JP4954150B2 - 離散フィルタ、サンプリングミキサ及び無線装置 - Google Patents

Description

本発明は、フィルタリングなどのデジタル信号処理を行う離散フィルタ、サンプリングミキサおよび無線装置に関する。

サンプリングミキサにおいては、デジタル変調された信号がサンプリング回路でサンプリングされ、サンプリング回路に内蔵されているスイッチトキャパシタでフィルタ効果が得られる（例えば、特許文献１及び特許文献２）。

図１は特許文献１及び特許文献２に記載されたサンプリングミキサ６００の回路図であり、図２はサンプリングミキサ６００における制御信号のタイミングチャートを示す図である。

図１において、サンプリングミキサ６００は、受信した無線周波数（ＲＦ）信号をＲＦ電流ｉ_ＲＦに変換するＴＡ（トランスコンダクタンスアンプ）１と、ＴＡ１で変換されたＲＦ電流ｉ_ＲＦをサンプリングする同相ミキサ部２と、それと組み合わせられた逆相ミキサ部３と、同相ミキサ部２および逆相ミキサ部３への制御信号を生成するＤＣＵ（デジタルコントロールユニット）４とを備えている。

同相ミキサ部２は、サンプリングスイッチ５と、このサンプリングスイッチ５でサンプリングされた信号を時間的に連続して積分するＣｈ（ヒストリキャパシタ）６とを含んでいる。また、同相ミキサ部２は、サンプリングスイッチ５でサンプリングされた信号の積分と放出とを繰り返す複数のＣｒ（ローテートキャパシタ）７〜１４と、各Ｃｒ７〜１４で放出した信号をバッファするＣｂ（バッファキャパシタ）１５とを含んでいる。

さらに、同相ミキサ部２は、各Ｃｒ７〜１４に保持された信号をＣｂ１５へ放出させるためのダンプスイッチ１６と、信号放出後に各Ｃｒ７〜１４に保持されている信号をリセットさせるリセットスイッチ１７と、各Ｃｒ７〜１４にＣｈ６を順次接続させるための複数の積分スイッチ１８〜２５とを含んでいる。さらに、同相ミキサ部２は、各Ｃｒ７〜１４をＣｂ１５に順次接続させるための複数の放出スイッチ２６〜３３と、ＤＡ（デジタル・アナログ）変換器からサンプリングミキサ６００側へのフィードバック信号の入力を制御するフィードバックスイッチ３４、３５とを含んでいる。

次に、同相ミキサ部２の動作を例にしてサンプリングミキサ６００の動作について説明する。

まず、ＲＦ電流ｉ_ＲＦは、スイッチ５においてサンプリングされ、時間的に離散化された離散信号となる。この離散信号は、ＳＶ０信号〜ＳＶ７信号に基づいて、順次、Ｃｈ６および各Ｃｒ７〜１４に積分され、フィルタリングおよびデシメーション（decimation：間引き）が行われる。

このようにすると、８タップのＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタの効果が得られる。このときのサンプリングレートは、１／８にデシメーションされる。８個の積分スイッチ１８〜２５に保持された信号が、移動平均されるからである。このようなフィルタを１段目ＦＩＲフィルタという。1段目ＦＩＲフィルタの伝達関数は次式で表される。

また、各Ｃｒ７〜１４に順次接続されるＣｈ６は、出力電位を保持するので、ＩＩＲ(Infinite Impulse Response)フィルタの効果も得られる。このようなフィルタを１段目ＩＩＲフィルタという。1段目ＩＩＲフィルタの伝達関数は次式で表される。ただし、Ｃｈ６の容量値をＣｈ、各Ｃｒ７〜１４の容量値をＣｒとする。

さらに、ＳＡＺ信号が、各放出スイッチ３０〜３３のゲートに入力すると、放出スイッチ３０〜３３が、ＳＡＺ信号のハイレベルの間オンする。すると、各Ｃｒ１１〜１４に積分された離散信号が、オン状態の各放出スイッチ３０〜３３を介して、Ｃｂ１５に同時に放出される。

この放出後、次に、Ｄ信号がローレベルになり、ダンプスイッチ１６がオフし、Ｃｂ１５が、各Ｃｒ１１〜１４から切り離される。

次に、Ｒ信号がハイレベルになり、リセットスイッチ１７がオンし、各Ｃｒ１１〜１４に保持されている信号がリセットされる。

このようにすると、各Ｃｒ１１〜１４に積分された信号が、同時にＣｂ１５に放出され、これにより、４タップのＦＩＲフィルタの効果が得られる。このときのサンプリングレートは、１／４にデシメーションされる。４個のＣｒ１１〜１４に積分された信号が、Ｃｂ１５に移動平均されるからである。

また、各Ｃｒ７〜１０に積分された信号も、各Ｃｒ１１〜１４の場合と同様に機能する。このようなフィルタを２段目ＦＩＲフィルタという。２段目ＦＩＲフィルタの伝達関数は次式で表される。

また、上述した４個のＣｒ７〜１０、または４個のＣｒ１１〜１４のグループ単位で、４個のＣｒがＣｂ１５に接続される。これにより、ＩＩＲフィルタの効果が得られる。このようなフィルタを２段目ＩＩＲフィルタという。２段目ＩＩＲフィルタの伝達関数は次式で表される。ただし、Ｃｂ１５の容量値をＣｂとする。

なお、逆相ミキサ部３は、同相ミキサ部２よりも１／２周期遅れてサンプリングすることを除いては、同相ミキサ部２とほぼ同様に動作する。

このようにしてサンプリングミキサ６００を構成すると、そのサンプリングミキサ６００の出力信号は、１段目ＦＩＲフィルタ、１段目ＩＩＲフィルタ、２段目ＦＩＲフィルタおよび２段目ＩＩＲフィルタを通過した信号となり、全体のフィルタ伝達関数は、式（１）、式（２）、式（３）、式（４）及びＴＡ１による電流変換の式を用いて次式となる。ただし、ＴＡ１の相互コンダクタンスをｇｍ、入力するＲＦ信号の周波数をｆ_ＲＦとする。

次に、上述した各種フィルタを含むフィルタ特性について図３を参照して説明する。ここでは、ＬＯ信号周波数を２．４ＧＨｚ、Ｃｈ６を１５ｐＦ、各Ｃｒ７〜１４を０．５ｐF、Ｃｂ１５を１５ｐＦ、ＴＡ１の相互コンダクタンスを７．５ｍＳとするものとする。

図３（ａ）には、１段目ＦＩＲフィルタの特性が示され、図３（ｂ）には、１段目ＩＩＲフィルタの特性が示されている。また、図３（ｃ）には、２段目ＦＩＲフィルタの特性が示され、図３（ｄ）には、２段目ＩＩＲフィルタの特性が示されている。そして、図３（ｅ）には、サンプリングミキサ６００全体のフィルタ特性が示されている。図３の従来技術の特性例では、サンプリングスイッチ５にて２．４ＧＨｚサンプリングされた信号が、３２デシメーションされて出力される。このときのサンプリング周波数は３００ＭＨｚであり、ＬＯ周波数から３００ＭＨｚ単位で離れた周波数成分が希望波付近に折りかえってくる。このように、デシメーション数が大きいと折り返し周波数が希望波付近に現れてしまうという問題があった。

