CN101291136A

CN101291136A - 频率转换电路和接收装置

Info

Publication number: CN101291136A
Application number: CNA2008100922738A
Authority: CN
Inventors: 藤原孝信
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2007-04-16
Filing date: 2008-04-14
Publication date: 2008-10-22
Also published as: JP2008270924A; US20080254758A1

Abstract

本发明提供一种频率转换电路和接收装置，所述频率转换电路包括：频率转换部，将所输入的高频信号转换为低频电流信号，并由输出部输出该低频电流信号；放大电路，具有与上述频率转换部的输出部连接的输入部，并且，具有作为输入阻抗而设置的输入电阻；以及电容，其一端连接放大电路的输入部，另一端AC接地。由此，可减少功耗而不会导致S/N降低。

Description

频率转换电路和接收装置

技术领域

本发明涉及一种在无线通信接收装置中搭载的频率转换电路，尤其涉及一种适于直接转换式频率转换或LOW-IF式频率转换的接收装置的频率转换电路。

背景技术

以往，在直接转换式或LOW-IF式频率转换的接收装置中搭载有用于对接收信号实施频率转换的频率转换电路。作为理想的频率转换电路，要求具有较小的电路规模和较低的功耗。

图11是表示现有技术的频率转换电路1000的结构的电路图。

如图11所示，频率转换电路1000包括电压输出型频率转换部1011、缓冲器1005、电压输入型有源滤波器1012和输出部1010，其中，频率转换部1011由输入部1001、跨导器1002、开关1003和电阻1004构成，有源滤波器1012由电阻1006、运算放大器1007、电容1008和电阻1009构成。

频率转换部1011将输入部1001输入的高频信号转换为低频电压信号。然后，缓冲器1005对频率转换部1011的输出电压实施阻抗转换，并将阻抗转换后的电压输入下一级的有源滤波器1012。之后，被有源滤波器1012滤除不需要的信号成分后，经由输出部1010进行输出。

但是，上述方式存在以下两个问题。

第一，由于实施阻抗转换，缓冲器1005的使用功耗较大。第二，运算放大器1007的所需功耗将因有源滤波器1012的线性要求而变大。

对此，为了解决上述第一个问题，专利文献1(日本国专利申请公开特开2000-101353号公报，公开日：2000年4月7日)揭示了一种改良后的频率转换电路。

图12是表示专利文献1所揭示的现有技术的频率转换电路1100的结构的电路图。

如图12所示，上述频率转换电路1100包括电压输出型频率转换部1111、电压输入型有源滤波器(电流电压转换部)1112和输出部1010，其中，频率转换部1111由输入部1001、跨导器1002、开关1003和电流源1104构成，有源滤波器1112由运算放大器1007、电容1008和电阻1009构成。由此，通过控制由电容1008和电阻1009构成的反馈回路(一阶LPF)1113的时间常数RC，从而仅放大所需信号。

所以，通过级联连接频率转换部1111和有源滤波器1112，省略阻抗转换用的缓冲器(图11所示的缓冲器1005)，这样，能够减少功耗。

另外，例如，专利文献2(日本国专利申请公开特开2001-339275号公报，公开日：2001年12月7日)揭示了一种通过构成电流输入型有源滤波器电路来省略电流电压转换电路的技术。专利文献2所揭示的这种技术用于解决下述问题，即：以往，由于采用的是电压输入型有源滤波器电路，因此，当其前一级所连接的电路输出电流时，需要由电流电压转换电路进行转换处理，这将导致电路规模增大，而且，造成功耗的增加。

但是，专利文献1和专利文献2均未能解决上述第二个问题。

例如，根据专利文献1所示的现有技术的频率转换电路1100，为了防止所需信号因所需信号频带之外的干扰波影响而发生劣化，有源滤波器1112需要具有较高的线性。但是，要实现高线性的滤波器，就会对所使用的运算放大器1007的规格提出较高的要求(频带、增益)。因此，就将导致功耗的增加。

此外，在专利文献1和专利文献2中，采用了电流输入型有源滤波器。但是，其缺陷在于，对电流输入型有源滤波器中使用的运算放大器的规格要求高于普通的电压输入型有源滤波器中使用的运算放大器。

发明内容

本发明是鉴于上述问题而进行开发的，其目的在于提供一种可减少功耗且不会导致S/N降低的频率转换电路和接收装置。

为了解决上述问题，本发明的频率转换电路的特征在于，包括：频率转换部，将所输入的高频信号转换为低频电流信号，并由输出部输出该低频电流信号；电压输入型放大电路，具有与上述频率转换部的输出部连接的输入部，并且，具有输入阻抗；以及第一分流电容，其一端连接上述电压输入型放大电路的输入部，另一端AC接地。

根据上述结构，具有第一分流电容，该第一分流电容的一端连接具有输入阻抗的电压输入型放大电路的输入部且另一端AC接地，这样，由电压输入型放大电路的输入阻抗和第一分流电容构成一阶低通滤波器。

由此，频率转换部的输出部输出的低频电流信号中的不需要的高频信号被一阶低通滤波器衰减。所以，能够降低后级的电压输入型放大电路所要求的失真性能(例如，频带外IP3等)的规格。通过降低电压输入型放大电路的失真性能的规格，能够取得减小功耗的效果。

另外，电压输入型放大电路虽然降低了失真性能的规格，但是，由于不需要的高频信号被衰减，所以，互调分量的输出信号强度也不会发生变化。因此，也不会导致S/N降低。所以，根据本发明的频率转换电路，可减小功耗而不会导致S/N降低。

在本发明的接收装置中，作为对所接收的高频信号进行频率转换并取出包含有低频数据的所需信号的频率转换电路采用了上述频率转换电路。

根据上述结构，例如，在直接转换式接收装置或LOW-IF式接收装置中，能够在抑制不需要的干扰波所导致的信号失真的状态下取出其中包含有低频数据的所需信号，并且，还能够减少消耗电流。

