JP5340170B2 - サンプリングミキサ、直交復調器、及び無線装置 - Google Patents

Description

本発明は、フィルタリングなどのデジタル信号処理を行うサンプリングミキサ、直交復調器、及び無線装置に関する。

無線通信装置では、信号を時間的に離散化し周波数変換およびフィルタリングを行うサンプリングミキサが用いられる。従来のサンプリングミキサにおいては、デジタル変調された信号がサンプリング回路でサンプリングされ、サンプリング回路に内蔵されているスイッチトキャパシタでフィルタ効果が得られる（例えば、特許文献１及び特許文献２）。

図１は特許文献１及び特許文献２に記載されたサンプリングミキサ６００の回路図である。

図１において、サンプリングミキサ６００は、受信した無線周波数（ＲＦ）信号をＲＦ電流ｉ_ＲＦに変換するＴＡ（トランスコンダクタンスアンプ）１と、ＴＡ１で変換されたＲＦ電流ｉ_ＲＦをサンプリングによって周波数変換を行う同相ミキサ部２と、それと組み合わせられた逆相ミキサ部３と、同相ミキサ部２および逆相ミキサ部３への制御信号を生成するＤＣＵ（デジタルコントロールユニット）４とを備えている。

同相ミキサ部２は、サンプリングスイッチ５と、このサンプリングスイッチ５でサンプリングされた信号を時間的に連続して積分するＣｈ（ヒストリキャパシタ）６とを含んでいる。また、同相ミキサ部２は、サンプリングスイッチ５でサンプリングされた信号の積分と放出とを繰り返す複数のＣｒ（ローテートキャパシタ）７〜１４と、各Ｃｒ７〜１４で放出した信号を一時的に保存するＣｂ（バッファキャパシタ）１５とを含んでいる。

さらに、同相ミキサ部２は、各Ｃｒ７〜１４に保持された信号をＣｂ１５へ放出させるためのダンプスイッチ１６と、信号放出後に各Ｃｒ７〜１４に保持されている信号をリセットさせるリセットスイッチ１７と、各Ｃｒ７〜１４にＣｈ６を順次接続させるための複数の積分スイッチ１８〜２５とを含んでいる。さらに、同相ミキサ部２は、各Ｃｒ７〜１４をＣｂ１５に順次接続させるための複数の放出スイッチ２６〜３３と、ＤＡ（デジタル・アナログ）変換器からサンプリングミキサ６００側へのフィードバック信号の入力を制御するフィードバックスイッチ３４、３５とを含んでいる。なお、逆相ミキサ部３は、同相ミキサ部２よりも１／２周期遅れてサンプリングすることを除いては、同相ミキサ部２と同様の回路構成を有する。

以上のように構成されるサンプリングミキサ６００の同相ミキサ部２において、異なるタイミングのＲＦ電流ｉ_ＲＦがＣｒ７〜１４にそれぞれ蓄積され、蓄積された電荷が、Ｃｒ７〜１０のグループとＣｒ１１〜１４のグループとで交互に放出される。このようにＣｒ７〜１４に蓄積された電荷が周期的に放出されることにより、離散時間サンプルストリームが作り出される。

しかしながら、サンプリングミキサ６００のフィルタ特性には、並列に設けられた各グループの動作周波数に一致する周波数間隔及び両動作周波数の和に相当するＣｒ７〜１４全体の出力周波数に一致する周波数間隔で折り返し成分が現れてしまう。この折り返し成分が周波数変換後の受信帯域内に発生することにより、受信感度が劣化する問題がある。従って、折り返し成分を抑圧することが望まれる。

従来のサンプリングミキサにおける折り返し成分への対策としては、サンプリングミキサに信号を入力する前に、バンドパスフィルタ等で折り返し成分に相当する周波数に存在する妨害信号を除去する方法が行われている。

また、所望の受信信号と妨害信号とが存在する環境下では、サンプリングミキサ６００を構成するスイッチの非線形性に起因して２次歪成分が発生する。２次歪成分は、同相ミキサ部２と逆相ミキサ部３との信号伝達特性が一致していれば、サンプリングミキサ６００の後段回路にて差動合成することで打ち消すことが可能である。しかし、同相ミキサ部２と逆相ミキサ部３との信号伝達特性にミスマッチが生じると、差動合成時に前記２次歪成分を抑圧できなくなる。その結果、周波数変換後の受信信号帯域内に２次歪成分が残留し、受信感度劣化を招くことになる。従って、２次歪成分も抑圧することも望まれる。

従来のサンプリングミキサでは２次歪成分を抑圧するために、差動回路構成にて正相回路と逆相回路とを対称に設計している。
特開２００４−２８９７９３号公報（第６−９頁、図３ａ、図３ｂ、図４） 米国特許出願公開第２００３／００８３０３３号明細書、“ＳＡＭＰＬＩＮＧ ＭＩＸＥＲ ＷＩＴＨ ＡＳＹＮＣＨＲＯＮＯＵＳ ＣＬＯＣＫ ＡＮＤ ＳＩＧＮＡＬ ＤＯＭＡＩＮＳ”

しかしながら、上記従来のバンドパスフィルタを用いた折り返し成分を抑圧する方法では、次の問題がある。妨害信号を除去する急峻なフィルタは、回路規模が大きく、特性の実現も困難である。そのため、実際には、フィルタで除去しきれない妨害信号が残留し、この妨害信号がサンプリングミキサに入力されることにより、並列構成部分（つまり、Ｃｒ７〜１０のグループ及びＣｒ１１〜１４のグループ）の動作周波数に起因する折り返し成分を効果的に抑圧できない問題がある。さらに、直交復調器を構成する時に、同相系のサンプリングミキサと、同相系とローカル（ＬＯ）信号位相が９０度異なる直交系のサンプリングミキサとを、同一の制御信号で駆動すると、一方のサンプリングミキサで抑圧できずに発生した折り返し成分が直交復調器全体の受信感度を劣化させる。

また、差動回路構成にて正相回路と逆相回路とを対称に設計しても、正相回路と逆相回路の素子のミスマッチを完全に無くし、２次歪成分を打ち消すことは困難である。そのため、素子のミスマッチに起因した２次歪成分を効果的に抑圧できない問題もある。さらに、折り返し成分と同様に、直交復調器を構成する時に、同相系のサンプリングミキサと、直交系のサンプリングミキサとを、同一の制御信号で駆動すると、一方のサンプリングミキサで抑圧できずに発生した２次歪成分も直交復調器全体の受信感度を劣化させる。

本発明の目的は、折り返し成分又は２次歪成分による受信感度劣化を抑えることができるサンプリングミキサ、直交復調器、及び無線装置を提供することである。

本発明のサンプリングミキサは、所定の周波数を持つＬＯ信号に基づいて受信信号をサンプリングするサンプリングスイッチと、フィルタ動作を制御する制御信号を生成する制御信号生成部と、前記制御信号に基づいて、前記サンプリングスイッチで得られたサンプル信号をフィルタ処理するスイッチドキャパシタ部と、受信希望信号の周波数に応じて、前記ＬＯ信号と前記制御信号との位相差を制御する位相差制御手段と、を具備する構成を採る。