特に、受信帯域が広帯域に渡るＵＨＦ帯地上デジタルテレビ放送（約４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）等の無線システムでは、デシメーション動作を行うと、折り返しの周波数が受信帯域内に現れるため、デシメーション数を低くしたサンプリングミキサが求められている。具体的には、２デシメーション動作のサンプリングミキサで地上デジタルテレビ放送の１３チャンネル（中心周波数約４７３ＭＨｚ）を受信すると、折り返し周波数は、４７３ＭＨｚから２３６．５ＭＨｚごとに表れる。このとき、７０９．５ＭＨｚは、地上デジタルテレビ放送の５２チャンネル（中心周波数約７０７ＭＨｚ）の信号帯域内であり、５２チャンネルの信号が希望波帯に折り返り、受信感度劣化を引き起こす。したがって、デシメーション無しのサンプリングミキサで１３チャンネル受信時の折り返し周波数を７７０ＭＨｚ以上の９４６ＭＨｚにする必要がある。

ここで、デシメーション無しで動作する従来のサンプリングミキサ６１０の回路図を図４に示す。図４において、図１のサンプリングミキサ６００と異なる点は、同相ミキサ部４２、逆相ミキサ部４３のそれぞれ２個のＣｒを備えている点と、ＤＣＵ４４の出力制御信号が、ＳＶ０、ＳＶ１信号、Ｄ信号、Ｒ信号、ＦＢ０、ＦＢ１信号となる点である。図５に、ＤＣＵ４４のブロック図を示す。ＤＣＵが制御信号を生成するのに必要なＲＥＦ信号を基準にして、一般的な回路であるＤフリップフロップ回路を用いて構成している。図６は、サンプリングミキサ６１０の制御信号のタイミングチャートを示す図である。図５と図６より、ＳＶ０、ＳＶ１信号は、ＲＥＦ信号を８分周した信号である。また、Ｄ信号は、ＲＥＦ信号を４分周した信号である。また、Ｒ信号は、ＲＥＦ信号を基準として４相化した信号のうちの１つである。また、ＦＢ０、ＦＢ１信号は、ＲＥＦ信号を基準として８相化した信号のうちの２つである。以上のように、従来の手法でデシメーション数の低いサンプリングミキサを構成しようとすると、図６に示すように、高い周波数のＲＥＦ信号が必要となり、波形の異なる（例えば、パルス幅の異なる）制御信号を用意する必要があった。
特開２００４−２８９７９３号公報（第６−９頁、図３ａ、図３ｂ、図４） 米国特許出願公開第２００３／００８３０３３号明細書、“SAMPLING MIXER WITH ASYNCHRONOUS CLOCK AND SIGNAL DOMAINS”

しかしながら、ＲＥＦ信号の周波数が高くなると、実回路では、制御信号のパルス波形は回路の負荷等により形が崩れ、周波数が高いほどつぶれた波形となるという問題がある。そこで、デシメーション数を低くしても、高い周波数のＲＥＦ信号を必要としない回路構成の離散フィルタ、サンプリングフィルタを提供する必要性が生じている。

さらに、波形が異なる制御信号を多く使用するため制御信号生成部（ＤＣＵ）の回路規模が大きい。

本発明は、このような状況下においてなされたものであり、高い周波数のＲＥＦ信号を用いずにデシメーション数を小さくでき、折り返し成分による受信感度劣化を抑えることのできるサンプリングミキサを提供する。

本発明の第１の様態に係る離散フィルタは、周波数が同じで位相が１/Ｎ（Ｎは３、または４である）周期ずつずれたＮ個の制御信号を生成する制御信号生成部と、サンプリングされた信号を時間的に連続して積分するヒストリキャパシタと、前記ヒストリキャパシタに積分された信号の積分と、積分した信号の放出とを繰り返すローテートキャパシタをそれぞれ有する、互いに並列接続されたＮ個のスイッチドキャパシタ回路からなるスイッチドキャパシタ部と、前記Ｎ個のスイッチドキャパシタ回路の前記ローテートキャパシタから放出された信号をバッファするバッファキャパシタと、を具備し、前記スイッチドキャパシタ回路は、前記ローテートキャパシタへの入力状態を切り替える積分スイッチと、前記ローテートキャパシタからの放出状態を切り替える放出スイッチと、を有し、前記制御信号生成部は、前記Ｎ個のスイッチドキャパシタ回路のそれぞれの、前記積分スイッチおよび前記放出スイッチに、前記制御信号を出力し、前記スイッチドキャパシタ部は、前記制御信号により、前記ローテートキャパシタにおける、少なくとも、前記ヒストリキャパシタに積分された前記信号の積分動作と、前記バッファキャパシタへの前記信号の放出動作と、の２つの動作を繰り返し、かつ、他の前記スイッチドキャパシタ回路が前記２つの動作のいずれかを行っているタイミングでは、当該動作と同じ動作を行わない、離散フィルタである。

また、本発明の第２の様態に係る離散フィルタは、第１の様態に記載の離散フィルタにおいて、Ｎは４であり、前記スイッチドキャパシタ回路は、フィードバック信号の入力を切り替えるフィードバックスイッチと、前記ローテートキャパシタに残った電荷を接地によりリセットするリセットスイッチと、を有し、前記制御信号生成部は、前記４個のスイッチドキャパシタ回路のそれぞれの、前記フィードバックスイッチおよび前記リセットスイッチに、前記制御信号を出力し、前記スイッチドキャパシタ回路は、前記制御信号により、前記ローテートキャパシタにおける、少なくとも、前記積分動作、前記フィードバック信号の入力動作、前記電荷のリセット動作、および前記放出動作の４つの動作を繰り返し、かつ、他の前記スイッチドキャパシタ回路が前記４つの動作のいずれかを行っているタイミングでは、当該動作と同じ動作を行わない、離散フィルタである。

また、本発明の第３の様態に係る離散フィルタは、第２の様態に記載の離散フィルタにおいて、前記フィードバックスイッチは、前記フィードバック信号として電圧を入力する、離散フィルタである。

また、本発明の第４の様態に係る離散フィルタは、第１の様態に記載の離散フィルタにおいて、前記制御信号生成部は、前記Ｎ個の制御信号の周波数を切り替える離散フィルタである。

また、本発明の第５の様態に係るサンプリングミキサは、第１の様態に記載の離散フィルタと、前記離散フィルタの前段に設けられ、受信信号を所定の周波数でサンプリングするサンプリングスイッチと、を有する、サンプリングミキサである。

また、本発明の第６の様態に係る無線装置は、第１の様態に記載の離散フィルタと、前記離散フィルタの出力信号に基づいて信号処理する信号処理部と、を有する、無線装置である。

また、本発明の第７の様態に係る無線装置は、第５の様態に記載のサンプリングミキサと、前記サンプリングミキサの出力信号に基づいて信号処理する信号処理部と、を有する、無線装置である。

また、本発明の第８の様態に係る離散フィルタは、第１の様態に記載の離散フィルタに、前記Ｎ個の制御信号のぞれぞれの間にノンオーバーラップ区間を設けるノンオーバーラップ回路、をさらに有する、離散フィルタである。

また、本発明の第９の様態に係る離散フィルタは、第８の様態に記載の離散フィルタにおいて、前記ノンオーバーラップ回路は、前記制御信号生成部から出力される第１の制御信号に奇数個のＮＯＴゲートを介した信号と、前記制御信号生成部から出力される第２の制御信号と、を入力するＡＮＤゲートを有し、前記ＡＮＤゲートの出力を前記スイッチドキャパシタ部に入力する信号とする、離散フィルタである。

