JP5182895B2 - サンプリングミキサ、フィルタ装置および無線機 - Google Patents

サンプリングミキサ、フィルタ装置および無線機 Download PDF

Info

Publication number
JP5182895B2
JP5182895B2 JP2009510762A JP2009510762A JP5182895B2 JP 5182895 B2 JP5182895 B2 JP 5182895B2 JP 2009510762 A JP2009510762 A JP 2009510762A JP 2009510762 A JP2009510762 A JP 2009510762A JP 5182895 B2 JP5182895 B2 JP 5182895B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
capacitor
sampling
switch
transconductance amplifier
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2009510762A
Other languages
English (en)
Other versions
JPWO2008129791A1 (ja
Inventor
嘉史 細川
典昭 齊藤
克明 安倍
謙太郎 宮野
康幸 内藤
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Corp
Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Panasonic Corp
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Panasonic Corp, Matsushita Electric Industrial Co Ltd filed Critical Panasonic Corp
Priority to JP2009510762A priority Critical patent/JP5182895B2/ja
Publication of JPWO2008129791A1 publication Critical patent/JPWO2008129791A1/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP5182895B2 publication Critical patent/JP5182895B2/ja
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/12—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes
    • H03D7/125—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes with field effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H15/00—Transversal filters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Networks Using Active Elements (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)