本发明的其他目的、特征和优点在以下的描述中会变得十分明了。以下，参照附图来明确本发明的优点。

附图说明

图1是表示本发明的频率转换电路的一个实施方式的电路图。

图2是表示在上述频率转换电路中所需信号与干扰波信号的频率配置的图。

图3是表示一般放大器的输入输出特性的图表。

图4是表示上述频率转换电路的电流电压转换部的输入输出特性的图表。

图5是表示本发明的频率转换电路的另一个实施方式的电路图。

图6是表示本发明的频率转换电路的另一个实施方式的电路图。

图7(a)是表示五阶滤波器在复平面上的极配置示例。

图7(b)是表示五阶滤波器的特性的图表。

图8是表示本发明的频率转换电路的另一个实施方式的电路图。

图9是表示本发明的频率转换电路的另一个实施方式的电路图。

图10是表示本发明的接收装置的一个实施方式的结构图。

图11是表示现有技术的频率转换电路的电路图。

图12是表示现有技术的另一个频率转换电路的电路图。

具体实施方式

(实施方式1)

以下，根据附图说明本发明的一个实施方式。

图1是表示频率转换电路100的一个结构示例的电路图。

本实施方式的频率转换电路100例如被搭载于直接转换式或LOW-IF式频率转换的接收装置中。频率转换电路100对所接收的高频信号实施频率转换并将其转换为低频信号，然后，将所需信号输出到后级结构部分，例如，控制部、保存部、频率转换部等，其中，上述频率转换部将上述信号转换为基带信号。

如图1所示，本实施方式的频率转换电路100包括频率转换部111、电容105(第一分流电容)、放大电路112(电压输入型放大电路)和输出部109。

频率转换部111把作为电压信号输入的高频信号转换为低频电流信号后输出到后级电路。即，频率转换部111的输出部连接放大电路112的输入部。频率转换部111由输入部101、跨导器102、开关103和电流源104构成。

跨导器102是将所输入的电压信号转换为电流信号的放大器。经由输入部101输入的高频电压信号通过跨导器102转换为电流信号。在跨导器102中，反转输入端连接输入部101，非反转输入端接地，输出端连接开关103。

开关103将所输入的高频信号转换为低频信号。具体而言，开关103一并接收由跨导器102输出的高频电流信号和由未图示的振荡器输出的本振信号，由此，进行频率转换并生成低频电流信号。开关103的输出端连接放大电路112。

设置电流源104作为频率转换部111的负载。电流源104的供电端连接开关103的输出端，相反侧的另一端连接电源。因此，开关103的连接电流源104的输出端成为频率转换部111的输出部。

电容105是分流电容，其一端连接在频率转换部111的输出部与放大电路112的输入部之间的连接路径的一点(点P)上，另一端进行AC接地。

放大电路112将频率转换部111输出的低频电流信号转换成低频电压信号，并向输出部109输出所需的低频电压信号。放大电路112具有电压输入型的结构，由输入电阻106和电流电压转换部114构成，其中，电流电压转换部114设置有运算放大器107和电阻108。

设置输入电阻106作为放大电路112的输入阻抗。输入电阻106的一端连接频率转换部111，另一端连接电流电压转换部114。因此，输入电阻106的一端成为放大电路112的输入部。

在运算放大器107中，反转输入端连接输入电阻106，非反转输入端接地，输出端连接输出部109。另外，在输出端和反转输入端之间连接有电阻108，由此得到负反馈。借助于电流电压转换部114，将电流输入转换为电压输入，其中，电流电压转换部114具有上述运算放大器107和电阻108。

接着，说明本实施方式的频率转换电路100的动作。

例如，接收装置借助于无线通信等方式接收高频信号。该高频信号输入到输入部101后，再输入到跨导器102。在跨导器102中，将高频信号由电压信号转换为电流信号。从跨导器102输出的高频电流信号被输入开关103后，被转换为低频电流信号。

由于配置有作为频率转换部111的负载的电流源104，所以，从开关103输出的低频电流信号中的大部分被传递给后级的放大电路112的输入电阻106。

即，频率转换部111的负载阻抗Z1由电容105的电容值C1和输入电阻106的电阻值R1所确定。可通过下述式(1)来表示负载阻抗Z1：

Z1＝R1//(1/sC1) 式(1)

另外，R1//(1/sC1)表示电容105和输入电阻106并联连接时的合成电阻值。

所以，频率转换部111的负载电阻和放大电路112的输入电阻共用输入电阻106。

这里，如图1所示，在频率转换电路100中，由电容105和输入电阻106形成一阶低通滤波器(一阶LPF113)。因此，由于一阶LPF113的作用，在频率转换部111输出的低频电流信号中可衰减一定值的干扰波。

所以，较之于未经干扰波衰减的电流电压转换部的输入电流强度，电流电压转换部114的输入电流强度要降低一定值。在这种状态下，低频电流信号通过电流电压转换部114转换为低频电压信号。

此时，由于一阶LPF113的作用，在低频电流信号中衰减一定值的干扰波，所以，电流电压转换部114所要求的线性减小(详见后述)。最终，由输出部109输出低频电压信号。

如上所述，在频率转换电路100中，所接收的高频信号由电压信号转换为电流信号，从而转换为低频电流信号。由电容105和输入电阻106构成频率转换部111的负载阻抗，所以，上述低频电流信号被传递给电压输入型的放大电路112。之后，再次转换为电压信号，并从后级结构部分输出。

以下，说明在本实施方式的频率转换电路100中放大电路112的电流电压转换部114所要求的线性度减小程度。另外，作为频率转换电路100的比较对象，采用了图12所示的现有技术的频率转换电路1100。

为了客观地评价上述两个电路，首先，对设定的三个限制条件进行说明。

(条件A)在两个电路中，由输入到输出的DC电压增益相等。

(条件B)一阶LPF113的截止频率和一阶LPF1113的截止频率相同。

(条件C)相等地设定频率转换部111的跨导和频率转换部1111的跨导。

另外，本实施方式的频率转换电路100的增益和现有技术的频率转换电路1100的增益均可通过下述式(2)来表示：

Gain＝Gm×Rload 式(2)

其中，Gain表示输入部101到输出部109的DC电压增益、或者，输入部1001到输出部1010的DC电压增益；Gm表示频率转换部111或频率转换部1111的跨导[S]；Rload表示电阻108或电阻1009的电阻值[Ω]。在式(2)中，假定电流源104的输出电阻充分大于输入电阻106。在这种情况下，本实施方式的频率转换电路100的DC电压增益与输入电阻106无关。