また、本発明の第１０の様態に係るサンプリングミキサは、第８の様態に記載の離散フィルタと、前記離散フィルタの前段に設けられ、受信信号を所定の周波数でサンプリングするサンプリングスイッチと、を有し、前記ノンオーバーラップ回路は、前記ノンオーバーラップ区間を、前記サンプリングスイッチの周期×（１−Ｎ／Ｍ）とする（ＭはＮと異なる自然数）、サンプリングミキサである。

また、本発明の第１１の様態に係る無線装置は、第１０の様態に記載のサンプリングミキサと、前記サンプリングミキサの出力信号に基づいて信号処理する信号処理部と、を有する、無線装置である。

本発明によれば、スイッチドキャパシタ回路の動作状態の数に応じた並列構成にすることで、制御信号を複数のスイッチドキャパシタ回路間で共用でき、オン時間が短い制御信号が必要なくなる。また、制御信号を生成する制御信号生成部の回路規模を小さくできる。

これにより、高い周波数のＲＥＦ信号を用いずにデシメーション数を小さくでき、折り返し成分による受信感度劣化を抑えることができる。

以下本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。また、図面において、同一のものについては同一の符号を付して表示する。

（実施の形態１）
図７は、本発明の実施の形態１におけるサンプリングミキサの回路図である。図７においてサンプリングミキサ１００は、ＴＡ（トランスコンダクタンスアンプ）１とスイッチドキャパシタ部１０２、１０３と、ＤＣＵ（デジタルコントロールユニット、制御信号生成部ともいう）１０４と、サンプリングスイッチ５、３６とを備えている。

スイッチドキャパシタ部１０２は、Ｃｈ（ヒストリキャパシタ）６と、Ｃｒ（ローテートキャパシタ）７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄと、Ｃｂ（バッファキャパシタ）１５と、ダンプスイッチ１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄと、リセットスイッチ１７ａ、１７ｂ、１７ｃ、１７ｄと、積分スイッチ１８ａ、１８ｂ、１８ｃ、１８ｄと、フィードバックスイッチ３４ａ、３４ｂ、３４ｃ、３４ｄとを備えている。スイッチドキャパシタ部１０３も同様の構成であり、異なる点は、スイッチドキャパシタ部１０２とスイッチドキャパシタ部１０３に入力してくる信号の位相が１８０度異なる点である。これは、スイッチドキャパシタ部１０２に接続したサンプリングスイッチ５のゲートに入力されるＬＯ信号と、スイッチドキャパシタ部１０３に接続したサンプリングスイッチ３６のゲートに入力されるＬＯＢ信号の位相が１８０度異なるためである。

ＤＣＵ１０４は、Ｄフリップフロップ回路を用いたシフトレジスタ構成であり、ＲＥＦ信号を基準とした４相の信号（Ｓ０信号、Ｓ１信号、Ｓ２信号、Ｓ３信号）をスイッチドキャパシタ部１０２、１０３に出力する。本実施の形態では、ＤＣＵ１０４の回路構成についてＤフリップフロップ回路を用いたシフトレジスタ構成としたが、４相の信号を出力できれば他の回路構成でもよい。

図８は、本発明の実施の形態１におけるサンプリングミキサ１００に用いる制御信号のタイミングチャートである。Ｓ０信号、Ｓ１信号、Ｓ２信号、Ｓ３信号は、１／４周期ずれた信号で、ハイになっている時間は、ＬＯ信号の１周期分である。Ｓ０〜Ｓ３信号は、ＤＣＵ１０４のシフトレジスタにＬＯ信号と同じ周波数のＲＥＦ信号を入力すると生成できる。Ｓ０信号は、積分スイッチ１８ａとフィードバックスイッチ３４ｂとリセットスイッチ１７ｃとダンプスイッチ１６ｄのゲートに入力される。Ｓ１信号は、ダンプスイッチ１６ａと積分スイッチ１８ｂとフィードバックスイッチ３４ｃとリセットスイッチ１７ｄに入力される。Ｓ２信号は、リセットスイッチ１７ａとダンプスイッチ１６ｂと積分スイッチ１８ｃとフィードバックスイッチ３４ｄに入力される。Ｓ３信号は、フィードバックスイッチ３４ａとリセットスイッチ１７ｂとダンプスイッチ１６ｃと積分スイッチ１８ｄに入力される。

次に、スイッチドキャパシタ部１０２に注目してサンプリングミキサ１００の動作を説明する。まず始めの状態として、Ｓ０信号がハイのとき、Ｃｈ６とＣｒ７ａが接続し、サンプリングスイッチ５から出力された離散信号は、Ｃｈ６とＣｒ７ａに積分される。次に２番目の状態として、Ｓ０信号がローになり、Ｓ１信号がハイになると、Ｃｒ７ａとＣｂ１５が接続し、Ｃｒ７ａに積分された信号がＣｂ１５に放出される。３番目の状態として、Ｓ１信号がローになり、Ｓ２信号がハイになると、Ｃｒ７ａに残った電荷がリセットスイッチ１７ａを介して接地され、Ｃｒ７ａの電荷がリセットされる。４番目の状態として、Ｓ２信号がローになり、Ｓ３信号がハイになると、フィードバックスイッチ３４ａがオンし、ＤＡ変換器からのフィードバック信号がＣｒ７ａに入力され、ＤＣオフセットや差動オフセットなどが補償できる。Ｃｒ７ａは、これらの４状態の動作を繰り返し行う。また、Ｃｒ７ｂ、７ｃ、７ｄについても同様に４状態の繰り返し動作を行う。Ｃｒ７ａ〜７ｄの繰り返し動作で異なる点は、同じタイミングでは異なる動作をしている点である。具体的には、Ｓ０信号がハイの時には、Ｃｒ７ａはサンプリングスイッチ５からの信号を積分し、Ｃｒ７ｂは、フィードバック信号が入力されており、Ｃｒ７ｃは接地され電荷をリセットしており、Ｃｒ７ｄは積分した信号をＣｂ１５に放出しており、Ｃｒ７ａ〜７ｄは同じタイミングでは異なる動作をしている。

つまり、Ｃｒ７ａ〜Ｃｒ７ｄを含む４並列のスイッチドキャパシタ回路は、４状態を４相動作で行っている。また、Ｓ０信号〜Ｓ３信号のそれぞれは、Ｃｒ７ａ〜７ｄのそれぞれに対して、「積分」、「放出」、「リセット」、「フィードバック」動作に用いられ、共用化されている。これにより、ＤＣＵ１０４が出力する制御信号の種類を減らし、回路規模を小さくすることができる。また、Ｃｈ６とＣｒ７ａ〜７ｄが順番に接続することで１段目のＩＩＲフィルタを構成し、Ｃｂ１５とＣｒ７ａ〜７ｄが順番に接続することで２段目のＩＩＲフィルタを構成している。このときの伝達関数は次式で表される。

このとき、スイッチドキャパシタ部１０２の出力信号のサンプリング周波数は、Ｃｂに信号が放出されるタイミング、つまり、Ｃｒ７ａ〜７ｄとＣｂが接続するタイミングで決まる。図８より、ＬＯ信号の周波数と同じ周波数でＣｂとＣｒ７ａ〜７ｄが接続し、デシメーション無し動作ができる。

