JPH09214288A - 同調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 バリコンが不要であって集積化に適した同調
回路を提供すること。 【解決手段】 同調回路１は、非反転回路５０と、それ
ぞれが交流信号の位相を所定量シフトさせることにより
所定の周波数において合計で３６０°の位相シフトを行
う２つの移相回路１０Ｌおよび３０Ｃと、後段の移相回
路３０Ｃの出力側に設けられた抵抗６２および６４から
なる分圧回路６０と、分圧回路６０の出力を非反転回路
５０の入力側に帰還させる帰還抵抗７０と、帰還抵抗７
０を介して帰還させた信号の一部を分岐させるために設
けられた可変抵抗７４とを含んで構成されている。前段
の移相回路１０Ｌにはアンテナコイルを利用したインダ
クタ１７が含まれており、アンテナで受信した電波が取
り込まれる。後段の移相回路３０Ｃには可変抵抗３６が
含まれており、この抵抗値を可変することにより同調周
波数が可変される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ラジオ受信機等に
用いられる同調回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＡＭラジオ等の各種の受信機には種々の
周波数の信号が入力されるが、これらの信号の中から所
望の信号を選局して受信するには、入力回路にバンドパ
スフィルタの特性を持たせればよい。また、ＡＭラジオ
のように広範囲に渡って分布する複数の放送波の中の１
つを選局するには、このバンドパスフィルタの中心周波
数を任意に変化させればよいが、このようなバンドパス
フィルタがなかったため、スーパーヘテロダイン方式が
採用されている。このスーパーヘテロダイン方式は、バ
ンドパスフィルタの中心周波数を変えずに、放送局の周
波数をバンドパスフィルタの中心周波数に変換すること
で、所望の信号のみを取り出すものである。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来の受信機においては、入力回路をバーアンテナとバリ
コンによるＬＣ共振回路によって形成しており、バリコ
ンが不可欠の構成要素となっていた。また、スーパーヘ
テロダイン方式を用いた受信機においては、選択度を向
上させるために、この入力回路による同調周波数と局部
発振回路の発振周波数とを連動させる同調機構を有し、
この連動を２連バリコンによって行っていた。上述した
バリコンや２連バリコンは受信周波数に応じて所定の静
電容量を有するように作られていて大きさが決まってい
ることから、同調機構全体の小型化や集積化が難しかっ
た。また、上述した２連バリコンは、構造上静電容量の
可変幅や静電容量そのものの値が小さいため、これと組
み合わせるバーアンテナのインダクタンスを大きくする
必要があった。

【０００４】また、スーパーヘテロダイン方式を用いた
従来の受信機の局部発振回路や中間周波増幅回路には局
部発振トランスや中間周波トランスが使用されており
（最近では中間周波増幅をセラミックフィルタを用いて
行うものもある）、これらのトランスは外付け部品であ
って、この点からも同調機構全体の集積化が難しかっ
た。

【０００５】本発明は、このような点に鑑みて創作され
たものであり、その目的はバリコンが不要であって集積
化に適した同調回路を提供することを目的とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ために、本発明の同調回路は、一方がＣＲ回路を含み、
他方がＬＲ回路を含む全域通過型の２つの移相回路と、
非反転回路あるいは位相反転回路とを備え、２つの移相
回路による全体の位相シフト量の合計が３６０°あるい
は１８０°となるような周波数で所定の同調動作を行う
ように構成されている。特に、一方の移相回路に含まれ
るＬＲ回路を構成するインダクタはアンテナコイルが用
いられており、このアンテナコイルに到達する各種周波
数の電波の中から、上述した位相シフト量の合計が３６
０°あるいは１８０°となる周波数のものだけが選択さ
れ、出力される。したがって、同調機構を構成する際
に、従来の受信機のようにアンテナコイルとバリコンに
よるＬＣ共振回路を構成する必要がない。また、本発明
の同調回路は、全域通過型の移相回路を用いているた
め、この同調回路を用いることにより、同調周波数を変
えたときの振幅変化がなく安定した出力を得ることがで
き、かならずしもスーパーヘテロダイン方式を採用しな
くとも受信機を構成することができる。

