KR20130134128A - 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터 및 이를 이용한 이동 평균 필터링 방법 - Google Patents

전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터 및 이를 이용한 이동 평균 필터링 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터에 대하여 필터 계수를 가변시켜 필요한 형태의 필터의 특성을 선택할 수 있도록 하여 간섭파 등의 방해신호를 효율적으로 제거할 수 있도록 하는 이동 평균 필터 및 이를 이용한 이동 평균 필터링 방법에 관한 것이다. 이를 위해, 본 발명에 따른 이동 평균 필터는 입력 전압 신호(VIN)를 입력 전류 신호(IRF)로 변환하여 출력하는 전압-전류 변환기; 및 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 전하 샘플링을 수행하기 위한 샘플링 커패시터 뱅크를 각각 포함하고 전압-전류 변환기의 출력단과 필터링 신호 출력단 사이에 병렬로 연결된 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러로 구성되는 제1 샘플링부를 포함하며, 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러의 샘플링 커패시터 뱅크의 샘플링 커패시턴스의 비는 1:α:1이고, α는 1과 2사이의 값을 갖도록 조절된다.

Description

전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터 및 이를 이용한 이동 평균 필터링 방법{MOVING AVERAGE FILTER BASED ON CHARGE SAMPLING AND MOVING AVERAGE FILTERING METHOD USING THE SAME}
본 발명은 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터 및 이를 이용한 이동 평균 필터링 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는, 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터에 대하여 필터 계수를 가변시켜 필요한 형태의 필터의 특성을 선택할 수 있도록 하여 간섭파 등의 방해신호를 효율적으로 제거할 수 있도록 하는 이동 평균 필터 및 이를 이용한 이동 평균 필터링 방법에 관한 것이다.
이산 시간(Discrete-time) RF(Radio Frequency) 기술은 무선 디지털 통신 분야에서 새롭게 태동하고 있는 분야로, 공기 중에서 전파를 타고 송신된 아날로그 RF 신호를 직접 샘플링하여 디지털 신호 처리가 가능한 이산 시간 샘플 스트림(Discrete time sample stream)으로 변환하는 기술이다. 종래의 무선 이동 통신 시스템에서는 아날로그 RF 신호를 디지털 신호 처리가 가능한 디지털 데이터 스트림으로 변환하기 위하여 아날로그 필터, 믹서 등이 사용되었으나, 아날로그 필터가 모사하는 인덕터의 값을 필터의 주파수 특성이 요구하는 값으로 정밀하게 제어하는 것은 상당히 비현실적이다. 이산 시간 RF 기술에서는 아날로그 RF 신호를 이산 시간 샘플 스트림 형태로 변환하기 위해 기존의 아날로그 필터 및 믹서를 사용하는 대신에 다이렉트 샘플링 믹서 및 각종의 FIR(Finite Impulse Response) 필터 등을 사용한다. FIR 필터의 예로는 이동 평균 필터(Moving average filter)를 들 수 있다. 이러한 이동 평균 필터는 시간적으로 전하를 축적하는 방식으로 구현되는 시간 이동 평균 필터(Temporal moving average filter)와 공간적으로 전하를 축적하는 방식으로 구현되는 공간 이동 평균 필터(Spatial moving average filter)가 있다.
이중, 공간적으로 전하를 축적하는 방식에 의하여 구현되는 종래의 공간 이동 평균 필터의 경우, 필터 계수로써 가중치 1을 연속적으로 N개를 가지거나, 고차 특성을 얻기 위한 컨벌루션 형태의 가중치를 가지고 있다. 이와 관련하여, 한국공개특허 제2010-0001595호는 FIR 필터를 캐스캐이드(Cascade) 구조로 연결하여 N차 이동 평균 필터를 구현하는 기술을 개시하고 있다. 상기 한국공개특허 제2010-0001595호 등과 같은 종래의 공간 이동 평균 필터는 필터 계수의 가변성을 부여하기 위해서 저차 필터를 여러 단으로 연결하거나 이동 평균의 길이를 조절하여 다양한 필터 특성을 얻고자 하고 있다.
하지만, 일정한 가중치를 연속적으로 N개를 가지는 종래의 공간 이동 평균 필터의 경우, 널 주파수가 샘플링 주파수(fs)를 데시메이션 비(D)로 나눈 값의 n배의 주파수(n·fs/D)에만 위치할 수 있으며, 이를 이용하여 간섭 신호를 제거하는 용도로 사용하기 위해서는 이동 평균의 길이를 조절할 때에도 일부 간섭 신호를 제거하기 어렵다는 문제가 있다.
본 발명은 상기 언급한 종래 이동 평균 필터의 문제점을 해결하기 위하여 이동 평균 필터의 필터 계수를 자유롭게 가변하여 제거 대상이 되는 간섭 신호에 따라 필터의 특성을 변화시킬 수 있도록 함으로써, 간섭 신호의 효과적인 제거로 수신기의 성능을 향상시키는 한편, 수신기에 대한 용이한 설계가 가능하도록 하는 이동 평균 필터링 기술을 제공하는 것을 목적으로 한다.
또한, 커패시터와 스위치로 이동 평균 필터링 회로를 구현함으로써, 디지털 CMOS(Complementary Metal oxide silicon) 공정에서 디지털 회로가 갖는 경제성, 이식성 및 저전력의 장점을 얻을 수 있도록 하는 이동 평균 필터링 기술을 제공하는 것을 목적으로 한다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터는, 입력 전압 신호(VIN)를 입력 전류 신호(IRF)로 변환하여 출력하는 전압-전류 변환기; 및 상기 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 전하 샘플링을 수행하기 위한 샘플링 커패시터 뱅크를 각각 포함하고 상기 전압-전류 변환기의 출력단과 필터링 신호 출력단 사이에 병렬로 연결된 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러로 구성되는 제1 샘플링부를 포함하며, 상기 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러의 샘플링 커패시터 뱅크의 샘플링 커패시턴스의 비는 1:α:1이고, α는 1과 2사이의 값을 갖도록 조절되는 것을 특징으로 한다.
이때, 상기 제1 샘플링부는, 제1 클럭 펄스 신호에 따라 상기 제1 1-단위 샘플러가 상기 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 1-단위 가중치의 전하량을 저장하여 샘플링을 수행하는 제1 단계와, 제2 클럭 펄스 신호에 따라 상기 α-단위 샘플러가 상기 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 α-단위 가중치의 전하량을 저장하여 샘플링을 수행하는 제2 단계와, 제3 클럭 펄스 신호에 따라 상기 제2 1-단위 샘플러가 상기 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 1-단위 가중치의 전하량을 저장하여 샘플링을 수행하는 제 3단계와, 제4 클럭 펄스 신호에 따라 상기 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러에 각각 저장된 전하량들의 합을 평균화한 이동 평균 필터링 신호(VOUT)를 상기 필터링 신호 출력단으로 출력하는 제 4단계와, 제5 클럭 펄스 신호에 따라 상기 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러가 각각 리셋(reset) 동작을 수행하는 제 5단계를 순차적으로 반복하여 수행할 수 있다.
이때, 상기 제1 1-단위 샘플러와 상기 제2 1-단위 샘플러는 각각, 일단이 상기 전압-전류 변환기의 출력단과 연결되고 타단이 제1 노드와 연결된 샘플링 스위치부, 일단이 상기 제1 노드와 연결되고 타단이 상기 필터링 신호 출력단과 연결된 리드 스위치부, 상기 제1 노드와 접지 사이에 병렬로 연결된 1-단위 샘플링 커패시터 뱅크와 리셋 스위치부를 포함할 수 있다.