Description

本発明は、フィルタリングなどのデジタル信号処理を行う離散フィルタ装置、サンプリングミキサおよび無線機に関する。
サンプリングミキサにおいては、デジタル変調された信号がサンプリング回路においてサンプリングされ、サンプリング回路に内蔵されているスイッチトキャパシタによりフィルタ効果が得られる（例えば、特許文献１）。
図６は特許文献１に記載されたサンプリングミキサ６００の回路図であり、図７はサンプリングミキサ６００における制御信号のタイミングチャートを示す図である。
図６において、サンプリングミキサ６００は、受信した無線周波数（ＲＦ）信号をＲＦ電流ｉRFに変換するＴＡ（トランスコンダクタンスアンプ）１と、ＴＡ１により生成されたＲＦ電流ｉRFをサンプリングする同相ミキサ部２と、それと組み合わせられた逆相ミキサ部３と、同相ミキサ部２および逆相ミキサ部３への制御信号を生成するＤＣＵ（デジタルコントロールユニット）４とを備えている。
同相ミキサ部２は、サンプリングスイッチ５と、このサンプリングスイッチ５でサンプリングされた信号を時間的に連続して積分するＣｈ（ヒストリキャパシタ）６とを含んでいる。また、同相ミキサ部２は、サンプリングスイッチ５でサンプリングされた信号の積分と放出とを繰り返す複数のＣｒ（ローテートキャパシタ）７〜１４と、各Ｃｒ７〜１４で放出した信号をバッファするＣｂ（バッファキャパシタ）１５とを含んでいる。
さらに、同相ミキサ部２は、各Ｃｒ７〜１４に保持された信号をＣｂ１５へ放出させるためのダンプスイッチ１６と、信号放出後に各Ｃｒ７〜１４に保持されている信号をリセットさせるリセットスイッチ１７と、各Ｃｒ７〜１４にＣｈ６を順次接続させるための複数の積分スイッチ１８〜２５とを含んでいる。
さらに、同相ミキサ部２は、各Ｃｒ７〜１４をＣｂ１５に順次接続させるための複数の放出スイッチ２６〜３３と、ＤＡ（デジタル・アナログ）変換器からサンプリングミキサ６００側へのフィードバック信号の入力を制御するフィードバックスイッチ３４とを含んでいる。
次に、同相ミキサ部２の動作を例にしてサンプリングミキサ６００の動作について説明する。
まず、ＲＦ電流ｉRFは、スイッチ５においてサンプリングされ、時間的に離散化されて離散信号となる。
この離散信号は、ＳＶ０信号〜ＳＶ７信号に基づいて、順次、Ｃｈ６および各Ｃｒ７〜１４に積分され、フィルタリングおよびデシメーション（ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ：間引き）が行われる。
このようにすると、８タップのＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタの効果が得られる。このときのサンプリングレートは、１／８にデシメーションされる。８個の積分スイッチ１８〜２５に保持された信号が、移動平均されるからである。このようなフィルタを１段目ＦＩＲフィルタという。１段目ＦＩＲフィルタの伝達関数は次式で表される。
Figure 0005182895
また、各Ｃｒ７〜１４に順次接続されるＣｈ６は、出力電位を保持するので、ＩＩＲ(Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ)フィルタの効果も得られる。このようなフィルタを１段目ＩＩＲフィルタという。１段目ＩＩＲフィルタの伝達関数は次式で表される。ただし、Ｃｈ６の容量値をＣｈ、各Ｃｒ７〜１４の容量値をＣｒとする。
Figure 0005182895
さらに、ＳＡＺ信号が、各放出スイッチ２６〜３３のゲートに入力すると、すべての放出スイッチ２６〜３３が、ＳＡＺ信号のハイレベルの間オンする。すると、各Ｃｒ７〜１０に積分された離散信号が、オン状態の各放出スイッチ２６〜３３を介して、Ｃｂ１５に同時に放出される。
この放出後、次に、Ｄ信号がローレベルになり、ダンプスイッチ１６がオフし、Ｃｂ１５が、各Ｃｒ７〜１０から切り離される。次に、Ｒ信号がハイレベルになり、リセットスイッチ１７がオンし、各Ｃｒ７〜１０に保持されている信号がリセットされる。
このようにすると、各Ｃｒ７〜１０に積分された信号が、同時にＣｂ１５に放出され、これにより、４タップのＦＩＲフィルタの効果が得られる。このときのサンプリングレートは、１／４にデシメーションされる。４個のＣｒ７〜１０に積分された信号が、Ｃｂ１５に移動平均されるからである。
また、各Ｃｒ１１〜１４に積分された信号も、各Ｃｒ７〜１０の場合と同様に機能する。このようなフィルタを２段目ＦＩＲフィルタという。２段目ＦＩＲフィルタの伝達関数は次式で表される。
Figure 0005182895
また、上述した４個のＣｒ７〜１０、または４個のＣｒ１１〜１４のグループ単位で、４個のＣｒがＣｂ１５に接続される。これにより、ＩＩＲフィルタの効果が得られる。このようなフィルタを２段目ＩＩＲフィルタという。２段目ＩＩＲフィルタの伝達関数は次式で表される。ただし、Ｃｂ１５の容量値をＣｂとする。
Figure 0005182895
なお、逆相ミキサ部３は、同相ミキサ部２よりも１／２周期遅れてサンプリングすることを除いては、同相ミキサ部２とほぼ同様に動作する。
このようにしてサンプリングミキサ９００を構成すると、そのサンプリングミキサ９００の出力信号は、１段目ＦＩＲフィルタ、１段目ＩＩＲフィルタ、２段目ＦＩＲフィルタおよび２段目ＩＩＲフィルタを通過した信号となり、全体のフィルタ伝達関数は、式（１）、式（２）、式（３）、式（４）及びＴＡ１による電流変換の式を用いて次式となる。ただし、ＴＡ１の相互コンダクタンスをｇｍ、入力するＲＦ信号の周波数をｆRFとする。
Figure 0005182895
次に、上述した各種フィルタを含むフィルタ特性について図８を参照して説明する。ここでは、ＬＯ信号周波数を２．４ＧＨｚ、Ｃｈ６を１５ｐＦ、各Ｃｒ７〜１４を０．５ｐF、Ｃｂ１５を１５ｐＦ、ＴＡ１の相互コンダクタンスを７．５ｍＳとするものとする。