以上から、本実施の形態のサンプリングミキサによれば、４並列に構成されたＣｒ７ａ〜７ｄを含んだスイッチドキャパシタ回路が、同じタイミングでは互いに異なる動作をする４相動作し、スイッチドキャパシタ回路を駆動する制御信号を共用化することで、ＤＣＵ１０４の回路規模を削減できる。また、Ｓ０〜Ｓ３信号として同じ波形を用いることができ、波形の異なる制御信号を用意する必要がない。さらに、デシメーション無しの回路構成においても、ＲＥＦ信号の周波数をＬＯ信号と同じ周波数まで低くすることができる。

これにより、実回路においてもデシメーション無し動作が可能となり、折り返し周波数を希望波帯から遠ざけ、折り返し成分による受信感度劣化を抑えることができる。

また、本実施の形態では、スイッチを構成する素子をｎ型ＦＥＴとしたが、ｐ型でもかまわないし、ｎ型とｐ型を組み合わせて使用してもかまわない。また、スイッチに微小電気機械システム（ＭＥＭＳ）を使用してもかまわない。

また、本実施の形態では、サンプリングスイッチを接続したサンプリングミキサとしたが、サンプリングスイッチを用いず、ＢＢ信号を入力とした離散フィルタとしてもよい。ＢＢ信号は、ＲＦ周波数帯からＢＢ周波数帯に周波数変換された受信信号であり、時間的に連続信号でも、離散信号でもかまわない。

また、本実施の形態では、Ｃｈ、Ｃｒ、Ｃｂを平行平板のキャパシタとして説明したが、ｎ型ＦＥＴを使用したキャパシタでもかまわないし、ｐ型ＦＥＴを使用したキャパシタでもかまわない。

また、本実施の形態では、Ｃｈ、Ｃｒ、Ｃｂを固定の値として説明したが、複数のキャパシタとスイッチを用意して、キャパシタの値を切り替える構成にしてもかまわない。

（実施の形態２）
図９は、本発明の実施の形態２におけるサンプリングミキサ２００を示す回路図である。ここでは、実施の形態１と異なる点を主に説明する。

サンプリングミキサ２００は、図７の実施の形態１におけるスイッチドキャパシタ部１０２、１０３およびＤＣＵ１０４に代えて、スイッチドキャパシタ部２０２、２０３、ＤＣＵ２０４を備えている。

スイッチドキャパシタ部２０２は、実施の形態１のスイッチドキャパシタ部１０２から、Ｃｒ７ｄと、ダンプスイッチ１６ｄと、リセットスイッチ１７ａ〜１７ｄと、積分スイッチ１８ｄと、フィードバックスイッチ３４ｄとを除いた構成である。逆相ミキサ部２０３も同様の構成である。

ＤＣＵ２０４は、３相の信号（Ｓ０信号、Ｓ１信号、Ｓ２信号）をスイッチドキャパシタ部２０２、２０３に出力している。

次に、サンプリングミキサ２００の動作について実施の形態１と異なる点は、Ｃｒ７ａ〜７ｃを含む３並列のスイッチドキャパシタ回路が、「積分」、「放出」、「フィードバック」の３状態を３相動作で行っている点である。フィードバック信号がＤＣ電圧信号であれば、リセット動作があっても、なくても、同一動作となる。よって、スイッチドキャパシタ回路の動作からリセット動作を省き、スイッチドキャパシタ回路の並列数を削減することができる。

以上から、本実施の形態のサンプリングミキサによれば、３並列に構成されたＣｒ７ａ〜７ｃを含んだスイッチドキャパシタ回路が、同じタイミングでは互いに異なる動作をする３相動作し、実施の形態１の効果に加えて、さらに回路規模を削減することが可能である。

また、本実施の形態では、フィードバック信号として、ＤＡ変換器の出力信号を用いたが、ＤＣ電圧源の電圧をフィードバック信号としてもかまわない。

また、本実施の形態では、３並列のスイッチドキャパシタ回路が、積分、放出、フィードバックの３状態を３相動作するとしたが、フィードバックスイッチを取り除いたスイッチドキャパシタ回路を２並列にして、積分、放出の２状態を２相動作させてもよい。重要なのは、スイッチドキャパシタ回路の動作状態の数がＮのとき、スイッチドキャパシタ回路の並列数をＮにし、ＤＣＵで出力する制御信号を周波数が同じで位相がことなるＮ個の信号とし、同じタイミングでは異なる動作をすることである。これにより、ＬＯ信号と同じ周波数のＲＥＦ信号で、サンプリングミキサのデシメーション無し動作することができる。

（実施の形態３）
図１０は、本発明の実施の形態３におけるサンプリングミキサ３００を示す回路図である。ここでは、実施の形態１と異なる点を主に説明する。

サンプリングミキサ３００は、図７の実施の形態１におけるＤＣＵ１０４に代えて、ＤＣＵ３０４を備えている。

図１１は、本発明の実施の形態３におけるサンプリングミキサ３００に用いる制御信号のタイミングチャートである。

ＤＣＵ３０４には、ＬＯ信号の２倍の周波数を持ったＲＥＦ信号が入力され、Ｓ０信号〜Ｓ３信号のハイになっている時間は、ＬＯ信号の半周期分である。従来のサンプリングミキサと比較し、動作に必要な制御信号の種類が減り、ＤＣＵに必要なＲＥＦ信号の周波数が下がった分、本実施の形態のサンプリングミキサ３００は高速動作ができる。これにより、出力信号のサンプリング周波数が高くなり、折り返し周波数が希望波帯からＬＯ信号周波数の２倍離れた周波数となる。

図１２は、本実施の形態３のサンプリングミキサ３００の特性（ＲＥＦ信号周波数＝２倍ＬＯ周波数）に合わせて、実施の形態１のサンプリングミキサ１００の特性（ＲＥＦ信号周波数＝ＬＯ周波数）を示した図である。図１２より、実施の形態１の特性は９４０ＭＨｚに折り返しのピークが現れているが、実施の形態３の特性では９４０ＭＨｚに折り返しのピークが現れていないことが分かる。

以上から、本実施の形態のサンプリングミキサによれば、ＤＣＵに必要なＲＥＦ信号の周波数が下がった分、高速動作が可能となり、実施の形態１より、さらに折り返し周波数を希望波帯から遠ざけることができる。このとき、ＬＯ信号周波数は、４７０ＭＨｚである。

（実施の形態４）
図１３は、本発明の実施の形態４におけるサンプリングミキサ４００を示す回路図である。ここでは、実施の形態１と異なる点を主に説明する。

サンプリングミキサ４００は、図７の実施の形態１におけるＤＣＵ１０４に代えて、ＤＣＵ４０４を備えている。

ＤＣＵ４０４は、４相信号を生成するシフトレジスタに入力するＲＥＦ信号の周波数を切り替える可変分周器４０５を備えている。可変分周器４０５は、不図示の信号処理部から出力されたＲＥＦ切替信号に基づき分周数を可変させる。

図１４は、可変分周器４０５の例を示すブロック図である。図１４より、可変分周器４０５は、分周しないでシフトレジスタにＲＥＦ信号を出力する経路と、ＲＥＦ信号を２分周してシフトレジスタに出力する経路を切り替える構成である。ＲＥＦ切替信号に基づきこれらの経路を切り替えて、シフトレジスタに入力信号の周波数を可変させている。本実施の形態では、分周しない経路と２分周する経路の切り替えであるが、これに限らず、他の分周数の経路を用意して切り替えてもかまわない。