本発明の直交復調器は、同相系のサンプリングミキサと、直交系のサンプリングミキサと、ＬＯ信号生成部とを備える直交復調器であって、前記同相系のサンプリングミキサ及び前記直交系のサンプリングミキサのそれぞれは、所定の周波数を持つＬＯ信号に基づいて受信信号をサンプリングするサンプリングスイッチと、フィルタ動作を制御する制御信号を生成する制御信号生成部と、前記制御信号に基づいて、前記サンプリングスイッチで得られたサンプル信号をフィルタ処理するスイッチドキャパシタ部と、受信希望信号の周波数に応じて、前記ＬＯ信号と前記制御信号との位相差を制御する位相差制御手段と、を具備する構成と採る。

本発明の無線装置は、上記サンプリングミキサと、当該サンプリングミキサの出力信号に基づいて信号処理する信号処理部と、を含む。

本発明によれば、折り返し成分又は２次歪成分による受信感度劣化を抑えることができるサンプリングミキサ、直交復調器、及び無線装置を提供することができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。

（実施の形態１）
図２は、本発明の実施の形態１における直交復調器１００の構成を示すブロック図である。図２において、直交復調器１００は、同相系サンプリングミキサ１０１と、直交系サンプリングミキサ１０２と、局部発振器１０３と、ＬＯ信号生成部１０４とを備えている。

局部発振器１０３は、所定の周波数を持つ信号をＬＯ信号生成部１０４に出力する。局部発振器１０３は、例えば、ＬＯ信号の２倍の周波数を持つ信号をＬＯ信号生成部１０４に出力する。

ＬＯ信号生成部１０４は、局部発振器１０３から受け取る信号を分周し、得られたＬＯ信号、ＬＯＢ信号及びＲＥＦ信号を出力タイミングを調整して同相系サンプリングミキサ
１０１と直交系サンプリングミキサ１０２とに出力する。ＬＯ信号生成部１０４は、直交系サンプリングミキサ１０２に出力するＬＯ信号（Ｑ）、ＬＯＢ信号（Ｑ）及びＲＥＦ信号（Ｑ）を、同相系サンプリングミキサ１０１に出力するＬＯ信号（Ｉ）、ＬＯＢ信号（Ｉ）及びＲＥＦ信号（Ｉ）の位相と９０度ずらした上で出力タイミングを調整して直交系サンプリングミキサ１０２に出力する。ここで、例えば、ＬＯ信号及びＬＯＢ信号は、局部発振器１０３から出力された信号が２分周された信号であり、ＲＥＦ信号は、４分周された信号である。

図３は、同相系サンプリングミキサ１０１の回路構成図である。なお、直交系サンプリングミキサ１０２は、同相系サンプリングミキサ１０１と同じ回路構成を有しているため、その説明は省略する。ただし、同相系サンプリングミキサ１０１と直交系サンプリングミキサ１０２では、入力するＬＯ信号とＲＥＦ信号の位相が異なる。

図３において、同相系サンプリングミキサ１０１は、受信した無線周波数（ＲＦ）信号をＲＦ電流ｉ_ＲＦに変換するＴＡ（トランスコンダクタンスアンプ）１と、ＴＡ１で変換されたＲＦ電流ｉ_ＲＦをサンプリングによって周波数変換を行う同相ミキサ部２と、それと組み合わせられた逆相ミキサ部３と、同相ミキサ部２および逆相ミキサ部３への制御信号を生成する制御信号生成部１１５とを備えている。

同相ミキサ部２は、サンプリングスイッチ５と、このサンプリングスイッチ５でサンプリングされた信号を時間的に連続して積分するＣｈ（ヒストリキャパシタ）６とを含んでいる。また、同相ミキサ部２は、サンプリングスイッチ５でサンプリングされた信号の積分と放出とを繰り返す複数のＣｒ（ローテートキャパシタ）７〜１４と、各Ｃｒ７〜１４で放出した信号を一時的に保存するＣｂ（バッファキャパシタ）１５とを含んでいる。

さらに、同相ミキサ部２は、各Ｃｒ７〜１４に保持された信号をＣｂ１５へ放出させるためのダンプスイッチ１６と、信号放出後に各Ｃｒ７〜１４に保持されている信号をリセットさせるリセットスイッチ１７と、各Ｃｒ７〜１４にＣｈ６を順次接続させるための複数の積分スイッチ１８〜２５とを含んでいる。さらに、同相ミキサ部２は、各Ｃｒ７〜１４をＣｂ１５に順次接続させるための複数の放出スイッチ２６〜３３と、ＤＡ（デジタル・アナログ）変換器から同相系サンプリングミキサ１０１側へのフィードバック信号の入力を制御するフィードバックスイッチ３４、３５とを含んでいる。

図３において、縦に並ぶローテートキャパシタ、積分スイッチ、及び放出スイッチの組は、１つのユニットを構成している。例えば、Ｃｒ７、積分スイッチ１８、及び放出スイッチ２６は、１つのユニットを構成している。

逆相ミキサ部３は、同相ミキサ部２と同様の構成を有している。ただし、サンプリングスイッチ３６に入力されるＬＯＢは、サンプリングスイッチ５に入力されるＬＯよりも１／２周期遅れている。従って、同相ミキサ部２のサンプリングタイミングと、逆相ミキサ部３のサンプリングタイミングとは、１／２周期ずれている。

制御信号生成部１１５は、ＬＯ信号生成部１０４から受け取るＲＥＦ信号に基づいて、各種制御信号を生成し、生成した各種制御信号を出力する。制御信号生成部１１５は、信号処理部（図示せず）から受け取る第１の遅延制御信号に基づいて、各種制御信号の出力タイミングを調整する。

制御信号生成部１１５は、各積分スイッチ１８〜２５、各放出スイッチ２６〜３３、ダンプスイッチ１６、リセットスイッチ１７、およびフィードバックスイッチ３４，３５の各ゲートに接続されている。制御信号生成部１１５は、それらのスイッチ１６〜３４のゲ
ートに各種制御信号を出力する。

制御信号生成部１１５で生成される制御信号には、各ＳＶ０信号〜ＳＶ７信号、ＳＡＺ信号、ＳＢＺ信号、Ｄ信号、Ｒ信号、およびＦ信号（ＦＢ０及びＦＢ１）がある。各ＳＶ０信号〜ＳＶ７信号は、それぞれ積分スイッチ１８〜２５のゲート信号である。ＳＡＺ信号は、放出スイッチ３０〜３３のゲート信号であり、ＳＢＺ信号は、放出スイッチ２６〜２９のゲート信号である。Ｄ信号は、ダンプスイッチ１６のゲート信号であり、Ｒ信号は、リセットスイッチ１７のゲート信号である。ＦＢ０は、フィードバックスイッチ３４のゲート信号であり、ＦＢ１は、フィードバックスイッチ３５のゲート信号である。