【０００７】

【発明の実施の形態】以下、本発明の同調回路を適用し
た一の実施形態について、図面を参照しながら具体的に
説明する。

【０００８】〔第１の実施形態〕図１は、第１の実施形
態の同調回路１の詳細な構成を示す回路図である。図１
に示す同調回路１は、入力される交流信号の位相を変え
ずに所定の増幅度で増幅して出力する非反転回路５０
と、それぞれが交流信号の位相を所定量シフトさせるこ
とにより所定の周波数において合計で３６０°の位相シ
フトを行う２つの移相回路１０Ｌおよび３０Ｃと、後段
の移相回路３０Ｃの出力側に設けられた抵抗６２および
６４からなる分圧回路６０と、分圧回路６０の出力を非
反転回路５０の入力側に帰還させる帰還抵抗７０と、帰
還抵抗７０を介して帰還させた信号の一部を分岐するた
めに設けられた可変抵抗７４とを含んで構成されてい
る。

【０００９】図２は、図１に示した前段の移相回路１０
Ｌの構成を抜き出して示したものである。同図に示す前
段の移相回路１０Ｌは、差動入力増幅器の一種であるオ
ペアンプ１２と、直列接続された一方端が仮想的な入力
端２２に接続されたインダクタ１７および抵抗１６と、
入力端２２とオペアンプ１２の反転入力端子との間に挿
入された抵抗１８と、オペアンプ１２の出力端子と反転
入力端子との間に挿入された抵抗２０とを含んで構成さ
れている。

【００１０】このような構成を有する移相回路１０Ｌに
おいて、抵抗１８と抵抗２０の抵抗値が同じに設定され
ている。また、インダクタ１７は、アンテナコイルが使
用されている。

【００１１】インダクタ１７はアンテナコイルが用いら
れているため、放送波等がこのアンテナコイルに到達す
ると、インダクタ１７の両端には所定の交流電圧ＶL1が
発生し、等価的にはこのインダクタ１７に直列に電圧源
が接続されていると考えることができる。例えば図２に
示す入力端２２が接地されていると考えると、この電圧
源によってインダクタ１７および抵抗１６とアース間に
形成される閉ループに電流が流れ、抵抗１６の両端には
電圧ＶR1が現れる。等価的にはこの電圧源を上述した閉
ループに沿って移動させることができるため、図２に示
すように、移相回路１０Ｌの入力端２２の外部に上述し
た電圧源を移動させて移相回路１０Ｌの動作を考えるこ
とができる。

【００１２】このように、インダクタ１７を形成するア
ンテナコイルに放送波等の電波が到達すると、インダク
タ１７と抵抗１６のそれぞれに所定の電圧が発生するた
め、図２に示す入力端２２には、それぞれの両端電圧Ｖ
R1、ＶL1を加算した電圧Ｅiが現れる。

【００１３】また、オペアンプ１２の２入力間には電位
差が生じないので、反転入力端子の電位とインダクタ１
７および抵抗１６の接続点の電位とは等しくなる。した
がって、抵抗１８の両端には、インダクタ１７の両端に
現れる電圧ＶL1と同じ電圧ＶL1が現れる。

【００１４】２つの抵抗１８、２０には同じ電流Ｉが流
れ、しかも、上述したように抵抗１８と抵抗２０の各抵
抗値が等しいので、抵抗２０の両端にも電圧ＶL1が現れ
る。これら２つの抵抗１８、２０の各両端に現れる電圧
ＶL1はベクトル的に同方向を向いており、オペアンプ１
２の反転入力端子（電圧ＶR1）を基準にして考えると、
抵抗１８の両端電圧ＶL1をベクトル的に加算したものが
仮想的な入力電圧Ｅiに、抵抗２０の両端電圧ＶL1をベ
クトル的に減算したものがオペアンプ１２の出力電圧、
すなわち移相回路１０Ｌの出力電圧Ｅo になる。

【００１５】図３は、前段の移相回路１０Ｌの入出力電
圧とインダクタ等に現れる電圧との関係を示すベクトル
図である。上述したように、オペアンプ１２の非反転入
力端子に印加される電圧ＶR1を基準に考えると、入力電
圧Ｅi と出力電圧Ｅo とは電圧ＶL1を合成する方向が異
なるだけでありその絶対値は等しくなる。したがって、
電圧Ｅi と電圧Ｅo の大きさと位相の関係は、それぞれ
の電圧を斜辺とし、電圧ＶL1の２倍を底辺とする二等辺
三角形で表すことができ、出力電圧Ｅo の振幅は周波数
に関係なく入力電圧Ｅi の振幅と同じであって、移相回
路１０Ｌによる位相シフト量は図３に示すφ1 で表され
ることがわかる。