接着，说明电流电压转换部114及电流电压转换部1112所规定的线性要求。

假定在输入电流电压转换部114及电流电压转换部1112的信号中，除了含有数据的所需信号之外，还包括干扰波信号。

图2是假定的所需信号201与干扰波信号202、203之间的频率关系的图。纵轴表示输出信号功率[dBm/Hz]，横轴表示频率[Hz]。

如图2所示，在输入电流电压转换部114及电流电压转换部1112的信号中包括所需信号201、干扰波信号202及203，所需信号201的频率是所需频带205内的频率，干扰波信号202、203的频率和输出信号功率均大于所需信号201的频率和输出信号功率。

在这种情况下，当信号被输入电流电压转换部114和电流电压转换部1112时，由于电流电压转换部114和电流电压转换部1112的非线性，干扰波信号202、203进入所需频带205内而成为互调分量204。

因此，含有互调分量204的信号从输出部109和输出部1010输出，这将导致信号频带的S/N(信噪比)降低。由于互调分量204会导致信号频带的S/N降低，所以，需要尽可能地抑制互调分量204。

以下，说明发生互调分量的电流电压转换部的输入输出特性。首先参照图3说明一般放大器的输入输出特性，之后参照图4说明本实施方式的频率转换电路100的电流电压转换部114的输入输出特性以及现有技术的频率转换电路1100的电流电压转换部1112的输入输出特性。

图3是表示一般放大器的输入输出特性的图表。纵轴以对数刻度表示输出信号强度[V]，横轴以对数刻度表示输入信号强度[V or A](可以是电流，也可以是电压)。

实线301表示频带内的输入输出关系，斜率为1(dec/dec)。虚线302表示实线301的直线区域随输入信号强度的增加不出现饱和，其电平进一步升高的情况。

实线303表示互调分量的输入输出关系，斜率为3(dec/dec)。虚线304表示实线303的直线区域随输入信号强度的增加不出现饱和，其电平进一步升高的情况。

另外，关于实线303表示的互调分量的输入输出关系，例如，输入表示诸如图2中的干扰波信号202、203那样的干扰波信号的频率的输入，输出表示诸如图2中的互调分量204那样进入所需频带内的输出。

虚线302、304的交点305被称为频带外IP3(三截点)。频带外IP3是表示放大器的非线性的指标。频带外IP3在纵轴上的取值305被称为频带外OIP3。例如，在直接交换式接收机中，基带滤波器部的频带外OIP3就是决定干扰波容限的一个重要因素。频带外OIP3越大性能就越好。所以，根据频带外OIP3的大小来确认放大器的性能即可。

图4是表示本实施方式的频率转换电路100的电流电压转换部114(以下，称为本实施例)的输入输出特性以及现有技术的频率转换电路1100的电流电压转换部1112(以下，称为现有技术例)的输入输出特性的图表。纵轴以对数刻度表示输出信号强度[V]，横轴以对数刻度表示输入电流[A]。

实线401表示频带内的输入输出关系。另外，根据上述(条件A)，电阻108的电阻值和电阻109的电阻值相等，因此，本实施例和现有技术例表现为相同的曲线。虚线402表示实线401的直线区域随输入信号强度的增加不出现饱和，其电平进一步升高的情况。

实线403表示在现有技术例中所需要的互调分量的输入输出特性。根据实线403，例如，可取出在干扰波信号的输入电流值为X1[A]时的互调分量的输出信号强度Y1[V]的值。虚线404表示实线403的直线区域随输入信号强度的增加不出现饱和，其电平进一步升高的情况。

这里，假定从输入部101和输入部1001输入相同的干扰波信号。由此，在本实施例中，由于输入其干扰波已被一阶LPF113衰减一定值(α[dB])后的信号，所以，较之于现有技术例的输入电流强度，本实施例的输入电流强度减小α[dB]。

在下述情况下，电流电压转换部114的互调分量的输入输出特性表示为实线405，即：由于输入电流强度减小α[dB]，电流电压转换部114发生的互调分量的强度与现有技术例的互调分量的强度(Y1[V])的情况。另外，虚线406表示实线405的直线区域随输入信号强度的增加不出现饱和，其电平进一步升高的情况。

上述实线405相当于实线403沿水平方向移动α[dB]。换言之，即使互调分量的强度特性由实线403向实线405发生劣化，但由于输入的干扰波本身发生衰减，因此，S/N也不会发生变化。

其结果，现有技术例所需的频带外IP3表示为虚线402与虚线404的交点407，本实施例所需的频带外IP3表示为虚线402与虚线406的交点408。

另外，交点407在纵轴的取值409和交点408在纵轴的取值410表示频带外OIP3的值。两者之差为1.5α[dB]。即，当一阶LPF113对干扰波的抑制量为α时，电流电压转换部114所需的频带外OIP3减小1.5α。

所以，由于一阶LPF113对干扰波的衰减作用，电流电压转换部114要求的频带外IP3的规格即线性变小，从而可降低功耗。另外，理想的是，上述干扰波抑制量α为无限大。

如上所述，本实施方式的频率转换电路100包括频率转换部111、放大电路112和电容105。在频率转换部111中，从输入部101输入的高频电压信号通过跨导器102转换为高频电流信号，然后，再通过开关103转换为低频电流信号，该低频电流信号通过输出部进行输出。在放大电路112中，其输入部连接频率转换部111的输出部，设置有作为输入阻抗的输入电阻106。电容105的一端连接在频率转换部111的输出部与放大电路112的输入部之间的连接路径的一点(点P)上，另一端接地。

根据上述结构，由放大电路112的输入阻抗和电容105形成一阶LPF113。由此，能够从高频信号中衰减一定值α[dB]的不需要的信号成分，其中，该高频信号中包含所需信号成分和非所需信号成分。因此，在放大电路112中，可降低放大电路112的失真性能的规格。通过降低放大电路112的失真性能的规格，可使得功耗减小。

另外，在放大电路112中，虽然放大电路112的失真性能的规格降低，但由于不需要的信号成分的输入信号强度减小了α[dB]，所以，互调分量的输出信号强度也不会发生变化。并且，所需信号成分被顺利放大并进行输出。因此，S/N也不会发生变化。所以，根据本实施方式的频率转换电路100，可减小功耗而不会降低S/N。