이때, 상기 α-단위 샘플러는, 일단이 상기 전압-전류 변환기의 출력단과 연결되고 타단이 제1 노드와 연결된 샘플링 스위치부, 일단이 상기 제1 노드와 연결되고 타단이 상기 필터링 신호 출력단과 연결된 리드 스위치부, 상기 제1 노드와 접지 사이에 병렬로 연결된 α-단위 샘플링 커패시터 뱅크와 리셋 스위치부를 포함할 수 있다.
이때, 상기 1-단위 샘플링 커패시터 뱅크는, 각각 샘플링 커패시터와 스위치가 직렬로 연결된 7개의 커패시터-스위치 쌍(pair)이 병렬로 연결되어 구성될 수 있다.
이때, 상기 α-단위 샘플링 커패시터 뱅크는, 7개의 커패시터-스위치 쌍이 병렬로 연결된 제1 커패시터-스위치부와, 4개의 커패시터-스위치 쌍이 병렬로 연결된 제2 커패시터-스위치부와, 2개의 커패시터-스위치 쌍이 병렬로 연결된 제3 커패시터-스위치부와, 1개의 커패시터-스위치 쌍으로 이루어지는 제4 커패시터-스위치부가 병렬로 연결되어 구성되고, 상기 커패시터-스위치 쌍은 샘플링 커패시터와 스위치가 직렬로 연결되어 구성될 수 있다.
이때, 상기 α-단위 샘플러는, 디지털 컨트롤 워드에 의해 커패시터-스위치 쌍을 구성하는 스위치의 온/오프(on/off)가 제어됨으로써 커패시터 뱅크의 커패시턴스 값이 조절되도록 구성될 수 있다.
이때, 상기 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러는, 샘플링 스위치부의 온-저항과 샘플링 커패시터 뱅크의 커패시턴스의 곱인 시간 상수가 서로 동일하도록, 자신의 샘플링 스위치부의 온-저항이 각각 조절되도록 구성될 수 있다.
이때, 본 발명에 따른 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터는, 각각 상기 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 전하 샘플링을 수행하기 위한 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러가 상기 전압-전류 변환기의 출력단과 필터링 신호 출력단 사이에 병렬로 연결되어 구성되는 제2 내지 제5 샘플링부를 더 포함하며, 상기 제2 내지 제5 샘플링부는 각각 상기 제2 내지 제5 클럭 펄스 신호들 중 서로 다른 어느 하나의 클럭 펄스 신호로부터 시작되는 연속하는 클럭 펄스 신호들에 따라 상기 제1 단계 내지 제 5단계와 대응되는 동작을 순차적으로 반복하여 수행할 수 있다.
또한, 상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터링 방법은, 전압-전류 변환기가 입력 전압 신호(VIN)를 입력 전류 신호(IRF)로 변환하여 출력하는 단계; 제1 1-단위 샘플러가 제1 클럭 펄스 신호에 따라 상기 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 1-단위 가중치의 전하량을 저장하여 샘플링을 수행하는 제1 단계; α-단위 샘플러가 제2 클럭 펄스 신호에 따라 상기 입력 전류 신호(IRF)대하여 α-단위 가중치의 전하량을 저장하여 샘플링을 수행하는 제2 단계; 제2 1-단위 샘플러가 제3 클럭 펄스 신호에 따라 상기 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 1-단위 가중치의 전하량을 저장하여 샘플링을 수행하는 제 3단계; 제4 클럭 펄스 신호에 따라 상기 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러에 각각 저장된 전하량들의 합을 평균화한 이동 평균 필터링 신호(VOUT)를 출력하는 제 4단계; 및 상기 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러가 제5 클럭 펄스 신호에 따라 각각 리셋 동작을 수행하는 제 5단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
이때, 상기 제1 내지 제5 단계는 순차적으로 반복하여 수행될 수 있다.
이때, 상기 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러는 1:α:1의 샘플링 커패시턴스의 비를 갖고, α는 1과 2 사이의 값을 갖도록 조절될 수 있다.
본 발명에 따르면, 이동 평균 필터의 샘플링 커패시턴스를 디지털 컨트롤 워드에 의해 원하는 값으로 가변시킬 수 있도록 함으로써, 다양한 필터 특성을 얻을 수 있는 효과가 있다.
또한, 본 발명에 따르면, 다양한 필터 특성을 얻음으로써, 캐스캐이드 구조로 연달아 접속되는 이동 평균 필터에 대한 설계의 자유도를 향상시킬 수 있는 효과가 있다.
또한, 본 발명에 따르면, 이동 평균 필터의 필터 계수를 유연하게 변화시켜 간섭파 등과 같은 방해신호를 효율적으로 제거하도록 함으로써, 수신기의 성능을 향상시키고 그 설계 비용을 절감 시킬 수 있는 효과가 있다.
또한, 본 발명에 따르면, 무선 통신 시스템을 구현하기 위한 필터링 회로에 있어서 많은 면적을 차지하는 RF 또는 아날로그 영역을 디지털 CMOS 공정에 적합한 스위치-커패시터로 이루어진 전하 샘플러로 대체함으로써, 무선 통신 시스템을 구현하기 위한 전체적인 비용을 절감시킬 수 있는 효과가 있다.
도 1은 본 발명에 따른 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터의 구성을 나타내는 도면이다.
도 2는 도 1에 도시된 1-단위 샘플러의 구성을 구체적으로 설명하기 위한 도면이다.
도 3은 도 1에 도시된 α-단위 샘플러의 구성을 구체적으로 설명하기 위한 도면이다.
도 4는 도 1에 도시된 각 샘플링부에 입력되는 클럭 펄스 신호들을 나타내는 도면이다.
도 5는 본 발명에 따른 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터의 전달함수를 복소 평면에서 나타내는 도면이다.
도 6은 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터의 전달함수에 대한 주파수-대-크기 그래프를 나타내는 도면이다.
도 7은 도 2에 도시된 1-단위 샘플러에서의 1-단위 샘플링 커패시터 뱅크의 구성을 구체적으로 설명하기 위한 도면이다.
도 8은 도 3에 도시된 α-단위 샘플러에서의 α-단위 샘플링 커패시터 뱅크의 구성을 구체적으로 설명하기 위한 도면이다.
도 9는 본 발명에 따른 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터링 방법을 설명하기 위한 흐름도이다.
본 발명을 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다. 여기서, 반복되는 설명, 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있는 공지 기능, 및 구성에 대한 상세한 설명은 생략한다. 본 발명의 실시형태는 당 업계에서 평균적인 지식을 가진 자에게 본 발명을 보다 완전하게 설명하기 위해서 제공되는 것이다. 따라서, 도면에서의 요소들의 형상 및 크기 등은 보다 명확한 설명을 위해 과장될 수 있다.
이하에서는 본 발명에 따른 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터의 구성 및 그 동작에 대하여 설명하도록 한다.
도 1은 본 발명에 따른 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터의 구성을 나타내는 도면이다.
도 1을 참조하면, 본 발명에 따른 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터(100)는, 입력 전압 신호를 전류 신호로 변환하기 위한 전압-전류 변환기(120)와, 순차적인 클럭 신호에 따라 상기 전압-전류 변환기(120)에 의해 변환된 전류 신호에 대하여 전하 샘플링을 수행하고 상기 전류 신호에 대하여 이동 평균 필터링된 신호를 출력하는 제1 내지 제5 샘플링부(140a 내지 140e)를 포함한다.
전압-전류 변환기(120)는, 본 발명에 따른 이동 평균 필터(100)가 기본적으로 전하 샘플링 방식에 따라 이동 평균 필터링을 수행하므로, 신호 입력단(160)으로 입력된 전압 형태의 입력 전압 신호(VIN)를 전하 샘플링이 가능한 전류 형태의 입력 전류 신호(IRF)로 변환하여 이를 출력단(170)으로 출력한다. 이때, 전압-전류 변환기(120)는 트랜스컨덕턴스 증폭기로 구성되어 입력 전압 신호(VIN)를 입력 전류 신호(IRF)로 변환할 수 있다.