【００１６】また、電圧ＶR1と電圧ＶL1とは円周上で直
角に交わるため、入力電圧Ｅi と電圧ＶR1との位相差
は、インダクタ１７の両端に発生する電圧の周波数ωが
０から∞まで変化するに従って０°から９０°まで変化
する。そして、移相回路１０Ｌ全体のシフト量φ1 はそ
の２倍であり、上述した周波数ωに応じて０°から１８
０°まで変化する。

【００１７】同様に、図４は図１に示した後段の移相回
路３０Ｃの構成を抜き出して示したものである。同図に
示す後段の移相回路３０Ｃは、差動入力増幅器の一種で
あるオペアンプ３２と、入力端４２に入力された信号の
位相を所定量シフトさせてオペアンプ３２の非反転入力
端子に入力するキャパシタ３４および可変抵抗３６と、
入力端４２とオペアンプ３２の反転入力端子との間に挿
入された抵抗３８と、オペアンプ３２の出力端子と反転
入力端子との間に挿入された抵抗４０とを含んで構成さ
れている。

【００１８】このような構成を有する移相回路３０Ｃに
おいて、抵抗３８と抵抗４０の抵抗値が同じに設定され
ている。

【００１９】図４に示した入力端４２に所定の交流信号
が入力されると、オペアンプ３２の非反転入力端子に
は、可変抵抗３６の両端に現れる電圧ＶR2が印加され
る。また、オペアンプ３２の２入力間には電位差が生じ
ないので、反転入力端子の電位とキャパシタ３４および
可変抵抗３６の接続点の電位とは等しくなる。したがっ
て、抵抗３８の両端には、キャパシタ３４の両端に現れ
る電圧ＶC1と同じ電圧ＶC1が現れる。

【００２０】２つの抵抗３８、４０には同じ電流Ｉが流
れ、しかも、上述したように抵抗３８と抵抗４０の各抵
抗値が等しいので、抵抗４０の両端にも電圧ＶC1が現れ
る。これら２つの抵抗３８、４０の各両端に現れる電圧
ＶC1はベクトル的に同方向を向いており、オペアンプ３
２の反転入力端子（電圧ＶR2）を基準にして考えると、
抵抗３８の両端電圧ＶC1をベクトル的に加算したものが
入力電圧Ｅi に、抵抗４０の両端電圧C1をベクトル的に
減算したものがオペアンプ３２の出力電圧Ｅoになる。

【００２１】図５は、後段の移相回路３０Ｌの入出力電
圧とキャパシタ等に現れる電圧との関係を示すベクトル
図である。上述したように、オペアンプ３２の非反転入
力端子に印加される電圧ＶR2を基準に考えると、入力電
圧Ｅi と出力電圧Ｅo とは電圧ＶC1を合成する方向が異
なるだけでありその絶対値は等しくなる。したがって、
電圧Ｅi と出力Ｅo の大きさと位相の関係は、それぞれ
の電圧を斜辺とし、電圧ＶC1の２倍を底辺とする二等辺
三角形で表すことができ、出力電圧Ｅo の振幅は周波数
に関係なく入力信号の振幅と同じであって、位相シフト
量は図５に示すφ2 で表されることがわかる。

【００２２】また、電圧ＶR2と電圧ＶC1とは円周上で直
角に交わるため、入力電圧Ｅi と電圧ＶR2との位相差
は、周波数ωが０から∞まで変化するに従って９０°か
ら０°まで変化する。そして、移相回路３０Ｃ全体のシ
フト量φ2 はその２倍であり、周波数に応じて１８０°
から０°まで変化する。

【００２３】また、図１に示した非反転回路５０は、反
転入力端子が抵抗５４を介して接地されているとともに
この反転入力端子と出力端子との間に抵抗５６が接続さ
れたオペアンプ５２を含んで構成されており、２つの抵
抗５４と５６の抵抗比によって定まる１以上の所定の利
得を有している。したがって、非反転回路５０は、交流
信号が入力されると位相は変えずに所定の増幅を行って
出力する。