図１５は、サンプリングミキサ４００が２デシメーション動作したときの制御信号のタイミングチャートである。この動作は、可変分周器４０５で、シフトレジスタに入力するＲＥＦ信号の周波数を２分周した動作に相当する。図１５より、Ｓ０信号〜Ｓ３信号のハイ時間は、ＬＯ信号の２周期分となっており、この間離散信号が積分される。この動作は、２タップのＦＩＲフィルタとなり、２デシメーションが行われる。この伝達関数は次式で表される。

このときの、２デシメーション動作をするサンプリングミキサ４００全体の伝達関数は、次式で表される。

次に、サンプリングミキサ４００の動作について説明する。例として、サンプリングミキサ４００を、ＵＨＦ帯地上デジタルテレビ放送受信用とすると、受信帯域は４７０ＭＨｚ（１３チャンネル）〜７７０ＭＨｚ（６２チャンネル）となる。このとき、低い周波数のチャンネルを受信している時は、デシメーションを行うと他のチャンネルの信号が、希望波帯に折り返してしまい受信感度劣化を招くので、デシメーション無しにする必要がある。高い周波数のチャンネルを受信している時は、デシメーションによる折り返し周波数が７７０ＭＨｚ以上とすることができ、デシメーションを行うことができ、（式８）より、１／ｆ_ＲＦによって高い周波数で落ちたゲインをデシメーションによるＦＩＲフィルタのゲインで補うことで、受信感度劣化を抑えることができる。

以上から、本実施の形態のサンプリングミキサによれば、ＤＣＵのシフトレジスタへの入力信号の周波数を切り替えることで、デシメーション数を切り替えることが可能となり、低い周波数チャンネル受信時にはデシメーション無し動作で折り返し成分による受信感度劣化を抑え、高い周波数チャンネル受信時にはデシメーション動作でゲイン劣化による受信感度劣化を抑えることが可能となる。

また、本実施の形態では、地上デジタルテレビ放送受信について説明したが、他の無線システムでもかまわない。

また、本実施の形態では、地上デジタルテレビ放送を例として、同一無線システムにおける他のチャンネル帯域内に折り返し周波数が現れないようにしたが、受信している無線システム以外の異なる無線システムの帯域内に折り返し周波数が現れないようにしてもよい。

（実施の形態５）
図１６は、本発明の実施の形態５におけるサンプリングミキサ７００を示す回路図である。サンプリングミキサ７００は、図７の実施の形態１におけるサンプリングミキサ１００にノンオーバーラップ回路１４００を加えたものである。

ここで、デシメーション数を低くしても、サンプリングミキサを駆動する制御信号には、サンプリング周波数のＭ／Ｎ倍（Ｍ、Ｎは互いに異なる自然数）の周波数成分が重畳しているので、サンプリング周波数のＭ／Ｎ倍の周波数に存在する妨害信号が周波数変換後の受信信号帯域内に発生する。これにより、受信感度劣化を招くので、制御信号に重畳されたサンプリング周波数のＭ／Ｎ倍の成分を抑圧する必要がある。そこで、サンプリングミキサ７００は、ノンオーバーラップ回路１４００を備える。

次いで、本実施の形態に係るノンオーバーラップ回路の構成について説明する。

＜構成例１：ノンオーバーラップ回路１４００−１（図１７）＞
図１７において、ノンオーバーラップ回路１４００−１は、ＮＯＴゲート１４１０、１４１１、１４１２、１４１３と、ＡＮＤゲート１４２０、１４２１、１４２２、１４２３とを有している。

出力信号４は、ＮＯＴゲート１４１０を介したＤＣＵ１０４から出力される出力信号３と、ＤＣＵ１０４から出力される出力信号０とのＡＮＤ演算の結果である。したがって、出力信号０が１の場合、出力信号３が０になるまで出力信号４は１にならない。また、出力信号７は、出力信号２が０であれば、出力信号３が１の場合に１となる。よって、出力信号７と出力信号４が同時に１にはならないように構成されている。

出力信号５は、ＮＯＴゲート１４１１を介したＤＣＵ１０４から出力される出力信号０と、ＤＣＵ１０４から出力される出力信号１とのＡＮＤ演算の結果である。したがって、出力信号１が１の場合、出力信号０が０になるまで出力信号５は１にならない。また、出力信号４は、出力信号３が０であれば、出力信号０が１の場合に１となる。よって、出力信号４と出力信号５が同時に１にはならないように構成されている。

出力信号６は、ＮＯＴゲート１４１２を介したＤＣＵ１０４から出力される出力信号１とＤＣＵ１０４から出力される出力信号２とのＡＮＤ演算の結果である。したがって、出力信号２が１の場合、出力信号１が０になるまで出力信号６は１にならない。また、出力信号５は、出力信号０が０であれば、出力信号１が１の場合に１となる。よって、出力信号５と出力信号６が同時に１にはならないように構成されている。

出力信号７は、ＮＯＴゲート１４１３を介したＤＣＵ１０４から出力される出力信号２とＤＣＵ１０４から出力される出力信号３とのＡＮＤ演算の結果である。したがって、出力信号３が１の場合、出力信号２が０になるまで出力信号７は１にならない。また、出力信号６は、出力信号１が０であれば、出力信号２が１の場合に１となる。よって、出力信号６と出力信号７が同時に１にはならないように構成されている。

このようにして生成された出力信号４〜７を制御信号０〜３として用いることで、図１８に示すノンオーバーラップ区間を有する制御信号群が生成できる。

＜構成例２：ノンオーバーラップ回路１４００−２（図１９）＞
図１９においてノンオーバーラップ回路１４００−２は、図１７の構成にさらに遅延部１４３０、１４３１、１４３２、１４３３を有している。

出力信号４は、ＮＯＴゲート１４１０を介したＤＣＵ１０４から出力される出力信号３を遅延部１４３０を用いて遅延させた信号と、ＤＣＵ１０４から出力される出力信号０とのＡＮＤ演算の結果である。したがって、出力信号０が１の場合、出力信号３を遅延させた信号が０になるまで出力信号４は１にならない。また、出力信号７は、出力信号２が０であれば、出力信号３が１の場合に１となる。よって、出力信号７のＯＮ時間と出力信号４のＯＮ時間は、遅延部１４３０による遅延時間分の間隔（ノンオーバーラップ区間）が空くようになる。

出力信号５は、ＮＯＴゲート１４１１を介したＤＣＵ１０４から出力される出力信号０を遅延部１４３１を用いて遅延させた信号と、ＤＣＵ１０４から出力される出力信号１とのＡＮＤ演算の結果である。したがって、出力信号１が１の場合、出力信号０を遅延させた信号が０になるまで出力信号５は１にならない。また、出力信号４は、出力信号３が０であれば、出力信号０が１の場合に１となる。よって、出力信号４のＯＮ時間と出力信号５のＯＮ時間は、遅延部１４３１による遅延時間分の間隔（ノンオーバーラップ区間）が空くようになる。