図８（ａ）には、１段目ＦＩＲフィルタの特性が示され、同８（ｂ）には、１段目ＩＩＲフィルタの特性が示されている。また、図８（ｃ）には、２段目ＦＩＲフィルタの特性が示され、図８（ｄ）には、２段目ＩＩＲフィルタの特性が示されている。そして、図８（ｅ）には、サンプリングミキサ６００全体のフィルタ特性が示されている。
このようにして構成されたサンプリングミキサ６００では、４つのフィルタ、すなわち１段目ＦＩＲフィルタ、１段目ＩＩＲフィルタ、２段目ＦＩＲフィルタおよび２段目ＩＩＲフィルタを通過した信号がＡＤ変換器に出力される。
特開２００４−２８９７９３号公報（第６−９頁、図３ａ、図３ｂ、図４）
しかしながら、特許文献１に記載されたサンプリングミキサにおいては、式（５）に示す通りＣｈ、Ｃｒ及びＣｂの容量値の比でフィルタ特性が決定される。また、この従来のサンプリングミキサは、１次のフィルタが縦続して接続されているため、所望帯域内でも緩やかに減衰するフィルタ特性を有する。
以上のように、従来のサンプリングミキサは、所望帯域内で、平坦なフィルタ特性や、バンドパス特性を得ることができず、フィルタ特性の設計自由度が低いという課題を有していた。さらに、無線システムごとに適したフィルタ特性が得られず、受信感度劣化を起こしやすいという課題もあった。
本発明は、このような課題を鑑みてなされたものであり、所望帯域内のフィルタ特性の設計自由度の向上が可能なサンプリングミキサ、フィルタ装置および無線機を提供することを目的とする。
本発明に係るサンプリングミキサは、受信信号を電流に変換する第１のトランスコンダクタンスアンプと、前記受信信号を電流に変換し、前記第１のトランスコンダクタンスの相互コンダクタンスをα倍した相互コンダクタンスを持つ第２のトランスコンダクタンスアンプと、前記第１のトランスコンダクタンスアンプにより電流変換された信号をサンプリングする第１のサンプリングスイッチと、前記第２のトランスコンダクタンスアンプにより電流変換された信号をサンプリングする第２のサンプリングスイッチと、前記第１のサンプリングスイッチでサンプリングされた信号を積分する第１のヒストリキャパシタと、前記第２のサンプリングスイッチでサンプリングされた信号を積分する第２のヒストリキャパシタと、前記第１のヒストリキャパシタに所定時間接続され、前記第１のトランスコンダクタンスアンプが電流変換した信号を積分する第１のローテートキャパシタと、前記第２のヒストリキャパシタに所定時間接続され、前記第２のトランスコンダクタンスアンプが電流変換した信号を積分する第２のローテートキャパシタと、前記第１のローテートキャパシタから放出された信号を積分するバッファキャパシタと、前記第２のローテートキャパシタに積分された信号を前記第１のローテートキャパシタに放出する第１の放出スイッチと、を備える。
上記構成によれば、異なる相互コンダクタンスで電流変換された信号を用いたＩＩＲフィルタを構成することにより、容量比以外に、相互コンダクタンスの重み付けでフィルタ特性を設計することができる。
また、本発明に係るサンプリングミキサは、前記第１の放出スイッチが、前記第１のサンプリングスイッチでサンプリングされた信号を前記第１のローテートキャパシタが積分するのと同じタイミングで、前記第２のローテートキャパシタに既に積分されている信号を前記第１のローテートキャパシタに放出することを特徴とするものである。
上記構成によれば、第１のローテートキャパシタで構成される第１のＩＩＲフィルタ伝達関数に、第２のトランスコンダクタンスアンプの相互コンダクタンスで重み付けした信号を用いることができるので、第２のトランスコンダクタンスアンプの相互コンダクタンスで、第１のＩＩＲフィルタのフィルタ特性を制御することができる。
また、本発明に係るサンプリングミキサは、前記第２のトランスコンダクタンスアンプの相互コンダクタンスが可変であることを特徴とするものである。
上記構成によれば、第２のトランスコンダクタンスアンプの相互コンダクタンスを可変制御することにより、サンプリングミキサのフィルタ特性を可変制御することができる。
また、本発明に係るサンプリングミキサは、受信信号を電流に変換するトランスコンダクタンスアンプと、前記トランスコンダクタンスアンプと接続され、電流変換された信号を時間軸で離散化する第１のサンプリングスイッチと、前記トランスコンダクタンスアンプと接続され、前記第１のサンプリングスイッチと１８０度異なる位相で、電流変換された信号を時間軸で離散化する第２のサンプリングスイッチと、前記第１のサンプリングスイッチにより離散化された信号を積分する第１のヒストリキャパシタと、前記第２のサンプリングスイッチにより離散化された信号を積分する第２のヒストリキャパシタと、前記第１のヒストリキャパシタに所定時間接続され、前記第１のサンプリングスイッチが離散化した信号を積分する第１のローテートキャパシタと、前記第２のヒストリキャパシタに所定時間接続され、前記第２のサンプリングスイッチが離散化した信号を積分する第２のローテートキャパシタと、前記第１および第２のローテートキャパシタから放出された信号を積分するバッファキャパシタと、前記第２のローテートキャパシタに積分された信号を前記第１のローテートキャパシタに放出する第１の放出スイッチと、前記第１のローテートキャパシタに積分された信号を前記第２のローテートキャパシタに放出する第２の放出スイッチと、を備える。
上記構成によれば、第２のサンプリングスイッチが第１のサンプリングスイッチと１８０度異なる位相で受信信号を離散化することにより、α＝−１のフィルタ特性を実現でき、バンドパスフィルタ特性の実現に加え、回路規模を削減することができる。
また、本発明に係るフィルタ装置は、受信信号を電流に変換する第１のトランスコンダクタンスアンプと、前記受信信号を電流に変換し、前記第１のトランスコンダクタンスの相互コンダクタンスをα倍した相互コンダクタンスを持つ第２のトランスコンダクタンスアンプと、前記第１のトランスコンダクタンスアンプにより電流変換された信号を積分する第１のヒストリキャパシタと、前記第２のトランスコンダクタンスアンプにより電流変換された信号を積分する第２のヒストリキャパシタと、前記第１のヒストリキャパシタに所定時間接続され、前記第１のトランスコンダクタンスアンプが電流変換した信号を積分する第１のローテートキャパシタと、前記第２のヒストリキャパシタに所定時間接続され、前記第２のトランスコンダクタンスアンプが電流変換した信号を積分する第２のローテートキャパシタと、前記第１および第２のローテートキャパシタから放出された信号を積分するバッファキャパシタと、前記第２のローテートキャパシタに積分された信号を前記第１のローテートキャパシタに放出する第１の放出スイッチと、を備える。