【００２４】また、この非反転回路５０は、上述した移
相回路１０Ｌの入力側に設けられており、帰還抵抗７０
および可変抵抗７４の接続点と移相回路１０Ｌの入力側
との間に挿入されたバッファとして機能する。移相回路
１０Ｌの入力インピーダンスは比較的低く、このような
低い入力インピーダンスを有する移相回路１０Ｌと帰還
抵抗７０等を直接接続すると損失が多くなるため、帰還
抵抗７０等の抵抗値を低く設定する必要があったが、バ
ッファとして機能する非反転回路５０を接続した場合に
はこのような制約がなくなる。特に、同調回路１を半導
体基板上に形成するような場合において、あまり帰還抵
抗７０等の抵抗値が小さいと大きな占有面積が必要とな
るため、抵抗値は大きい方が好ましいといえる。

【００２５】このようにして、２つの移相回路１０Ｌ、
３０Ｃのそれぞれにおいて位相が所定量シフトされる。
しかも、図３および図５に示すように、移相回路１０
Ｌ、３０Ｃのそれぞれにおける入出力電圧の相対的な位
相関係は反対方向であって、所定の周波数において２つ
の移相回路１０Ｌ、３０Ｃの全体により位相シフト量の
合計が３６０°となる信号が出力される。

【００２６】後段の移相回路３０Ｃの出力は、出力端子
９２から同調回路１の出力として取り出されるととも
に、この移相回路３０Ｃの出力を分圧回路６０を通した
信号が帰還抵抗７０を介して移相回路１０Ｌの前段に接
続された非反転回路５０の入力側に帰還される。

【００２７】また、上述したように前段の移相回路１０
Ｌに含まれるインダクタ１７はアンテナコイルが用いら
れているため、このバーアンテナを放送波が届く位置に
置いたときにアンテナコイルに起電力（交流信号）が生
じる。このように、インダクタ１７は、所定のインダク
タンスを有するとインダクタとして機能すると同時に、
所定の交流信号を発生する信号源としての機能も有して
いる。

【００２８】ところで、インダクタ１７の両端に所定の
交流信号が発生すると、この交流信号は同調回路１の閉
ループを流れる信号に重畳されるが、上述したように、
等価的にはこの所定の交流信号を閉ループの外部から与
えて閉ループ内の信号に重畳してもよい。

【００２９】図６は、図１に示した同調回路に対応した
等価回路を示す図である。図２を用いて説明したよう
に、移相回路１０Ｌに含まれるインダクタ１７には、ア
ンテナコイルで放送波等を受信することにより所定の電
圧が発生するため、等価的にはこの発生した電圧が外部
から印加されたものと考えることができる。この電圧源
に相当する信号源７６が移相回路１０Ｌの入力側に設け
られており、この信号源７６によって発生した所定の交
流信号が可変抵抗７４を介して移相回路１０Ｌに入力さ
れると考えることができる。

【００３０】このように、２つの移相回路１０Ｌ、３０
Ｃによって所定の周波数における位相シフト量の合計が
３６０°となり、このとき非反転回路５０の利得を調整
することにより、分圧回路６０による信号振幅の減衰や
帰還ループに生じる損失を補い、かつ帰還ループのルー
プゲインを１以下に設定することが可能となり、上述し
た所定の周波数成分の信号のみを通過させる同調動作が
行われる。

【００３１】図７は、上述した構成を有する非反転回路
５０、２つの移相回路１０Ｌ、３０Ｃおよび分圧回路６
０の全体を伝達関数Ｋ1 を有する回路に置き換えたシス
テム図であり、伝達関数Ｋ1 を有する回路と並列に抵抗
Ｒ0 を有する帰還抵抗７０が、直列に抵抗７４（抵抗７
４の抵抗値を抵抗７０の抵抗値Ｒ0 のｎ倍とする）が接
続されている。図８は、図７に示すシステムをミラーの
定理によって変換したシステム図であり、変換後のシス
テム全体の伝達関数Ａは、 Ａ＝Ｖo ／Ｖi ＝Ｋ1 ／｛ｎ（１−Ｋ1 ）＋１｝ ・・・(1) で表すことができる。

【００３２】ところで、前段の移相回路１０Ｌの伝達関
数Ｋ2 は、インダクタ１７と抵抗１６からなるＬＲ回路
の時定数をＴ₁ （インダクタ１７のインダクタンスを
Ｌ、抵抗１６の抵抗値をＲとするとＴ₁ ＝Ｌ／Ｒ）とす
ると、 Ｋ2 ＝（１−Ｔ₁ ｓ）／（１＋Ｔ₁ ｓ） ・・・(2) となる。ここで、ｓ＝ｊωである。