図４は、制御信号生成部１１５の構成を示すブロック図である。図４において、制御信号生成部１１５は、一般的な回路であるＤフリップフロップで構成された制御信号生成回路１１６と、遅延制御部１１７とを有する。

遅延制御部１１７は、入力ＲＥＦ信号に遅延時間制御信号に応じた遅延を与えた上で、制御信号生成回路１１６に出力する。

制御信号生成回路１１６は、遅延制御部１１７から受け取る信号に基づいて各種制御信号を生成する。制御信号生成回路１１６では、シフトレジスタ、分周回路によって、制御信号が生成される。

このように、制御信号生成回路１１６では、入力信号に対して固定的な処理が為される。従って、制御信号生成部１１５では、遅延制御部１１７が入力信号に対して与える遅延量を調整することにより、出力制御信号の位相が調整されている。

図５は、遅延制御部１１７の具体的な構成例を示す図である。

図５Ａには、インバータによって遅延時間を制御する場合の遅延制御部１１７の回路例が示されている。図５Ａに示される遅延制御部１１７には、複数の経路が設けられ、複数の経路に設けられるインバータの数が異なっている。従って、与えられる遅延時間は、経路毎に異なっている。遅延制御部１１７は、遅延制御信号に応じた経路にスイッチを切り替えることにより、入力信号に対して与える遅延量を調整することができる。図５Ａに示される遅延制御部１１７は、インバータ数が２個、４個、６個の３つの経路から１つの経路を選択する構成を有しているが、これらは一例にすぎず、これ以外のインバータ数を有する経路を組み合わせても良いし、経路数も３つに限定されない。

また、図５Ｂには、キャパシタの容量によって遅延時間を制御する場合の遅延制御部１１７の回路例が示されている。図５Ｂに示される遅延制御部１１７には、複数のキャパシタが設けられており、これらの容量値が異なっている。遅延制御部１１７は、入力信号の経路に接続するキャパシタを遅延制御信号に応じで切り替えることにより、入力信号に対して与える遅延量を調整することができる。接続キャパシタの容量値が大きいほど、入力信号に与えられる遅延時間は長くなる。図５Ｂに示される遅延制御部１１７は、３個のキャパシタから１つの接続キャパシタを選択する構成を有しているが、これに限定されるものではなく、２個であっても良いし、３個以上であっても良い。

図６は、ＬＯ信号生成部１０４の構成を示すブロック図である。

図６において、ＬＯ信号生成部１０４は、局部発振器１０３の出力を２分周する分周器１１８と、局部発振器１０３の出力を４分周する分周器１１９と、分周器１１８の出力であるＬＯ信号（Ｉ）、ＬＯＢ信号（Ｉ）の出力タイミングを調整する遅延制御部１２０、
１２１と、分周器１１８の出力であるＬＯ信号（Ｑ）、ＬＯＢ信号（Ｑ）の出力タイミングを調整する遅延制御部１２２、１２３とを備えている。

分周器１１８、１１９は、例えば、一般的なＤフリップフロップを用いた回路である。

遅延制御部１２０〜１２３は、それぞれＬＯ信号（Ｉ）、ＬＯＢ信号（Ｉ）、ＬＯ信号（Ｑ）、ＬＯＢ信号（Ｑ）に信号処理部（図示せず）から受け取る遅延制御信号に応じた遅延を与えた上で、出力する。こうして遅延制御信号に基づいてＬＯ信号（Ｉ）、ＬＯＢ信号（Ｉ）、ＬＯ信号（Ｑ）、ＬＯＢ信号（Ｑ）の出力タイミングが調整されることにより、受信無線信号のサンプリングタイミングが調整される。遅延制御部１２０〜１２３には、図５に示した遅延制御部１１７と同じ回路を用いることができる。また、遅延制御部１２０、１２１には、同じ第２の遅延制御信号が入力される。遅延制御部１２２、１２３には、同じ第３の遅延制御信号が入力される。

遅延制御部１１７及び遅延制御部１２０〜１２３に対して遅延制御信号を出力する信号処理部（図示せず）は、ＬＯ信号周波数、ＲＦ信号周波数、及び、直交復調器１００の出力信号周波数の組み合わせ（つまり、直交復調器１００の設定状態）とこれに応じた「特異位相差」との対応テーブルを保持している。なお、「特異位相差」とは、後述するように、ＬＯ信号と制御信号の位相差を変化させたときに、折り返し成分レベルが他の位相差に比べて非常に小さくなる位相差である。

そして、信号処理部（図示せず）は、直交復号器１００の設定状態に応じた特異位相差を対応テーブルを用いて特定し、ＬＯ信号（Ｉ）と制御信号生成部１１５から出力される制御信号との位相差が特定した特異位相差となるように、遅延制御信号を遅延制御部１１７及び遅延制御部１２０に出力する。遅延制御部１２０が受け取る遅延制御信号は、遅延制御部１２１にも渡される。これにより、ＬＯＢ信号（Ｉ）と制御信号生成部１１５から出力される制御信号との位相差も調整される。

信号処理部（図示せず）は、直交系サンプリングミキサ１０２においてもＬＯ信号（Ｑ）と制御信号生成部１１５から出力される制御信号との位相差が特定した特異位相差となるように、遅延制御信号を遅延制御部１１７及び遅延制御部１２２に出力する。遅延制御部１２２が受け取る遅延制御信号は、遅延制御部１２３にも渡される。これにより、直交系サンプリングミキサ１０２においてＬＯＢ信号（Ｑ）と制御信号生成部１１５から出力される制御信号との位相差も調整される。

以上の構成を有する直交復調器１００の動作について説明する。上記のように同相系サンプリングミキサ１０１と直交系サンプリングミキサ１０２は同じ構成で特性も共通する。従って、以下では主に同相系サンプリングミキサ１０１の動作について説明する。

図７は、制御信号生成部１１５が生成する各制御信号のタイミングチャートを示す。図７には、同相系サンプリングミキサ１０１の同相ミキサ部２に入力されるＬＯ信号、及び、同相系サンプリングミキサ１０１で使用される各種制御信号が示されている。なお、同相系サンプリングミキサ１０１の逆相ミキサ部３には、ＬＯ信号と位相が１／２周期ずれているＬＯＢ信号、及び、各種制御信号が入力される。すなわち、逆相ミキサ部３のサンプリングスイッチ３５のゲート信号として動作するＬＯＢ信号は、ＬＯ信号に対し、位相遅れが１８０度となり、逆相ミキサ部３におけるサンプリングのタイミングが、同相ミキサ部２におけるタイミングよりも、１／２周期遅れる。しかし、逆相ミキサ部３に入力される制御信号は、同相ミキサ部２に入力される制御信号と一致する。従って、逆相ミキサ部３の動作は、ＲＦ周波数信号をサンプリングするタイミングが異なる以外、以下で説明する逆相ミキサ部３の動作と共通する。なお、ＲＥＦ信号から各種の制御信号を生成する
際には、図３及び図４の制御信号生成部１１５の解説で説明したように、位相の制御がされている。従って、ＬＯ信号と各種制御信号の位相は一致するものではなく、位相差が制御されている。