上記構成によれば、αを所定の値に設定することにより、広帯域フィルタ特性またはバンドパスフィルタ特性が得られ、無線通信システムに最適なフィルタ特性を設計することができ、受信感度の劣化を抑えることができる。
また、本発明に係るフィルタ装置は、前記第１の放出スイッチが、前記第１のトランスコンダクタンスアンプによって電流変換された信号を前記第１のローテートキャパシタが積分するのと同じタイミングで、前記第２のローテートキャパシタに既に積分されている信号を前記第１のローテートキャパシタに放出することを特徴とするものである。
上記構成によれば、第１のローテートキャパシタで構成される第１のＩＩＲフィルタ伝達関数に、第２のトランスコンダクタンスアンプの相互コンダクタンスで重み付けした信号を用いることができるので、第２のトランスコンダクタンスアンプの相互コンダクタンスで、第１のＩＩＲフィルタのフィルタ特性を制御することができる。
また、本発明に係るフィルタ装置は、前記第２のトランスコンダクタンスアンプの相互コンダクタンスが可変であることを特徴とするものである。
上記構成によれば、第２のトランスコンダクタンスアンプの相互コンダクタンスを可変制御することにより、フィルタ特性を可変制御することができる。
また、本発明に係る無線機は、上記のサンプリングミキサを備える無線機である。さらに、本発明に係る無線機は、上記のフィルタ装置を備える無線機である。
上記構成によれば、所望帯域内で平坦なフィルタ特性やバンドパス特性を得ることができ、フィルタ特性の設計自由度が高くなるので、無線システムごとに適したフィルタ特性を得ることができ、受信感度の劣化を防止することができる。
本発明によれば、異なる相互コンダクタンスを有する２以上のトランスコンダクタアンプを有し、それぞれのトランスコンダクタアンプを用いて電流変換された信号を用いたＩＩＲフィルタを構成することで、キャパシタの容量比以外に、相互コンダクタンスの重み付けでフィルタ特性を設計することができる。これにより、広帯域フィルタ特性、バンドパスフィルタ特性が得られ、無線通信システムに最適なフィルタ特性を設計することで受信感度劣化を抑えることができる。
本発明の実施の形態１におけるサンプリングミキサの回路図 本発明の実施の形態１におけるサンプリングミキサの制御信号のタイミングチャート 本発明の実施の形態１におけるサンプリングミキサの特性図 本発明の実施の形態２におけるサンプリングミキサの回路図 本発明の実施の形態３における無線機のブロック図 従来技術のサンプリングミキサの回路図 従来技術のサンプリングミキサの制御信号タイミングチャート 従来技術のサンプリングミキサの特性図 地上デジタルテレビ放送（ＩＳＤＢ−Ｔ、１３セグメント）受信に対応したサンプリングミキサのフィルタ特性例を示す図
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるサンプリングミキサの回路図である。図１において、サンプリングミキサ１００は、第１のトランスコンダクタンスアンプＴＡ１ａと、第２のトランスコンダクタンスアンプＴＡ１ｂと、ＴＡ１ａ及びＴＡ１ｂに接続された同相ミキサ部１０２と、同相ミキサ部１０２と並列接続された逆相ミキサ部１０３と、同相ミキサ部１０２及び逆相ミキサ部１０３への制御信号を生成する信号生成部１０４とを備えている。
同相ミキサ部１０２は、第１のサンプリングスイッチ５ａ、第２のサンプリングスイッチ５ｂと、第１のヒストリキャパシタ（Ｃｈ）６ａ、第２のヒストリキャパシタ６ｂと、積分スイッチ１８ａ、１８ｂ、１９ａ、１９ｂと、放出スイッチ２６ａ、２６ｂ、２７ａ、２７ｂと、第１のローテートキャパシタ群（Ｃｒ）７ａ、８ａ、第２のローテートキャパシタ群７ｂ、８ｂと、バッファキャパシタ（Ｃｂ）１５と、ダンプスイッチ１６と、リセットスイッチ１７と、フィードバックスイッチ３４を備えている。ここで放出スイッチ２６ｂは、第１のローテートキャパシタＣｒ８ａに積分された信号を第２のローテートキャパシタＣｒ７ｂに放出するための第１の放出スイッチであり、放出スイッチ２７ｂは、第２のローテートキャパシタＣｒ８ｂに積分された信号を第１のローテートキャパシＣｒ７ａに放出するための第２の放出スイッチである。
第１のヒストリキャパシタＣｈ６ａは第１のサンプリングスイッチ５ａを介して、第１のトランスコンダクタンスアンプＴＡ１ａと接続している。Ｃｒ７ａは、積分スイッチ１８ａを介してＣｈ６ａと接続し、放出スイッチ２６ａとダンプスイッチ１６を介してＣｂ１５と接続している。Ｃｒ８ａは、積分スイッチ１９ａを介してＣｈ６ａと接続し、放出スイッチ２７ａとダンプスイッチ１６を介してＣｂ１５と接続している。
第２のヒストリキャパシタＣｈ６ｂは第２のサンプリングスイッチ５ｂを介して、第２のトランスコンダクタンスアンプＴＡ１ｂと接続している。Ｃｒ７ｂは、積分スイッチ１８ｂを介してＣｈ６ｂと接続し、放出スイッチ２６ｂを介してＣｒ８ａと接続している。Ｃｒ８ｂは、積分スイッチ１９ｂを介してＣｈ６ｂと接続し、放出スイッチ２７ｂを介してＣｒ７ａと接続している。
本実施の形態では、サンプリングスイッチ５ａ、５ｂ、積分スイッチ１８ａ、１８ｂ、１９ａ、１９ｂ、放出スイッチ２６ａ、２６ｂ、２７ａ、２７ｂ、ダンプスイッチ１６、リセットスイッチ１７、フィードバックスイッチ３４は、ｎ型ＦＥＴで構成してもよいし、ｐ型ＦＥＴによる構成、または、ＣＭＯＳによる構成でも構わない。
サンプリングスイッチ５ａ、５ｂのゲートには、ＬＯ信号が入力される。積分スイッチ１８ａ、１８ｂと放出スイッチ２７ａ、２７ｂのゲートには、信号生成部１０４からＳＶ０信号が入力される。積分スイッチ１９ａ、１９ｂと放出スイッチ２６ａ、２６ｂのゲートには、信号生成部１０４からＳＶ１信号が入力される。