(实施方式2)

以下，根据附图说明本发明的另一个实施方式。除特别说明的以外，本实施方式的结构与上述实施方式1相同。另外，为便于说明，对具有与上述实施方式1的附图所示的构件相同功能的构件赋予同一标号，并省略其说明。

图5是表示频率转换电路500的一个结构示例的电路图。

如图5所示，本实施方式的频率转换电路500包括频率转换部111、电容105、二阶LPF521和输出部109。在频率转换电路500中，频率转换部111的输出部连接二阶LPF521的输入部。电容105的一端连接在频率转换部111的输出部与二阶LPF521的输入部之间的连接路径的一点(点P)上，另一端AC接地。

二阶LPF521是BIQUAD型的二阶低通滤波器，包括：输入电阻506(积分电阻)；运算放大器507；电阻508；运算放大器509；电阻510；运算放大器511；电容512(积分电容)；电阻513；电容514；电阻515；电阻516。另外，输入电阻506、电容512和运算放大器507构成RC积分器。

设置输入电阻506作为二阶LPF521的输入阻抗。输入电阻506的一端连接频率转换部111，另一端连接运算放大器507的反转输入端。因此，输入电阻506的一端成为二阶LPF521的输入部。

在运算放大器507中，非反转输入端接地，输出端经由电阻508连接运算放大器509的反转输入端。另外，在输出端和反转输入端之间连接有电容512和电阻513，电容512和电阻513并联连接，由此得到负反馈。

在运算放大器509中，非反转输入端接地，输出端经由电阻510连接运算放大器511的反转输入端。另外，在输出端和反转输入端之间连接有电容514，由此得到负反馈。

在运算放大器511中，非反转输入端接地，输出端连接输出部109。另外，在输出端和反转输入端之间连接有电阻515，由此得到负反馈。

另外，在运算放大器511的输出端和运算放大器507的反转输入端之间连接有电阻516，由此得到负反馈。

接着，说明本实施方式的频率转换电路500的动作。

当高频信号被输入频率转换部111时，频率转换部111执行与上述实施方式1的频率转换电路100相同的动作。然后，从开关103输出的低频电流信号中的大部分被传递给后级的二阶LPF521的输入电阻506。

即，在频率转换电路500中，频率转换部111的负载电阻和二阶LPF521的输入电阻共用输入电阻506。

如图5所示，在频率转换电路500中，由电容105和输入电阻506形成一阶低通滤波器(一阶LPF522)。因此，由于一阶LPF522的衰减作用，在频率转换部111输出的低频电流信号中可衰减一定值的干扰波。

所以，较之于未经干扰波衰减的二阶LPF的输入电流强度，二阶LPF521的输入电流强度要降低一定值。在这种状态下，低频电流信号通过二阶LPF521转换为低频电压信号。最终，由输出部109输出低频电压信号。

这里，在诸如二阶LPF521的电压输入型有源滤波器中，为了提高频带外OIP3，运算放大器需要在含有干扰波信号的频率中确保充分的增益。即，运算放大器必须是宽带放大器，从而导致功耗增加。

对此，在本实施方式的频率转换电路500中，根据和上述实施方式1所述的干扰波衰减作用相同的原理，在二阶LPF521中，输入已由一阶LPF522衰减了一定值干扰波的信号，由此，较之于未设置一阶LPF时的二阶LPF521的输入电流强度，二阶LPF521的输入电流强度要降低一定值。

由此，能够降低二阶LPF521对频带外OIP3的要求，所以，能够减小运算放大器507、509、511所需的消耗电流。

另外，在频率转换电路500中，三阶LPF由二阶LPF521的两个极和一阶LPF522的一个极构成。因此，本实施方式的频率转换电路500能够进一步提高S/N。

关于频率转换电路500的由输入部101向输出部109的传递特性的频带内增益，由输入部101向输出部109的DC电压增益取决于跨导器102、开关103和输入电阻506。关于上述传递特性的频率特性，二阶LPF521的频率特性仅仅取决于电阻508、513、515、516以及电容512、514。

所以，根据上述两点，可以认为输入电阻506的电阻值不会影响频率特性。即，二阶LPF521的频带外信号抑制特性是一定的，而与输入阻抗的值无关。

因此，确定输入电阻506的设计要素为下述两点，即：

(要素1)输入电阻506的噪声；

(要素2)由一阶LPF522所需的时间常数和输入电阻506确定的电容105的面积。

所以，存在这样一种折衷关系(trade-off)，即：输入电阻506越小，噪声特性越好；输入电阻506越大，一阶LPF522所需的电容105的面积越小。

由此，如上所述，设计变得非常简单，这意味着将减少一个决定设计参数(电阻值、电容值)的设计制约条件，所述设计参数用于实现二阶LPF521的所需滤波器特性。由于设计制约条件减少，基于噪声和面积的折衷关系，所述设计参数可根据其他设计参数设计为最低限度的所需最佳值。

另外，例如，在使频率特性可根据各种模式发生变化时，需要对电阻和电容进行切换。如果考虑到这种情况，那么，由于输入电阻506的设计和频率特性无关，就能够减少所需的切换元件数量。此外，还能够减少切换开关的数量(面积缩小)或者减少因开关导致的失真(改善线性)。

(实施方式3)

以下，根据附图说明本发明的另一个实施方式。除特别说明的以外，本实施方式的结构与上述实施方式1和实施方式2相同。另外，为便于说明，对具有与上述实施方式1和实施方式2的附图所示的构件相同功能的构件赋予同一标号，并省略其说明。

图6是表示频率转换电路600的一个结构示例的电路图。

如图6所示，本实施方式的频率转换电路600包括频率转换部111、电容105、四阶LPF631。在频率转换电路600中，频率转换部111的输出部连接四阶LPF631的输入部。电容105的一端连接在频率转换部111的输出部与四阶LPF631的输入部之间的连接路径的一点(点P)上，另一端AC接地。

四阶LPF631是LEAPFLOG型的四阶低通滤波器，包括：输入电阻606(积分电阻)；电阻607～609；运算放大器610；电容611(积分电容)；电阻612；运算放大器613；电容614；运算放大器615；电容616；运算放大器617；电容618；电阻619～622；输出部623。另外，输入电阻606、电容611和运算放大器610构成RC积分器。