【００３３】また、後段の移相回路３０Ｃの伝達関数Ｋ
3 は、キャパシタ３４と可変抵抗３６からなるＣＲ回路
の時定数をＴ₂ （キャパシタ３４の静電容量をＣ、可変
抵抗３６の抵抗値をＲとするとＴ₂ ＝ＣＲ）とすると、 Ｋ3 ＝−（１−Ｔ₂ ｓ）／（１＋Ｔ₂ ｓ） ・・・(3) となる。

【００３４】非反転回路５０の利得をａ₁ とし、分圧回
路６０を介することによって信号振幅が１／ａ₁ に減衰
するものとすると、非反転回路５０と２つの移相回路１
０Ｌ、３０Ｃおよび分圧回路６０を縦続接続した場合の
全体の伝達関数Ｋ1 は、 Ｋ1 ＝−｛１＋（Ｔｓ）² −２Ｔｓ｝／｛１＋（Ｔｓ）² ＋２Ｔｓ｝ ・・・(4) となる。なお、上述した（４）式においては、計算を簡
単なものとするために、各移相回路の時定数Ｔ₁ 、Ｔ₂
をともにＴとした。この（４）式を上述した（１）式に
代入すると、 Ａ＝−｛１＋（Ｔｓ）² −２Ｔｓ｝ ／〔（２ｎ＋１）｛１＋（Ｔｓ）² ｝＋２Ｔｓ〕 ＝−｛１／（２ｎ＋１）｝〔｛１＋（Ｔｓ）² −２Ｔｓ｝ ／｛１＋（Ｔｓ）² ＋２Ｔｓ／（２ｎ＋１）｝〕 ・・・(5) となる。

【００３５】この（５）式によれば、ω＝０（直流の領
域）のときにＡ＝−１／（２ｎ＋１）となって、最大減
衰量を与えることがわかる。また、ω＝∞のときにもＡ
＝−１／（２ｎ＋１）となって、最大減衰量を与えるこ
とがわかる。さらに、ω＝１／Ｔの同調点（一般には各
移相回路の時定数が異なるので、ω＝１／√（Ｔ₁ ・Ｔ
₂ ）の同調点）においてはＡ＝１であって帰還抵抗７０
と入力抵抗７４の抵抗比ｎに無関係であって、図９に示
すように、同調帯域幅（すなわちＱ）と最大減衰量が任
意に設定可能なバンドパスフィルタとして動作すること
がわかる。

【００３６】また、上述した同調回路１は、前段の移相
回路１０Ｌに含まれるインダクタ１７をアンテナコイル
によって形成しているため、放送波等の各種の受信信号
を直接同調回路１に取り込むことかでき、従来不可欠で
あったバリコンが不要となる。このため、アンテナコイ
ルを除く同調回路１全体を半導体基板上に形成すること
ができ、集積化に適している。

【００３７】また、例えば従来のＡＭ受信機のようにＬ
Ｃ共振回路によって同調を行う場合には、使用するバリ
コンの静電容量や可変範囲の制約から、大きなインダク
タンスを有するアンテナコイルが必要であった。これに
対し、本実施形態の同調回路１では、アンテナコイルを
用いたインダクタ１７を抵抗１６と組み合わせているた
め、インダクタ１７のインダクタンスをある程度自由に
設定することができるようになった。したがって、アン
テナコイルとしてはアンテナ感度だけを考慮すればよ
く、従来より小さなアンテナコイルを使用でき、受信機
全体の小型化を図ることも可能となった。

【００３８】また、同調回路１の後段の移相回路３０Ｃ
に含まれる可変抵抗３６の抵抗値を可変することによ
り、閉ループを一巡したときに移相量の合計が３６０°
となる周波数を変えることができる。したがって、同調
回路１の中心周波数（同調周波数）を任意に変えること
ができ、必ずしも従来のようにスーパーヘテロダイン方
式を用いなくとも受信機を構成することが可能となっ
た。このため、スーパーヘテロダイン方式の受信機では
不可欠であった中間周波トランスや局部発振トランス等
が不要となり、同調機構全体、さらには受信機のほとん
どを半導体基板上に一体形成することも可能となった。

【００３９】また、前段の移相回路１０Ｌの入力側に接
続された可変抵抗７４の抵抗値を変えることにより同調
帯域幅、すなわちバンドパスフィルタのＱを可変するこ
とができる。これにより、同調回路１を用いて構成した
受信機において、混信が生じる場合には可変抵抗７４の
抵抗値を調整することにより同調帯域幅を狭くして混信
を防ぎ、反対に混信が少ない場合においては可変抵抗７
４の抵抗値を調整することにより同調帯域幅を広げて受
信信号を忠実に再現するといったことが可能であり、混
信状態に応じて最適な受信機の設計が可能となる。