図２は、信号生成部１０４が生成する制御信号のタイミングチャートである。Ｄ信号、Ｒ信号及びＦ信号は、それぞれダンプスイッチ１６のゲート、リセットスイッチ１７のゲート及びフィードバックスイッチ３４のゲートに入力される。逆相ミキサ部１０３は、同相ミキサ部１０２と同じ構成であり、サンプリングスイッチにＬＯ信号と位相が１８０度異なるＬＯＢ信号が入力されている。
サンプリングミキサ１００の動作を同相ミキサ部１０２を用いて説明する。電圧受信信号ＶＲＦは、ＴＡ１ａ、１ｂにて、電流受信信号ｉＲＦａ、ｉＲＦｂに変換される。電流受信信号ｉＲＦａは、サンプリングスイッチ５ａでサンプリングされて、ＳＶ０信号がハイであるときは、Ｃｈ６ａ、Ｃｒ７ａ及びＣｒ８ｂに積分される。
また、電流受信信号ｉＲＦｂは、サンプリングスイッチ５ｂでサンプリングされて、ＳＶ０信号がハイであるときは、Ｃｈ６ｂ及びＣｒ７ｂに積分される。次に、ＳＶ１信号がハイになると、Ｃｒ７ａに積分された信号は、Ｃｂ１５に放出される。
また、ＳＶ１信号がハイのときは、電流受信信号ｉＲＦａは、サンプリングスイッチ５ａでサンプリングされ、Ｃｈ６ａ、Ｃｒ８ａ及びＣｒ７ｂに積分される。電流受信信号ｉＲＦｂは、サンプリングスイッチ５ｂでサンプリングされ、Ｃｈ６ｂ及びＣｒ８ｂに積分される。次に、ＳＶ０信号がハイになると、Ｃｒ８ａに積分された信号は、Ｃｂ１５に放出される。
以降、信号生成部１０４において生成される、制御信号に従って動作を繰り返す。Ｃｈ６ａ、Ｃｒ７ａ及びＣｒ８ａで第１のＩＩＲフィルタ（主系統）を構成し、Ｃｈ６ｂ、Ｃｒ７ｂ及びＣｒ８ｂで第２のＩＩＲフィルタ（ダミー回路系）を構成し、Ｃｒ７ａ、Ｃｒ８ａ及びＣｂ１５で第３のＩＩＲフィルタを構成している。
この動作の中で、サンプリングスイッチ５ａでサンプリングされた受信信号をＣｈ６ａ、Ｃｒ７ａ及びＣｒ８ｂで積分する際に、Ｃｒ８ｂに既に積分されている電荷（ＳＶ１信号がハイのときにサンプリングスイッチ５ｂ経由でサンプリングされた受信信号）の一部が、放出スイッチ２７ｂを経由してＣｈ６ａ及びＣｒ７ａに放出されている。すなわち、Ｃｈ６ａ、Ｃｒ７ａ及びＣｒ８ｂは、サンプリングスイッチ５ａから入力される受信信号と、Ｃｈ６ａに既に積分されている電荷と、Ｃｒ８ｂに既に積分されている電荷とをシェアしている。このように、複数のキャパシタ間で電荷をシェアすることを電荷共有ともいう。
同様に、サンプリングスイッチ５ａでサンプリングされた受信信号をＣｈ６ａ、Ｃｒ８ａ及びＣｒ７ｂで積分する際に、Ｃｒ７ｂに既に積分されている受信信号（ＳＶ０信号がハイのときにサンプリングスイッチ５ｂ経由でサンプリングされた受信信号）の一部が、放出スイッチ２６ｂを経由してＣｈ６ａ及びＣｒ８ａに放出されている。すなわち、Ｃｈ６ａ、Ｃｒ８ａ及びＣｒ７ｂは、サンプリングスイッチ５ａから入力される受信信号と、Ｃｈ６ａに既に積分されている電荷と、Ｃｒ７ｂに既に積分されている電荷とをシェアしている。このように、複数のキャパシタ間で電荷をシェアすることを電荷共有ともいい、電荷共有後の各キャパシタに積分される電荷の量は、電荷を分け合う複数のキャパシタの容量比により決まる。
よって、第２のＩＩＲフィルタ（ダミー回路系）から第１のＩＩＲフィルタ（主系統）へ電荷を放出することにより、Ｃｈ６ａ、Ｃｒ７ａ及びＣｒ８ａで構成される第１のＩＩＲフィルタ（主系統）のＩＩＲフィルタ伝達関数に、ダミー回路系のトランスコンダクタＴＡ１ｂの相互コンダクタンスで重み付けした信号を用いることができる。つまり、ダミー回路系のトランスコンダクタＴＡ１ｂの相互コンダクタンスの値を制御することにより、第１のＩＩＲフィルタ（主系統）のフィルタ特性を制御することができる。
このときの第１のＩＩＲフィルタ伝達関数は以下のように求められる。サンプリングスイッチ５ａから出力される電荷をｑ（ｔ）、ｑ（ｔ）入力後のＣｈ６ａの電圧をｘ（ｔ）、サンプリングスイッチ５ｂから出力される電荷をｑ（ｔ）のα倍としたα×ｑ（ｔ）、α×ｑ（ｔ）入力後のＣｈ６ｂの電圧をｙ（ｔ）、Ｃｈ６ａ、６ｂの容量値をＣｈ、Ｃｒ７ａ、７ｂ、８ａ、８ｂの容量値をＣｒとすると、電荷保存の式は以下のようになる。
Figure 0005182895
Figure 0005182895
式６、７から、ｚ変換後の伝達関数Ｈは以下のようになる。
Figure 0005182895
次に、フィルタ特性の解析例を示す。ＴＡ１ａの相互コンダクタンスを３ｍＳ、ＴＡ１ｂの相互コンダクタンスをＴＡ１ａのα倍、ＬＯ信号の周波数を２．４ＧＨｚ、Ｃｈ６ａ、６ｂを１５ｐＦ、Ｃｒ７ａ、７ｂ、８ａ、８ｂを０．２ｐＦ、Ｃｂを１５ｐＦとして、αを変化させたときのフィルタ特性を図３に示す。
図３において、α＝１の場合のフィルタ特性は、従来構成と同一特性である。αを大きくするとフィルタ特性は急峻となり、αを小さくすると周波数変換後のＤＣ（図３では２．４ＧＨｚ）のレベルが小さくなる。α＝−０．７で平坦な特性が得られ、α＝−１で、減衰極となる。負の値のαは、ＴＡ１ａと逆位相にすることで実回路の表現ができる。
α＝−０．７のフィルタ特性は、通過帯域の広帯域化が可能であり、α＝−１のフィルタ特性は、バンドパス特性の実現が可能である。上記のフィルタ特性はいずれも、キャパシタの容量比でフィルタ特性がきまる従来構成のサンプリングミキサでは得られない特性である。このように本実施の形態の構成によれば、電荷共有するキャパシタの容量比以外に、主系統とダミー回路系統の相互コンダクタンスの比αを用いてフィルタ特性を設定することができ、従来構成のサンプリングミキサよりもフィルタの設計自由度が格段に向上する。
また、本実施の形態では、Ｃｈ６ａ、６ｂの容量値をＣｈ＝１５ｐＦとしたが、これ以外でもよく、Ｃｈ６ａとＣｈ６ｂが違う値でも構わない。また、本実施の形態では、Ｃｒ７ａ、７ｂ、８ａ、８ｂの容量値をＣｒ＝０．２ｐＦとしたが、これ以外でもよく、それぞれ違う値でも構わない。
