周波数に近くなり、見掛け上の入力インピーダンスが
ショートに近く、そのため、相手側のフィルタの通過帯
域周波数において低インピーダンス素子が並列に付加さ
れるのと同様の状態になり、相手側のフィルタの挿入損
失の増加を招いていた。

そこで、この発明の目的は、複数のSAWフィルタを接
続して、たとえば送受共用器を構成する場合に、挿入損
失の劣化を極力防止できるようにした、弾性表面波装置
を提供しようとすることである。

［課題を解決するための手段］この発明は、相異なる通過帯域周波数特性をもつ少な
くとも２つのSAWバンドパスフィルタの入力または出力
を並列接続した、SAW装置に向けられるものであって、
上述した技術的課題を解決するため、少なくとも１つの
リアクタンス素子を介して２つ以上のSAWフィルタを接
続したことを特徴としている。このリアクタンス素子
は、当該SAW装置の終端インピーダンスの1/4以上のイン
ピーダンスを有し、コンデンサにより構成され、前記コ
ンデンサと前記SAWフィルタとの接続点と、アースとの
間に、第２のリアクタンス素子をさらに設ける。このと
き、第２のリアクタンス素子は、たとえばインダクタン
ス素子により与えられる。

また、前述したようなリアクタンス素子が接続される
SAWフィルタは、他のフィルタの通過帯域周波数でのイ
ンピーダンスが最も低いフィルタとされることが好まし
い。

［作用］このように、この発明において、高いインピーダンス
を有する第１のリアクタンス素子が直列に接続されるSA
Wバンドパスフィルタは、この第１のリアクタンス素子
を含めてのインピーダンスが高くなる。したがって、他
のSAWフィルタの負荷にならずに済み、他のSAWフィルタ
の挿入損失が大きくなることを防止できる。

［実施例］小電力コードレス電話用SAW共用器を例にとって説明
する。

送信（Tx）側SAWフィルタおよび受信（Rx）側SAWフィ
ルタは、それぞれ、36゜回転ＹカットLiTaO₃基板を用い
たSAW共振子フィルタを２段縦続接続したものである。

小電力コードレス電話においては、親機と子機との間
で、254MHzと380MHzとを用いて送信および受信を行なっ
ている。したがって、254MHzおよび380MHzのどちらか一
方が、送信（Tx）側となり、どちらか他方が、受信（R
x）側となる。説明の便宜上、254MHzをTx側とし、380MH
zをRx側としておく。

254MHzおよび380MHz各々のフィルタの単体での特性
が、第11図および第12図にそれぞれ示されている。これ
らの図面からわかるように、254MHzフィルタ単体（第11
図）では、2.3dB、380MHzフィルタ単体（第12図）で
は、2.6dB、というように、いずれも低損失である。共
用器のインピーダンスは50Ωであり、これに対して、フ
ィルタも50Ω用に設計されており、チューニング用コイ
ルなどは用いていない状態でのデータである。

第13図および第14図に、上述のフィルタ各々の入力イ
ンピーダンスのスミスチャートが示されている。これら
の図面において、マーカ１および２は、各々、380MHzお
よび254MHzの各フィルタのピークレベルの周波数を示し
ている。なお、出力インピーダンスも同じ傾向を示し、
入出力対称になっている。

第13図において、254MHz（Tx）SAWフィルタは、その
通過帯域周波数254MHzでのインピーダンスが51.5Ωであ
り、第14図において、380MHz（Rx）SAWフィルタは、そ
の通過帯域周波数380MHzでのインピーダンスが51.4Ωで
ある。これらのフィルタの各々の通過帯域周波数でのイ
ンピーダンスは、上述のように、50Ωに近く、それゆえ
に低損失であるが、相手側の周波数においては、これら
フィルタは、電極静電容量のために容量性になってい
る。特に、Tx側（低周波側）フィルタのRx周波数帯域
（第13図におけるマーカ１）でのインピーダンスは、Rx
側（高周波側）フィルタのTx周波数帯域（第14図におけ
るマーカ２）でのインピーダンスよりも、かなり低くな
っているが、これは、SAWフィルタの電極静電容量と浮
遊インダクタンスとの共振によるもので、一般的に低周
波側のフィルタの高周波側でのインピーダンスの方が、
高周波側のフィルタの低周波側でのインピーダンスより
も低くなる。