제1 내지 제5 샘플링부(140a 내지 140e)는 상기 전압-전류 변환기(120)에 의해 변환되어 출력단(170)으로 출력되는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 각각 전하 샘플링을 수행하고, 그에 따른 이동 평균 필터링 신호를 필터링 신호 출력단(180)으로 출력한다. 이를 위해, 제1 내지 제5 샘플링부(140a 내지 140e)의 각각의 샘플링부는 전압-전류 변환기(120)의 출력단(170)과 필터링 신호 출력단(180) 사이에 병렬로 연결된 2개의 1-단위 샘플러와 1개의 α-단위 샘플러로 구성된다. 보다 구체적으로, 도 1에 도시된 바와 같이, 제1 샘플링부(140a)는 출력단(170)과 필터링 신호 출력단(180) 사이에 병렬로 연결된 제1 1-단위 샘플러(142a), α-단위 샘플러(144a) 및 제2 1-단위 샘플러(146a)로 구성되고, 제2 샘플링부(140b)는 출력단(170)과 필터링 신호 출력단(180) 사이에 병렬로 연결된 제1 1-단위 샘플러(142b), α-단위 샘플러(144b) 및 제2 1-단위 샘플러(146b)로 구성되고, 제3 샘플링부(140c)는 출력단(170)과 필터링 신호 출력단(180) 사이에 병렬로 연결된 제1 1-단위 샘플러(142c), α-단위 샘플러(144c) 및 제2 1-단위 샘플러(146c)로 구성되고, 제4 샘플링부(140d)는 출력단(170)과 필터링 신호 출력단(180) 사이에 병렬로 연결된 제1 1-단위 샘플러(142d), α-단위 샘플러(144d) 및 제2 1-단위 샘플러(146d)로 구성되고, 제5 샘플링부(140e)는 출력단(170)과 필터링 신호 출력단(180) 사이에 병렬로 연결된 제1 1-단위 샘플러(142e), α-단위 샘플러(144e) 및 제2 1-단위 샘플러(146e)로 구성된다.
제1 내지 제5 샘플링부들(140a 내지 140e) 각각의 1-단위 샘플러들(142a 내지 142e; 146a 내지 146e)은 구체적으로, 도 2에 도시된 바와 같은 1-단위 샘플러(200)의 구성을 동일하게 갖는다. 도 2를 참조하면, 1-단위 샘플러(200)는 일단이 전압-전류 변환기의 출력단(170)과 연결되고 타단이 제1 노드(210)와 연결된 샘플링 스위치부(220), 일단이 제1 노드(210)와 연결되고 타단이 필터링 신호 출력단(180)과 연결된 리드 스위치부(280), 제1 노드(210)와 접지 사이에 병렬로 연결된 1-단위 샘플링 커패시터 뱅크(240)와 리셋 스위치부(260)로 이루어진다. 한편, 도 2에서는 하나의 캐패시터로 도시되어 있으나, 1-단위 샘플링 커패시터 뱅크(240)는 도 7를 참조하여 후술하는 바와 같이 스위치와 커패시터가 직렬로 연결된 커패시터-스위치 쌍이 복수개가 병렬로 연결됨으로써 구성될 수 있다. 1-단위 샘플러(200)는 외부로부터 입력되는 '샘플(Sample) 클럭 펄스 신호'에 따라 샘플링 스위치부(220)를 온(on)-동작하여 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 샘플링한 1-단위 가중치의 전하를 1-단위 샘플링 커패시터 뱅크(240)에 축적한다. 또한, 1-단위 샘플러(200)는 외부로부터 입력되는 '리드(Read) 클럭 펄스 신호'에 따라 리드 스위치부(280)를 온-동작하여 1-단위 샘플링 커패시터 뱅크(240)에 저장된 샘플 전하량에 따른 이동 평균 필터링 신호를 필터링 신호 출력단(180)으로 출력한다. 또한, 1-단위 샘플러(200)는, 샘플 신호를 필터링 신호 출력단(180)으로 출력한 이후, 리셋 스위치부(260)를 온-동작하여 1-단위 샘플링 커패시터 뱅크(240)에 축적된 남아 있는 전하를 접지로 방출한다.
한편, 제1 내지 제5 샘플링부들(140a 내지 140e) 각각의 α-단위 샘플러들 (144a 내지 144e)은 구체적으로, 도 3에 도시된 바와 같은 α-단위 샘플러(300)의 구성을 동일하게 갖는다. 도 3을 참조하면, α-단위 샘플러(300)는 일단이 전압-전류 변환기의 출력단(170)과 연결되고 타단이 제2 노드(310)와 연결된 샘플링 스위치부(320), 일단이 제2 노드(310)와 연결되고 타단이 필터링 신호 출력단(180)과 연결된 리드 스위치부(380), 제2 노드(310)와 접지 사이에 병렬로 연결된 α-단위 샘플링 커패시터 뱅크(340)와 리셋 스위치부(360)로 이루어진다. 한편, 도 3에서는 하나의 캐패시터로 도시되어 있으나, α-단위 샘플링 커패시터 뱅크(340)는 도 8을 참조하여 후술하는 바와 같이 스위치와 커패시터가 직렬로 연결된 커패시터-스위치 쌍이 복수개가 병렬로 연결됨으로써 구성될 수 있다. α-단위 샘플러(300)는 외부로부터 입력되는 '샘플 클럭 펄스 신호'에 따라 샘플링 스위치부(320)를 온(on)-동작하여 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 샘플링한 α-단위 가중치의 전하를 α-단위 샘플링 커패시터 뱅크(340)에 축적한다. 또한, α-단위 샘플러(300)는 외부로부터 입력되는 '리드 클럭 펄스 신호'에 따라 리드 스위치부(380)를 온-동작하여 α-단위 샘플링 커패시터 뱅크(340)에 저장된 샘플 전하량를 합하여 평균화한 이동 평균 필터링 신호를 필터링 신호 출력단(180)으로 출력한다. 또한, α-단위 샘플러(300)는, 이동 평균 필터링 신호를 필터링 신호 출력단(180)으로 출력한 이후, 다음 클럭 펄스 신호에 따라 리셋 스위치부(360)를 온-동작하여 α-단위 샘플링 커패시터 뱅크(340)에 축적된 남아 있는 전하를 접지로 방출한다.
이때, 본 발명에 따른 이동 평균 필터(100)의 제1 내지 제5 샘플링부(140a 내지 140e)가 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 전하 샘플링 동작을 수행하도록 하는 '샘플 클럭 펄스 신호'는 도 2에 도시된 바와 같이 S1 내지 S5로 표현하도록 한다. 또한, 이동 평균 필터(100)의 제1 내지 제5 샘플링부(140a 내지 140e)가 전하 샘플링 동작을 수행하여 산출한 이동 평균 필터링 신호를 필터링 신호 출력단(180)으로 출력하는 동작을 수행하도록 하는 '리드 클럭 펄스 신호'는 도 2에 도시된 바와 같이 R1 내지 R5로 표현하도록 한다. 또한, 도 2에 도시된 바와 같이, 동일한 시간에 대하여 S1의 클럭 펄스 신호와 R3의 클럭 펄스 신호는 동일한 제1 클럭 펄스 신호를 갖고, S2의 클럭 펄스 신호와 R4의 클럭 펄스 신호는 동일한 제2 클럭 펄스 신호를 갖고, S3의 클럭 펄스 신호와 R5의 클럭 펄스 신호는 동일한 제3 클럭 펄스 신호를 갖고, S4의 클럭 펄스 신호와 R1의 클럭 펄스 신호는 동일한 제4 클럭 펄스 신호를 갖고, S5의 클럭 펄스 신호와 R2의 클럭 펄스 신호는 동일한 제5 클럭 펄스 신호를 갖는다. 한편, 제1 클럭 펄스 신호 내지 제5 클럭 펄스 신호는 순차적으로 제1 내지 제5 샘플링부들(140a 내지 140e)로 입력되고, 제5 클럭 펄스 신호가 제1 내지 제5 샘플링부들(140a 내지 140e)로 입력된 이후에 반복하여 제1 내지 제5 클럭 펄스 신호가 다시 제1 내지 제5 샘플링부들(140a 내지 140e)로 입력된다.