同相系サンプリングミキサ１０１の同相ミキサ部２において、ＲＦ電流ｉ_ＲＦは、スイッチ５によってサンプリングされ、時間的に離散化された離散信号となる。この離散信号は、ＳＶ０信号〜ＳＶ７信号に基づいて、順次、Ｃｈ６および、Ｃｒ７〜１４の各々に積分され、フィルタリングおよびデシメーション（ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ：間引き）が行われる。

このようにすると、８タップのＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタの効果が得られる。このとき、積分スイッチ１８〜２５のそれぞれにおけるサンプリングレートは、同相ミキサ部２全体のサンプリングレートの１／８になる。これは、８個の積分スイッチ１８〜２５により８個のＣｒ７〜１４に保持された信号が、移動平均されるからである。このようなフィルタを１段目ＦＩＲフィルタという。１段目ＦＩＲフィルタの伝達関数は次式で表される。

また、各Ｃｒ７〜１４に順次接続されるＣｈ６は、出力電位を保持するので、ＩＩＲ(Infinite Impulse Response)フィルタの効果も得られる。このようなフィルタを１段目ＩＩＲフィルタという。第１段目ＩＩＲフィルタの伝達関数のＺ変換は、次式で表される。ただし、Ｃｈ６の容量をＣｈ、各Ｃｒ７〜１４の容量をＣｒとする。

さらに、上述したＳＢＺ信号が、各放出スイッチ２６〜２９のゲートに入力すると、すべての放出スイッチ２６〜２９が、ＳＢＺ信号のハイレベルの間オンする。すると、各Ｃｒ７〜１０に積分された離散信号が、オン状態の各放出スイッチ２６〜２９を介して、Ｃｂ１５に同時に放出される。

このようにすると、各Ｃｒ７〜１０に積分された信号が、同時にＣｂ１５に放出され、これにより、４タップのＦＩＲフィルタの効果が得られる。このとき、ＳＢＺ信号によって稼働するダンプスイッチ１６のサンプリングレートは、積分スイッチ１８〜２５のそれぞれにおけるサンプリングレートの１／４となる。これは、４個のＣｒ７〜１０に積分された信号が、Ｃｂ１５で移動平均されるからである。

また、各Ｃｒ１１〜１４に積分された信号も、各Ｃｒ７〜１０の場合と同様に機能し、ＳＡＺ信号のハイレベルの間、同時にＣｂ１５に放出される。したがって、４タップのＦＩＲフィルタの効果が得られる。このとき、ＳＡＺ信号によって稼働するダンプスイッチ１６のサンプリングレートは、積分スイッチ１８〜２５のそれぞれにおけるサンプリングレートの１／４となる。このようなフィルタを２段目ＦＩＲフィルタという。２段目ＦＩＲフィルタの伝達関数のＺ変換は、次式で表される。

また、上述した４個のＣｒ７〜１０、または４個のＣｒ１１〜１４のグループ単位で、４個のＣｒがＣｂ１５に接続される。これにより、ＩＩＲフィルタの効果が得られる。このようなフィルタを２段目ＩＩＲフィルタという。２段目ＩＩＲフィルタの伝達関数のＺ変換は、次式で表される。ただし、Ｃｂ１５の容量値をＣｂとする。

そして、Ｃｒ７〜１０のグループ又はＣｒ１１〜１４のグループからの積分信号放出後、Ｄ信号がローレベルになりダンプスイッチ１６がオフし、Ｃｂ１５が各Ｃｒ７〜１０から切り離される。

ＳＢＺ信号がハイレベルで、かつＳＡＺ信号がローレベルのときに、Ｒ信号がリセットスイッチ１７のゲートに入力し、リセットスイッチ１７がオンすると、４個のＣｒ７〜１０に保持されている信号が、各Ｃｒ７〜１０の接地端子側へ放出されて、リセットされる。その後、ＦＢ０信号がフィードバックスイッチ３４のゲートに入力し、フィードバックスイッチ３４がオンすると、フィードバック信号が、不図示のＤＡ変換器を介して信号処理部からサンプリングミキサ１０１側へ入力する。フィードバック信号は、ＤＣオフセットや差動オフセットなどを補償するための信号であり、不図示の信号処理部に生成される。具体的には、信号処理部は、サンプリングミキサ１０１の出力信号を、ＡＤ変換器を介して入力する。そして、信号処理部は、その出力信号を基に、上述したフィードバック信号を生成する。これにより、ＤＣオフセットや差動オフセットなどが補償される。このときのフィードバック信号により、１段目ＩＩＲフィルタの動作時に、ＤＣオフセットや差動オフセットなどが補償される。

他方、ＳＡＺ信号がハイレベルで、かつＳＢＺ信号がローレベルのときに、Ｒ信号がリセットスイッチ１７のゲートに入力すると、リセットスイッチ１７がオンし、４個のＣｒ１１〜１４に保持されている信号が、各Ｃｒ１１〜１４の接地端子側へ放出されて、リセットされる。その後、ＦＢ１信号がフィードバックスイッチ３５のゲートに入力し、フィードバックスイッチ３５がオンすると、フィードバック信号が、不図示のＤＡ変換器を介して信号処理部からサンプリングミキサ１０１側へ入力する。

以上のように同相系サンプリングミキサ１０１を構成すると、そのサンプリングミキサ１０１の出力信号は、１段目ＦＩＲフィルタ、１段目ＩＩＲフィルタ、２段目ＦＩＲフィルタおよび２段目ＩＩＲフィルタを通過した信号となる。

サンプリングミキサ１０１全体のフィルタ伝達関数は、式（１）、式（２）、式（３）、式（４）及びＴＡ１による電流変換の式を用いて整理すると、次式で表される。ただし、ＴＡ１の相互コンダクタンスをｇｍ、入力するＲＦ信号の周波数をｆ_ＲＦとする。

図８は、上記（式１）〜（式５）のそれぞれに対応するフィルタ特性を表す図である。図８Ａには、（式１）に対応する１段目ＦＩＲフィルタの特性が示され、図８Ｂには、（式２）に対応する１段目ＩＩＲフィルタの特性が示されている。また、図８Ｃには、（式３）に対応する２段目ＦＩＲフィルタの特性が示され、図８Ｄには、（式４）に対応する２段目ＩＩＲフィルタの特性が示されている。そして、図８Ｅには、（式５）に対応する同相系サンプリングミキサ１０１全体のフィルタ特性が示されている。ここでは、ＬＯ信号周波数を２．４ＧＨｚ、Ｃｈ６の容量を１５ｐＦ、各Ｃｒ７〜１４の容量を０．５ｐF、Ｃｂ１５の容量を１５ｐＦ、ＴＡ１の相互コンダクタンスを７．５ｍＳとしている。