ここで具体例として、図９に、地上デジタルテレビ放送（ＩＳＤＢ−Ｔ、１３セグメント）受信に対応したサンプリングミキサのフィルタ特性例を示す。ＬＯ信号の周波数は４８０ＭＨｚとし、ゲインは正規化している。ダイレクトコンバージョン方式では、受信信号の帯域はＬＯ信号の周波数から２．８ＭＨｚの範囲となる。この特性例では、受信信号の帯域内におけるフィルタ特性の偏差を６ｄＢとして設計している。このときの各設定値は、Ｃｈ＝８ｐＦ、Ｃｒ＝０．１ｐＦ、Ｃｂ＝２．７ｐＦ、α＝−０．６５である。
また、図９に、従来のサンプリングミキサで同様に設計したフィルタ特性を併せて示す。このときの各設定値は、Ｃｈ＝４．５ｐＦ、Ｃｒ＝０．１ｐＦ、Ｃｂ＝１ｐＦである。受信信号の帯域外のフィルタ特性に注目すると、本実施の形態のサンプリングミキサの方が減衰していることがわかる。よって、受信信号に対して妨害波となる隣接チャンネルの信号（ＬＯ信号の周波数から３．２〜８．８ＭＨｚの範囲）をより減衰させることができ、受信感度劣化を抑えることができる。
以上説明したように、本実施の形態のサンプリングミキサによれば、互いに異なる相互コンダクタンスを有する第１及び第２のトランスコンダクタンスアンプで電流変換された信号を用いてＩＩＲフィルタを構成することで、電荷共有するキャパシタの容量比以外に、相互コンダクタンスの重み付け（主系統とダミー回路系の相互コンダクタンスの比）でフィルタ特性を設計することができる。これにより、広帯域フィルタ特性や、バンドパスフィルタ特性が得られ、無線通信システムに最適なフィルタ特性を設計することで受信感度劣化を抑えることができる。
また、ダミー回路系のトランスコンダクタンスアンプＴＡ１ｂの相互コンダクタンスを可変制御、または、切替制御を行うことでサンプリングミキサ１００のフィルタ特性を可変制御、または、切替制御しても良い。相互コンダクタンスの可変制御、または、切替制御は、ＴＡを構成するトランジスタの面積（個数）切替や、電流制御によって行うことが出来る。
また、本実施の形態では、サンプリングスイッチ５ａ、５ｂを用いて周波数変換を行ったが、サンプリングスイッチを無くし、ベースバンド信号を入力としたベースバンド帯フィルタ装置としても構わない。
（実施の形態２）
図４は、本発明の実施の形態２におけるサンプリングミキサ２００の回路図である。以下、実施の形態１と異なる点のみ説明する。
本実施の形態では、実施の形態１（図１）に示した逆相ミキサ部１０３、ＴＡ１ｂを設けず、同相ミキサ部２０２において、ＴＡ１ａからの出力がサンプリングスイッチ５ａおよび５ｂに入力されている。すなわち、本実施の形態では、サンプリングスイッチ５ｂがＴＡ１ａに接続し、ＬＯ信号と位相が１８０度異なるＬＯＢ信号が入力されている。これにより、ＴＡ１ａは、α＝−１に重み付けした動作を行うことができる。このときの伝達関数は以下のようになる。
Figure 0005182895
以上説明したように、本実施の形態のサンプリングミキサによれば、実施の形態１におけるバンドパスフィルタ特性の実現に加え、回路規模を削減することができる。
（実施の形態３）
本実施の形態では、実施の形態１から２で説明したサンプリングミキサを用いた無線機について説明する。図５は、本発明の実施の形態３における無線機５００のブロック図である。図５において、アンテナ５０１と低雑音増幅器５０２が接続している。低雑音増幅器５０２と実施の形態１から２で説明したサンプリングミキサのいずれかのサンプリングミキサ５０３、５０４が接続している。サンプリングミキサ５０３、５０４と信号処理部５０５が接続している。送信部は図示していない。
このように構成された無線機５００について、受信時のその動作を説明する。本実施の形態の無線機５００は、アンテナ５０１で受信した受信信号を低雑音増幅器５０２で増幅し、サンプリングミキサ５０３、５０４に出力する。サンプリングミキサ５０３、５０４は、低雑音増幅器５０２で増幅された受信信号を周波数変換及び時間離散化したベースバンド信号として信号処理部５０５に出力する。
サンプリングミキサ５０３とサンプリングミキサ５０４の違いは、サンプリングスイッチによるサンプリングタイミングが位相で９０度ずれている点である。これにより、直交復調される。信号処理部５０５は、入力されたベースバンド信号を処理して、音声、データ等をユーザーに出力する。
以上説明したように、無線機５００が通信を行う無線システムに応じたフィルタ特性をサンプリングミキサ５０３、５０４で実現することで、無線機５００の受信感度劣化を抑えることができる。また、本実施の形態では、サンプリングミキサを用いた無線機としたが、サンプリングスイッチを用いずフィルタ装置としてもよい。
本発明を詳細にまた特定の実施態様を参照して説明したが、本発明の精神と範囲を逸脱することなく様々な変更や修正を加えることができることは当業者にとって明らかである。
本出願は、2007年3月29日出願の日本特許出願（特願2007−089446）に基づくものであり、その内容はここに参照として取り込まれる。
本発明は、異なる相互コンダクタンスで電流変換された信号を用いたＩＩＲフィルタを構成することで、容量比以外に、相互コンダクタンスの重み付けでフィルタ特性を設計することができるという効果を有し、フィルタリングなどのデジタル信号処理を行う離散フィルタ装置、サンプリングミキサおよび無線機等に有用である。
１ トランスコンダクタンスアンプ
２、１０２、２０２ 同相ミキサ部
３、１０３ 逆相ミキサ部
４ デジタルコントロールユニット
５ サンプリングスイッチ
６ ヒストリキャパシタ
７、８、９、１０、１１、１２、１３、１４ ローテートキャパシタ
１５ バッファキャパシタ
１６ ダンプスイッチ
１７ リセットスイッチ
１８、１９、２０、２１、２２、２３、２４、２５ 積分スイッチ
２６、２７、２８、２９、３０、３１、３２，３３ 放出スイッチ
３４ フィードバックスイッチ
３５ サンプリングスイッチ
１００、２００、５０３、５０４ サンプリングミキサ
１０４ 信号生成部
５００ 無線機
５０１ アンテナ
５０２ 低雑音増幅器
５０５ 信号処理部
６００ 従来技術のサンプリングミキサ