이하에서는 도 1 및 도 4를 참조하여 본 발명에 따른 이동 평균 필터(100)의 동작을 설명하도록 한다.
먼저, 본 발명에 따른 이동 평균 필터(100)는 전압-전류 변환기(120)를 통해 입력 전압 신호(VIN)를 입력 전류 신호(IRF)로 변환하여 출력단(170)으로 출력한다.
그리고, 제1 샘플링부(140a)는 제1 1-단위 샘플러(142a), α-단위 샘플러(144a) 및 제2 1-단위 샘플러(146a)를 이용하여, 도 4에 도시된 바와 같은 클럭 펄스 신호들에 따라, 전압-전류 변환기(120)의 출력단(170)으로부터 출력되는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 각각 전하 샘플링하는 '샘플링 동작 과정'과, 상기 '샘플링 동작 과정'에 따라 전하 샘플링하여 산출한 이동 평균 필터링 신호(VOUT)를 필터링 신호 출력단(180)으로 출력하는 '리드 동작 과정'과, 상기 '리드 동작 과정'에 따라 전하 샘플링하여 산출한 이동 평균 필터링 신호(VOUT)를 필터링 신호 출력단(180)으로 출력한 후, 남아 있는 샘플 전하를 제거하는 '리셋(reset) 동작 과정'을 순차적으로 수행한다. 또한, 제1 샘플링부(140a)는 상기 '샘플링 동작 과정', '리드 동작 과정' 및 '리셋 동작 과정'이 순차적으로 진행되는 하나의 싸이클(cycle)을 반복하여 수행한다.
이를 위해, 제1 단계로써 제1 샘플링부(140a)의 제1 1-단위 샘플러(142a)는 제1 클럭 펄스 신호(S1 또는 R3)에 따라 이동 평균 필터(100)의 출력단(170)으로부터 출력되는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 1-단위 가중치를 갖는 전하량(X1)을 샘플링하여 저장한다. 그 다음으로, 제2 단계로써 제1 샘플링부(140a)의 α-단위 샘플러(144a)는 제2 클럭 펄스 신호(S2 또는 R4)에 따라 이동 평균 필터(100)의 출력단(170)으로부터 출력되는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 α-단위 가중치를 갖는 전하량(αX2)을 샘플링하여 저장한다. 그 다음으로, 제3 단계로써 제1 샘플링부(140a)의 제2 1-단위 샘플러(146a)는 제3 클럭 펄스 신호(S3 또는 R5)에 따라 이동 평균 필터(100)의 출력단(170)으로부터 출력되는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 1-단위 가중치를 갖는 전하량(X3)을 샘플링하여 저장한다. 그리고, 제4 단계로써 제1 샘플링부(140a)는 제4 클럭 펄스 신호(S4 또는 R1)에 따라 제1 1-단위 샘플러(142a), α-단위 샘플러(144a) 및 제2 1-단위 샘플러(146a)에 각각 저장한 전하량들(X1, αX2, X3)을 모두 합하여 평균화한 이동 평균 필터링 신호(VOUT)를 필터링 신호 출력단(180)으로 출력한다. 마지막으로, 제5 단계로써 제1 샘플링부(140a)는, 이동 평균 필터(100)의 출력단(170)으로부터 출력되는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 새로운 전하 샘플링을 수행하기 위해, 제5 클럭 펄스 신호(S5 또는 R2)에 따라 제1 내지 제3 단계에서 전하 샘플링되어 제1 1-단위 샘플러(142a), α-단위 샘플러(144a) 및 제2 1-단위 샘플러(146a) 각각에 저장된 샘플 전하를 접지로 방출시키는 리셋 동작을 수행한다.
한편, 제1 샘플링부(140a)가 앞서 언급한 바와 같이 도 4에 도시된 바와 같은 클럭 펄스 신호들에 따라, '샘플링 동작 과정'과, '리드 동작 과정'과, '리셋 동작 과정'이 순차적으로 진행되는 하나의 싸이클을 반복하여 수행하는 동안에, 제2 내지 제5 샘플링부(140b 내지 140e) 또한 개별적으로 상기 싸이클을 반복하여 수행한다. 이때, 상기 제2 내지 제5 샘플링부(140b 내지 140e)는 각각 제2 클럭 펄스 신호(S2 또는 R4) 내지 제5 클럭 펄스 신호(S5 또는 R2) 중 서로 다른 어느 하나의 클럭 펄스 신호로부터 시작되는 연속하는 클럭 펄스 신호들에 따라 제1 샘플링부(140a)가 수행한 제1 단계 내지 제5 단계와 대응되는 동작을 수행한다.
보다 구체적으로, 먼저 제2 샘플링부(140b)의 동작을 살펴보면 다음과 같다. 제1 단계로써 제2 샘플링부(140b)의 제1 1-단위 샘플러(142b)는 제2 클럭 펄스 신호(S2 또는 R4)에 따라 이동 평균 필터(100)의 출력단(170)으로부터 출력되는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 1-단위 가중치를 갖는 전하량을 샘플링하여 저장한다. 그 다음으로, 제2 단계로써 제2 샘플링부(140b)의 α-단위 샘플러(144b)는 제3 클럭 펄스 신호(S3 또는 R5)에 따라 이동 평균 필터(100)의 출력단(170)으로부터 출력되는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 α-단위 가중치를 갖는 전하량을 샘플링하여 저장한다. 그 다음으로, 제3 단계로써 제2 샘플링부(140b)의 제2 1-단위 샘플러(146b)는 제4 클럭 펄스 신호(S4 또는 R1)에 따라 이동 평균 필터(100)의 출력단(170)으로부터 출력되는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 1-단위 가중치를 갖는 전하량을 샘플링하여 저장한다. 그리고, 제4 단계로써 제2 샘플링부(140b)는 제5 클럭 펄스 신호(S5 또는 R2)에 따라 제1 1-단위 샘플러(142b), α-단위 샘플러(144b) 및 제2 1-단위 샘플러(146b)에 각각 저장한 전하량들을 모두 합하여 평균화한 이동 평균 필터링 신호(VOUT)를 필터링 신호 출력단(180)으로 출력한다. 마지막으로, 제5 단계로써 제2 샘플링부(140b)는, 이동 평균 필터(100)의 출력단(170)으로부터 출력되는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 새로운 전하 샘플링을 수행하기 위해, 제1 클럭 펄스 신호(S1 또는 R3)에 따라 제1 내지 제3 단계에서 전하 샘플링되어 제1 1-단위 샘플러(142b), α-단위 샘플러(144b) 및 제2 1-단위 샘플러(146b) 각각에 저장된 샘플 전하를 접지로 방출시키는 리셋 동작을 수행한다.