図８に示されるフィルタ特性例では、Ｃｂ１５で得られるサンプリング周波数は７５ＭＨｚである。これは、Ｃｒ７〜１０のグループとＣｒ１１〜１４のグループからなる並列構成部分が、それぞれ３７．５ＭＨｚで動作し、交互に信号を放出しているためである。

このように並列に設けられた各グループの動作周波数に一致する周波数間隔（ここでは、３７．５ＭＨｚ間隔）及び両動作周波数の和に相当するＣｒ７〜１４全体の出力周波数に一致する周波数間隔（ここでは、７５ＭＨｚ間隔）で折り返し成分が現れる。この折り返し成分は、上述したように受信感度劣化の要因となる。

ここで、ＬＯ信号と制御信号の位相差を変化させると、折り返し成分レベルが非常に小さくなる位相差（以下、「特異位相差」と呼ぶことがある）が存在する。この特異位相差は、ＬＯ信号周波数、ＲＦ信号周波数、及び、直交復調器１００の出力信号周波数に応じた値をとる。

図９は、ＬＯ信号と制御信号の位相差に対する折り返し成分のレベルを示す図である。図９において、ＬＯ信号と制御信号の位相差は、ＬＯ信号周波数を基準とする位相で示している。ここでは、ＬＯ信号周波数＝２．４ＧＨｚ、ＲＦ信号周波数＝２．４３８ＧＨｚ及び出力信号周波数＝５００ＫＨｚの条件に設定されている。

図９から分かるように、上記条件の下では、特異位相差は、約１５０度である。従って、同相系サンプリングミキサ１０１及び直交系サンプリングミキサ１０２のそれぞれにおいて、ＬＯ信号と制御信号の位相差を１５０度に調整することにより、上記条件下における受信感度の劣化を防止することができる。

以上のように本実施の形態によれば、直交復調器１００において、信号処理部（図示せず）が、ＬＯ信号周波数、ＲＦ信号周波数、及び、直交復調器１００の出力信号周波数の組み合わせ（つまり、直交復調器１００の設定状態）とこれに応じた特異位相差との対応テーブルを予め保持している。そして、信号処理部は、ＬＯ信号と制御信号の位相差が直交復調器１００の設定状態に対応する特異位相差となるように、遅延制御信号を出力する。これにより、直交復調器１００は、設定状態にかかわらず、受信感度の劣化を防止できる。

なお、通常、ＬＯ信号周波数及び直交復調器１００の出力信号周波数は固定的であるので、この場合には、ＲＦ信号周波数（つまり、希望波の周波数）に応じて特異位相差が異
なってくる。従って、信号処理部は、ＲＦ信号周波数とこれに応じた特異位相差との対応テーブルを予め保持し、この対応テーブルを用いて希望波周波数に対応する特異位相差に応じた遅延制御信号を出力すれば良い。例えば、直交復調器１００が例えばテレビ放送受信機に用いられる場合には、ＲＦ信号周波数の異なるテレビチャネル毎の特異位相差を記憶する対応テーブルを保持し、受信機が備えるチャネル選択部で選択されたテレビチャネルに対応する特異位相差にＬＯ信号と制御信号の位相差を調整すれば良い。

また、本実施の形態に係る直交復調器１００では、同相系サンプリングミキサ１０１の遅延制御部１１７が入力信号に対して与える遅延量を調整することにより出力制御信号の位相調整が可能である。また、遅延制御部１２０（遅延制御部１２１）がＬＯ信号（Ｉ）（ＬＯＢ信号（Ｉ））に対して遅延制御信号に応じた遅延を与えることにより、ＬＯ信号（ＬＯＢ信号（Ｉ））の位相調整も可能である。

すなわち、同相系サンプリングミキサ１０１では、制御信号生成部１１５の出力制御信号の位相及びＬＯ信号生成部１０４の出力ＬＯ信号（出力ＬＯＢ信号）の位相の両方を調整することにより、出力制御信号と出力ＬＯ信号（出力ＬＯＢ信号）との相対的位相関係を調整している。

しかしながら、本発明はこれに限定されるものではなく、制御信号生成部１１５の出力制御信号の位相又はＬＯ信号生成部１０４の出力ＬＯ信号（出力ＬＯＢ信号）の位相が調整されても良い。要は、制御信号生成部１１５の出力制御信号の位相及びＬＯ信号生成部１０４の出力ＬＯ信号（出力ＬＯＢ信号）の位相の少なくともいずれか一方を調整できれば良い。

また、本実施の形態では、ＬＯ信号生成部１０４において、局部発振器１０３の出力信号周波数をＬＯ信号周波数の２倍とし、分周器１１８の分周数を２、分周器１１９の分周数を４としたが、特にこれに限定されるものではない。

また、本実施の形態では、９０度の位相差を持ったＬＯ信号、ＲＥＦ信号を生成するために、分周器を用いたが、これに限らず、ポリフェイズフィルタ等を用いても良い。

（実施の形態２）
本発明の本実施の形態２では、サンプリングミキサのデシメーション数が低い（ここでは、特に、デシメーション数がゼロ）場合について説明する。デシメーション数が低い構成（デシメーション無しの構成も含む）を有するサンプリングミキサは、特に、受信帯域が広帯域に渡るＵＨＦ帯地上デジタルテレビ放送等の無線システムでの使用に適している。

図１０は、本発明の実施の形態２に係る直交復調器２００のブロック図である。ここでは、実施の形態１と異なる点を主に説明する。

直交復調器２００は、同相系サンプリングミキサ２０１と、直交系サンプリングミキサ２０２と、ＬＯ信号生成部２０４とを備えている。

ＬＯ信号生成部２０４は、一例として局部発振器１０３から出力された信号を２分周したＬＯ信号、ＬＯＢ信号及びＲＥＦ信号を出力タイミングを調整して同相系サンプリングミキサ２０１と直交系サンプリングミキサ２０２とに出力する。

図１１は、同相系サンプリングミキサ２０１の回路構成図である。なお、直交系サンプリングミキサ２０２は、同相系サンプリングミキサ２０１と同じ回路構成を有しているた
め、その説明は省略する。ただし、同相系サンプリングミキサ２０１と直交系サンプリングミキサ２０２では、入力するＬＯ信号とＲＥＦ信号の位相が異なる。

図１１において、同相系サンプリングミキサ２０１は、ＴＡ１と、スイッチドキャパシタ部２１２、２１３と、制御信号生成部２１４と、サンプリングスイッチ５、３６とを備えている。

スイッチドキャパシタ部２１２は、Ｃｈ（ヒストリキャパシタ）６と、Ｃｒ（ローテートキャパシタ）７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄと、Ｃｂ（バッファキャパシタ）１５と、ダンプスイッチ１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄと、リセットスイッチ１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄと、積分スイッチ１８ａ，１８ｂ，１８ｃ，１８ｄと、フィードバックスイッチ３４ａ，３４ｂ，３４ｃ，３４ｄとを備えている。