设置输入电阻606作为四阶LPF631的输入阻抗。输入电阻606的一端连接频率转换部111，另一端连接运算放大器610的反转输入端和电阻607的一端。因此，输入电阻606的一端成为四阶LPF631的输入部。

在运算放大器610中，非反转输入端接地，输出端经由电阻620连接运算放大器613的反转输入端和电阻621的一端。另外，在输出端和反转输入端之间连接有电容611和电阻612，且电容611和电阻612并联连接，由此得到负反馈。

在运算放大器613中，非反转输入端接地，输出端连接电阻607的另一端，并经由电阻608连接运算放大器615的反转输入端和电阻609的一端。另外，在输出端和反转输入端之间连接有电容614，由此得到负反馈。

在运算放大器615中，非反转输入端接地，输出端连接电阻621的另一端，并经由电阻622连接运算放大器617的反转输入端。另外，在输出端和反转输入端之间连接有电容616，由此得到负反馈。

在运算放大器617中，非反转输入端接地，输出端连接电阻609的另一端，并连接输出部623。另外，在输出端和反转输入端之间连接有电容618和电阻619，且电容618和电阻619并联连接，由此得到负反馈。

接着，说明本实施方式的频率转换电路600的动作。

当高频信号被输入频率转换部111时，频率转换部111执行与上述实施方式的频率转换电路100同样的动作。然后，从开关103输出的低频电流信号中的大部分被传递给后级的四阶LPF631的输入电阻606。

即，在频率转换电路600中，频率转换部111的负载电阻和四阶LPF631的输入电阻共用输入电阻606。

如图5所示，在频率转换电路600中，由电容105和输入电阻606形成一阶低通滤波器(一阶LPF632)。因此，由于一阶LPF632的衰减作用，在频率转换部111输出的低频电流信号中可衰减一定值的干扰波。

所以，在四阶LPF631中，基于和上述实施方式1、2所述的干扰波衰减作用相同的原理，由于输入的信号已经被一阶LPF632衰减了一定值的干扰波，因此，较之于未设置一阶LPF的四阶LPF631的输入电流强度，四阶LPF631的输入电流强度要降低一定值。

在这种状态下，低频电流信号通过四阶LPF631转换为低频电压信号。最终，由输出部623输出低频电压信号。由此，能够降低四阶LPF631所要求的频带外OIP3的规格，所以，能够减小运算放大器610、613、615、617所需的消耗电流。

另外，在频率转换电路600中，由四阶LPF631的四个极和一阶LPF632的一个极构成五阶LPF。因此，本实施方式的频率转换电路600能够进一步提高S/N。

这里，本实施方式的频率转换电路600采用了重视线性性能以进一步提高S/N的结构。以下，对此进行说明。

如上所述，在频率转换电路600中，形成有五阶LPF。在该五阶LPF中，一阶LPF632的截止频率被配置为最低频率，四阶LPF631的四个复极具有相对较高的品质因数。由此，在组合所有五个极后，可得到频带内平坦特性。

图7(a)表示五阶滤波器在复平面上的极配置示例。图7(b)表示五阶滤波器的特性。

在设计五阶滤波器时，需要确定传递函数的五极配置。例如，如图7(a)所示，配置极p1～p5。在采用这种配置的情况下，如图7(b)所示，曲线a1表示极p1的频率特性，曲线a2表示极p2、p3的频率特性，曲线a3表示极p4、p5的频率特性。另外，通过组合曲线a1、a2、a3所得到的曲线a表示五阶滤波器的特性。

如图7(b)所示，极p1的频率特性a1的截止频率fc被设定得小于其他两个频率特性a2、a3的截止频率。

在上述情况下，构成极p1的LPF的特性以实现一阶LPF632。即，上述最小频率是指，相当于在实现所需滤波器特性而要具备的极配置中、其截止频率最小的极的频率。例如，在设计下述三个条件、即、“截止频率4(MHz)”、“切比雪夫特性”和“通带内脉动0.05(dB)”的滤波器时，最小频率为2.81(MHz)。

此时，一阶LPF632的极必然小于所需信号频带，因此，被输入四阶LPF631即有源滤波器的信号振幅将大幅度变小。所以，线性动作范围变大。因此，本实施方式的频率转换电路600能够提高线性性能。

即，通过将一阶LPF632的截止频率设定得小于所需信号频带，这样，即使是现有技术结构几乎不能抑制的相邻干扰波信号，也能够对其进行较有效的抑制。所以，能够增大线性动作范围。

另外，在频率转换电路600中，由频率转换部111输出的低频电流信号首先被一阶LPF632衰减一定值的干扰波。所以，在一阶LPF632的截止频率小于所需信号频带时，所需信号成分衰减一定量(β(dB))，不需要的信号成分衰减一定量(γ(dB)(β＜γ))。

衰减量(β、γ)的值因干扰波信号的频率而发生变化。另外，滤波器要在整体上取得良好的噪声特性，β越小越好；要取得良好的干扰波滤除特性，γ越大越好。

另外，上述极配置、即、一阶LPF632的截止频率被设定为最小频率的极配置也可以适用于上述实施方式的频率转换电路500中。即，一阶LPF522的截止频率设定为最小频率即可。

(实施方式4)

以下，根据附图说明本发明的另一个实施方式。除特别说明的以外，本实施方式的结构与上述实施方式1至3相同。另外，为便于说明，对具有与上述实施方式1至3的附图所示的构件相同功能的构件赋予同一标号，并省略其说明。

图8是表示频率转换电路700的一个结构示例的电路图。

如图8所示，本实施方式的频率转换电路700包括频率转换部731、电容部732、二阶LPF733和输出部730，输入输出采用差动式结构。

在频率转换部731中，作为电压信号输入的高频信号被转换为低频的电流信号，由折叠级联(folded-cascode)结构取出上述低频信号并将其输出到二阶LPF733。即，频率转换部731的输出部连接二阶LPF733的输入部。频率转换部731由输入部701、跨导器702、开关703、电流源704～707、P沟道型MOSFET(PMOS)708及709、CMFB电路710和端子711构成。

输入部701具有两个输入端。其中一个输入端连接跨导器702的反转输入端，另一个输入端连接跨导器702的非反转输入端。

跨导器702是将所输入的两个电压信号差动转换为电流信号的放大器，由输入部701输入的高频电压信号被差动转换为电流信号。跨导器702的两个输出端连接开关703。

开关703把差动输入的高频信号转换为低频信号。具体而言，由跨导器702差动输出的高频电流信号和由未图示的振荡器输出的本振信号一并输入开关703，由此，进行频率转换并生成低频信号。开关703的两个输出端分别连接PMOS708、709。

电流源704、705的供电端分别连接开关703的两个输出端，相反侧的另一端分别连接电源。

设置有电流源706、707，电流源706、707用于对频率转换部731的输出电阻进行调节以使其充分大于后述的输入电阻716、717。电流源706、707的供电端分别接地，相反侧的另一端分别连接PMOS708、709。

PMOS708、709的栅极端分别连接端子711。由此，根据来自端子711的控制信号来控制源-漏间的电流。

CMFB电路710的两个差动端712分别经由PMOS708与电流源706之间的连接路径上的一点和PMOS709与电流源707之间的连接路径上的一点后连接二阶LPF733。因此，CMFB电路710的两个差动端712成为频率转换部731的输出部。另外，CMFB电路710通过检测差动端712的共模电位而对电流源706、707提供CMFB控制信号以使得电位保持稳定。

电容部732由电容713～715构成，电容713～715是分流电容。

电容713(第一分流电容)的一端连接在频率转换部731的输出部与二阶LPF733的输入部之间的连接路径的一点(点P2)上，另一端进行AC接地。电容714(第一分流电容)的一端连接在频率转换部731的输出部与二阶LPF733的输入部之间的连接路径的一点(点P1)上，另一端进行AC接地。电容715(第二分流电容)的一端连接电容713的与点P2连接的一端，其另一端连接电容714的与点P1连接的一端。

二阶LPF733是BIQUAD型的二阶低通滤波器，包括：输入电阻716、717；运算放大器718；电阻719、720；运算放大器721；电阻722；电容723；电阻724；电容725～727；电阻728、729。

设置输入电阻716、717作为二阶LPF733的输入阻抗。输入电阻716的一端连接频率转换部731，另一端连接运算放大器718的反转输入端。输入电阻717的一端连接频率转换部731，另一端连接运算放大器718的非反转输入端。因此，输入电阻716和输入电阻717的一端分别成为二阶LPF733的输入部。

在运算放大器718中，第一输出端经由电阻719连接运算放大器721的反转输入端，第二输出端经由电阻720连接运算放大器721的非反转输入端。另外，在第一输出端和反转输入端之间连接有电阻722和电容723，且电阻722和电容723并联连接，由此得到负反馈。并且，在第二输出端和非反转输入端之间连接有电阻724和电容725，且电阻724和电容725并联连接，由此得到负反馈。

在运算放大器721中，第一输出端和第二输出端分别连接输出部730。另外，在第一输出端和反转输入端之间连接有电容726，由此得到负反馈。并且，在第二输出端和非反转输入端之间连接有电容727，由此得到负反馈。

另外，在运算放大器721的第一输出端和运算放大器718的反转输入端之间连接有电阻728，由此得到负反馈。并且，在运算放大器721的第二输出端和运算放大器718的非反转输入端之间连接有电阻729，由此得到负反馈。

接着，说明本实施方式的频率转换电路700的动作。

当高频信号被输入频率转换部731时，跨导器702及开关703执行与上述实施方式的频率转换电路100的跨导器702及开关703同样的动作，不过，在本实施方式中为差动输入输出，只有这一点不同于上述实施方式。

然后，由开关703输出的经频率转换的输出电流分别流过电流源704、705并经由级联连接的PMOS708、709后被输出到差动端712。

一阶LPF对频率转换部731的输出电流实施一阶滤波处理并进行电流电压转换，其中，一阶LPF由电容部732、二阶LPF733的输入电阻716、717构成，通过上述一阶滤波处理衰减一定值的干扰波。

同时，在二阶LPF733中对已由一阶LPF实施电流电压转换后的电压信号进一步实施二阶滤波处理，并从输出部730仅取出所需信号。由此，能够降低二阶LPF733所要求的频带外OIP3的规格，所以，能够减小运算放大器718、721所需的消耗电流。

另外，在频率转换电路700中，由二阶LPF733的两个极和一阶LPF的一个极构成三阶LPF。所以，可在整体上得到三阶LPF特性。因此，本实施方式的频率转换电路700能够进一步提高S/N。

另外，根据CFMB控制信号来增减电流源706、707的电流值。这里，差动端712的共模电位(DC偏置电压)可进行任意设计，可对其进行设计使得能够在上述差动端获得最大的振幅范围。由此，可将差动端712的信号失真控制在最小范围内。

一般而言，通过在差动端之间插入电容，可实际实现四倍的电容值。因此，通过在差动端之间插入电容，可有效地减小面积。不过，差动端712是频率转换部731的电流输出端，因此，存在高频同相成分的可能性较大。所以，将一阶LPF所需的一部分电容接地而并非将全部所需电容插入差动端之间，这样还可提高同相噪声容限。

(实施方式5)

以下，根据附图说明本发明的另一个实施方式。除特别说明的以外，本实施方式的结构与上述实施方式1至4相同。另外，为便于说明，对具有与上述实施方式1至4的附图所示的构件相同功能的构件赋予同一标号，并省略其说明。

图9是表示频率转换电路800的一个结构示例的电路图。

如图9所示，本实施方式的频率转换电路800包括频率转换部831、电容部732、二阶LPF733和输出部730，并采用差动方式的输入输出。换言之，从上述实施方式的频率转换电路700中除去频率转换部731并追加上述频率转换部831，从而得到本实施方式的频率转换电路800。

在频率转换部831中，作为电压信号输入的高频信号转换为低频的电流信号，由电流镜结构取出上述低频信号并将其输出到二阶LPF733。即，频率转换部831的输出部连接二阶LPF733的输入部。频率转换部831由输入部801、跨导器802、开关803、PMOS804、805、电流源806、807、PMOS808、809、CMFB电路810构成。

输入部801、跨导器802、开关803的结构分别与上述实施方式4的输入部701、跨导器702、开关703相同。开关803的两个输出端分别连接PMOS804、805。