또한, 제3 샘플링부(140c)의 동작을 살펴보면 다음과 같다. 제1 단계로써 제3 샘플링부(140c)의 제1 1-단위 샘플러(142c)는 제3 클럭 펄스 신호(S3 또는 R5)에 따라 이동 평균 필터(100)의 출력단(170)으로부터 출력되는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 1-단위 가중치를 갖는 전하량을 샘플링하여 저장한다. 그 다음으로, 제2 단계로써 제3 샘플링부(140c)의 α-단위 샘플러(144c)는 제4 클럭 펄스 신호(S4 또는 R1)에 따라 이동 평균 필터(100)의 출력단(170)으로부터 출력되는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 α-단위 가중치를 갖는 전하량을 샘플링하여 저장한다. 그 다음으로, 제3 단계로써 제3 샘플링부(140c)의 제2 1-단위 샘플러(146c)는 제5 클럭 펄스 신호(S5 또는 R2)에 따라 이동 평균 필터(100)의 출력단(170)으로부터 출력되는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 1-단위 가중치를 갖는 전하량을 샘플링하여 저장한다. 그리고, 제4 단계로써 제3 샘플링부(140c)는 제1 클럭 펄스 신호(S1 또는 R3)에 따라 제1 1-단위 샘플러(142c), α-단위 샘플러(144c) 및 제2 1-단위 샘플러(146c)에 각각 저장한 전하량들을 모두 합하여 평균화한 이동 평균 필터링 신호(VOUT)를 필터링 신호 출력단(180)으로 출력한다. 마지막으로, 제5 단계로써 제3 샘플링부(140c)는, 이동 평균 필터(100)의 출력단(170)으로부터 출력되는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 새로운 전하 샘플링을 수행하기 위해, 제2 클럭 펄스 신호(S2 또는 R4)에 따라 제1 내지 제3 단계에서 전하 샘플링되어 제1 1-단위 샘플러(142c), α-단위 샘플러(144c) 및 제2 1-단위 샘플러(146c) 각각에 저장된 샘플 전하를 접지로 방출시키는 리셋 동작을 수행한다.
또한, 제4 샘플링부(140d)의 동작을 살펴보면 다음과 같다. 제1 단계로써 제4 샘플링부(140d)의 제1 1-단위 샘플러(142d)는 제4 클럭 펄스 신호(S4 또는 R1)에 따라 이동 평균 필터(100)의 출력단(170)으로부터 출력되는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 1-단위 가중치를 갖는 전하량을 샘플링하여 저장한다. 그 다음으로, 제2 단계로써 제4 샘플링부(140d)의 α-단위 샘플러(144d)는 제5 클럭 펄스 신호(S5 또는 R2)에 따라 이동 평균 필터(100)의 출력단(170)으로부터 출력되는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 α-단위 가중치를 갖는 전하량을 샘플링하여 저장한다. 그 다음으로, 제3 단계로써 제4 샘플링부(140d)의 제2 1-단위 샘플러(146d)는 제1 클럭 펄스 신호(S1 또는 R3)에 따라 이동 평균 필터(100)의 출력단(170)으로부터 출력되는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 1-단위 가중치를 갖는 전하량을 샘플링하여 저장한다. 그리고, 제4 단계로써 제4 샘플링부(140d)는 제2 클럭 펄스 신호(S2 또는 R4)에 따라 제1 1-단위 샘플러(142d), α-단위 샘플러(144d) 및 제2 1-단위 샘플러(146d)에 각각 저장한 전하량들을 모두 합하여 평균화한 이동 평균 필터링 신호(VOUT)를 필터링 신호 출력단(180)으로 출력한다. 마지막으로, 제5 단계로써 제4 샘플링부(140d)는, 이동 평균 필터(100)의 출력단(170)으로부터 출력되는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 새로운 전하 샘플링을 수행하기 위해, 제3 클럭 펄스 신호(S3 또는 R5)에 따라 제1 내지 제3 단계에서 전하 샘플링되어 제1 1-단위 샘플러(142d), α-단위 샘플러(144d) 및 제2 1-단위 샘플러(146d) 각각에 저장된 샘플 전하를 접지로 방출시키는 리셋 동작을 수행한다.
또한, 제5 샘플링부(140e)의 동작을 살펴보면 다음과 같다. 제1 단계로써 제5 샘플링부(140e)의 제1 1-단위 샘플러(142e)는 제5 클럭 펄스 신호(S5 또는 R2)에 따라 이동 평균 필터(100)의 출력단(170)으로부터 출력되는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 1-단위 가중치를 갖는 전하량을 샘플링하여 저장한다. 그 다음으로, 제2 단계로써 제5 샘플링부(140e)의 α-단위 샘플러(144e)는 제1 클럭 펄스 신호(S1 또는 R3)에 따라 이동 평균 필터(100)의 출력단(170)으로부터 출력되는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 α-단위 가중치를 갖는 전하량을 샘플링하여 저장한다. 그 다음으로, 제3 단계로써 제5 샘플링부(140e)의 제2 1-단위 샘플러(146e)는 제2 클럭 펄스 신호(S2 또는 R4)에 따라 이동 평균 필터(100)의 출력단(170)으로부터 출력되는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 1-단위 가중치를 갖는 전하량을 샘플링하여 저장한다. 그리고, 제4 단계로써 제5 샘플링부(140e)는 제3 클럭 펄스 신호(S3 또는 R5)에 따라 제1 1-단위 샘플러(142e), α-단위 샘플러(144e) 및 제2 1-단위 샘플러(146e)에 각각 저장한 전하량들을 모두 합하여 평균화한 이동 평균 필터링 신호(VOUT)를 필터링 신호 출력단(180)으로 출력한다. 마지막으로, 제5 단계로써 제5 샘플링부(140e)는, 이동 평균 필터(100)의 출력단(170)으로부터 출력되는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 새로운 전하 샘플링을 수행하기 위해, 제4 클럭 펄스 신호(S4 또는 R1)에 따라 제1 내지 제3 단계에서 전하 샘플링되어 제1 1-단위 샘플러(142e), α-단위 샘플러(144e) 및 제2 1-단위 샘플러(146e) 각각에 저장된 샘플 전하를 접지로 방출시키는 리셋 동작을 수행한다.
이상에서 설명한 바와 같이, 본 발명에 따른 이동 평균 필터(100)는 제1 내지 제5 샘플링부들(140a 내지 140e) 중 어느 하나의 샘플링부의 제1 내지 제5 클럭 펄스 신호에 따른 샘플링, 출력 및 리셋 동작에 대응하여 나머지 다른 샘플링부들도 서로 다른 클럭 펄스 신호에서부터 병렬적으로 샘플링, 출력 및 리셋 동작을 수행하게 된다. 이에 따라, 본 발명에 따른 이동 평균 필터(100)는 어느 하나의 샘플링부가 출력 또는 리셋 동작을 수행하는 과정에서 입력 전류 신호(IRF)에 대한 샘플링 동작을 수행하지 못하게 될 때, 나머지 다른 샘플링부들에 의해 입력 전류 신호(IRF)에 대한 샘플링 동작이 수행되므로, 입력 전류 신호(IRF)에 대한 연속적인 샘플링이 수행될 수 있게 된다.
한편, 본 발명에 따른 이동 평균 필터(100)의 제1 내지 제5 샘플링부들(140a 내지 140e) 각각을 구성하는 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러의 샘플링 커패시터 뱅크의 커패시턴스의 비인 '제1 1-단위 샘플러의 커패시턴스: α-단위 샘플러의 커패시턴스: 제2 1-단위 샘플러의 커패시턴스'는 동일하게 '1:α:1'의 비를 갖는다. 이에 따라, 이동 평균 필터(100)의 출력단(170)으로부터 출력되는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 제1 1-단위 샘플러는 1-단위 가중치를 갖는 전하량(X1)을 축적할 수 있고, α-단위 샘플러는 α-단위 가중치를 갖는 전하량(αX2)을 축적할 수 있으며, 제2 1-단위 샘플러는 1-단위 가중치를 갖는 전하량(X3)을 축적할 수 있게 된다. 이때, α-단위 샘플러는 외부로부터 입력되는 디지털 컨트롤 위드에 의해 샘플링 커패시터 뱅크의 값이 조정되어 α값을 1부터 2까지의 값 중 어느 하나의 값으로 가변시킬 수 있다. 상기 α값을 가변시키기 위해 디지털 컨트롤 위드를 이용하여 α-단위 샘플러를 제어하는 과정은 도 8을 참조하여 후술하도록 한다.