Claims (9)

  1. 受信信号を電流に変換する第１のトランスコンダクタンスアンプと、
    前記受信信号を電流に変換し、前記第１のトランスコンダクタンスの相互コンダクタンスをα倍した相互コンダクタンスを持つ第２のトランスコンダクタンスアンプと、
    前記第１のトランスコンダクタンスアンプにより電流変換された信号をサンプリングする第１のサンプリングスイッチと、
    前記第２のトランスコンダクタンスアンプにより電流変換された信号をサンプリングする第２のサンプリングスイッチと、
    前記第１のサンプリングスイッチでサンプリングされた信号を積分する第１のヒストリキャパシタと、
    前記第２のサンプリングスイッチでサンプリングされた信号を積分する第２のヒストリキャパシタと、
    前記第１のヒストリキャパシタに所定時間接続され、前記第１のトランスコンダクタンスアンプが電流変換した信号を積分する第１のローテートキャパシタと、
    前記第２のヒストリキャパシタに所定時間接続され、前記第２のトランスコンダクタンスアンプが電流変換した信号を積分する第２のローテートキャパシタと、
    前記第１のローテートキャパシタから放出された信号を積分するバッファキャパシタと、
    前記第２のローテートキャパシタに積分された信号を前記第１のローテートキャパシタに放出する第１の放出スイッチと、
    を備えるサンプリングミキサ。
  2. 前記第１の放出スイッチは、前記第１のサンプリングスイッチでサンプリングされた信号を前記第１のローテートキャパシタが積分するのと同じタイミングで、前記第２のローテートキャパシタに既に積分されている信号を前記第１のローテートキャパシタに放出する
    ことを特徴とする請求項１記載のサンプリングミキサ。
  3. 前記第２のトランスコンダクタンスアンプの相互コンダクタンスは可変であることを特徴とする請求項１又は２記載のサンプリングミキサ。
  4. 受信信号を電流に変換するトランスコンダクタンスアンプと、
    前記トランスコンダクタンスアンプと接続され、電流変換された信号を時間軸で離散化する第１のサンプリングスイッチと、
    前記トランスコンダクタンスアンプと接続され、前記第１のサンプリングスイッチと１８０度異なる位相で、電流変換された信号を時間軸で離散化する第２のサンプリングスイッチと、
    前記第１のサンプリングスイッチにより離散化された信号を積分する第１のヒストリキャパシタと、
    前記第２のサンプリングスイッチにより離散化された信号を積分する第２のヒストリキャパシタと、
    前記第１のヒストリキャパシタに所定時間接続され、前記第１のサンプリングスイッチが離散化した信号を積分する第１のローテートキャパシタと、
    前記第２のヒストリキャパシタに所定時間接続され、前記第２のサンプリングスイッチが離散化した信号を積分する第２のローテートキャパシタと、
    前記第１および第２のローテートキャパシタから放出された信号を積分するバッファキャパシタと、
    前記第２のローテートキャパシタに積分された信号を前記第１のローテートキャパシタに放出する第１の放出スイッチと、
    前記第１のローテートキャパシタに積分された信号を前記第２のローテートキャパシタに放出する第２の放出スイッチと、
    を備えるサンプリングミキサ。
  5. 受信信号を電流に変換する第１のトランスコンダクタンスアンプと、
    前記受信信号を電流に変換し、前記第１のトランスコンダクタンスの相互コンダクタンスをα倍した相互コンダクタンスを持つ第２のトランスコンダクタンスアンプと、
    前記第１のトランスコンダクタンスアンプにより電流変換された信号を積分する第１のヒストリキャパシタと、
    前記第２のトランスコンダクタンスアンプにより電流変換された信号を積分する第２のヒストリキャパシタと、
    前記第１のヒストリキャパシタに所定時間接続され、前記第１のトランスコンダクタンスアンプが電流変換した信号を積分する第１のローテートキャパシタと、
    前記第２のヒストリキャパシタに所定時間接続され、前記第２のトランスコンダクタンスアンプが電流変換した信号を積分する第２のローテートキャパシタと、
    前記第１および第２のローテートキャパシタから放出された信号を積分するバッファキャパシタと、
    前記第２のローテートキャパシタに積分された信号を前記第１のローテートキャパシタに放出する第１の放出スイッチと、
    を備えるフィルタ装置。
  6. 前記第１の放出スイッチは、前記第１のトランスコンダクタンスアンプによって電流変換された信号を前記第１のローテートキャパシタが積分するのと同じタイミングで、前記第２のローテートキャパシタに既に積分されている信号を前記第１のローテートキャパシタに放出することを特徴とする請求項５記載のフィルタ装置。
  7. 前記第２のトランスコンダクタンスアンプの相互コンダクタンスは可変であることを特徴とする請求項５又は６記載のフィルタ装置。
  8. 請求項１から４のいずれか一項に記載のサンプリングミキサを備える無線機。
  9. 請求項５から７のいずれか一項に記載のフィルタ装置を備える無線機。
JP2009510762A 2007-03-29 2008-03-17 サンプリングミキサ、フィルタ装置および無線機 Expired - Fee Related JP5182895B2 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2009510762A JP5182895B2 (ja) 2007-03-29 2008-03-17 サンプリングミキサ、フィルタ装置および無線機