スイッチドキャパシタ部２１３は、スイッチドキャパシタ部２１２とも同様の構成を有している。ただし、スイッチドキャパシタ部２１３のサンプリングスイッチ３６に入力されるＬＯＢは、スイッチドキャパシタ部２１２のサンプリングスイッチ５に入力されるＬＯよりも１／２周期遅れている。従って、同相ミキサ部２のサンプリングタイミングと、逆相ミキサ部３のサンプリングタイミングとは、１／２周期ずれている。

制御信号生成部２１４は、ＬＯ信号生成部２０４から受け取るＲＥＦ信号に基づいて、各種制御信号を生成し、生成した各種制御信号を出力する。制御信号生成部１１５は、信号処理部（図示せず）から受け取る第１の遅延制御信号に基づいて、各種制御信号の出力タイミングを調整する。

制御信号生成部２１４は、Ｄフリップフロップ回路を用いたシフトレジスタと、遅延制御部１１７とを備えている。シフトレジスタは、ＲＥＦ信号を基準とした４相の制御信号（Ｓ０信号、Ｓ１信号、Ｓ２信号、Ｓ３信号）を出力する。Ｓ０信号、Ｓ１信号、Ｓ２信号、Ｓ３信号は、ハイとローとを繰り返す周期に関しては共通であり、且つ、位相に関しては１／４周期ずつずれている。Ｓ０信号、Ｓ１信号、Ｓ２信号、Ｓ３信号のそれぞれにおいて、ハイになっている時間はＬＯ信号の１周期分である。

遅延制御部１１７は、実施の形態１と同様である。従って、制御信号生成部２１４では、遅延制御部１１７が入力信号に対して与える遅延量を調整することにより、出力制御信号の位相が調整されている。

図１２は、ＬＯ信号生成部２０４の構成を示すブロック図である。

図１２において、ＬＯ信号生成部２０４は、分周器１１８の出力をバッファするバッファアンプ２１５、２１６を備えている。

バッファアンプ２１５は、ＬＯ信号（Ｉ）、ＬＯＢ信号（Ｉ）をバッファして、一方の信号をＲＥＦ信号（Ｉ）として出力する。ここでは、ＬＯ信号（Ｉ）の入力に対応するバッファアンプ２１５の出力信号をＲＥＦ信号（Ｉ）としているが、ＬＯＢ信号（Ｉ）の入力に対応するバッファアンプ２１５の出力信号をＲＥＦ信号（Ｉ）としても良い。

バッファアンプ２１６は、バッファアンプ２１５と同様の構成を有している。

遅延制御部１２０〜１２３は、実施の形態１と同様である。従って、ＬＯ信号生成部２０４でも、実施の形態１のＬＯ信号生成部１０４と同様に、ＬＯ信号（Ｉ）、ＬＯＢ信号（Ｉ）、ＬＯ信号（Ｑ）、ＬＯＢ信号（Ｑ）に信号処理部（図示せず）から受け取る遅延
制御信号に応じた遅延を与えることにより、受信無線信号のサンプリングタイミングが調整されている。

本実施の形態における、遅延制御部１１７及び遅延制御部１２０〜１２３に対して遅延制御信号を出力する信号処理部（図示せず）は、実施の形態１と同様に、ＬＯ信号周波数、ＲＦ信号周波数、及び、直交復調器１００の出力信号周波数の組み合わせ（つまり、直交復調器２００の設定状態）とこれに応じた折り返し成分に関する特異位相差との対応テーブル（第１対応テーブル）を保持している。

更に、本実施の形態における信号処理部（図示せず）は、直交復調器２００の設定状態とこれに応じた２次歪成分に関する特異位相差との対応テーブル（第２対応テーブル）を保持している。

信号処理部（図示せず）は、第１対応テーブル及び第２対応テーブルの一方を利用対象テーブルとして選択する。そして、信号処理部（図示せず）は、直交復号器１００の設定状態に応じた特異位相差を利用対象テーブルを用いて特定し、ＬＯ信号（Ｉ）と制御信号生成部１１５から出力される制御信号との位相差が特定した特異位相差となるように、遅延制御信号を遅延制御部１１７及び遅延制御部１２０に出力する。

以上の構成を有する直交復調器２００の動作について説明する。上記のように同相系サンプリングミキサ２０１と直交系サンプリングミキサ２０２は同じ構成で特性も共通する。また、同相系サンプリングミキサ２０１において、スイッチドキャパシタ部２１２とスイッチドキャパシタ部２１３とは、同じ構成を有している。従って、以下では、主にスイッチドキャパシタ部２１２の動作について説明する。

まず始めの第１段階として、Ｓ０信号がハイのとき、Ｃｈ６とＣｒ７ａとが接続し、サンプリングスイッチ５から出力された離散信号は、Ｃｈ６とＣｒ７ａに積分される。

次に第２段階として、Ｓ０信号がローになり、Ｓ１信号がハイになると、Ｃｒ７ａとＣｂ１５とが接続し、Ｃｒ７ａに積分された信号がＣｂ１５に放出される。

第３段階として、Ｓ１信号がローになり、Ｓ２信号がハイになると、Ｃｒ７ａに残った電荷がリセットスイッチ１７ａを介して接地され、Ｃｒ７ａの電荷がリセットされる。

第４段階として、Ｓ２信号がローになり、Ｓ３信号がハイになると、フィードバックスイッチ３４ａがオンし、ＤＡ変換器からのフィードバック信号がＣｒ７ａに入力され、ＤＣオフセットや差動オフセットなどが補償できる。

Ｃｒ７ａは、これらの４段階の動作を繰り返し行う。

また、Ｃｒ７ｂ、７ｃ、７ｄについても同様に４段階の繰り返し動作を行う。

Ｃｒ７ａ〜７ｄの繰り返し動作で異なる点は、同じタイミングでは互いに異なる段階の動作をしている点である。Ｃｒ７ａ〜Ｃｒ７ｄを並列に備えるスイッチドキャパシタ回路は、４段階の動作を４相で行うことにより、全体としてデシメーションの行われない処理を実現している。

ただし、Ｃｒ７ａ〜Ｃｒ７ｄのそれぞれの動作周波数がＬＯ信号周波数の１／４であるので、スイッチドキャパシタ部２１２のフィルタ特性には、ＬＯ信号周波数の１／４周波数間隔で折り返し成分が現れる。

ここでも、ＬＯ信号と制御信号の位相差を変化させると、特異位相差が存在する。この特異位相差は、ＬＯ信号周波数、ＲＦ信号周波数、及び、直交復調器２００の出力信号周波数に応じた値をとる。

図１３は、ＬＯ信号と制御信号の位相差に対する受信感度特性劣化因子のレベルを示す図である。特に、図１３Ａは、ＬＯ信号と制御信号の位相差に対する折り返し成分のレベルを示す図である。図１３Ａにおいて、ＬＯ信号と制御信号の位相差は、ＬＯ信号周波数を基準とする位相で示している。ここでは、ＬＯ信号周波数＝４８０ＭＨｚ、ＲＦ信号周波数＝６００．５ＭＨｚ及び出力信号周波数＝５００ＫＨｚの条件に設定されている。