이와 관련하여, 대표적으로 제1 샘플링부(140a)에 대하여 설명하면 다음과 같다. 제1 클럭 펄스 신호(S1 또는 R3), 제2 클럭 펄스 신호(S2 또는 R4) 및 제3 클럭 펄스 신호(S3 또는 R5)가 차례로 제1 샘플링부(140a)에 입력될 때, 제1 샘플링부(140a)의 제1 1-단위 샘플러(142a)는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 1-단위 가중치를 갖는 전하량(X1)을 샘플링하여 저장하고, 제1 샘플링부(140a)의 α-단위 샘플러(144a)는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 α-단위 가중치를 갖는 전하량(αX2)을 샘플링하여 저장하고, 제1 샘플링부(140a)의 제2 1-단위 샘플러(146a)는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 1-단위 가중치를 갖는 전하량(X3)을 샘플링하여 샘플 신호를 저장한다. 그리고, 제1 샘플링부(140a)는 제4 클럭 펄스 신호(S4 또는 R1)에 따라 제1 1-단위 샘플러(142a), α-단위 샘플러(144a) 및 제2 1-단위 샘플러(146a)에 각각 샘플링하여 저장한 전하량들(X1, αX2, X3)을 모두 합하고 이에 대한 평균 전하량을 저장한다. 이때, 상기 평균 전하량은 제1 1-단위 샘플러(142a), α-단위 샘플러(144a) 및 제2 1-단위 샘플러(146a)에 저장된 전하량들(X1, αX2, X3)의 합인 'X1 + αX2 + X3'에 비례하는 값을 갖게 된다. 이에 따라, 입력 전압 신호(VIN)에 대한 필터링 신호 출력단(180)으로 출력되는 이동 평균 필터링 신호(VOUT)의 z-영역에서의 전달함수 H(z)는 '1+αz-1+z-2'가 되고, 필터 계수인 α값이 1 내지 2의 범위에서 가변될 때 상기 전달함수 H(z)를 복소 평면에서 표현하면 도 5와 같이 나타난다. 도 5를 참조하면, 필터 계수인 α값이 1에서 2로 변화할 때, 2개의 영점은 단위 원주 상에서 '-1+j0'을 향하여 이동하는 것을 알 수 있다. 즉, 필터 계수인 α값이 1과 2 사이에서 존재할 때, 영점은 주파수 π를 중심으로 떨어져 있는 거리가 0에서 π/3 사이의 값으로 나타나는 것을 알 수 있다. 한편, 도 5에 도시된 영점의 이동에 따라 전달함수 H(z)의 주파수-대-크기를 나타내는 그래프의 형태는 도 6에 도시된 바와 같이 나타날 수 있다. 도 6을 참조하면, 전달함수 H(z)의 주파수-대-크기를 나타내는 그래프의 형태는 α값에 따라 가변적임을 알 수 있다.
도 7은 도 2에 도시된 1-단위 샘플러(200)에서 1-단위 샘플링 커패시터 뱅크(240)의 구성을 보다 구체적으로 설명하기 위한 도면이다.
도 7을 참조하면, 1-단위 샘플러(200)의 1-단위 샘플링 커패시터 뱅크(240)는 샘플링 커패시터와 스위치가 직렬로 연결된 7개의 커패시터-스위치 쌍(242)이 병렬로 연결되어 구성된다. 이때, 병렬로 연결된 7개의 커패시터-스위치 쌍(242)이 갖는 샘플링 커패시턴스의 합이 전달함수 H(z)에서의 1-단위 가중치의 필터 계수가 된다. 상기 커패시터-스위치 쌍(242)은 선형적인 커패시턴스 컨트롤을 통해 매칭 특성을 향상시키기 위해 적용되었다.
도 8은 도 3에 도시된 α-단위 샘플러(300)에서 α-단위 샘플링 커패시터 뱅크(340)의 구성을 보다 구체적으로 설명하기 위한 도면이다.
도 8을 참조하면, α-단위 샘플러(300)의 α-단위 샘플링 커패시터 뱅크(340)는 7개의 커패시터-스위치 쌍이 병렬로 연결된 제1 커패시터-스위치부(342)와, 4개의 커패시터-스위치 쌍이 병렬로 연결된 제2 커패시터-스위치부(344)와, 2개의 커패시터-스위치 쌍이 병렬로 연결된 제3 커패시터-스위치부(346)와, 1개의 커패시터-스위치 쌍으로 이루어지는 제4 커패시터-스위치부(348)가 병렬로 연결되어 구성된다. 비록, 도 8에서는 제1 커패시터-스위치부(342)가 구체적으로 도시되지 아니하였으나, 도 7에 도시된 1-단위 샘플링 커패시터 뱅크(240)의 구성과 동일하게 구성된다. 여기서, 전달함수 H(z)에서의 α-단위 가중치의 필터 계수에 대하여, 제1 커패시터-스위치부(342)에 의한 샘플링 커패시턴스는 1-단위 가중치에 대응되고, 제2 커패시터-스위치부(344)에 의한 샘플링 커패시턴스는 4/7-단위 가중치에 대응되고, 제3 커패시터-스위치부(346)에 의한 샘플링 커패시턴스는 2/7-단위 가중치에 대응되고, 제4 커패시터-스위치부(348)에 의한 샘플링 커패시턴스는 1/7-단위 가중치에 대응된다. 이때, 제2 커패시터-스위치부(344), 제3 커패시터-스위치부(346) 및 제4 커패시터-스위치부(348)는 3-비트(bit)의 디지털 컨트롤 워드(D2D1D0)에 의해 선택되고 커패시터-스위치 쌍의 스위치들의 온(on)/오프(off)-동작이 제어됨으로써, α-단위 샘플러(300)의 단위 가중치 α값이 1 내지 2 사이의 서로 다른 8개의 값으로 가변된다. 예를 들어, 디지털 컨트롤 워드(D2D1D0)에 의해 제2 커패시터-스위치부(344) 및 제4 커패시터-스위치부(348)가 선택되면, 제2 커패시터-스위치부(344) 및 제4 커패시터-스위치부(348)의 커패시터-스위치 쌍의 스위치들은 온-동작하고, 제3 커패시터-스위치부(346)의 커패시터-스위치 쌍의 스위치들은 오프-동작한다. 이에 따라, α-단위 샘플러(300)의 단위 가중치 α값은 '1+4/7+1/7=12/7'의 값을 갖는다.
한편, 도 1에서 전압-전류 변환기(120)의 출력단(170)으로부터 샘플링 커패시터 뱅크까지의 시간 상수(샘플링 스위치부의 온-저항과 샘플링 커패시터 뱅크의 샘플링 커패시턴스의 곱)는 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러의 경우에 모두 동일하여야, 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 자신의 샘플링 커패시턴스에 비례하는 전하량을 저장할 수 있다. 따라서, 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러 각각의 시간 상수가 서로 동일하도록 하기 위해, 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러 각각의 샘플링 스위치부의 온-저항이 조절되어야 한다. 이를 위한 하나의 예시적인 방안으로써, 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러 각각의 샘플링 스위치부를 구성하는 스위치들의 개수가 고려될 수 있다. 이때, 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러 각각에 대하여, 샘플링 스위치부를 샘플링 커패시터 뱅크를 구성하는 커패시터-스위치 쌍의 개수와 동일한 개수의 스위치들로 구성하는 것이 바람직하다. 즉, 제1 1-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러의 경우에는 샘플링 스위치부를 7개의 스위치로 구성하는 한편, α-단위 샘플러의 경우에는 샘플링 스위치부를 14개의 스위치로 구성하는 것이 바람직하다. 상기와 같은 샘플링 스위치부의 구성에 의해, 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러 각각에 대하여 샘플링 스위치부를 구성하는 스위치들의 개별적인 온/오프-동작을 제어함으로써, 샘플링 스위치부의 온-저항과 샘플링 커패시터 뱅크의 샘플링 커패시턴스의 곱이 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러 상호 간에 모두 동일하도록 조절할 수 있게 된다.