PMOS804和PMOS808构成电流镜电路。PMOS805和PMOS809构成电流镜电路。PMOS804、PMOS805、PMOS808和PMOS809分别连接电源。

设置有电流源806、807，电流源806、807用于对频率转换部831的输出电阻进行调节以使其充分大于输入电阻716、717。电流源806、807的供电端分别接地，相反侧的另一端分别连接PMOS808、809。

CMFB电路810的两个差动端811中的一个经由PMOS808与电流源806之间的连接路径上的一点后连接二阶LPF733，另一个经由PMOS809与电流源807之间的连接路径上的一点后连接二阶LPF733。因此，CMFB电路810的两个差动端811成为频率转换部831的输出部。另外，CMFB电路810通过检测差动端811的共模电位而对电流源806、807提供CMFB控制信号以使得电位保持稳定。

接着，说明本实施方式的频率转换电路800的动作。

当高频信号被输入频率转换部831时，跨导器802及开关803执行与上述实施方式的频率转换电路100的跨导器102及开关103同样的动作，不过，在本实施方式中为差动输入输出，只有这一点不同于上述实施方式。

然后，由开关803输出的经频率转换的输出电流分别流入PMOS804、805。PMOS804和PMOS808构成电流镜电路，PMOS805和PMOS809构成电流镜电路，由此，分别流经PMOS804、805的电流流经PMOS808、809。然后，分别被输出到差动端811。

这里，根据CFMB控制信号来增减电流源806、807的电流值。这里，差动端811的共模电位(DC偏置电压)可进行任意设计，可对其进行设计使得能够在上述差动端获得最大的振幅范围。由此，可将差动端811的信号失真控制在最小范围内。

另外，二阶LPF733及电容部732的作用、效果和上述实施方式4的频率转换电路700所述相同。

参照图9，经观察与差动端811连接的PMOS804、805、808、809可知，由PMOS804、808构成的级联晶体管并联连接由PMOS805、809构成的级联晶体管。因此，较之于上述实施方式4的频率转换电路700的差动端712，差动端811的电压振幅范围变大。所以，能够进一步改善二阶LPF733的线性度。

(实施方式6)

以下，根据附图说明本发明的另一个实施方式。除特别说明的以外，本实施方式的结构与上述实施方式1至5相同。另外，为便于说明，对具有与上述实施方式1至5的附图所示的构件相同功能的构件赋予同一标号，并省略其说明。

图10是表示直接转换式接收机(接收装置)900的一个结构示例的电路图。

本实施方式的直接转换式接收机(接收装置)900是以直接转换方式进行频率转换的接收机，如图10所示，包括天线901、LNA902、频率转换部903、滤波器904、VGA905、输出部906、频率转换部907、滤波器908、VGA909、输出部910、相位器911和端子912。另外，关于直接转换式接收机900的未图示的其他结构，采用一般可实施的结构即可。

频率转换部903和滤波器904构成I通道部921。频率转换部907和滤波器908构成Q通道部922。

当天线901接收到高频信号时，由LNA902对所接收的高频信号实施信号放大，之后，被输出到频率转换部903和频率转换部907。在频率转换部903和频率转换部907中，所输入的信号被下变频为DC信号。

具体而言，从端子912输入其频率与高频无线信号的中心频率相等的LO信号，由相位器911生成相位差为90度的两类信号。上述两类信号在频率转换部903和频率转换部907中混频后，被分送给I通道部921和Q通道部922。在频率转换部903和频率转换部907中，根据由相位器911输出的信号，对LNA902输出的高频信号实施下变频处理。

接着，频率转换部903的输出信号在滤波器904中被滤除不需要的信号，并通过VGA905转换成其信号电平适于后级电路的基带信号后，从输出部906输出到后级电路。

接着，频率转换部907的输出信号在滤波器908中被滤除不需要的信号，并通过VGA909转换成其信号电平适于后级电路的基带信号后，从输出部910输出到后级电路。

在本实施方式中，频率转换部903、907和滤波器904、908可以采用上述实施方式1至5所述结构中的任意一者。根据这种结构，能够减少I通道部921和Q通道部922的消耗电流。

因此，根据本实施方式的直接转换式接收机900，能够在抑制不需要的干扰波所导致的信号失真的状态下取出其中包含有低频数据的所需信号，并且，还能够减少消耗电流。

另外本发明并不限于上述各实施方式，可在权利要求的范围内进行各种变更，通过适当组合不同实施方式分别揭示的技术手段所得到的实施方式也包括在本发明的技术范围内。

本发明例如可应用于下述接收装置所搭载的频率转换电路，即：直接转换式频率转换的接收装置或LOW-IF式频率转换的接收装置。但本发明并不限于此，也可适用于其他领域。

如上所述，本发明的频率转换电路包括：频率转换部，将所输入的高频信号转换为低频电流信号，并由输出部输出该低频电流信号；电压输入型放大电路，具有与上述频率转换部的输出部连接的输入部，并且，具有输入阻抗；以及第一分流电容，其一端连接上述电压输入型放大电路的输入部，另一端AC接地。

由此，频率转换部的输出部输出的低频电流信号中的不需要的高频信号被一阶低通滤波器衰减，其中，一阶低通滤波器由电压输入型放大电路的输入阻抗和第一分流电容构成。所以，能够降低后级的电压输入型放大电路所要求的失真性能的规格(例如，频带外IP3等)。通过降低电压输入型放大电路的失真性能的规格，能够取得减小功耗的效果。

另外，电压输入型放大电路虽然降低了失真性能的规格，但是，由于不需要的高频信号被衰减，所以，互调分量的输出信号强度也不会发生变化。因此，不会导致S/N降低。所以，根据本发明的频率转换电路，可减小功耗而不会导致S/N降低。

在本发明的频率转换电路中，优选：上述电压输入型放大电路是电压输入型有源滤波器。

根据上述结构，由于电压输入型有源滤波器的失真性能的规格降低，所以，对电压输入型有源滤波器使用的放大元件(例如，运算放大器、跨导器等)的性能规格也可降低，从而可实现低功耗化。

在本发明的频率转换电路中，优选的是，一阶低通滤波器的截止频率小于上述低频电流信号中的所需信号的信号频率，其中，一阶低通滤波器由上述电压输入型有源滤波器的输入阻抗和上述第一分流电容构成，所需信号包含有数据。