図１３Ａから分かるように、上記条件の下では、特異位相差は、約１００度である。従って、同相系サンプリングミキサ２０１及び直交系サンプリングミキサ２０２のそれぞれにおいて、ＬＯ信号と制御信号の位相差を１００度に調整することにより、上記条件下における折り返し成分を抑圧することができ、結果として、受信感度の劣化を防止することができる。

図１３Ｂは、ＬＯ信号と制御信号の位相差に対する２次歪成分のレベルを示す図である。図１３Ｂにおいても、ＬＯ信号と制御信号の位相差は、ＬＯ信号周波数を基準とする位相で示している。ここでは、ＬＯ信号周波数＝４８０ＭＨｚ、ＲＦ信号周波数＝４８３ＭＨｚ、４８３．５ＭＨｚ及び出力信号周波数＝５００ＫＨｚの条件に設定されている。

図１３Ｂから分かるように、上記条件の下では、特異位相差は、約１５０度である。従って、同相系サンプリングミキサ２０１及び直交系サンプリングミキサ２０２のそれぞれにおいて、ＬＯ信号と制御信号の位相差を１５０度に調整することにより、上記条件下における２次歪成分のレベルを抑圧することができ、結果として、受信感度の劣化を防止することができる。

なお、通常、ＬＯ信号周波数及び直交復調器２００の出力信号周波数は準固定的であるので、この場合には、ＲＦ信号周波数（つまり、希望波の周波数）に応じて特異位相差が異なってくる。従って、信号処理部（図示せず）は、ＲＦ信号周波数とこれに応じた特異位相差との上記第１対応テーブル及び上記第２対応テーブルを予め保持し、これらの対応テーブルを用いて希望波周波数に対応する特異位相差に応じた遅延制御信号を出力すれば良い。例えば、直交復調器２００が例えばテレビ放送受信機に用いられる場合には、ＲＦ信号周波数の異なるテレビチャネル毎の特異位相差を記憶する対応テーブルを保持し、受信機が備えるチャネル選択部で選択されたテレビチャネルに対応する特異位相差にＬＯ信号と制御信号の位相差を調整すれば良い。

以上のように本実施の形態によれば、直交復調器２００において、信号処理部（図示せず）が、上記第１対応テーブル及び上記第２対応テーブルを予め保持している。そして、信号処理部（図示せず）は、上記第１対応テーブル及び上記第２対応テーブルの一方を利用対象テーブルとして選択し、この利用対象テーブルを用いて、ＬＯ信号と制御信号の位相差が直交復調器２００の設定状態に対応する特異位相差となるような遅延制御信号を出力する。これにより、直交復調器２００は、設定状態にかかわらず、折り返し成分又は２次歪成分に起因する受信感度の劣化を防止できる。

なお、上記した実施形態１及び２では、直交復調器１００及び直交復調器２００がシングルバランス構成を有するものとして説明を行った。シングルバランス構成とは、ＴＡ１への入力が同相信号のみであり、サンプリングスイッチ５、３６が互いに１／２周期差でサンプリングする構成を意味する。しかしながら、直交復調器１００及び直交復調器２０
０は、シングルバランス構成に限られず、ダブルバランス構成としてもよい。このダブルバランス構成をとる場合でも、実施の形態１及び２と同様の効果が得られる。ダブルバランス構成では、同相信号入力端子及び逆相信号入力端子を有する差動構成のＴＡが用いられるとともに、ＴＡの同相信号出力端子及び逆相信号出力端子のそれぞれにサンプリングスイッチを設け、この２つのサンプリングスイッチが互いに１／２周期差でサンプリングする。

（実施の形態３）
実施の形態３では、実施の形態１及び実施の形態２の直交復調器１００及び直交復調器２００の具体的な適用例について説明する。

図１４は、本発明の実施の形態３に係る無線装置３００の構成を示すブロック図である。無線装置３００は、例えば、携帯電話、自動車電話、トランシーバなどである。

図１４において、無線装置３００は、アンテナ３０１、共用器３０２、送信部３０３、受信部３０４及び信号処理部（ＤＳＰ）３０５を備えている。送信部３０３は、電力増幅器（ＰＡ）３０６及び変調部３０７を有する。受信部３０４は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）３０８及び復調部３０９を有する。

アンテナ３０１は、共用器３０２を介して、送信部３０３及び受信部３０４にそれぞれ接続されている。共用器３０２は、送信部３０３から信号が入力されれば、その信号のうち、送信信号の周波数帯域の信号を通過させてアンテナ３０１に出力する。他方、共用器３０２は、アンテナ３０１からの信号が共用器３０２に入力されれば、その信号のうち、受信信号の周波数帯域の信号を通過させて受信部３０４に出力する。

信号処理部３０５では、受信部３０４からの出力信号が、ＡＤ変換された後、その出力信号が信号処理（例えば、音声処置、データ処理）される。また、信号処理部３０５では、所定の入力信号（例えば、音声、データ）が信号処理された後、ＤＡ変換されて、送信部３０３に出力される。なお、図１４において、無線装置３００には信号処理部３０５が１つ設けられているが、複数設けられていても良い。

復調部３０９には、実施の形態１に係る直交復調器１００を用いることができる。これにより、ＬＯ信号と制御信号の位相関係を調整することが可能となり、折り返し成分の抑圧により受信感度劣化を抑えることができる。

また、復調部３０９には、実施の形態２に係る直交復調器２００を用いることもできる。これにより、折り返し成分を抑圧できることに加えて、２次歪成分を抑圧することができ、無線装置３００全体の受信感度劣化を抑えることができる。

（実施の形態４）
実施の形態４でも、実施の形態１及び実施の形態２の直交復調器１００及び直交復調器２００の具体的な適用例について説明する。

図１５は、本発明の実施の形態４に係る無線装置４００の構成を示すブロック図である。ここでは、実施の形態３の無線装置３００の構成と異なる部分について説明する。

図１５において、受信部４０４は、検出部４１０を備えている。

検出部４１０はＬＮＡ３０８の出力信号をモニタし、モニタ結果（出力電力、周波数、ピーク対平均電力比等）を信号処理部（ＤＳＰ）４０５に出力する。

ＤＳＰ４０５は、モニタ結果に基づき復調部４０９に遅延制御信号を出力する。すなわち、ここでは、ＤＳＰ４０５が、実施の形態１及び実施の形態２で説明した信号処理部（図示せず）の代わりとなっている。

復調部４０９には、実施の形態１に係る直交復調器１００を用いることができる。これにより、ＬＯ信号と制御信号の位相関係を調整することが可能となり、折り返し成分の抑圧により受信感度劣化を抑えることができる。

また、復調部４０９には、実施の形態２に係る直交復調器２００を用いることもできる。検出部４１０がＬＮＡ３０８から出力された信号の周波数成分をモニタしているとすると、ＤＳＰ４０５は、予め保持している上記第１対応テーブル及び上記第２対応テーブルから利用対象テーブルを選択する選択基準を次のように定めることができる。