이하에서는 본 발명에 따른 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터링 방법에 대하여 설명하도록 한다. 앞서, 도 1 내지 도 8을 참조한 본 발명에 따른 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터의 동작에 대한 설명과 일부 중복되는 부분은 생략하여 설명하기로 한다.
도 9는 본 발명에 따른 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터링 방법을 설명하기 위한 흐름도이다.
도 9를 참조하면, 본 발명에 따른 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터링 방법은, 먼저 전압-전류 변환기가 입력 전압 신호(VIN)를 입력 전류 신호(IRF)로 변환하여 출력한다(S900).
그리고, 제1 샘플링부의 제1 1-단위 샘플러가 제1 클럭 펄스 신호(S1 또는 R3)에 따라 전압-전류 변환기에 의해 변환된 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 1-단위 가중치의 전하량을 저장하여 전하 샘플링을 수행한다(S910). 이때, 상기 S910 단계에서, 제4 샘플링부의 제2 1-단위 샘플러는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 1-단위 가중치의 전하량을 저장하여 전하 샘플링을 수행하고, 제5 샘플링부의 α-단위 샘플러는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 α-단위 가중치의 전하량을 저장하여 전하 샘플링을 수행할 수 있다. 또한, 상기 S910 단계에서, 제3 샘플링부는 자신의 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러에 각각 저장된 전하량들의 합을 평균화한 이동 평균 필터링 신호(VOUT)를 필터링 신호 출력단으로 출력하는 한편, 제2 샘플링부는 자신의 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러에 저장된 샘플 전하를 접지로 방출시키는 리셋 동작을 수행할 수 있다.
그 다음으로, 제1 샘플링부의 α-단위 샘플러가 제2 클럭 펄스 신호(S2 또는 R4)에 따라 전압-전류 변환기에 의해 변환된 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 α-단위 가중치의 전하량을 저장하여 전하 샘플링을 수행한다(S920). 이때, 상기 S920 단계에서, 제2 샘플링부의 제1 1-단위 샘플러는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 1-단위 가중치의 전하량을 저장하여 전하 샘플링을 수행하고, 제5 샘플링부의 제2 1-단위 샘플러는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 1-단위 가중치의 전하량을 저장하여 전하 샘플링을 수행할 수 있다. 또한, 상기 S920 단계에서, 제4 샘플링부는 자신의 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러에 각각 저장된 전하량들의 합을 평균화한 이동 평균 필터링 신호(VOUT)를 필터링 신호 출력단으로 출력하는 한편, 제3 샘플링부는 자신의 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러에 저장된 샘플 전하를 접지로 방출시키는 리셋 동작을 수행할 수 있다.
그 다음으로, 제1 샘플링부의 제2 1-단위 샘플러가 제3 클럭 펄스 신호(S3 또는 R5)에 따라 전압-전류 변환기에 의해 변환된 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 1-단위 가중치의 전하량을 저장하여 전하 샘플링을 수행한다(S930). 이때, 상기 S930 단계에서, 제2 샘플링부의 α-단위 샘플러는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 α-단위 가중치의 전하량을 저장하여 전하 샘플링을 수행하고, 제3 샘플링부의 제1 1-단위 샘플러는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 1-단위 가중치의 전하량을 저장하여 전하 샘플링을 수행할 수 있다. 또한, 상기 S930 단계에서, 제5 샘플링부는 자신의 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러에 각각 저장된 전하량들의 합을 평균화한 이동 평균 필터링 신호(VOUT)를 필터링 신호 출력단으로 출력하는 한편, 제4 샘플링부는 자신의 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러에 저장된 샘플 전하를 접지로 방출시키는 리셋 동작을 수행할 수 있다.
그 다음으로, 제1 샘플링부는 자신의 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러에 각각 저장된 전하량들의 합을 평균화한 이동 평균 필터링 신호(VOUT)를 필터링 신호 출력단으로 출력한다(S940). 이때, 상기 S940 단계에서, 제2 샘플링부의 제2 1-단위 샘플러는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 1-단위 가중치의 전하량을 저장하여 전하 샘플링을 수행하고, 제3 샘플링부의 α-단위 샘플러는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 α-단위 가중치의 전하량을 저장하여 전하 샘플링을 수행하며, 제4 샘플링부의 제1 1-단위 샘플러는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 1-단위 가중치의 전하량을 저장하여 전하 샘플링을 수행할 수 있다. 또한, 상기 S940 단계에서, 제5 샘플링부는 자신의 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러에 저장된 샘플 전하를 접지로 방출시키는 리셋 동작을 수행할 수 있다.
그 다음으로, 제1 샘플링부는 자신의 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러에 저장된 샘플 전하를 접지로 방출시키는 리셋 동작을 수행한다(S950). 이때, 상기 S950 단계에서, 제2 샘플링부는 자신의 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러에 각각 저장된 전하량들의 합을 평균화한 이동 평균 필터링 신호(VOUT)를 필터링 신호 출력단으로 출력할 수 있다. 또한, 상기 S950 단계에서, 제3 샘플링부의 제2 1-단위 샘플러는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 1-단위 가중치의 전하량을 저장하여 전하 샘플링을 수행하고, 제4 샘플링부의 α-단위 샘플러는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 α-단위 가중치의 전하량을 저장하여 전하 샘플링을 수행하며, 제5 샘플링부의 제1 1-단위 샘플러는 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 1-단위 가중치의 전하량을 저장하여 전하 샘플링을 수행할 수 있다.
여기서, 상기 S910 내지 S950 단계는 순차적으로 반복하여 수행될 수 있다. 또한, 제1 내지 제5 샘플링부 각각의 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러는 1:α:1의 샘플링 커패시턴스의 비를 갖고, α는 1과 2 사이의 값을 갖도록 조절될 수 있다.
이상에서와 같이 도면과 명세서에서 최적의 실시예가 개시되었다. 여기서 특정한 용어들이 사용되었으나, 이는 단지 본 발명을 설명하기 위한 목적에서 사용된 것이지 의미 한정이나 특허청구범위에 기재된 본 발명의 범위를 제한하기 위하여 사용된 것은 아니다. 그러므로, 본 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.
100; 이동 평균 필터
120; 전압-전류 변환기
140a; 제1 샘플링부
140b; 제2 샘플링부
140c; 제3 샘플링부
140d; 제4 샘플링부
140e; 제5 샘플링부
142a, 142b, 142c, 142d, 142e; 제1 1-단위 샘플러
144a, 144b, 144c, 144d, 144e; α-단위 샘플러
146a, 146b, 146c, 146d, 146e; 제2 1-단위 샘플러

Claims (12)

  1. 입력 전압 신호(VIN)를 입력 전류 신호(IRF)로 변환하여 출력하는 전압-전류 변환기; 및
    상기 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 전하 샘플링을 수행하기 위한 샘플링 커패시터 뱅크를 각각 포함하고 상기 전압-전류 변환기의 출력단과 필터링 신호 출력단 사이에 병렬로 연결된 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러로 구성되는 제1 샘플링부를 포함하며,
    상기 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러의 샘플링 커패시터 뱅크의 샘플링 커패시턴스의 비는 1:α:1이고, α는 1과 2사이의 값을 갖도록 조절되는 것을 특징으로 하는, 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 제1 샘플링부는, 제1 클럭 펄스 신호에 따라 상기 제1 1-단위 샘플러가 상기 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 1-단위 가중치의 전하량을 저장하여 샘플링을 수행하는 제1 단계와, 제2 클럭 펄스 신호에 따라 상기 α-단위 샘플러가 상기 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 α-단위 가중치의 전하량을 저장하여 샘플링을 수행하는 제2 단계와, 제3 클럭 펄스 신호에 따라 상기 제2 1-단위 샘플러가 상기 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 1-단위 가중치의 전하량을 저장하여 샘플링을 수행하는 제 3단계와, 제4 클럭 펄스 신호에 따라 상기 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러에 각각 저장된 전하량들의 합을 평균화한 이동 평균 필터링 신호(VOUT)를 상기 필터링 신호 출력단으로 출력하는 제 4단계와, 제5 클럭 펄스 신호에 따라 상기 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러가 각각 리셋(reset) 동작을 수행하는 제 5단계를 순차적으로 반복하여 수행하는 것을 특징으로 하는, 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터.