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2007089446 2007-03-29
JP2007089446 2007-03-29
PCT/JP2008/000616 WO2008129791A1 (ja) 2007-03-29 2008-03-17 サンプリングミキサ、フィルタ装置および無線機
JP2009510762A JP5182895B2 (ja) 2007-03-29 2008-03-17 サンプリングミキサ、フィルタ装置および無線機

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPWO2008129791A1 JPWO2008129791A1 (ja) 2010-07-22
JP5182895B2 true JP5182895B2 (ja) 2013-04-17

Family

ID=39875325

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2009510762A Expired - Fee Related JP5182895B2 (ja) 2007-03-29 2008-03-17 サンプリングミキサ、フィルタ装置および無線機

Country Status (3)

Country Link
US (2) US7973586B2 (ja)
JP (1) JP5182895B2 (ja)
WO (1) WO2008129791A1 (ja)

Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5022672B2 (ja) * 2005-11-22 2012-09-12 パナソニック株式会社 サンプリングミキサおよび受信機
JP5258559B2 (ja) * 2006-06-08 2013-08-07 パナソニック株式会社 離散フィルタ、サンプリングミキサおよび無線装置
CN101454976B (zh) * 2006-06-20 2011-03-23 松下电器产业株式会社 离散滤波器、采样混频器以及无线装置
JP4954150B2 (ja) * 2007-07-05 2012-06-13 パナソニック株式会社 離散フィルタ、サンプリングミキサ及び無線装置
WO2009075105A1 (ja) * 2007-12-12 2009-06-18 Panasonic Corporation サンプリングミキサ、直交復調器、及び無線装置
WO2010064436A1 (ja) * 2008-12-03 2010-06-10 パナソニック株式会社 サンプリング回路及び受信機
US8599968B2 (en) * 2008-12-04 2013-12-03 Panasonic Corporation Sampling circuit and receiver utilizing the same
WO2010064450A1 (ja) * 2008-12-04 2010-06-10 パナソニック株式会社 サンプリング回路およびこれを用いた受信機
JP2010258528A (ja) * 2009-04-21 2010-11-11 Sony Corp フィルタ回路及び通信装置
JP5607904B2 (ja) 2009-08-31 2014-10-15 パナソニック株式会社 ダイレクトサンプリング回路及び受信機
US8498602B2 (en) * 2011-11-28 2013-07-30 Limei Xu Architecture of future open wireless architecture (OWA) radio system
KR20130134128A (ko) * 2012-05-30 2013-12-10 한국전자통신연구원 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터 및 이를 이용한 이동 평균 필터링 방법
US20200007098A1 (en) * 2018-06-29 2020-01-02 Qualcomm Incorporated Dual-Mode Amplification by Varying a Load Impedance
US11683023B1 (en) * 2022-01-06 2023-06-20 National Technology & Engineering Solutions Of Sandia, Llc Programmable delay device enabling large delay in small package

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004289793A (ja) * 2002-10-17 2004-10-14 Texas Instruments Inc 離散時間サンプルストリーム供給回路及びそれを含むシグマデルタミクサ
JP2006211153A (ja) * 2005-01-26 2006-08-10 Sharp Corp ミキサー

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6147551A (en) * 1998-01-05 2000-11-14 Motorola, Inc. Switched capacitor circuit and method for reducing sampling noise
US7079826B2 (en) * 2001-03-16 2006-07-18 Texas Instruments Incorporated Digitally controlled analog RF filtering in subsampling communication receiver architecture
US7519135B2 (en) * 2001-08-15 2009-04-14 Texas Instruments Incorporated Direct radio frequency (RF) sampling with recursive filtering method
US7006813B2 (en) * 2001-08-15 2006-02-28 Texas Instruments Incorporated Efficient charge transfer using a switched capacitor resistor
US8027657B2 (en) * 2001-10-26 2011-09-27 Texas Instruments Incorporated Sampling mixer with asynchronous clock and signal domains
US20050233725A1 (en) * 2004-04-20 2005-10-20 Khurram Muhammad Image reject filtering in a direct sampling mixer
DE602005011164D1 (de) * 2004-10-12 2009-01-02 St Microelectronics Sa Verfahren zum abtasten eines analogen hochfrequenzsignals
JP5022672B2 (ja) * 2005-11-22 2012-09-12 パナソニック株式会社 サンプリングミキサおよび受信機
JP5046622B2 (ja) * 2005-12-13 2012-10-10 パナソニック株式会社 サンプリングフィルタ装置
US7822389B2 (en) * 2006-11-09 2010-10-26 Texas Instruments Incorporated Methods and apparatus to provide an auxiliary receive path to support transmitter functions
US8385874B2 (en) * 2007-03-06 2013-02-26 Panasonic Corporation Discrete time direct sampling circuit and receiver

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004289793A (ja) * 2002-10-17 2004-10-14 Texas Instruments Inc 離散時間サンプルストリーム供給回路及びそれを含むシグマデルタミクサ
JP2006211153A (ja) * 2005-01-26 2006-08-10 Sharp Corp ミキサー

Also Published As

Publication number Publication date
US8179185B2 (en) 2012-05-15
US20110221507A1 (en) 2011-09-15
WO2008129791A1 (ja) 2008-10-30
US20100109746A1 (en) 2010-05-06
JPWO2008129791A1 (ja) 2010-07-22
US7973586B2 (en) 2011-07-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5182895B2 (ja) サンプリングミキサ、フィルタ装置および無線機
JP5022672B2 (ja) サンプリングミキサおよび受信機
TWI521893B (zh) Rf射頻訊號接收器前端
JP5019313B2 (ja) 離散時間ダイレクトサンプリング回路及び受信機
US9306777B2 (en) Direct conversion receiver including a charge area decimation filter
JP4954150B2 (ja) 離散フィルタ、サンプリングミキサ及び無線装置
JP2012521154A5 (ja)
JP5008665B2 (ja) 離散フィルタ、サンプリングミキサおよび無線装置
JP5340170B2 (ja) サンプリングミキサ、直交復調器、及び無線装置
EP2945292A1 (en) Improved radio receiver
US20130222164A1 (en) Discrete time analog circuit and receiver using same
JP5425096B2 (ja) サンプリング回路及び受信機
JP5258559B2 (ja) 離散フィルタ、サンプリングミキサおよび無線装置
US20220149877A1 (en) Multi-channel receiver and multi-channel reception method
JP5587210B2 (ja) サンプリング回路およびこれを用いた受信機
US9112482B2 (en) Receiver
JP5038069B2 (ja) フィルタ回路及びこれを用いた通信用半導体装置
JP2008270924A (ja) 周波数変換回路および受信装置
US7652613B2 (en) Method and device for processing an incident signal, in particular for filtering and analog/digital conversion
CN112422139B (zh) 一种宽带下变频装置
KR101449484B1 (ko) 직접 변환 수신기
CN115296680A (zh) 一种应用于超宽带的射频接收机电路
Abdelsalam et al. On the use of a programmable front-end for multi-band/multi-standard applications
JPH09214288A (ja) 同調回路

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20110124

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20121218

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20130110

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 5182895

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20160125

Year of fee payment: 3

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees