JP2008270924A - 周波数変換回路および受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＳＮ比を劣化させずに消費電力を削減することができる周波数変換回路および受信装置を提供する。
【解決手段】入力された高周波電圧信号を高周波電流信号に変換した後、低周波電流信号に周波数変換し、該低周波電流信号を出力部より出力する周波数変換部１１１と、周波数変換部１１１の出力部に接続される入力部を備え、入力インピーダンスとして設けられた入力抵抗１０６を有する増幅回路１１２と、一方の端子が増幅回路１１２の入力部に接続され、他方の端子がＡＣ接地される容量１０５とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、無線通信の受信装置に搭載される周波数変換回路に関し、特に、ダイレクトコンバージョン方式やＬＯＷ−ＩＦ方式の周波数変換を行う受信装置に好適な周波数変換回路に関するものである。

従来、ダイレクトコンバージョン方式やＬＯＷ−ＩＦ方式の周波数変換を行う受信装置には、受信信号の周波数変換を行う周波数変換回路が搭載されている。周波数変換回路には、回路規模が小さく、低消費電力であることが望まれる。

図１１は、従来の周波数変換回路１０００の構成を示す回路図である。

従来の周波数変換回路１０００は、図１１に示すように、入力部１００１、トランスコンダクタ１００２、スイッチ１００３、および抵抗１００４により構成された電圧出力型の周波数変換部１０１１と、バッファ１００５と、抵抗１００６、オペアンプ１００７、容量１００８、および抵抗１００９により構成された電圧入力型のアクティブフィルタ１０１２と、出力部１０１０とを備えている。

入力部１００１に入力された高周波信号は、周波数変換部１０１１にて低周波電圧信号に変換される。そして、周波数変換部１０１１の電圧出力は、バッファ１００５によってインピーダンス変換され、後段のアクティブフィルタ１０１２へと入力される。そして、アクティブフィルタ１０１２にて、不要信号が取り除かれ、出力部１０１０から出力される。

しかし、この方式は以下に示す２つの問題点を有する。

第１の問題点は、インピーダンス変換のために、バッファ１００５に使用する消費電流が大きい、という点である。第２の問題点は、オペアンプ１００７に要求される消費電流が、アクティブフィルタ１０１２としての線形性仕様に応じて大きくなる、という点である。

そこで、例えば、特許文献１に、上記第１の問題点を解消するように改善された周波数変換回路が記載されている。

図１２は、特許文献１に記載の従来の周波数変換回路１１００の構成を示す回路図である。

従来の周波数変換回路１１００は、図１２に示すように、入力部１００１、トランスコンダクタ１００２、スイッチ１００３、および電流源１１０４により構成された電流出力型の周波数変換部１１１１と、オペアンプ１００７、容量１００８、および抵抗１００９により構成された電流入力型のアクティブフィルタ（電流電圧変換部）１１１２と、出力部１０１０とを備えている。これにより、容量１００８および抵抗１００９により構成されるフィードバック回路（１次ＬＰＦ）１１１３の時定数ＲＣを制御することにより、所望信号だけを増幅するようにしている。

よって、周波数変換部１１１１とアクティブフィルタ１１１２とを縦続接続して、インピーダンス変換用バッファ（図１１に示したバッファ１００５）を不要とすることにより消費電流を削減している。

また、例えば、特許文献２には、従来電圧入力型のアクティブフィルタ回路であったため、このアクティブフィルタ回路の前段に接続される回路が電流出力の場合、電流電圧変換回路が必要となり、回路規模が大きくなると共に消費電力が増加していたという問題を、電流入力型のアクティブフィルタ回路を構成することにより電流電圧変換回路を不要にする技術が記載されている。
特開２０００−１０１３５３号公報（平成１２年４月７日公開） 特開２００１−３３９２７５号公報（平成１３年１２月７日公開）

しかしながら、上記特許文献１および２では、上述した第２の問題点を解決するに至っていない。

例えば、特許文献１に記載の従来の周波数変換回路１１００において、希望信号帯域外の妨害波による希望信号の劣化を避けるためには、アクティブフィルタ１１１２に高い線形性が要求される。ところが、線形性の高いフィルタを実現するためには、使用されるオペアンプ１００７に、高いスペック（帯域やゲイン）が要求される。このため、消費電流の増加につながるという問題がある。

また、特許文献１および２では、電流入力型のアクティブフィルタが用いられている。しかし、電流入力型のアクティブフィルタに使用されるオペアンプのスペックは、通常の電圧入力型のアクティブフィルタに使用されるオペアンプのスペックよりも厳しくなっているという欠点がある。

本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされたものであって、その目的は、ＳＮ比を劣化させずに消費電力を削減することができる周波数変換回路および受信装置を提供することにある。

本発明の周波数変換回路は、上記課題を解決するために、入力された高周波信号を低周波電流信号に変換し、該低周波電流信号を出力部より出力する周波数変換部と、上記周波数変換部の出力部に接続される入力部を備え、入力インピーダンスを有する電圧入力型増幅回路と、一方の端子が上記電圧入力型増幅回路の入力部に接続され、他方の端子がＡＣ接地される第１のシャント容量とを備えることを特徴としている。

上記の構成によれば、一方の端子が、入力インピーダンスを有する電圧入力型増幅回路の入力部に接続され、他方の端子がＡＣ接地される第１のシャント容量が備えられていることにより、電圧入力型増幅回路の入力インピーダンスと第１のシャント容量とによって、１次ローパスフィルタが構成される。

これにより、周波数変換部の出力部から出力された低周波電流信号に含まれる不要な高周波信号は、１次ローパスフィルタにより減衰される。それゆえ、後段の電圧入力型増幅回路に要求される歪み性能（例えば、帯域外ＩＰ３など）のスペックを下げることが可能となる。よって、電圧入力型増幅回路の歪み性能のスペックが下がることにより、低消費電力化が可能となる。

また、電圧入力型増幅回路では、電圧入力型増幅回路の歪み性能のスペックを下げても不要な高周波信号が減衰されているので、相互変調成分の出力信号強度は変化しない。よって、ＳＮ比は劣化しない。したがって、本発明の周波数変換回路は、ＳＮ比を劣化させずに消費電力を削減することが可能となる。

また、本発明の周波数変換回路は、上記電圧入力型増幅回路は、電圧入力型アクティブフィルタであることが好ましい。

上記の構成によれば、電圧入力型アクティブフィルタの歪み性能のスペックが低く抑制されているため、電圧入力型アクティブフィルタに使用される増幅素子（例えば、オペアンプやトランスコンダクタなど）への要求性能も下がり、低消費電力化することが可能となる。

また、本発明の周波数変換回路は、上記電圧入力型アクティブフィルタの入力インピーダンスと上記第１のシャント容量とにより構成される１次ローパスフィルタのカットオフ周波数は、上記低周波電流信号におけるデータを含む希望信号の信号帯域よりも小さいことが好ましい。

上記の構成によれば、従来の構成ではほとんど抑圧されない隣接する妨害波信号であっても、強いレベル抑圧が可能となる。また、電圧入力型アクティブフィルタの歪み性能のスペックをさらに低く抑制することが可能となり、消費電力をさらに削減することが可能となる。

上記入力インピーダンスとしては、以下のような構成が可能である。

上記入力インピーダンスは、一方の端子が上記入力部に接続され、他方の端子が上記電圧入力型アクティブフィルタ内の後段の構成に接続される入力抵抗により設けられることが好ましい。

また、本発明の周波数変換回路は、上記電圧入力型アクティブフィルタは、初段にＲＣ積分器を含むＢＩＱＵＡＤ型の構成を有することが好ましい。

上記の構成によれば、電圧入力型アクティブフィルタの帯域外信号抑圧特性が、入力インピーダンスの値に関係なく一定となる。これにより、入力インピーダンスの値を他の設計パラメータ（例えば、雑音や線形性など）に応じて最低限必要な値に設定することが可能となる。例えば、入力インピーダンスの値を大きくすれば、１次ローパスフィルタに必要な第１のシャント容量の面積を小さくすることが可能となる。

また、本発明の周波数変換回路は、上記電圧入力型アクティブフィルタは、初段にＲＣ積分器を含むＬＥＡＰＦＬＯＧ型の構成を有することが好ましい。

上記の構成によれば、電圧入力型アクティブフィルタの帯域外信号抑圧特性が、入力インピーダンスの値に関係なく一定となる。これにより、入力インピーダンスの値を他の設計パラメータ（例えば、雑音や線形性など）に応じて最低限必要な値に設定することが可能となる。例えば、入力インピーダンスの値を大きくすれば、１次ローパスフィルタに必要な第１のシャント容量の面積を小さくすることが可能となる。

上記ＲＣ積分器としては、以下のような構成が可能である。

上記ＲＣ積分器は、反転入力端子が積分抵抗を介して上記入力部に接続され、非反転入力端子が接地され、出力端子が上記電圧入力型アクティブフィルタ内の後段の構成に接続され、上記出力端子と上記反転入力端子との間に積分容量が不帰還接続されているオペアンプにより構成されることが好ましい。

また、本発明の周波数変換回路は、上記周波数変換部は、上記低周波電流信号をフォールデッドカスコード構成により取り出すことが好ましい。

上記の構成によれば、周波数変換部の出力部のＤＣバイアス電圧を自由に設計して、広い電圧振幅幅を得ることが可能となる。これにより、出力部での信号歪みを最小限に抑制することが可能となる。

また、本発明の周波数変換回路は、上記周波数変換部は、上記低周波電流信号をカレントミラー構成により取り出すことが好ましい。

上記の構成によれば、周波数変換部の出力部のＤＣバイアス電圧を自由に設計して、広い電圧振幅幅を得ることが可能となる。これにより、出力部での信号歪みを最小限に抑制することが可能となる。

また、本発明の周波数変換回路は、上記周波数変換部は差動入出力構成を有し、上記出力部を２つ備え、上記電圧入力型増幅回路は差動入出力構成を有し、上記入力部を２つ備え、上記各入力部は、上記各出力部と一対となるように接続されており、上記各入力部の差動間に設けられる第２のシャント容量とをさらに備えることが好ましい。

上記の構成によれば、所望のカットオフ周波数を実現するために必要な容量値のうち、各入力部の差動間に設けられる第２のシャント容量は面積が半分になるので、回路面積を小型化することが可能となる。

また、本発明の受信装置は、受信した高周波信号を周波数変換し、低周波のデータを含む希望信号を取り出す周波数変換回路として上記周波数変換回路を搭載する受信装置である。

上記の構成によれば、例えば、ダイレクトコンバージョン方式やＬＯＷ−ＩＦ方式において、重要な不要妨害波による信号歪みの影響を抑えたまま、低周波のデータを含む希望信号を取り出すことが可能となると共に、消費電流を低減することが可能となる。

以上のように、本発明の周波数変換回路は、入力された高周波信号を低周波電流信号に変換し、該低周波電流信号を出力部より出力する周波数変換部と、上記周波数変換部の出力部に接続される入力部を備え、入力インピーダンスを有する電圧入力型増幅回路と、一方の端子が上記電圧入力型増幅回路の入力部に接続され、他方の端子がＡＣ接地される第１のシャント容量とを備える構成である。

これにより、周波数変換部の出力部から出力された低周波電流信号に含まれる不要な高周波信号は、電圧入力型増幅回路の入力インピーダンスと第１のシャント容量とによって構成される１次ローパスフィルタにより減衰される。それゆえ、後段の電圧入力型増幅回路に要求される歪み性能（例えば、帯域外ＩＰ３など）のスペックを下げることが可能となる。よって、電圧入力型増幅回路の歪み性能のスペックが下がることにより、消費電力を削減することができるという効果を奏する。

また、電圧入力型増幅回路では、電圧入力型増幅回路の歪み性能のスペックを下げても不要な高周波信号が減衰されているので、相互変調成分の出力信号強度は変化しない。よって、ＳＮ比は劣化しない。したがって、本発明の周波数変換回路は、ＳＮ比を劣化させずに消費電力を削減することができるという効果を奏する。

また、本発明の受信装置は、受信した高周波信号を周波数変換し、低周波のデータを含む希望信号を取り出す周波数変換回路として上記周波数変換回路を搭載する構成である。

それゆえ、例えば、ダイレクトコンバージョン方式やＬＯＷ−ＩＦ方式において、重要な不要妨害波による信号歪みの影響を抑えたまま、低周波のデータを含む希望信号を取り出すことができると共に、消費電流を低減することができるという効果を奏する。

〔実施の形態１〕
本発明の一実施形態について図面に基づいて説明すれば、以下の通りである。

図１は、周波数変換回路１００の一構成例を示す回路図である。

本実施の形態の周波数変換回路１００は、例えば、ダイレクトコンバージョン方式やＬＯＷ−ＩＦ方式の周波数変換を行う受信装置に搭載され、受信した高周波信号を、低周波信号に周波数変換し、所望する信号を後段の構成部分、例えば、制御部や格納部、ベースバンド信号への周波数変換部などに出力する回路である。

本実施の形態の周波数変換回路１００は、図１に示すように、周波数変換部１１１、容量１０５（第１のシャント容量）、増幅回路１１２（電圧入力型増幅回路）、および出力部１０９を備えている。

周波数変換部１１１は、電圧信号として入力された高周波信号を、低周波の電流信号に変換して、後段の回路に出力する。つまりは、周波数変換部１１１の出力部は、増幅回路１１２の入力部に接続されている。周波数変換部１１１は、入力部１０１、トランスコンダクタ１０２、スイッチ１０３、および電流源１０４により構成されている。

トランスコンダクタ１０２は、入力された電圧信号を電流信号に変換するアンプであり、入力部１０１を介して入力された高周波の電圧信号を電流信号に変換する。トランスコンダクタ１０２は、反転入力端子が入力部１０１に接続され、非反転入力端子が接地され、出力端子がスイッチ１０３に接続されている。

スイッチ１０３は、入力された高周波信号を低周波信号に周波数変換するものである。詳細には、スイッチ１０３は、トランスコンダクタ１０２から出力された高周波電流信号と共に、局部発振信号を入力することによって周波数変換を行い、低周波電流信号を生成する。スイッチ１０３の出力端子は、増幅回路１１２に接続されている。

電流源１０４は、周波数変換部１１１の負荷として設けられている。電流源１０４は、電流供給側の端子が、スイッチ１０３の出力端子に接続され、反対側の端子が電源に接続されている。ゆえに、電流源１０４を接続したスイッチ１０３の出力端子が、周波数変換部１１１の出力部となっている。

容量１０５は、シャント容量であり、一方の端子が、周波数変換部１１１の出力部と増幅回路１１２の入力部とを結ぶ経路上の一点（点Ｐ）に接続され、他方の端子がＡＣ接地されている。

増幅回路１１２は、周波数変換部１１１から出力された低周波電流信号を、低周波電圧信号に変換して、所望する低周波電圧信号を出力部１０９に出力する。増幅回路１１２は、電圧入力型の構成を有しており、入力抵抗１０６と、オペアンプ１０７および抵抗１０８を設ける電流電圧変換部１１４とにより構成されている。

入力抵抗１０６は、増幅回路１１２の入力インピーダンスとして設けられている。入力抵抗１０６は、一方の端子が周波数変換部１１１に接続され、他方の端子が電流電圧変換部１１４に接続されている。ゆえに、入力抵抗１０６の一方の端子が、増幅回路１１２の入力部となっている。

オペアンプ１０７は、反転入力端子が入力抵抗１０６に接続され、非反転入力端子が接地され、出力端子が出力部１０９に接続されている。また、出力端子と反転入力端子との間に、抵抗１０８が直列に設けられ、不帰還がかかっている。このオペアンプ１０７および抵抗１０８の構成を有する電流電圧変換部１１４により、電流入力を電圧出力に変換している。

次に、本実施の形態の周波数変換回路１００の動作について説明する。

例えば、無線通信などによって、受信装置が高周波信号を受信するとする。この高周波信号は、入力部１０１に入力され、トランスコンダクタ１０２に入力される。トランスコンダクタ１０２では、高周波信号は、電圧信号から電流信号に変換される。トランスコンダクタ１０２から出力された高周波電流信号は、スイッチ１０３に入力され、低周波電流信号へと周波数変換される。

そして、周波数変換部１１１の負荷として電流源１０４が配置されていることにより、スイッチ１０３から出力された低周波電流信号は、その大部分が後段の増幅回路１１２の入力抵抗１０６へと伝わる。

つまり、周波数変換部１１１の負荷インピーダンスＺ１は、容量１０５の容量値Ｃ１、および、入力抵抗１０６の抵抗値Ｒ１で決定される。負荷インピーダンスＺ１は、式（１）で表現される。

Ｚ１＝Ｒ１／／（１／ｓＣ１）・・・（１）
なお、Ｒ１／／（１／ｓＣ１）は、入力抵抗１０６と容量１０５とが並列接続されたときの合成抵抗値を示す。

よって、周波数変換部１１１の負荷抵抗と、増幅回路１１２の入力抵抗とが、入力抵抗１０６で共用されている。

ここで、周波数変換回路１００では、図１に示すように、容量１０５と入力抵抗１０６とにより、１次のローパスフィルタ（１次ＬＰＦ１１３）が形成されている。これにより、周波数変換部１１１から出力された低周波電流信号は、１次ＬＰＦ１１３による一定値の妨害波減衰作用を受けている。

このため、電流電圧変換部１１４の入力電流強度は、妨害波減衰作用が与えられていない場合の電流電圧変換部の入力電流強度と比較して、一定値弱まっている。この状態で、低周波電流信号は、電流電圧変換部１１４にて低周波電圧信号に変換される。

このとき、詳細に後述するように、低周波電流信号が１次ＬＰＦ１１３による一定値の妨害波減衰作用を受けていることにより、電流電圧変換部１１４に要求される線形性が低減されている。そして最終的に、低周波電圧信号が、出力部１０９から出力される。

以上のように、周波数変換回路１００では、受信した高周波信号は、電圧信号から電流信号に変換され、低周波電流信号に周波数変換される。そして、容量１０５および入力抵抗１０６により周波数変換部１１１の負荷インピーダンスが構成されることにより、電圧入力型の増幅回路１１２に低周波電流信号は流れる。そして、再度電圧信号に変換され、後段の構成部分に出力される。

続いて、本実施の形態の周波数変換回路１００では、増幅回路１１２の電流電圧変換部１１４に要求される線形性が、どの程度低減されるかを定量的に説明する。なお、周波数変換回路１００を比較する対象として、図１２に示した従来の周波数変換回路１１００を用いる。

最初に、両者の回路を公平に評価するために、設定した３つの制約条件について説明する。
条件Ａ）両者の回路の入力から出力へのＤＣ電圧ゲインを等しくする。
条件Ｂ）１次ＬＰＦ１１３のカットオフ周波数と、１次ＬＰＦ１１１３のカットオフ周波
数とを等しくする。
条件Ｃ）周波数変換部１１１のトランスコンダクタンスと、周波数変換部１１１１のトラ
ンスコンダクタンスとを等しくする。

また、本実施の形態の周波数変換回路１００および従来の周波数変換回路１１００におけるＤＣ電圧ゲインは、双方とも以下の式（２）で表現される。

Ｇａｉｎ＝Ｇｍ×Ｒｌｏａｄ・・・（２）
（Ｇａｉｎ：入力部１０１から出力部１０９へのＤＣ電圧ゲイン、または、入力部１００１から出力部１０１０へのＤＣ電圧ゲイン、Ｇｍ：周波数変換部１１１または周波数変換部１１１１のトランスコンダクタンス［Ｓ］、Ｒｌｏａｄ：抵抗１０８または抵抗１００９の抵抗値［Ω］）
但し、式（２）における仮定として、電流源１０４の出力抵抗は入力抵抗１０６に比べて十分に大きいとしている。この場合、本実施の形態の周波数変換回路１００のＤＣ電圧ゲインは、入力抵抗１０６に無関係となる。

次いで、電流電圧変換部１１４および電流電圧変換部１１１２に規定する線形性の仕様について説明する。

電流電圧変換部１１４および電流電圧変換部１１１２に入力される信号は、データを含む希望信号の他に、妨害波信号を含むことが想定される。

図２は、想定される希望信号２０１と、妨害波信号２０２および２０３との周波数関係を示す図である。縦軸は出力信号電力［ｄＢｍ／Ｈｚ］を示し、横軸は周波数［Ｈｚ］を示す。

電流電圧変換部１１４および電流電圧変換部１１１２に入力される信号は、図２に示すように、希望波帯域２０５内の周波数を有する希望信号２０１、並びに、希望信号２０１信号よりも周波数が高く、かつ、出力信号電力が大きい妨害波信号２０２および２０３を含んでいる。

このとき、信号が電流電圧変換部１１４および電流電圧変換部１１１２に入力されると、妨害波信号２０２および２０３が、電流電圧変換部１１４および電流電圧変換部１１１２の非線形性によって、希望波帯域２０５内に落ち込み相互変調成分２０４となってしまう。

それゆえ、出力部１０９および出力部１０１０からは、相互変調成分２０４を含む信号が出力されるので、信号帯域のＳＮ比が劣化する。このため、相互変調成分２０４は、信号帯域のＳＮ比の劣化を招くため、可能な限り抑える必要がある。

続いて、相互変調成分が発生する電流電圧変換部の入出力特性について説明する。先に、図３を参照しながら、一般的な増幅器の入出力特性について説明し、その後、図４を参照しながら、本実施の形態の周波数変換回路１００の電流電圧変換部１１４の入出力特性、および、従来の周波数変換回路１１００の電流電圧変換部１１１２の入出力特性について説明する。

図３は、一般的な増幅器の入出力特性を示すグラフである。縦軸は出力信号強度［Ｖ］を対数スケールで示し、横軸は入力信号強度［ＶｏｒＡ］（電圧でも電流でもよい）を対数スケールで示している。

実線３０１は、帯域内の入出力関係を示しており、傾きが１（ｄｅｃ／ｄｅｃ）となる。破線３０２は、実線３０１の直線領域がそのまま飽和せずに、レベルが上がっていった場合を示している。

実線３０３は、相互変調成分の入出力関係を示しており、傾きが３（ｄｅｃ／ｄｅｃ）となる。破線３０４は、実線３０３の直線領域がそのまま飽和せずに、レベルが上がっていった場合を示している。

なお、実線３０３の相互変調成分の入出力関係は、例えば、入力が、図２に示した妨害波信号２０２および２０３のような妨害波信号の周波数における入力を表しており、出力が、図２に示した相互変調成分２０４のように希望波帯域内に落ち込んでくる出力を表している。

破線３０２と破線３０４との交点３０５は、帯域外ＩＰ３（3rd Intercept Point）と呼ばれる。帯域外ＩＰ３は、増幅器の非線形性をあらわす指標となる。また、帯域外ＩＰ３の縦軸の読み値３０５は、帯域外ＯＩＰ３と呼ばれる。例えば、ダイレクトコンバージョン受信機において、妨害波耐性を決定付ける主要因のひとつに、ベースバンドフィルタ部の帯域外ＯＩＰ３がある。帯域外ＯＩＰ３は、大きいほど性能が良いことを示す。よって、増幅器の性能を確認したい場合は、帯域外ＯＩＰ３を見ればよい。

図４は、本実施の形態の周波数変換回路１００の電流電圧変換部１１４（以下では、本実施例とする）の入出力特性と、従来の周波数変換回路１１００の電流電圧変換部１１１２（以下では、従来例とする）の入出力特性とを示すグラフである。縦軸は出力信号強度［Ｖ］を対数スケールで示し、横軸は、電流電圧変換部１１４および電流電圧変換部１１１２における入力電流［Ａ］を対数スケールで示している。

実線４０１は、帯域内の入出力関係を示している。なお、上述した条件Ａ）により、抵抗１０８の抵抗値と抵抗１００９の抵抗値とが等しくなっているため、本実施例も従来例も同一のグラフ線となる。破線４０２は、実線４０１の直線領域がそのまま飽和せずに、レベルが上がっていった場合を示している。

実線４０３は、従来例において必要とされる相互変調成分の入出力特性を示している。この実線４０３から、例えば、妨害波信号の入力電流値がＸ１［Ａ］であるときの、相互変調成分の出力信号強度Ｙ１［Ｖ］の値が読取れる。破線４０４は、実線４０３の直線領域がそのまま飽和せずに、レベルが上がっていった場合を示している。

ここで、入力部１０１および入力部１００１から同等な妨害波信号が入力されたとする。すると、本実施例では、１次ＬＰＦ１１３により一定値（α［ｄＢ］とおく）の妨害波減衰作用を受けた信号が入力されるため、本実施例の入力電流強度は、従来例の電流入力強度に比べて、α［ｄＢ］弱まることになる。

そして、α［ｄＢ］弱い入力電流によって、電流電圧変換部１１４にて発生する相互変調成分の強度が、従来例による相互変調成分の強度（Ｙ１［Ｖ］）と等しくなるようにする場合、電流電圧変換部１１４の相互変調成分の入出力特性は、実線４０５のように示される。また、破線４０６は、実線４０５の直線領域がそのまま飽和せずに、レベルが上がっていった場合を示している。

この実線４０５は、実線４０３を水平方向にα［ｄＢ］移動したものに等しい。別の言い方をすれば、相互変調成分の強度特性が実線４０３から実線４０５へと劣化したとしても、入力される妨害波自体を減衰しているのでＳＮ比の劣化は変わらない、ということになる。

結果的に、必要とされる従来例の帯域外ＩＰ３は、破線４０２と破線４０４との交点４０７で表され、必要とされる本実施例の帯域外ＩＰ３は、破線４０２と破線４０６との交点４０８で表される。

また、交点４０７の縦軸の読み値４０９、および、交点４０８の縦軸の読み値４１０は、帯域外ＯＩＰ３の値を示している。なお、その差は１．５α［ｄＢ］である。つまりは、１次ＬＰＦ１１３での妨害波抑圧量をαとすると、電流電圧変換部１１４に必要とされる帯域外ＯＩＰ３は１．５α低減される。

よって、１次ＬＰＦ１１３により妨害波減衰作用を与えると、電流電圧変換部１１４に要求される帯域外ＩＰ３のスペック、すなわち線形性が下がり、消費電力を削減することが可能となる。なお、上記妨害波抑圧量αは、無限大であることが好ましい。

以上、本実施の形態の周波数変換回路１００は、入力部１０１から入力された高周波電圧信号を、トランスコンダクタ１０２にて高周波電流信号に変換した後、スイッチ１０３にて低周波電流信号に周波数変換し、該低周波電流信号を出力部より出力する周波数変換部１１１と、周波数変換部１１１の出力部に接続される入力部を備え、入力インピーダンスとして設けられた入力抵抗１０６を有する増幅回路１１２と、一方の端子が周波数変換部１１１の出力部と増幅回路１１２の入力部とを結ぶ経路上の点Ｐに接続され、他方の端子が接地されている容量１０５とを備える構成を有する。

上記の構成によれば、増幅回路１１２の入力インピーダンスと容量１０５とにより、１次ＬＰＦ１１３が形成される。これにより、所望信号成分および不要信号成分を含む高周波信号における、一定値α［ｄＢ］の不要信号成分が減衰される。このため、増幅回路１１２において、増幅回路１１２の歪み性能のスペックを下げることが可能となる。よって、増幅回路１１２の歪み性能のスペックが下がることにより、消費電力を削減することが可能となる。

また、増幅回路１１２では、増幅回路１１２の歪み性能のスペックを下げても、不要信号成分の入力信号強度がα［ｄＢ］減少しているので、相互変調成分の出力信号強度は変化しない。また、所望信号成分は問題なく増幅されて出力される。したがって、ＳＮ比は変化しない。したがって、本実施の形態の周波数変換回路１００は、ＳＮ比を劣化させずに消費電力を削減することが可能となる。

〔実施の形態２〕
本発明の他の実施の形態について図面に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、本実施の形態において説明すること以外の構成は、前記実施の形態１と同じである。また、説明の便宜上、前記の実施の形態１の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。

図５は、周波数変換回路５００の一構成例を示す回路図である。

本実施の形態の周波数変換回路５００は、図５に示すように、周波数変換部１１１、容量１０５、２次ＬＰＦ５２１、および出力部１０９を備えている。なお、周波数変換回路５００では、周波数変換部１１１の出力部は、２次ＬＰＦ５２１の入力部に接続されている。また、容量１０５は、一方の端子が、周波数変換部１１１の出力部と２次ＬＰＦ５２１の入力部とを結ぶ経路上の一点（点Ｐ）に接続され、他方の端子がＡＣ接地されている。

２次ＬＰＦ５２１は、ＢＩＱＵＡＤ型の２次ローパスフィルタであり、入力抵抗５０６（積分抵抗）、オペアンプ５０７、抵抗５０８、オペアンプ５０９、抵抗５１０、オペアンプ５１１、容量５１２（積分容量）、抵抗５１３、容量５１４、抵抗５１５、および抵抗５１６により構成されている。また、入力抵抗５０６、容量５１２、およびオペアンプ５０７は、ＲＣ積分器を構成している。

入力抵抗５０６は、２次ＬＰＦ５２１の入力インピーダンスとして設けられている。入力抵抗５０６は、一方の端子が周波数変換部１１１に接続され、他方の端子がオペアンプ５０７の反転入力端子に接続されている。ゆえに、入力抵抗５０６の一方の端子が、２次ＬＰＦ５２１の入力部となっている。

オペアンプ５０７は、非反転入力端子が接地され、出力端子が、抵抗５０８を介してオペアンプ５０９の反転入力端子に接続されている。また、出力端子と反転入力端子との間に、容量５１２と抵抗５１３とが並列に設けられ、不帰還がかけられている。

オペアンプ５０９は、非反転入力端子が接地され、出力端子が、抵抗５１０を介してオペアンプ５１１の反転入力端子に接続されている。また、出力端子と反転入力端子との間に、容量５１４が直列に設けられ、不帰還がかけられている。

オペアンプ５１１は、非反転入力端子が接地され、出力端子が、出力部１０９に接続されている。また、出力端子と反転入力端子との間に、抵抗５１５が直列に設けられ、不帰還がかけられている。

また、オペアンプ５１１の出力端子と、オペアンプ５０７の反転入力端子との間に、抵抗５１６が直列に設けられ、不帰還がかけられている。

次に、本実施の形態の周波数変換回路５００の動作について説明する。

高周波信号が周波数変換部１１１に入力されると、周波数変換部１１１は、前記実施の形態の周波数変換回路１００にて上述したように動作する。そして、スイッチ１０３から出力された低周波電流信号は、その大部分が後段の２次ＬＰＦ５２１の入力抵抗５０６へと伝わる。

つまりは、周波数変換回路５００では、周波数変換部１１１の負荷抵抗と、２次ＬＰＦ５２１の入力抵抗とが、入力抵抗５０６で共用されている。

また、周波数変換回路５００では、図５に示すように、容量１０５と入力抵抗５０６とにより、１次のローパスフィルタ（１次ＬＰＦ５２２）が形成されている。これにより、周波数変換部１１１から出力された低周波電流信号は、１次ＬＰＦ５２２による一定値の妨害波減衰作用を受けている。

これにより、２次ＬＰＦ５２１の入力電流強度は、妨害波減衰作用が与えられていない場合の２次ＬＰＦの入力電流強度と比較して、一定値弱まっている。この状態で、低周波電流信号は、２次ＬＰＦ５２１にて低周波電圧信号に変換される。そして最終的に、低周波電圧信号が、出力部１０９から出力される。

ここで、２次ＬＰＦ５２１のような電圧入力型アクティブフィルタにおいて、帯域外ＯＩＰ３を高めるためには、不要な妨害波信号が存在する周波数においてオペアンプに十分な利得が必要とされる。つまりは、オペアンプを広帯域にせざるを得ず、消費電流の増加につながる。

これに対し、本実施の形態の周波数変換回路５００では、前記実施の形態１で上述した妨害波減衰作用と同じ原理によって、２次ＬＰＦ５２１において、１次ＬＰＦ５２２により一定値の妨害波減衰作用を受けた信号が入力されることにより、２次ＬＰＦ５２１における入力電流強度は、１次ＬＰＦが設けられていない場合の２次ＬＰＦ５２１における入力電流強度に比べて、一定値弱まることになる。

これにより、２次ＬＰＦ５２１に要求される帯域外ＯＩＰ３の仕様を下げることが可能となるため、オペアンプ５０７、５０９、および５１１に要求される消費電流を低く抑えることが可能となる。

また、周波数変換回路５００では、２次ＬＰＦ５２１による２個の極と、１次ＬＰＦ５２２による１個の極とにより、合わせて３次ＬＰＦが構成されている。よって、本実施の形態の周波数変換回路５００では、ＳＮ比をさらに向上することが可能となる。

また、周波数変換回路５００における入力部１０１から出力部１０９までの伝達特性の帯域内利得に関して、入力部１０１から出力部１０９へのＤＣ電圧ゲインは、トランスコンダクタ１０２、スイッチ１０３、および入力抵抗５０６により決定される。また、上記伝達特性の周波数特性に関して、２次ＬＰＦ５２１の周波数特性は、抵抗５０８、５１３、５１５、および５１６と、容量５１２および５１４とからのみで決定される。

このため、上記２点から、入力抵抗５０６の抵抗値は周波数特性に影響しない、ということが言える。すなわち、２次ＬＰＦ５２１の帯域外信号抑圧特性が、入力インピーダンスの値に関係なく一定となる。

それゆえ、入力抵抗５０６を決定する設計要因は下記の二つとなる。
要因１）入力抵抗５０６による雑音
要因２）１次ＬＰＦ５２２に必要な時定数と入力抵抗５０６とにより決定される容量１０
５の面積
よって、入力抵抗５０６を小さくするほど雑音特性は良好になり、入力抵抗５０６を大きくするほど１次ＬＰＦ５２２に必要な容量１０５の面積が小さくなる、というトレードオフが存在する。

これにより、上述したように設計が非常にシンプルになり、２次ＬＰＦ５２１における所望フィルタ特性を実現するための設計パラメータ（抵抗値、容量値）を決定する設計制約条件が１つなくなることを意味している。設計制約条件が減ることによって、雑音、面積のトレードオフにより、上記設計パラメータは、他の設計パラメータに応じて、最低限必要な最適な値に設定することが可能となる。

また、例えば、周波数特性を各種モードに応じて可変としたいとして、抵抗と容量との切り替えが必要となった場合を考えれば、入力抵抗５０６の設計が周波数特性と切り離されたことにより、必要な切り替え素子数が少なくて済むことにつながる。また、切り替えスイッチ数の低減（面積縮小）や、スイッチによる歪み低減（線形性改善）へともつながる。

〔実施の形態３〕
本発明のさらに他の実施の形態について図面に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、本実施の形態において説明すること以外の構成は、前記実施の形態１および２と同じである。また、説明の便宜上、前記の実施の形態１および２の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。

図６は、周波数変換回路６００の一構成例を示す回路図である。

本実施の形態の周波数変換回路６００は、図６に示すように、周波数変換部１１１、容量１０５、および４次ＬＰＦ６３１を備えている。なお、周波数変換回路６００では、周波数変換部１１１の出力部は、４次ＬＰＦ６３１の入力部に接続されている。また、容量１０５は、一方の端子が、周波数変換部１１１の出力部と４次ＬＰＦ６３１の入力部とを結ぶ経路上の一点（点Ｐ）に接続され、他方の端子がＡＣ接地されている。

４次ＬＰＦ６３１は、ＬＥＡＰＦＬＯＧ型の４次ローパスフィルタであり、入力抵抗６０６（積分抵抗）、抵抗６０７〜６０９、オペアンプ６１０、容量６１１（積分容量）、抵抗６１２、オペアンプ６１３、容量６１４、オペアンプ６１５、容量６１６、オペアンプ６１７、容量６１８、抵抗６１９〜６２２、並びに、出力部６２３により構成されている。また、入力抵抗６０６、容量６１１、およびオペアンプ６１０は、ＲＣ積分器を構成している。

入力抵抗６０６は、４次ＬＰＦ６３１の入力インピーダンスとして設けられている。入力抵抗６０６は、一方の端子が周波数変換部１１１に接続され、他方の端子がオペアンプ６１０の反転入力端子および抵抗６０７の一方の端子に接続されている。ゆえに、入力抵抗６０６の一方の端子が、４次ＬＰＦ６３１の入力部となっている。

オペアンプ６１０は、非反転入力端子が接地され、出力端子が、抵抗６２０を介して、オペアンプ６１３の反転入力端子および抵抗６２１の一方の端子に接続されている。また、出力端子と反転入力端子との間に、容量６１１と抵抗６１２とが並列に設けられ、不帰還がかけられている。

オペアンプ６１３は、非反転入力端子が接地され、出力端子が、抵抗６０７の他方の端子に接続されると共に、抵抗６０８を介して、オペアンプ６１５の反転入力端子および抵抗６０９の一方の端子に接続されている。また、出力端子と反転入力端子との間に、容量６１４が直列に設けられ、不帰還がかけられている。

オペアンプ６１５は、非反転入力端子が接地され、出力端子が、抵抗６２１の他方の端子に接続されると共に、抵抗６２２を介してオペアンプ６１７の反転入力端子に接続されている。また、出力端子と反転入力端子との間に、容量６１６が直列に設けられ、不帰還がかけられている。

オペアンプ６１７は、非反転入力端子が接地され、出力端子が、抵抗６０９の他方の端子に接続されると共に、出力部６２３に接続されている。また、出力端子と反転入力端子との間に、容量６１８と抵抗６１９とが並列に設けられ、不帰還がかけられている。

次に、本実施の形態の周波数変換回路６００の動作について説明する。

高周波信号が周波数変換部１１１に入力されると、周波数変換部１１１は、前記実施の形態の周波数変換回路１００にて上述したように動作する。そして、スイッチ１０３から出力された低周波電流信号は、その大部分が後段の４次ＬＰＦ６３１の入力抵抗６０６へと伝わる。

つまりは、周波数変換回路６００では、周波数変換部１１１の負荷抵抗と、４次ＬＰＦ６３１の入力抵抗とが、入力抵抗６０６で共用されている。

また、周波数変換回路６００では、図６に示すように、容量１０５と入力抵抗６０６とにより、１次のローパスフィルタ（１次ＬＰＦ６３２）が形成されている。これにより、周波数変換部１１１から出力された低周波電流信号は、１次ＬＰＦ６３２による一定値の妨害波減衰作用を受けている。

そして、前記実施の形態１および２で上述した妨害波減衰作用と同じ原理によって、４次ＬＰＦ６３１において、１次ＬＰＦ６３２により一定値の妨害波減衰作用を受けた信号が入力されることにより、４次ＬＰＦ６３１における電流入力強度は、１次ＬＰＦが設けられていない場合の４次ＬＰＦ６３１における電流入力強度に比べて、一定値弱まることになる。

この状態で、低周波電流信号は、４次ＬＰＦ６３１にて低周波電圧信号に変換される。そして最終的に、低周波電圧信号が、出力部６２３から出力される。これにより、４次ＬＰＦ６３１に要求される帯域外ＯＩＰ３の仕様が下がるため、オペアンプ６１０、６１３、６１５、および６１７に要求される消費電流を低く抑えることが可能となる。

また、周波数変換回路６００では、４次ＬＰＦ６３１による４個の極と、１次ＬＰＦ６３２による１個の極とにより、合わせて５次ＬＰＦが構成されている。よって、本実施の形態の周波数変換回路６００では、ＳＮ比をさらに向上することが可能となる。

ここで、本実施の形態の周波数変換回路６００は、ＳＮ比をさらに向上することが可能なように線形性性能を重視した構成となっている。これについて以下に説明する。

周波数変換回路６００では、上述したように、５次ＬＰＦが構成されている。この５次ＬＰＦの構成において、１次ＬＰＦ６３２のカットオフ周波数を最も低い周波数に配置し、残り４次ＬＰＦ６３１による４個の複素極は、そのQuality Factorを高めに設計する。これにより、全５個の極を合わせたときに、帯域内平坦特性が得られるような配置とする。

図７（ａ）に、５次フィルタにおける複素平面の極配置例を示し、図７（ｂ）に、５次フィルタの特性を示す。

５次フィルタを設計する際には、伝達関数の５個の極配置を決定する必要がある。そこで、例えば、図７（ａ）に示すように、極ｐ１〜ｐ５を配置したとする。この配置の場合、図７（ｂ）に示すように、極ｐ１による周波数特性は曲線ａ１で示され、極ｐ２およびｐ３による周波数特性は曲線ａ２で示され、極ｐ４およびｐ５による周波数特性は曲線ａ３で示される。また、５次フィルタの特性は、曲線ａ１〜ａ３と合わせた曲線ａで示される。

また、図７（ｂ）に示すように、極ｐ１による周波数特性ａ１のカットオフ周波数ｆｃが、他の２つの周波数特性ａ２およびａ３のカットオフ周波数よりも、小さく設定されている。

この場合、極ｐ１のＬＰＦの特性を、１次ＬＰＦ６３２が実現するように構成する。つまり、上記最も低い周波数とは、所望のフィルタ特性を実現するために、必要な極配置のうちカットオフ周波数が最も小さい極に相当する周波数のことを示す。例えば、「カットオフ周波数４［ＭＨｚ］」「チェビシェフ特性」「通過帯域内リップル０．０５［ｄＢ］」の３つの条件のフィルタを設計する場合、最も低い周波数は２．８１［ＭＨｚ］となる。

また、このとき、１次ＬＰＦ６３２の極は所望信号帯域よりも必然的に小さくなるため、４次ＬＰＦ６３１すなわちアクティブフィルタに入力される信号振幅は、大幅に小さくなる。よって、線形動作範囲が広がることになる。したがって、本実施の形態の周波数変換回路６００は、線形性性能を向上することが可能となる。

つまりは、１次ＬＰＦ６３２のカットオフ周波数を所望信号帯域よりも小さくすることによって、従来の構成ではほとんど抑圧されない隣接する妨害波信号であっても、強いレベル抑圧が可能となる。それゆえ、線形動作範囲を広げることが可能となる。

また、周波数変換回路６００では、周波数変換部１１１から出力された低周波電流信号は、まず、１次ＬＰＦ６３２による一定値の妨害波減衰作用を受けている。それゆえ、１次ＬＰＦ６３２のカットオフ周波数が所望の信号帯域より小さい場合、所望信号成分を一定量（β［ｄＢ］）、不要信号成分を一定量（γ［ｄＢ］（β＜γ））減衰させることになる。

減衰量（β、γ）は、妨害波信号が存在する周波数に依存して値が変化するものである。なお、フィルタ全体のノイズ特性を良好にするためには、βは少ないほうがよく、妨害波除去特性を良好にするためには、γは大きいほうが好ましい。

なお、上述した１次ＬＰＦ６３２のカットオフ周波数を最も低い周波数に配置する極配置は、前記実施の形態の周波数変換回路５００においても適用可能である。つまりは、１次ＬＰＦ５２２のカットオフ周波数を最も低い周波数に配置すればよい。

〔実施の形態４〕
本発明のさらに他の実施の形態について図面に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、本実施の形態において説明すること以外の構成は、前記実施の形態１〜３と同じである。また、説明の便宜上、前記の実施の形態１〜３の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。

図８は、周波数変換回路７００の一構成例を示す回路図である。

本実施の形態の周波数変換回路７００は、図８に示すように、周波数変換部７３１、容量部７３２、２次ＬＰＦ７３３、および出力部７３０を備え、入出力が差動により構成されている。

周波数変換部７３１は、電圧信号として入力された高周波信号を、低周波の電流信号に変換して、該低周波信号をフォールデッドカスコード構成により取り出して、２次ＬＰＦ７３３に出力する。つまりは、周波数変換部７３１の出力部は、２次ＬＰＦ７３３の入力部に接続されている。周波数変換部７３１は、入力部７０１、トランスコンダクタ７０２、スイッチ７０３、電流源７０４〜７０７、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴ（ＰＭＯＳ）７０８および７０９、ＣＭＦＢ回路７１０、並びに、端子７１１により構成されている。

入力部７０１は、２つの入力端子を有している。２つの入力端子のうち、一方の入力端子は、トランスコンダクタ７０２の反転入力端子に接続され、もう一方の入力端子は、トランスコンダクタ７０２の非反転入力端子に接続されている。

トランスコンダクタ７０２は、入力された２つの電圧信号を差動により電流信号に変換するアンプであり、入力部７０１から入力された高周波の電圧信号を差動により電流信号に変換する。トランスコンダクタ７０２の２つの出力端子は、スイッチ７０３に接続されている。

スイッチ７０３は、差動により入力された高周波信号を低周波信号に周波数変換するものである。詳細には、スイッチ７０３は、トランスコンダクタ１０２から差動により出力された高周波電流信号と共に、局部発振信号を入力することによって周波数変換を行い、低周波信号を生成する。スイッチ７０３の２つの出力端子は、ＰＭＯＳ７０８および７０９にそれぞれ接続されている。

電流源７０４および７０５は、それぞれの電流供給側の端子がスイッチ７０３の２つの出力端子にそれぞれ接続され、それぞれの反対側の端子が電源に接続されている。

電流源７０６および７０７は、周波数変換部７３１の出力抵抗が、後述する入力抵抗７１６および７１７に比べて十分に大きくなるように調節するために設けられている。電流源７０６および７０７は、それぞれの電流供給側の端子が接地され、それぞれの反対側の端子がＰＭＯＳ７０８および７０９にそれぞれ接続されている。

ＰＭＯＳ７０８および７０９は、それぞれのゲート端子が端子７１１に接続されている。これにより、端子７１１からの制御信号に応じて、ドレイン・ソース間に電流を流す。

ＣＭＦＢ回路７１０は、２つの差動端子７１２が、ＰＭＯＳ７０８と電流源７０６との間の経路上の一点、ＰＭＯＳ７０９と電流源７０７との間の経路上の一点をそれぞれ介して、２次ＬＰＦ７３３に接続されている。ゆえに、ＣＭＦＢ回路７１０の２つの差動端子７１２が、周波数変換部７３１の出力部となっている。また、ＣＭＦＢ回路７１０は、差動端子７１２のコモンモード電位を検出し一定の電位に安定するように、ＣＭＦＢ制御信号を電流源７０６および７０７に与える。

容量部７３２は、シャント容量である容量７１３〜７１５により構成されている。

容量７１３（第１のシャント容量）は、一方の端子が、周波数変換部７３１の出力部と２次ＬＰＦ７３３の入力部とを結ぶ経路上の一点（点Ｐ２）に接続され、他方の端子がＡＣ接地されている。容量７１４（第１のシャント容量）は、一方の端子が、周波数変換部７３１の出力部と２次ＬＰＦ７３３の入力部とを結ぶ経路上の一点（点Ｐ１）に接続され、他方の端子がＡＣ接地されている。容量７１５（第２のシャント容量）は、一方の端子が、容量７１３の点Ｐ２の接続側の端子に接続され、他方の端子が、容量７１４の点Ｐ１の接続側の端子との間に接続されている。

２次ＬＰＦ７３３は、ＢＩＱＵＡＤ型の２次ローパスフィルタであり、入力抵抗７１６および７１７、オペアンプ７１８、抵抗７１９および７２０、オペアンプ７２１、抵抗７２２、容量７２３、抵抗７２４、容量７２５〜７２７、並びに、抵抗７２８および７２９により構成されている。

入力抵抗７１６および７１７は、２次ＬＰＦ７３３の入力インピーダンスとして設けられている。入力抵抗７１６は、一方の端子が周波数変換部７３１に接続され、他方の端子がオペアンプ７１８の反転入力端子に接続されている。入力抵抗７１７は、一方の端子が周波数変換部７３１に接続され、他方の端子がオペアンプ７１８の非反転入力端子に接続されている。ゆえに、入力抵抗７１６の一方の端子および入力抵抗７１７の一方の端子が、２次ＬＰＦ７３３の入力部となっている。

オペアンプ７１８は、第１出力端子が、抵抗７１９を介してオペアンプ７２１の反転入力端子に接続され、第２出力端子が、抵抗７２０を介してオペアンプ７２１の非反転入力端子に接続されている。また、第１出力端子と反転入力端子との間に、抵抗７２２と容量７２３とが並列に設けられ、不帰還がかけられている。さらに、第２出力端子と非反転入力端子との間に、抵抗７２４と容量７２５とが並列に設けられ、不帰還がかけられている。