出力信号６は、ＮＯＴゲート１４１２を介したＤＣＵ１０４から出力される出力信号１を遅延部１４３２を用いて遅延させた信号と、ＤＣＵ１０４から出力される出力信号２とのＡＮＤ演算の結果である。したがって、出力信号２が１の場合、出力信号１を遅延させた信号が０になるまで出力信号６は１にならない。また、出力信号５は、出力信号０が０であれば、出力信号１が１の場合に１となる。よって、出力信号５のＯＮ時間と出力信号６のＯＮ時間は、遅延部１４３２による遅延時間分の間隔（ノンオーバーラップ区間）が空くようになる。

出力信号７は、ＮＯＴゲート１４１３を介したＤＣＵ１０４から出力される出力信号２を遅延部１４３３を用いて遅延させた信号と、ＤＣＵ１０４から出力される出力信号３とのＡＮＤ演算の結果である。したがって、出力信号３が１の場合、出力信号２を遅延させた信号が０になるまで出力信号７は１にならない。また、出力信号６は、出力信号１が０であれば、出力信号２が１の場合に１となる。よって、出力信号６のＯＮ時間と出力信号７のＯＮ時間は、遅延部１４３３による遅延時間分の間隔（ノンオーバーラップ区間）が空くようになる。

このように生成された出力信号４〜７を制御信号０〜３とすることで、遅延部１４３０〜１４３３による遅延量により、図１８に示すノンオーバーラップ区間の幅を変化させることができる。

次に、図２０を用いて、ノンオーバーラップ区間を変化させた場合の動作周波数×５／４倍の周波数成分のゲインについて説明する。図２０は、サンプリングスイッチ５、３６の動作周波数が５００［ＭＨｚ］のときと、８００［ＭＨｚ］のときに、制御信号Ｓ０〜Ｓ３のノンオーバーラップ区間を変化させた場合の、動作周波数×５／４倍の周波数成分のゲインをプロットしたものである。動作周波数により、特定の周波数成分のゲインを下げる最適なノンオーバーラップ区間の値が存在することがわかる。例えば、５００［ＭＨｚ］のときは４００ｐｓ（ピコ秒）の時にゲインが最小となり、８００［ＭＨｚ］のときは２５０ｐｓ（ピコ秒）の時にゲインが最小となる。

例えば、動作周波数×Ｍ／４倍（すなわちＮ＝４）の周波数成分のゲインを下げる最適なノンオーバーラップ区間は（式９）で表せる。

このように、特定の周波数成分のゲインが最小になるように各制御信号のノンオーバーラップ区間を設定することで、特定の周波数成分の重畳を軽減することが可能である。

なお、特定のノンオーバーラップ区間を設定するための遅延部の数は特に問わない。ここでは、一例として周期×４サイクルで動作するサンプリングミキサにおけるサンプリング周波数×５／４倍の周波数成分のゲインについて説明したが、周期×Ｎサイクルで動作する場合、サンプリング周波数のＭ／Ｎ倍（Ｍ、Ｎは互いに異なる自然数）の成分についても、同様に、その周波数成分のゲインが最小になるように各制御信号のノンオーバーラップ区間を設定することで、特定の周波数成分の重畳を軽減することが可能である。

＜構成例３：ノンオーバーラップ回路１４００−３（図２１）＞
図２１においてノンオーバーラップ回路１４００−３は、図２０の構成にさらに遅延部１４３４、１４３５、１４３６、１４３７と、セレクタ１４４０、１４４１、１４４２、１４４３とを有している。

セレクタ１４４０は、切替信号に基づき、ＮＯＴゲート１４１０に出力する信号を遅延部１４３４のみを通過した出力にするか、遅延部１４３４及び１４３０の両方を通過した出力にするかを切り替える。

セレクタ１４４１は、切替信号に基づき、ＮＯＴゲート１４１１に出力する信号を遅延部１４３５のみを通過した出力にするか、遅延部１４３５及び１４３１の両方を通過した出力にするかを切り替える。

セレクタ１４４２は、切替信号に基づき、ＮＯＴゲート１４１２に出力する信号を遅延部１４３６のみを通過した出力にするか、遅延部１４３６及び１４３２の両方を通過した出力にするかを切り替える。

セレクタ１４４３は、切替信号に基づき、ＮＯＴゲート１４１３に出力する信号を遅延部１４３７のみを通過した出力にするか、遅延部１４３７及び１４３３の両方を通過した出力にするかを切り替える。

このようにして生成された出力信号４〜７（Ｓ４〜Ｓ７）を制御信号０〜３（Ｓ０〜Ｓ３）とし、遅延部１４３４、１４３５、１４３６、１４３７の遅延量をａ［ｓ］、遅延部１４３０、１４３１、１４３２、１４３３の遅延量をｂ［ｓ］とすると、セレクタ１４４０〜１４４３により、ノンオーバーラップ区間をａ＋ｂ［ｓ］とするか、ａ［ｓ］とするかを切り替えることが可能となる。例えば、ａ＝２５０［ｐｓ］、ｂ＝１５０［ｐｓ］のとき、サンプリングスイッチ５、３６の動作周波数が８００［ＭＨｚ］のときノンオーバーラップ区間をａ［ｐｓ］とし、サンプリングスイッチ５、３６の動作周波数が５００［ＭＨｚ］のときノンオーバーラップ区間をａ＋ｂ［ｐｓ］とすることで、動作周波数×５／４倍の周波数成分のゲインを動作周波数に合わせて軽減することが可能である。

かかる構成によれば、各制御信号のノンオーバーラップ区間の幅を切り替えることで、動作周波数に応じて特定の周波数成分の重畳を軽減することが可能である。また、動作周波数が一定の場合に、重畳を減らす周波数成分を切り替えることも可能である。なお、特定のノンオーバーラップ区間を設定するための遅延部の数は上述した例に限定されず、セレクタの選択できる数も特に問わない。

以上、ノンオーバーラップ回路１４００の各構成例について説明した。

かかる構成によれば、各制御信号のＯＮ時間の間には、制御信号のＯＮ時間同士が重ならないノンオーバーラップ区間を設けることが可能である。また、ノンオーバーラップ区間を設けることで、制御信号のサンプリング周波数のM/N倍成分を抑圧することができる。

なお、ノンオーバーラップ回路の上記構成は一例であって、同様の制御信号を生成できる構成であれば特に限定されない。

また、図２０および（式９）は、制御信号が理想的な矩形波のときに適用されるものであって、回路の特性によっては、特定の周波数成分のゲインを最小にする最適値が異なる。その場合、ノンオーバーラップ区間を変化させて、最適値を求める必要がある。

また、図９の実施の形態２におけるサンプリングミキサ２００にノンオーバーラップ回路を加えた構成を図２２に示す。図２２に示すサンプリングミキサ７５０は、図１６のノンオーバーラップ回路１４００に代えてノンオーバーラップ回路１５００を備えている。ノンオーバーラップ回路１５００の構成は、ＤＣＵ２０４の出力が３相の信号（Ｓ０信号、Ｓ１信号、Ｓ２信号）になることに対応させて、図１７に示す構成からＮＯＴゲート１４１３およびＡＮＤゲート１４２３を削除したもの、図１９に示す構成から遅延部１４３３、ＮＯＴゲート１４１３およびＡＮＤゲート１４２３を削除したもの、または、図２１に示す構成から遅延部１４３７、遅延部１４３３、セレクタ１４４３、ＮＯＴゲート１４１３およびＡＮＤゲート１４２３を削除したものになる。