  3. 청구항 2에 있어서,
    상기 제1 1-단위 샘플러와 상기 제2 1-단위 샘플러는 각각, 일단이 상기 전압-전류 변환기의 출력단과 연결되고 타단이 제1 노드와 연결된 샘플링 스위치부, 일단이 상기 제1 노드와 연결되고 타단이 상기 필터링 신호 출력단과 연결된 리드 스위치부, 상기 제1 노드와 접지 사이에 병렬로 연결된 1-단위 샘플링 커패시터 뱅크와 리셋 스위치부를 포함하는 것을 특징으로 하는, 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터.
  4. 청구항 3에 있어서,
    상기 α-단위 샘플러는, 일단이 상기 전압-전류 변환기의 출력단과 연결되고 타단이 제1 노드와 연결된 샘플링 스위치부, 일단이 상기 제1 노드와 연결되고 타단이 상기 필터링 신호 출력단과 연결된 리드 스위치부, 상기 제1 노드와 접지 사이에 병렬로 연결된 α-단위 샘플링 커패시터 뱅크와 리셋 스위치부를 포함하는 것을 특징으로 하는, 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터.
  5. 청구항 4에 있어서,
    상기 1-단위 샘플링 커패시터 뱅크는, 각각 샘플링 커패시터와 스위치가 직렬로 연결된 7개의 커패시터-스위치 쌍(pair)이 병렬로 연결되어 구성되는 것을 특징으로 하는, 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터.
  6. 청구항 5에 있어서,
    상기 α-단위 샘플링 커패시터 뱅크는, 7개의 커패시터-스위치 쌍이 병렬로 연결된 제1 커패시터-스위치부와, 4개의 커패시터-스위치 쌍이 병렬로 연결된 제2 커패시터-스위치부와, 2개의 커패시터-스위치 쌍이 병렬로 연결된 제3 커패시터-스위치부와, 1개의 커패시터-스위치 쌍으로 이루어지는 제4 커패시터-스위치부가 병렬로 연결되어 구성되고,
    상기 커패시터-스위치 쌍은 샘플링 커패시터와 스위치가 직렬로 연결되어 구성되는 것을 특징으로 하는, 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터.
  7. 청구항 6에 있어서,
    상기 α-단위 샘플러는, 디지털 컨트롤 워드에 의해 커패시터-스위치 쌍을 구성하는 스위치의 온/오프(on/off)가 제어됨으로써 커패시터 뱅크의 커패시턴스 값이 조절되도록 구성되는 것을 특징으로 하는, 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터.
  8. 청구항 7에 있어서,
    상기 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러는, 샘플링 스위치부의 온-저항과 샘플링 커패시터 뱅크의 커패시턴스의 곱인 시간 상수가 서로 동일하도록, 자신의 샘플링 스위치부의 온-저항이 각각 조절되도록 구성되는 것을 특징으로 하는, 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터.
  9. 청구항 2에 있어서,
    각각 상기 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 전하 샘플링을 수행하기 위한 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러가 상기 전압-전류 변환기의 출력단과 필터링 신호 출력단 사이에 병렬로 연결되어 구성되는 제2 내지 제5 샘플링부를 더 포함하며,
    상기 제2 내지 제5 샘플링부는 각각 상기 제2 내지 제5 클럭 펄스 신호들 중 서로 다른 어느 하나의 클럭 펄스 신호로부터 시작되는 연속하는 클럭 펄스 신호들에 따라 상기 제1 단계 내지 제 5단계와 대응되는 동작을 순차적으로 반복하여 수행하는 것을 특징으로 하는, 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터.
  10. 전압-전류 변환기가 입력 전압 신호(VIN)를 입력 전류 신호(IRF)로 변환하여 출력하는 단계;
    제1 1-단위 샘플러가 제1 클럭 펄스 신호에 따라 상기 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 1-단위 가중치의 전하량을 저장하여 샘플링을 수행하는 제1 단계;
    α-단위 샘플러가 제2 클럭 펄스 신호에 따라 상기 입력 전류 신호(IRF)대하여 α-단위 가중치의 전하량을 저장하여 샘플링을 수행하는 제2 단계;
    제2 1-단위 샘플러가 제3 클럭 펄스 신호에 따라 상기 입력 전류 신호(IRF)에 대하여 1-단위 가중치의 전하량을 저장하여 샘플링을 수행하는 제 3단계;
    제4 클럭 펄스 신호에 따라 상기 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러에 각각 저장된 전하량들의 합을 평균화한 이동 평균 필터링 신호(VOUT)를 출력하는 제 4단계; 및
    상기 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러가 제5 클럭 펄스 신호에 따라 각각 리셋 동작을 수행하는 제 5단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터링 방법.
  11. 청구항 10에 있어서,
    상기 제1 내지 제5 단계는 순차적으로 반복하여 수행되는 것을 특징으로 하는, 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터링 방법.
  12. 청구항 10에 있어서,
    상기 제1 1-단위 샘플러, α-단위 샘플러 및 제2 1-단위 샘플러는 1:α:1의 샘플링 커패시턴스의 비를 갖고, α는 1과 2 사이의 값을 갖도록 조절되는 것을 특징으로 하는, 전하 샘플링을 기반으로 하는 이동 평균 필터링 방법.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9998101B2 (en) 2016-01-19 2018-06-12 Lsis Co., Ltd. Method for controlling operation of moving average filter

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20160091960A1 (en) * 2014-09-29 2016-03-31 Apple Control systems for reducing current transients

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4056737A (en) * 1976-09-07 1977-11-01 Bell Telephone Laboratories, Incorporated Anti-aliasing pre-filter circuit for semiconductor charge transfer device
US4322697A (en) * 1980-07-08 1982-03-30 Bell Telephone Laboratories, Incorporated Sampling filter for reducing aliasing distortion
JP3818733B2 (ja) * 1997-04-30 2006-09-06 富士通株式会社 平均値算出回路並びにこれを用いた相関値算出回路、マッチドフィルタ及び通信機
US8027657B2 (en) * 2001-10-26 2011-09-27 Texas Instruments Incorporated Sampling mixer with asynchronous clock and signal domains
JP5182895B2 (ja) * 2007-03-29 2013-04-17 パナソニック株式会社 サンプリングミキサ、フィルタ装置および無線機
KR101539114B1 (ko) * 2008-06-27 2015-07-23 삼성전자 주식회사 데시메이션이 없는 ｆｉｒ 필터
JP5607904B2 (ja) * 2009-08-31 2014-10-15 パナソニック株式会社 ダイレクトサンプリング回路及び受信機
US8498602B2 (en) * 2011-11-28 2013-07-30 Limei Xu Architecture of future open wireless architecture (OWA) radio system

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9998101B2 (en) 2016-01-19 2018-06-12 Lsis Co., Ltd. Method for controlling operation of moving average filter

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