オペアンプ７２１は、第１出力端子および第２出力端子が出力部７３０にそれぞれ接続されている。また、第１出力端子と反転入力端子との間に、容量７２６が直列に設けられ、不帰還がかけられている。さらに、第２出力端子と非反転入力端子との間に、容量７２７が直列に設けられ、不帰還がかけられている。

また、オペアンプ７２１の第１出力端子と、オペアンプ７１８の反転入力端子との間に、抵抗７２８が直列に設けられ、不帰還がかけられている。さらに、オペアンプ７２１の第２出力端子と、オペアンプ７１８の非反転入力端子との間に、抵抗７２９が直列に設けられ、不帰還がかけられている。

次に、本実施の形態の周波数変換回路７００の動作について説明する。

高周波信号が周波数変換部７３１に入力されると、トランスコンダクタ７０２およびスイッチ７０３は、それぞれの入出力が差動であることのみが異なるだけで、前記実施の形態の周波数変換回路１００のトランスコンダクタ１０２およびスイッチ１０３にて上述したように動作する。

そして、スイッチ７０３から出力された周波数変換後の電流出力は、電流源７０４および７０５によってそれぞれ折り返され、カスコード段となるＰＭＯＳ７０８および７０９をそれぞれ通って、差動端子７１２へそれぞれ出力される。

周波数変換部７３１の電流出力は、容量部７３２と、２次ＬＰＦ７３３の入力抵抗７１６および７１７とからなる１次ＬＰＦによって、一定値の妨害波が減衰される１次フィルタリングされながら電流電圧変換される。

そして、同時に、１次ＬＰＦにて電圧変換された信号は、２次ＬＰＦ７３３においてさらに２次のフィルタリングをかけられて、出力部７３０から所望の信号だけが取り出される。これにより、２次ＬＰＦ７３３に要求される帯域外ＯＩＰ３の仕様が下がるため、オペアンプ７１８および７２１に要求される消費電流を低く抑えることが可能となる。

また、周波数変換回路７００では、２次ＬＰＦ７３３による２個の極と、１次ＬＰＦによる１個の極とにより、合わせて３次ＬＰＦが構成されているので、全体として３次のＬＰＦ特性を得ることが可能となっている。よって、本実施の形態の周波数変換回路７００では、ＳＮ比をさらに向上することが可能となる。

また、ＣＭＦＢ制御信号に応じて、電流源７０６および７０７の電流値は増減する。ここで、差動端子７１２のコモンモード電位（ＤＣバイアス電圧）は任意に設計可能であり、この端子での電圧振幅範囲を最大限に取れるように設計することが可能である。これにより、差動端子７１２での信号歪みを最小限に抑えることが可能となる。

ここで、一般に、容量は、差動端子間に挿入することにより、実効的に４倍の容量値を実現可能である。ゆえに、容量を差動端子間に挿入することは、面積低減に有効である。但し、差動端子７１２が周波数変換部７３１の電流出力端子であることを考えれば、高周波の同相成分が存在する可能性は高い。そのため、１次ＬＰＦに必要な容量値を全て差動間に置くのではなく、一部を対地（対グランド）に挿入する事によって同相雑音への耐性も高めている。

〔実施の形態５〕
本発明のさらに他の実施の形態について図面に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、本実施の形態において説明すること以外の構成は、前記実施の形態１〜４と同じである。また、説明の便宜上、前記の実施の形態１〜４の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。

図９は、周波数変換回路８００の一構成例を示す回路図である。

本実施の形態の周波数変換回路８００は、図９に示すように、周波数変換部８３１、容量部７３２、２次ＬＰＦ７３３、および出力部７３０を備え、入出力が差動により構成されている。つまりは、本実施の形態の周波数変換回路８００は、前記実施の形態の周波数変換回路７００から周波数変換部７３１を除いた構成に、周波数変換部８３１を追加した構成を有している。

周波数変換部８３１は、電圧信号として入力された高周波信号を、低周波の電流信号に変換して、該低周波信号をカレントミラー構成により取り出して、２次ＬＰＦ７３３に出力する。つまりは、周波数変換部８３１の出力部は、２次ＬＰＦ７３３の入力部に接続されている。周波数変換部８３１は、入力部８０１、トランスコンダクタ８０２、スイッチ８０３、ＰＭＯＳ８０４および８０５、電流源８０６および８０７、ＰＭＯＳ８０８および８０９、並びに、ＣＭＦＢ回路８１０により構成されている。

入力部８０１、トランスコンダクタ８０２、およびスイッチ８０３は、前記実施の形態４の周波数変換回路７００の入力部７０１、トランスコンダクタ７０２、およびスイッチ７０３の構成と同じである。但し、スイッチ８０３の２つの出力端子は、ＰＭＯＳ８０４および８０５にそれぞれ接続されている。

ＰＭＯＳ８０４は、ＰＭＯＳ８０８とカレントミラー回路を構成している。ＰＭＯＳ８０５は、ＰＭＯＳ８０９とカレントミラー回路を構成している。また、ＰＭＯＳ８０４、８０５、８０８、および８０９には電源が接続されている。

電流源８０６および８０７は、周波数変換部８３１の出力抵抗が、入力抵抗７１６および７１７に比べて十分に大きくなるように調節するために設けられている。電流源８０６および８０７は、それぞれの電流供給側の端子が接地され、それぞれの反対側の端子がＰＭＯＳ８０８および８０９にそれぞれ接続されている。

ＣＭＦＢ回路８１０は、２つの差動端子８１１が、ＰＭＯＳ８０８と電流源８０６との間の経路上の一点、ＰＭＯＳ８０９と電流源８０７との間の経路上の一点をそれぞれ介して、２次ＬＰＦ７３３に接続されている。ゆえに、ＣＭＦＢ回路８１０の２つの差動端子８１１が、周波数変換部８３１の出力部となっている。また、ＣＭＦＢ回路８１０は、差動端子８１１のコモンモード電位を検出し一定の電位に安定するように、ＣＭＦＢ制御信号を電流源８０６および８０７に与える。

次に、本実施の形態の周波数変換回路８００の動作について説明する。

高周波信号が周波数変換部８３１に入力されると、トランスコンダクタ８０２およびスイッチ８０３は、それぞれの入出力が差動であることのみが異なるだけで、前記実施の形態の周波数変換回路１００のトランスコンダクタ１０２およびスイッチ１０３にて上述したように動作する。

そして、スイッチ８０３から出力された周波数変換後の電流出力は、ＰＭＯＳ８０４および８０５にそれぞれ流れる。そして、ＰＭＯＳ８０４とＰＭＯＳ８０８とがカレントミラー回路を構成し、ＰＭＯＳ８０５とＰＭＯＳ８０９とがカレントミラー回路を構成していることにより、ＰＭＯＳ８０４および８０５にそれぞれ流れる電流は、ＰＭＯＳ８０８および８０９に折り返される。そして、差動端子８１１へそれぞれ出力される。

ここで、ＣＭＦＢ制御信号に応じて、電流源８０６および８０７の電流値は増減する。ここで、差動端子８１１のコモンモード電位（ＤＣバイアス電圧）は任意に設計可能であり、この端子での電圧振幅範囲を最大限に取れるように設計することが可能である。これにより、差動端子８１１での信号歪みを最小限に抑えることが可能となる。

また、２次ＬＰＦ７３３および容量部７３２の作用効果は、前記実施の形態４の周波数変換回路７００にて上述したとおりである。

なお、図９を参照すると、差動端子８１１につながるＰＭＯＳ８０４、８０５、８０８、および８０９を見ればわかるように、縦済みトランジスタが２段となっている。それゆえ、前記実施の形態４の周波数変換回路７００における差動端子７１２に比べて、差動端子７３３での電圧振幅範囲は広がっている。よって、２次ＬＰＦ７３３における線形性をさらに改善することが可能となる。

〔実施の形態６〕
本発明のさらに他の実施の形態について図面に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、本実施の形態において説明すること以外の構成は、前記実施の形態１〜５と同じである。また、説明の便宜上、前記の実施の形態１〜５の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。