また、図１０の実施の形態３におけるサンプリングミキサ３００にノンオーバーラップ回路１４００を加えた構成（サンプリングミキサ８００）を図２３に示す。

また、図１３の実施の形態４におけるサンプリングミキサ４００にノンオーバーラップ回路１４００を加えた構成（サンプリングミキサ８５０）を図２４に示す。

（実施の形態６）
図２５は、本発明の実施の形態６における無線装置５００の構成例を示すブロック図である。無線装置５００は、例えば、携帯電話、自動車電話、トランシーバなどである。

図２５において、無線装置５００は、アンテナ５０１、共用器５０２、送信部５０３、受信部５０４及び信号処理部（ＤＳＰ）５０５を備えている。

そして、送信部５０３は、電力増幅器（ＰＡ）５０６及び変調部５０７を有する。受信部５０４は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）５０８及びサンプリングミキサ５０９を有する。

アンテナ５０１は、共用器５０２を介して、送信部５０３及び受信部５０４にそれぞれ接続されている。共用器５０２は、送信信号及び受信信号の各周波数帯に対応している。共用器５０２は、送信部５０３から信号が入力されれば、その信号のうち、送信信号の周波数帯域をアンテナ５０１に通過させて出力する。他方、アンテナ５０１からの信号が共用器５０２に入力されれば、共用器５０２は、その信号のうち、受信信号の周波数帯域を通過させて受信部５０４に出力する。

信号処理部５０５では、受信部５０４からの出力信号が、ＡＤ変換された後、その出力信号が信号処理（例えば、音声処理、データ処理）される。また、信号処理部５０５では、所定の入力信号（例えば、音声、データ）が信号処理された後、ＤＡ変換されて、送信部５０３に出力される。なお、図２５の信号処理部５０５を１つとしたが、複数用いてもかまわない。

サンプリングミキサ５０９として、図７の実施の形態１におけるサンプリングミキサ１００を用いることとする。このようにすると、デシメーション無し動作により、折り返し成分による受信感度劣化を抑えることができるサンプリングミキサ１００を適用することができ、有用である。なお、サンプリングミキサ５０９として、実施の形態２、３、４及び５のいずれかにおけるサンプリングミキサを用いてもよい。

なお、本実施の形態では、サンプリングミキサを含む無線装置の場合で説明したが、サンプリングスイッチ５を有さない離散フィルタを含む無線装置としてもかまわない。

（実施の形態７）
図２６は、本発明の実施の形態７における無線装置５１０の構成例を示すブロック図である。本実施の形態では、ＵＨＦ帯（４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）及びＶＨＦ帯（９０ＭＨｚ〜１０８ＭＨｚ、１７０ＭＨｚ〜２２２ＭＨｚ）地上デジタルテレビ放送受信用として説明する。

図２６において、無線装置５１０は、アンテナ５１１、５１３と、ＬＮＡ５１２、５１４と、サンプリングミキサ５２０と、信号処理部５０５とを備えている。サンプリングミキサ５２０は、ＴＡ５２１、５２２と、サンプリングスイッチ５２３、５２４、５２５、５２６と、スイッチドキャパシタ部５２７、５２８と、ＤＣＵ５２９を備えている。ＵＨＦ帯受信用に、アンテナ５１１、ＬＮＡ５１２、ＴＡ５２１、サンプリングスイッチ５２３、５２４を用い、ＶＨＦ帯受信用に、アンテナ５１３、ＬＮＡ５１４、ＴＡ５２２、サンプリングスイッチ５２５、５２６を用いる。ＬＮＡ５１２、５１４とＴＡ５２１、５２２は、信号処理部５０５から出力されるＵＶ切替信号に応じて動作をオンオフ切り替える。サンプリングスイッチ５２３、５２４は、ＵＨＦ帯受信用のＬＯＵ信号、ＬＯＢＵ信号でサンプリングを行い、サンプリングスイッチ５２５、５２６は、ＶＨＦ帯受信用のＬＯＶ信号、ＬＯＢＶ信号でサンプリングを行う。ＬＯＵ信号、ＬＯＢＵ信号、ＬＯＶ信号、ＬＯＢＶ信号は、不図示の局部発振部から出力されている。スイッチドキャパシタ部５２７、５２８とＤＣＵ５２９と信号処理部５０５は、ＵＨＦ帯受信、ＶＨＦ帯受信の両方で共用である。

次に、無線装置５１０の動作について説明する。ＵＨＦ帯受信時には、ＵＶ切替信号により、ＬＮＡ５１２とＴＡ５２１の動作がオンし、ＬＮＡ５１４とＴＡ５２２の動作がオフし、ＬＯＶ信号とＬＯＢＶ信号はサンプリングスイッチ５２５、５２６をオフ状態に固定するためにロー信号となっている。よって、アンテナ５１１で受信したＵＨＦ帯受信信号は、ＬＮＡ５１２で増幅され、サンプリングミキサ５２０に入力される。サンプリングミキサ５２０では、受信信号をＴＡ５２１で電流変換し、サンプリングスイッチ５２３、５２４でサンプリングし、スイッチドキャパシタ部５２７、５２８でフィルタリングして、信号処理部５０５に信号を出力する。同様に、ＶＨＦ帯受信時は、ＬＮＡ５１２、ＴＡ５２１が動作オフ、サンプリングスイッチ５２３、５２４がオフとなっている。アンテナ５１３で受信したＶＨＦ帯受信信号は、ＬＮＡ５１４で増幅され、サンプリングミキサ５２０に入力される。サンプリングミキサ５２０では、受信信号をＴＡ５２２で電流変換し、サンプリングスイッチ５２５、５２６でサンプリングし、スイッチドキャパシタ部５２７、５２８でフィルタリングして、信号処理部５０５に信号を出力する。

サンプリングミキサ５２０のスイッチドキャパシタ部５２７、５２８及びＤＣＵ５２９として、図７の実施の形態におけるスイッチドキャパシタ部１０２、１０３及びＤＣＵ１０４を用いることとする。このようにすると、デシメーション無し動作により、折り返し成分による受信感度劣化を抑えることができるサンプリングミキサを適用することができ、有用である。なお、サンプリングミキサ５２０のスイッチドキャパシタ部５２７、５２８及びＤＣＵ５２９として、実施の形態２、３、４及び５のいずれかのスイッチドキャパシタ部及びＤＣＵを用いてもよい。また、ＲＦ周波数で動作するＬＮＡとＴＡをＵＨＦ帯とＶＨＦ帯に分けることで、それぞれの周波数帯に対して回路を最適設計することができ、さらに受信していない周波数帯の回路の動作をオフすることで消費電流を削減できる。