すなわち、モニタ結果にＬＯ周波数のｎ／４倍（ｎは整数）の成分が存在するときには、折り返し成分を抑圧するために上記第１対応テーブルが選択される。一方、モニタ結果にＬＯ周波数のｎ／４倍の成分が存在しないときには、２次歪を抑圧するために上記第２対応テーブルが選択される。

こうして選択された利用対象テーブルを用いてＤＳＰ４０５が遅延制御信号を出力することにより、折り返し成分の抑圧又は２次歪成分の抑圧が可能となり、無線装置４００全体の受信感度劣化を抑えることができる。

なお、ここで用いた利用対象テーブルの選択基準は、実施の形態２の信号処理部（図示せず）においても利用することができる。

また、上記各実施の形態では、本発明をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明はソフトウェアで実現することも可能である。

また、上記各実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用してもよい。

さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。

２００７年１２月１２日出願の特願２００７−３２０３８０の日本出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。

本発明のサンプリングミキサ、直交復調器、及び無線装置は、折り返し成分又は２次歪成分による受信感度劣化を抑えるものとして有用である。

従来技術のサンプリングミキサの回路図 本発明の実施の形態１に係る直交復調器の構成を示すブロック図 同相系サンプリングミキサの回路構成図 制御信号生成部の構成を示すブロック図 遅延制御部の具体的な構成例を示す図 ＬＯ信号生成部の構成を示すブロック図 制御信号生成部が生成する各制御信号のタイミングチャート フィルタ特性を表す図 ＬＯ信号と制御信号の位相差に対する折り返し成分のレベルを示す図 本発明の実施の形態２に係る直交復調器のブロック図 同相系サンプリングミキサの回路構成図 ＬＯ信号生成部の構成を示すブロック図 ＬＯ信号と制御信号の位相差に対する受信感度特性劣化因子のレベルを示す図 本発明の実施の形態３に係る無線装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態４に係る無線装置の構成を示すブロック図

Claims (14)

1. 所定の周波数を持つローカル信号に基づいて受信信号をサンプリングするサンプリングスイッチと、
   フィルタ動作を制御する制御信号を生成する制御信号生成部と、
   前記制御信号に基づいて、前記サンプリングスイッチで得られたサンプル信号をフィルタ処理するスイッチドキャパシタ部と、
   受信希望周波数に応じて、前記ローカル信号と前記制御信号との位相差を制御する位相差制御手段と、
   を具備するサンプリングミキサ。
2. 前記制御信号生成部は、制御信号生成回路と、前記位相差制御手段としての遅延制御部とを具備し、
   前記制御信号生成回路は、入力リファレンス信号に基づいて前記制御信号を生成し、
   前記遅延制御部は、前記制御信号生成回路へ入力されるリファレンス信号に対して、前記受信希望周波数に応じた遅延を与える、
   請求項１に記載のサンプリングミキサ。
3. ローカル信号を生成し、生成された前記ローカル信号を前記サンプリングスイッチに出力するローカル信号生成部をさらに具備し、
   前記ローカル信号生成部は、前記位相差制御手段としての遅延制御部を具備し、
   前記遅延制御部は、前記ローカル信号を入力とし、当該入力されたローカル信号に前記受信希望周波数に応じた遅延を与えて前記サンプリングスイッチに出力する、
   請求項１に記載のサンプリングミキサ。
4. 前記遅延制御部は、配設インバータ数の異なる複数の経路を有し、入力信号が通過する経路を前記複数の経路の中で切り替えることにより、入力信号に与える遅延時間を調整する、
   請求項２に記載のサンプリングミキサ。
5. 前記遅延制御部は、容量値の異なる複数の対接地キャパシタを有し、入力信号が通過する経路と接続される対接地キャパシタを切り替えることにより入力信号に与える遅延時間を調整する、
   請求項２に記載のサンプリングミキサ。
6. 同相系のサンプリングミキサと、直交系のサンプリングミキサと、ローカル信号生成部とを備える直交復調器であって、
   前記同相系のサンプリングミキサ及び前記直交系のサンプリングミキサのそれぞれは、
   所定の周波数を持つローカル信号に基づいて受信信号をサンプリングするサンプリングスイッチと、
   フィルタ動作を制御する制御信号を生成する制御信号生成部と、
   前記制御信号に基づいて、前記サンプリングスイッチで得られたサンプル信号をフィルタ処理するスイッチドキャパシタ部と、
   受信希望周波数に応じて、前記ローカル信号と前記制御信号との位相差を制御する位相差制御手段と、
   を具備する直交復調器。
7. 前記制御信号生成部は、制御信号生成回路と、前記位相差制御手段としての遅延制御部とを具備し、
   前記制御信号生成回路は、入力リファレンス信号に基づいて前記制御信号を生成し、
   前記遅延制御部は、前記制御信号生成回路へ入力されるリファレンス信号に対して、前記受信希望周波数に応じた遅延を与える、
   請求項６に記載の直交復調器。
8. ローカル信号を生成し、生成された前記ローカル信号を前記サンプリングスイッチに出力するローカル信号生成部をさらに具備し、
   前記ローカル信号生成部は、前記位相差制御手段としての遅延制御部を具備し、
   前記遅延制御部は、前記ローカル信号を入力とし、当該入力されたローカル信号に前記受信希望周波数に応じた遅延を与えて前記サンプリングスイッチに出力する、
   請求項６に記載の直交復調器。
9. 前記遅延制御部は、配設インバータ数の異なる複数の経路を有し、入力信号が通過する経路を前記複数の経路の中で切り替えることにより、入力信号に与える遅延時間を調整する、
   請求項７に記載の直交復調器。
10. 前記遅延制御部は、容量値の異なる複数の対接地キャパシタを有し、入力信号が通過する経路と接続される対接地キャパシタを切り替えることにより入力信号に与える遅延時間を調整する、
    請求項７に記載の直交復調器。
11. 請求項１に記載のサンプリングミキサと、
    前記サンプリングミキサの出力信号に基づいて信号処理する信号処理部と、
    を含む、無線装置。
12. 請求項６に記載の直交復調器と、
    前記直交復調器の出力信号に基づいて信号処理する信号処理部と、
    を含む、無線装置。
13. 請求項１に記載のサンプリングミキサと、
    複数のチャネル周波数から受信希望周波数を選択する選択手段と、
    各チャネル周波数に対応する目標位相差を記憶するテーブルと、
    を具備し、
    前記サンプリングミキサの前記位相差制御手段は、前記ローカル信号と前記制御信号との位相差を、前記受信希望周波数に対応する目標位相差になるように調整する、
    無線受信機。
14. 請求項６に記載の直交復調器と、
    複数のチャネル周波数から受信希望周波数を選択する選択手段と、
    各チャネル周波数に対応する目標位相差を記憶するテーブルと、
    を具備し、
    前記同相系のサンプリングミキサ及び前記直交系のサンプリングミキサの前記位相差制御手段は、前記ローカル信号と前記制御信号との位相差を、前記受信希望周波数に対応する目標位相差になるように調整する、
    無線受信機。
    

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