根据上述结构，即使是现有技术结构几乎不能抑制的相邻干扰波信号，也能够对其进行极其有效的抑制。并且，能够进一步降低电压输入型有源滤波器对失真性能的规格，从而进一步减小功耗。

上述输入阻抗可形成下述结构。

即，可以设置输入电阻作为上述输入阻抗，该输入电阻的一端连接上述输入部，另一端连接上述电压输入型有源滤波器内的后级的结构。

在本发明的频率转换电路中，优选的是，上述电压输入型有源滤波器具有BIQUAD型结构，该结构的最初级包括RC积分器。

根据上述结构，电压输入型有源滤波器的频带外信号抑制特性是一定的，而与输入阻抗的值无关。由此，输入阻抗的值可根据其他设计参数(例如，噪声、线性度等)设计为最低限度的所需值。例如，当输入阻抗的值设计得较大时，一阶低通滤波器所需的第一分流电容的面积就可设计得较小。

在本发明的频率转换电路中，优选的是，上述电压输入型有源滤波器具有LEAPFLOG型结构，该结构的最初级包括RC积分器。

根据上述结构，电压输入型有源滤波器的频带外信号抑制特性是一定的，而与输入阻抗的值无关。由此，输入阻抗的值可根据其他设计参数(例如，噪声、线性等)设计为最低限度的所需值。例如，当输入阻抗的值设计得较大时，一阶低通滤波器所需的第一分流电容的面积就可设计得较小。

作为上述RC积分器，优选由运算放大器构成，该运算放大器的反转输入端经由积分电阻连接上述输入部，非反转输入端接地，输出端连接上述电压输入型有源滤波器内的后级结构，在上述输出端和上述反转输入端之间连接有积分电容并得到负反馈。

在本发明的频率转换电路中，优选的是，上述频率转换部借助于折叠级联结构取出上述低频电流信号。

根据上述结构，频率转换部的输出部的DC偏置电压可进行任意设计，从而可得到较大的电压振幅范围。由此，可将输出部的信号失真控制在最小范围内。

在本发明的频率转换电路中，优选的是，上述频率转换部借助于电流镜结构取出上述低频电流信号。

在本发明的频率转换电路中，优选的是，上述频率转换部具有差动输入输出结构，具有两个上述输出部，上述电压输入型放大电路具有差动输入输出结构，具有两个上述输入部，上述各输入部和上述各输出部成对连接，还具有第二分流电容，该第二分流电容被设置在上述各输入部的差动结构之间。

根据上述结构，在实现所需的截止频率而需要设置的电容中，上述各输入部的差动结构之间的第二分流电容的面积减小到一半，因此，可实现电路的小型化。

另外，在本发明的接收装置中，作为对所接收的高频信号进行频率转换并取出包含有低频数据的所需信号的频率转换电路采用了上述频率转换电路。

因此，可取得这样的效果，即：例如，在直接转换式接收装置或LOW-IF式接收装置中，能够在抑制不需要的干扰波所导致的信号失真的状态下取出其中包含有低频信号数据的所需信号，并且，还能够减少消耗电流。

以上，对本发明进行了详细的说明，上述具体实施方式或实施例仅仅是揭示本发明的技术内容的示例，本发明并不限于上述具体示例，不应对本发明进行狭义的解释，可在本发明的精神和权利要求的范围内进行各种变更来实施之。

Claims

1.一种频率转换电路，其特征在于，包括：

频率转换部，将所输入的高频信号转换为低频电流信号，并由输出部输出该低频电流信号；

电压输入型放大电路，具有与上述频率转换部的输出部连接的输入部，并且，具有输入阻抗；以及

第一分流电容，其一端连接上述电压输入型放大电路的输入部，另一端AC接地。

2.根据权利要求1所述的频率转换电路，其特征在于：

上述电压输入型放大电路是电压输入型有源滤波器。

3.根据权利要求2所述的频率转换电路，其特征在于：

一阶低通滤波器的截止频率低于上述低频电流信号中的所需信号的信号频率，其中，上述一阶低通滤波器由上述电压输入型有源滤波器的输入阻抗和上述第一分流电容构成，上述所需信号包含有数据。

4.根据权利要求2所述的频率转换电路，其特征在于：

上述电压输入型有源滤波器具有BIQUAD型结构，该结构的最初级包括RC积分器。

5.根据权利要求4所述的频率转换电路，其特征在于：

上述RC积分器由运算放大器构成，该运算放大器的反转输入端经由积分电阻连接上述输入部，非反转输入端接地，输出端连接上述电压输入型有源滤波器内的后级结构，在上述输出端和上述反转输入端之间连接积分电容并由此得到负反馈。

6.根据权利要求2所述的频率转换电路，其特征在于：

上述电压输入型有源滤波器具有LEAPFLOG型结构，该结构的最初级包括RC积分器。

7.根据权利要求6所述的频率转换电路，其特征在于：

8.根据权利要求3所述的频率转换电路，其特征在于：

上述输入阻抗由输入电阻构成，该输入电阻的一端连接上述输入部，另一端连接上述电压输入型有源滤波器内的后级结构。

9.根据权利要求3所述的频率转换电路，其特征在于：

10.根据权利要求9所述的频率转换电路，其特征在于：

11.根据权利要求3所述的频率转换电路，其特征在于：

12.根据权利要求11所述的频率转换电路，其特征在于：

13.根据权利要求1所述的频率转换电路，其特征在于：

上述频率转换部借助于折叠级联结构取出上述低频电流信号。

14.根据权利要求1所述的频率转换电路，其特征在于：

上述频率转换部借助于电流镜结构取出上述低频电流信号。

15.根据权利要求1所述的频率转换电路，其特征在于：

上述频率转换部具有差动输入输出结构，具有两个上述输出部；

上述电压输入型放大电路具有差动输入输出结构，具有两个上述输入部；

上述各输入部和上述各输出部成对连接；

还具有第二分流电容，该第二分流电容被设置在上述各输入部的差动结构之间。

16.一种接收装置，其特征在于：

作为对所接收的高频信号进行频率转换并取出包含有低频数据的所需信号的频率转换电路，搭载有权利要求1至15的任意一项所述的频率转换电路。