本発明の離散時間処理フィルタおよびサンプリングミキサは、無線装置の無線回路に用いるのに有用である。特に、信号の周波数変換を行うのに適している。

従来技術のサンプリングミキサの回路図 従来技術のサンプリングミキサの制御信号タイミングチャート 従来技術のサンプリングミキサの特性図 従来技術のサンプリングミキサの回路図 従来技術のデジタルコントロールユニットのブロック図 従来技術のサンプリングミキサの制御信号タイミングチャート 本発明の実施の形態１におけるサンプリングミキサの回路図 本発明の実施の形態１における制御信号のタイミングチャート 本発明の実施の形態２におけるサンプリングミキサの回路図 本発明の実施の形態３におけるサンプリングミキサの回路図 本発明の実施の形態３における制御信号のタイミングチャート 本発明の実施の形態３におけるサンプリングミキサの特性図 本発明の実施の形態４におけるサンプリングミキサの回路図 本発明の実施の形態４における可変分周器のブロック図 本発明の実施の形態４における制御信号のタイミングチャート 本発明の実施の形態５におけるサンプリングミキサの回路図 本発明の実施の形態５におけるノンオーバーラップ回路の構成を示すブロック図（構成例１） 本発明の実施の形態５における制御信号を示す図 本発明の実施の形態５におけるノンオーバーラップ回路の構成を示すブロック図（構成例２） 本発明の実施の形態５における特性周波数成分のゲインとノンオーバーラップ区間との関係を示す図 本発明の実施の形態５におけるノンオーバーラップ回路の構成を示すブロック図（構成例３） 本発明の実施の形態５におけるサンプリングミキサの回路図 本発明の実施の形態５におけるサンプリングミキサの回路図 本発明の実施の形態５におけるサンプリングミキサの回路図 本発明の実施の形態６における無線装置のブロック図 本発明の実施の形態７における無線装置のブロック図

符号の説明

１，５２１，５２２ トランスコンダクタンスアンプ
２，４２ 同相ミキサ部
３，４３ 逆相ミキサ部
４，４４，１０４，２０４，３０４，４０４，５２９ デジタルコントロールユニット
５，５２３，５２４，５２５，５２６ サンプリングスイッチ
６，３６ ヒストリキャパシタ
７，８，９，１０，１１，１２，１３，１４ ローテートキャパシタ
１５ バッファキャパシタ
１６ ダンプスイッチ
１７ リセットスイッチ
１８，１９，２０，２１，２２，２３，２４，２５ 積分スイッチ
２６，２７，２８，２９，３０，３１，３２，３３ 放出スイッチ
３４，３５ フィードバックスイッチ
３６ サンプリングスイッチ
１００，２００，３００，４００，５０９，５２０，７００，７５０，８００，８５０ サンプリングミキサ
１０２，１０３，２０２，２０３，５２７，５２８ スイッチドキャパシタ部
４０５ 可変分周器
５００，５１０ 無線装置
５０１，５１１，５１３ アンテナ
５０２ 共用器
５０３ 送信部
５０４ 受信部
５０５ 信号処理部
５０６ 電力増幅器
５０７ 変調部
５０８，５１２，５１４ 低雑音増幅器
６００，６１０ 従来技術のサンプリングミキサ
１４００，１４００−１，１４００−２，１４００−３，１５００ ノンオーバーラップ回路
１４１０，１４１１，１４１２，１４１３ ＮＯＴゲート
１４１４，１４１５，１４１６，１４１７ ＮＯＴゲート
１４２０，１４２１，１４２２，１４２３ ＡＮＤゲート
１４２４，１４２５，１４２６，１４２７ ＡＮＤゲート
１４３０，１４３１，１４３２，１４３３ 遅延部
１４３４，１４３５，１４３６，１４３７ 遅延部
１４４０，１４４１，１４４２，１４４３ セレクタ

Claims (11)

1. 周波数が同じで位相が１/Ｎ（Ｎは３、または４である）周期ずつずれたＮ個の制御信号を生成する制御信号生成部と、
   サンプリングされた信号を時間的に連続して積分するヒストリキャパシタと、
   前記ヒストリキャパシタに積分された信号の積分と、積分した信号の放出とを繰り返すローテートキャパシタをそれぞれ有する、互いに並列接続されたＮ個のスイッチドキャパシタ回路からなるスイッチドキャパシタ部と、
   前記Ｎ個のスイッチドキャパシタ回路の前記ローテートキャパシタから放出された信号をバッファするバッファキャパシタと、
   を具備し、
   前記スイッチドキャパシタ回路は、
   前記ローテートキャパシタへの入力状態を切り替える積分スイッチと、
   前記ローテートキャパシタからの放出状態を切り替える放出スイッチと、を有し、
   前記制御信号生成部は、
   前記Ｎ個のスイッチドキャパシタ回路のそれぞれの、前記積分スイッチおよび前記放出スイッチに、前記制御信号を出力し、
   前記スイッチドキャパシタ部は、
   前記制御信号により、前記ローテートキャパシタにおける、少なくとも、前記ヒストリキャパシタに積分された前記信号の積分動作と、前記バッファキャパシタへの前記信号の放出動作と、の２つの動作を繰り返し、かつ、他の前記スイッチドキャパシタ回路が前記２つの動作のいずれかを行っているタイミングでは、当該動作と同じ動作を行わない、
   離散フィルタ。
2. Ｎは４であり、
   前記スイッチドキャパシタ回路は、フィードバック信号の入力を切り替えるフィードバックスイッチと、前記ローテートキャパシタに残った電荷を接地によりリセットするリセットスイッチと、を有し、
   前記制御信号生成部は、
   前記４個のスイッチドキャパシタ回路のそれぞれの、前記フィードバックスイッチおよび前記リセットスイッチに、前記制御信号を出力し、
   前記スイッチドキャパシタ回路は、
   前記制御信号により、前記ローテートキャパシタにおける、少なくとも、前記積分動作、前記フィードバック信号の入力動作、前記電荷のリセット動作、および前記放出動作の４つの動作を繰り返し、かつ、他の前記スイッチドキャパシタ回路が前記４つの動作のいずれかを行っているタイミングでは、当該動作と同じ動作を行わない、
   請求項１に記載の離散フィルタ。
3. 前記フィードバックスイッチは、前記フィードバック信号として電圧を入力する、
   請求項２に記載の離散フィルタ。
4. 前記制御信号生成部は、
   前記Ｎ個の制御信号の周波数を切り替える、
   請求項１に記載の離散フィルタ。
5. 請求項１に記載の離散フィルタと、
   前記離散フィルタの前段に設けられ、受信信号を所定の周波数でサンプリングするサンプリングスイッチと、
   を有するサンプリングミキサ。
6. 請求項１に記載の離散フィルタと、
   前記離散フィルタの出力信号に基づいて信号処理する信号処理部と、
   を有する無線装置。
7. 請求項５に記載のサンプリングミキサと、
   前記サンプリングミキサの出力信号に基づいて信号処理する信号処理部と、
   を有する無線装置。
8. 前記Ｎ個の制御信号のぞれぞれの間にノンオーバーラップ区間を設けるノンオーバーラップ回路、をさらに有する、
   請求項１に記載の離散フィルタ。
9. 前記ノンオーバーラップ回路は、
   前記制御信号生成部から出力される第１の制御信号に奇数個のＮＯＴゲートを介した信号と、前記制御信号生成部から出力される第２の制御信号と、を入力するＡＮＤゲートを有し、
   前記ＡＮＤゲートの出力を前記スイッチドキャパシタ部に入力する信号とする、
   請求項８に記載の離散フィルタ。
10. 請求項８に記載の離散フィルタと、
    前記離散フィルタの前段に設けられ、受信信号を所定の周波数でサンプリングするサンプリングスイッチと、を有し、
    前記ノンオーバーラップ回路は、前記ノンオーバーラップ区間を、前記サンプリングスイッチの周期×（１−Ｎ／Ｍ）とする（ＭはＮと異なる自然数）、
    サンプリングミキサ。
11. 請求項１０に記載のサンプリングミキサと、
    前記サンプリングミキサの出力信号に基づいて信号処理する信号処理部と、
    を有する無線装置。

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