図１０は、ダイレクトコンバージョン受信機９００の一構成例を示す回路図である。

本実施の形態のダイレクトコンバージョン受信機９００（受信装置）は、ダイレクトコンバージョン方式の周波数変換を行う受信機であり、図１０に示すように、アンテナ９０１、ＬＮＡ９０２、周波数変換部９０３、フィルタ９０４、ＶＧＡ９０５、出力部９０６、周波数変換部９０７、フィルタ９０８、ＶＧＡ９０９、出力部９１０、位相器９１１、および端子９１２を備えている。なお、図示しないダイレクトコンバージョン受信機９００の他の構成は、一般的に実施可能な構成であればよい。

また、周波数変換部９０３およびフィルタ９０４は、Ｉチャネル部９２１を構成している。周波数変換部９０７およびフィルタ９０８は、Ｑチャネル部９２２を構成している。

アンテナ９０１にて高周波信号が受信されると、ＬＮＡ９０２にて信号増幅された後、周波数変換部９０３および周波数変換部９０７に出力される。周波数変換部９０３および周波数変換部９０７では、入力された信号が、ＤＣ信号へとダウンコンバートされる。

詳細には、端子９１２から高周波無線信号の中心周波数と等しいＬＯ信号が入力され、位相器９１１により位相が９０度ずれた２系統の信号が生成される。そして、２系統の信号は、周波数変換部９０３および９０７におけるミキシング作用により、Ｉチャネル部９２１とＱチャネル部９２２に分岐されている。周波数変換部９０３および周波数変換部９０７では、ＬＮＡ９０２から出力された高周波信号は、位相器９１１から出力された信号に基づいて、ダウンコンバートされている。

次いで、周波数変換部９０３から出力された信号は、フィルタ９０４によって不要な信号が取り除かれ、ＶＧＡ９０５にて、後段回路に適切な信号レベルのベースバンド信号へと変換される。そして、出力部９０６から後段回路に出力される。

また、周波数変換部９０７から出力された信号は、フィルタ９０８によって不要な信号が取り除かれ、ＶＧＡ９０９にて、後段回路に適切な信号レベルのベースバンド信号へと変換される。そして、出力部９１０から後段回路に出力される。

ここで、周波数変換部９０３および９０７と、フィルタ９０４および９０８とは、前記実施の形態１〜５に示した構成のどれを用いてもよい。この構成により、Ｉチャネル部９２１およびＱチャネル部９２２の消費電流が下がる。

したがって、本実施の形態のダイレクトコンバージョン受信機９００は、重要な不要妨害波による信号歪みの影響を抑えたまま、低周波のデータを含む希望信号を取り出すことが可能となると共に、消費電流を低減することが可能となる。

なお、本発明は、上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

本発明は、例えば、ダイレクトコンバージョン方式やＬＯＷ−ＩＦ方式の周波数変換を行う受信装置に搭載される周波数変換回路に用いることができるが、これに限らず、その他の分野にも適用することができる。

本発明における周波数変換回路の実施の一形態を示す回路図である。 上記周波数変換回路における、希望信号と妨害波信号との周波数配置を示す図である。 一般的な増幅器の入出力特性を示すグラフである。 上記周波数変換回路における電流電圧変換部の入出力特性を示すグラフである。 本発明における周波数変換回路の他の実施の形態を示す回路図である。 本発明における周波数変換回路のさらに他の実施の形態を示す回路図である。 （ａ）は、５次フィルタにおける複素平面の極配置例を示し、（ｂ）は、５次フィルタの特性を示すグラフである。 本発明における周波数変換回路のさらに他の実施の形態を示す回路図である。 本発明における周波数変換回路のさらに他の実施の形態を示す回路図である。 本発明における受信装置の実施の一形態を示す構成図である。 従来の周波数変換回路を示す回路図である。 従来の他の周波数変換回路を示す回路図である。

符号の説明

１００ 周波数変換回路
１０１ 入力部
１０２ トランスコンダクタ
１０３ スイッチ
１０４ 電流源
１０５ 容量（第１のシャント容量）
１０６ 入力抵抗
１０７ オペアンプ
１０８ 抵抗
１０９ 出力部
１１１ 周波数変換部
１１２ 増幅回路（電圧入力型増幅回路）
１１３ １次ローパスフィルタ
１１４ 電流電圧変換部
５００，６００ 周波数変換回路
５０６，６０６ 入力抵抗（積分抵抗）
５０７，６１０ オペアンプ
５１２，６１１ 容量（積分容量）
５２１ ２次ローパスフィルタ（電圧入力型アクティブフィルタ）
５２２，６３２ １次ローパスフィルタ
６３１ ４次ローパスフィルタ（電圧入力型アクティブフィルタ）
７００，８００ 周波数変換回路
７０４〜７０７，８０６，８０７ 電流源
７０８，７０９，８０４，８０５，８０８，８０９ ＰＭＯＳ
７１０，８１０ ＣＭＦＢ回路
７１２，８１１ 差動端子
７１３，７１４ 容量（第１のシャント容量）
７１５ 容量（第２のシャント容量）
７１６，７１７ 入力抵抗
７３１，８３１ 周波数変換部
７３２ 容量部
７３３ ２次ローパスフィルタ（電圧入力型アクティブフィルタ）
９００ ダイレクトコンバージョン受信機（受信装置）
９０３，９０７ 周波数変換部
９０４，９０８ フィルタ
９２１ Ｉチャネル部
９２２ Ｑチャネル部

Claims (11)

1. 入力された高周波信号を低周波電流信号に変換し、該低周波電流信号を出力部より出力する周波数変換部と、
   上記周波数変換部の出力部に接続される入力部を備え、入力インピーダンスを有する電圧入力型増幅回路と、
   一方の端子が上記電圧入力型増幅回路の入力部に接続され、他方の端子がＡＣ接地される第１のシャント容量とを備えることを特徴とする周波数変換回路。
2. 上記電圧入力型増幅回路は、電圧入力型アクティブフィルタであることを特徴とする請求項１に記載の周波数変換回路。
3. 上記電圧入力型アクティブフィルタの入力インピーダンスと上記第１のシャント容量とにより構成される１次ローパスフィルタのカットオフ周波数は、上記低周波電流信号におけるデータを含む希望信号の信号帯域よりも小さいことを特徴とする請求項２に記載の周波数変換回路。
4. 上記入力インピーダンスは、一方の端子が上記入力部に接続され、他方の端子が上記電圧入力型アクティブフィルタ内の後段の構成に接続される入力抵抗により設けられることを特徴とする請求項３に記載の周波数変換回路。
5. 上記電圧入力型アクティブフィルタは、初段にＲＣ積分器を含むＢＩＱＵＡＤ型の構成を有することを特徴とする請求項２または３に記載の周波数変換回路。
6. 上記電圧入力型アクティブフィルタは、初段にＲＣ積分器を含むＬＥＡＰＦＬＯＧ型の構成を有することを特徴とする請求項２または３に記載の周波数変換回路。
7. 上記ＲＣ積分器は、反転入力端子が積分抵抗を介して上記入力部に接続され、非反転入力端子が接地され、出力端子が上記電圧入力型アクティブフィルタ内の後段の構成に接続され、上記出力端子と上記反転入力端子との間に積分容量が不帰還接続されているオペアンプにより構成されることを特徴とする請求項５または６に記載の周波数変換回路。
8. 上記周波数変換部は、上記低周波電流信号をフォールデッドカスコード構成により取り出すことを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の周波数変換回路。
9. 上記周波数変換部は、上記低周波電流信号をカレントミラー構成により取り出すことを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の周波数変換回路。
10. 上記周波数変換部は差動入出力構成を有し、上記出力部を２つ備え、
    上記電圧入力型増幅回路は差動入出力構成を有し、上記入力部を２つ備え、
    上記各入力部は、上記各出力部と一対となるように接続されており、
    上記各入力部の差動間に設けられる第２のシャント容量とをさらに備えることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の周波数変換回路。
11. 受信した高周波信号を周波数変換し、低周波のデータを含む希望信号を取り出す周波数変換回路として請求項１〜１０のいずれか１項に記載の周波数変換回路を搭載することを特徴とする受信装置。

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