ここで、第10図に示すように、Rx側SAWフィルタ１とT
x側SAWフィルタ２とを単に接続して共用器とした場合、
各々の通過帯域において、相手側の低インピーダンスが
並列に接続されることになり、第15図および第16図に示
すように、挿入損失の劣化がおこる。第15図は、Tx側フ
ィルタ２のアンテナ−Tx間の特性を示し、第16図は、Rx
側フィルタ１のアンテナ−Rx間の特性を示している。第
10図に示すように、並列接続されたとき、Tx側フィルタ
２については、第15図に示すように、損失が2.9dB（単
体での損失＋0.6dB）で済むが、特に相手側が低インピ
ーダンスになるRx（高周波側）フィルタ１については、
第16図に示すように、損失が4.1dB（単体での損失＋1.5
dB）となり、Rx側フィルタ１は、Tx側フィルタ２との接
続により、単体の場合に比べて、1.5dBも損失が大きく
なってしまう。

第17図は、そのときの共用器としてのアンテナ端子入
力インピーダンスのスミスチャートである。Rxの周波数
（マーカ１）において、相手側のTx側SAWフィルタに派
生する低インピーダンスがRx側SAWフィルタに並列接続
されるため、共用器としてのアンテナ端子入力インピー
ダンスが50Ωから低い方へずれて、損失が大きくなって
いることがわかる。

ここで、インピーダンスマッチングのために、第18図
に示すように、アンテナ端子３に並列に33nHのインダク
タンス素子４を接続したところ、Tx側SAWフィルタ２に
ついては、2.7dB（単体での損失＋0.4dB）と単体での損
失に近づけることができたが、Rx側SAWフィルタ１につ
いては、第19図および第20図に示すように、インピーダ
ンスが29.1Ωとなり、50Ωに近づけられず、また、挿入
損失については、単体での損失に対して＋1.0dBされた
3.6dBの損失までしか改善されなかった。なお、第19図
は、第18図に示すようにアンテナ端子３に33nHのインダ
クタンス素子４を並列接続してインピーダンスマッチン
グをとったときのRx側SAWフィルタ１の特性を示し、第2
0図は、そのときのアンテナ端子入力インピーダンスの
スミスチャートを示している。

上述のように、Rx側SAWフィルタ１での改善がそれほ
ど達成されなかったのは、Rx周波数でのTx側フィルタ２
のインピーダンスがかなり低いため、第20図に示すよう
に、Rx（マーカ１）でのインピーダンスとTx（マーカ
２）でのインピーダンスとのずれが大きいことが原因で
あり、仮にRx側のインピーダンスマッチングを良くした
としても、その代わりにTx側のインピーダンスマッチン
グが悪くなり、Tx周波数での損失が大きくなってしま
う。

このような知見に基づき、この発明をなすに到ったの
である。

（参考例）そこで、第１図に示すようにアンテナ端子３とTx側SA
Wフィルタ２との間に、直列に、10pF（Rx周波数にて約4
2Ωのインピーダンス）のコンデンサ（リアクタンス素
子）５を接続し、さらに、インピーダンスマッチングの
ために、アンテナ端子３に並列に27nHのインダクタンス
素子６を接続したところ、第２図に示すように、Tx側で
は、3.1dB（単体での損失＋0.8dB）となり、他方、第３
図に示すように、Rx側では、2.7dB（単体での損失＋0.1
dB）の損失となり、単体での特性からの損失の劣化が、
前述した第19図および第20図に示した場合より小さく抑
えることができた。

ここで、Tx側の損失が比較的大きいのは、10pFのコン
デンサ５がTx側SAWフィルタ２に直列に挿入されたため
で、このコンデンサ５の容量を大きくすれば、Rx側の損
失が少し大きくなる代わりに、Tx側の損失を小さくする
ことができる。但し、あまり大容量（低インピーダン
ス）にすると、リアクタンス素子としてのコンデンサ５
を挿入した効果がなくなるので、このようなリアクタン
ス素子のインピーダンスは、少なくとも当該SAW装置の
終端インピーダンスの1/4以上とされる。

（実施例） Tx側の損失の改善のために、第４図に示すようにTx側
フィルタ２と10pFのコンデンサ５との接続点に並列に、
56nHのインダクタンス素子７をさらに接続し、アンテナ
端子３側のインダクタンス素子６を27nHから33nHに変更
したところ、第５図に示したように、Tx側で、2.6dBの
損失となり、第６図に示すように、Rx側で、2.8dBの損
失となり、いずれも、単体での損失に比べて、0.2〜0.3
dBの劣化に抑えられた。

これは、Tx側に挿入した10pFのコンデンサ５および56
nHのインダクタンス素子７のようなリアクタンス素子の
働きによるもので、第７図に示すように、Rx側およびTx
側の各々のインピーダンス（マーカ１および２）をとも
に50Ωに近づけることができたためである。

これに対して、第８図に示すように、アンテナ端子３
に並列に33nHのインダクタンス素子６を接続しながら、
逆に、高周波側であるRx側に、10pFのコンデンサ８およ
び56nHのインダクタンス素子９を挿入したところ、第９
図に示すように、Rx側およびTx側の各々のインピーダン
ス（マーカ１および２）が互いに離れてしまい、ともに
50Ωに近づけることができず、また、損失は、ともに3.
8dBと大きくなってしまった。このことから、相手側の
フィルタの通過帯域周波数でのインピーダンスが低い方
のフィルタ（この場合はTx側フィルタ２）に関連してリ
アクタンス素子を付加するのがより効果的であることが
わかる。

なお、両方のフィルタ１および２にそれぞれリアクタ
ンス素子を付加するのも効果がある。

なお、この発明は、３つ以上のSAWフィルタを備えるS
AW装置にも適用することができる。

［発明の効果］このように、この発明によれば、相異なる通過帯域周
波数特性をもつ少なくとも２つのSAWバンドパスフィル
タの入力または出力を並列接続した、SAW装置におい
て、少なくとも１つのSAWバンドパスフィルタに直列に
所定以上のインピーダンスを有するリアクタンス素子を
挿入することにより、当該フィルタ側の全体としてのイ
ンピーダンスを高めることができ、他のSAWバンドパス
フィルタの負荷にならずに済み、他のSAWバンドパスフ
ィルタの挿入損失が大きく劣化することを防止できる。

つまり、SAW共用器において、Tx側フィルタに直列に
コンデンサを挿入することで、Rx帯域周波数において、
このコンデンサがリアクタンス性のインピーダンスとな
ってRx側フィルタの負荷になることを防止し、Rx側フィ
ルタの挿入損失が大きく劣化することを防止できる。

Tx側フィルタに挿入されるリアクタンス素子として、
コンデンサに代えて、インダクタンス素子を用いると、
TxフィルタおよびRxフィルタが通過帯域周波数で実イン
ピーダンスを有する場合には、Tx側フィルタまたはRx側
フィルタのインピーダンスが変換され、Ｌ性となり、元
のインピーダンスから位相がずれることが考えられる。
したがって、Tx側に挿入されるリアクタンス素子とし
て、コンデンサを用いることが好ましい。

そして、リアクタンス素子としてのコンデンサとTx側
フィルタとの接続点と、アースとの間に、インダクタン
ス素子をさらに挿入して、共振させることにより、Tx側
フィルタの挿入損失も、同様に、大きく劣化することを
防止できる。

また、上述のようなリアクタンス素子を付加するの
は、相手側フィルタの通過帯域周波数でのインピーダン
スが最も低いフィルタとするのが最も効果的である。

【図面の簡単な説明】

第１図は、参考例による２つのSAWフィルタを並列接続
した送受共用器の概略回路図である。第２図は、第１図
に示した送受共用器のTx側の周波数特性を示す図であ
る。第３図は、同じく第１図に示した送受共用器のRx側
の周波数特性を示す図である。第４図は、この発明の実施例による２つのSAWフィルタ
を並列接続した送受共用器の概略回路図である。第５図
は、第４図に示した送受共用器のTx側の周波数特性を示
す図である。第６図は、同じく第４図に示した送受共用
器のRx側の周波数特性を示す図である。第７図は、同じ
く第４図に示した送受共用器のアンテナ端子入力インピ
ーダンスのスミスチャートを示す図である。第８図は、第４図に示した送受共用器の比較例となる送
受共用器の概略回路図である。第９図は、第８図に示し
た送受共用器のアンテナ端子入力インピーダンスのスミ
スチャートを示す図である。第10図ないし第20図は、この発明をなすに到った背景技
術を説明するための図である。ここにおいて、第10図
は、２つのSAWフィルタを単に並列接続した送受共用器
の概略回路図である。第11図は、実験に用いた小電力コ
ードレス電話用254MHzのSAW共振子フィルタ単体での周
波数特性を示す図である。第12図は、同じく実験で用い
た小電力コードレス電話用380MHzのSAW共振子フィルタ
単体の周波数特性を示す図である。第13図は、第11図に
示したフィルタの入力インピーダンスのスミスチャート
を示す図である。第14図は、第12図に示したフィルタの
入力インピーダンスのスミスチャートを示す図である。
第15図は、第11図および第13図に示した特性を有するフ
ィルタを第10図に示した送受共用器のTx側に用いた場合
の周波数特性を示す図である。第16図は、第12図および
第14図に示した特性を有するフィルタを第10図に示した
送受共用器のRx側に用いた場合の周波数特性を示す図で
ある。第17図は、そのような場合における第10図に示し
た送受共用器のアンテナ端子入力インピーダンスのスミ
スチャートを示す図である。第18図は、第10図に示した
送受共用器にインピーダンスマッチングのためのインダ
クタンス素子４を接続してなる送受共用器の概略回路図
である。第19図は、第18図に示した送受共用器のRx側の
周波数特性を示す図である。第20図は、同じく第18図に
示した送受共用器のアンテナ端子入力インピーダンスの
スミスチャートを示す図である。図において、１は受信側SAWフィルタ、２は送信側SAWフ
ィルタ、３はアンテナ端子、4,6,7,9はインダクタンス
素子、5,8はコンデンサである。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】相異なる通過帯域周波数特性をもつ２つの
弾性表面波バンドパスフィルタの入力または出力を並列
接続した、弾性表面波装置において、前記並列接続の接続点と、アースとの間に、インダクタ
ンス素子を設け、前記並列接続の接続点と前記弾性表面波バンドパスフィ
ルタのうち相対的に通過帯域周波数の低い弾性表面波バ
ンドパスフィルタとの間に、当該弾性表面波装置の終端
インピーダンスの1/4以上のインピーダンスを有する第
１のリアクタンス素子として、コンデンサを挿入し、相
対的に通過帯域周波数が低い弾性表面波バンドパスフィ
ルタにおける相対的に通過帯域周波数が高い弾性表面波
バンドパスフィルタの通過帯域のインピーダンスを、相
対的に通過帯域周波数が高い弾性表面波バンドパスフィ
ルタにおける相対的に通過帯域周波数が低い弾性表面波
バンドパスフィルタの通過帯域のインピーダンスに近づ
け、さらに、前記コンデンサと前記弾性表面波バンドパスフ
ィルタとの接続点と、アースとの間に、第２のリアクタ
ンス素子としてインダクタンス素子を設け、相対的に通
過帯域周波数が低い弾性表面波バンドパスフィルタの損
失改善のために相対的に通過帯域周波数が低い弾性表面
波バンドパスフィルタにおける通過帯域のインピーダン
スを、相対的に通過帯域周波数が高い弾性表面波バンド
パスフィルタにおける通過帯域のインピーダンスに近づ
けたことを特徴とする、弾性表面波装置。
【請求項２】前記コンデンサが接続される弾性表面波バ
ンドパスフィルタは、他のフィルタの通過帯域周波数で
のインピーダンスが最も低いフィルタとされる、請求項
１に記載の弾性表面波装置。