【００４０】図１０は、第１の実施形態の他の構成を示
す回路図であり、図１に示した同調回路１に対して、前
段および後段の移相回路１０Ｌ、３０Ｃをそれぞれ移相
回路３０Ｌ、１０Ｃに置き換えた構成を有している。

【００４１】図１０に示した前段の移相回路３０Ｌは、
図４に構成を示した移相回路３０Ｃ内のキャパシタ３４
と可変抵抗３６によるＣＲ回路を、抵抗３５とインダク
タ３７からなるＬＲ回路に置き換えたものであり、この
インダクタ３７はアンテナコイルによって形成されてい
る。この移相回路３０Ｌの仮想的な入力電圧と出力電圧
の関係は移相回路３０Ｃの入出力電圧間の関係と同じで
あって、図５に示したベクトル図において、電圧ＶR2を
インダクタ３７の両端に発生する電圧ＶL2に、電圧ＶC1
を抵抗３５の両端電圧ＶR3にそれぞれ置き換えるだけで
よい。

【００４２】同様に、図１０に示した後段の移相回路１
０Ｃは、図２に構成を示した移相回路１０Ｌ内のインダ
クタ１７と抵抗１６によるＬＲ回路を、可変抵抗１５と
キャパシタ１４からなるＣＲ回路に置き換えたものであ
る。この移相回路１０Ｃの入出力電圧の関係は移相回路
１０Ｌの仮想的な入力電圧と出力電圧との関係と同じで
あって、図３に示したベクトル図において、電圧ＶR1を
キャパシタ１４の両端電圧ＶC2に、電圧ＶL1を可変抵抗
１５の両端電圧ＶR4にそれぞれ置き換えるだけでよい。

【００４３】このように、同調回路１Ａを構成する２つ
の移相回路３０Ｌ、１０Ｃは、図１に示した同調回路１
を構成する２つの移相回路１０Ｌ、３０Ｃと等価であ
り、前段の移相回路３０Ｌにアンテナコイルによって形
成されたインダクタ３７を含むことも同じであるから、
図１に示した同調回路１と同様に、任意に同調周波数を
変えることができ、バリコンが不要であって集積化に適
しているという特長を有している。

【００４４】〔第２の実施形態〕図１１は、第２の実施
形態の同調回路１Ｂの詳細な構成を示す回路図である。
同図に示す同調回路１Ｂは、入力される交流信号の位相
を反転するとともに所定の増幅度で増幅して出力する位
相反転回路８０と、それぞれが入力される交流信号の位
相を所定量シフトさせることにより所定の周波数におい
て合計で３６０°の位相シフトを行う２つの移相回路１
０Ｌ、１０Ｃと、後段の移相回路１０Ｃの出力側に設け
られた抵抗６２および６４からなる分圧回路６０と、分
圧回路６０の出力を位相反転回路８０の入力側に帰還さ
せる帰還抵抗７０と、帰還抵抗７０を介して帰還させた
信号の一部を分岐するために設けられた可変抵抗７４と
を含んで構成されている。

【００４５】同調回路１Ｂに含まれる前段の移相回路１
０Ｌは図１に示した同調回路１の前段の移相回路そのも
のであり、一方、同調回路１Ｂに含まれる後段の移相回
路１０Ｃは図１０に示した同調回路１Ａの後段の移相回
路そのものである。第１の実施形態で説明したように、
２つの移相回路１０Ｌ、１０Ｃのそれぞれの入出力間の
位相関係はともに図３を用いて説明することができ、所
定の周波数において２つの移相回路１０Ｌ、１０Ｃの全
体による位相シフト量の合計が１８０°となる。

【００４６】また、２つの移相回路１０Ｌ、１０Ｃの前
段に設けられた位相反転回路８０は、交流信号が抵抗８
４を介して反転入力端子に入力されるとともに非反転入
力端子が接地されたオペアンプ８２と、このオペアンプ
８２の反転入力端子と出力端子との間に接続された抵抗
８６とを含んで構成されている。抵抗８４を介してオペ
アンプ８２の反転入力端子に交流信号が入力されると、
オペアンプ８２の出力端子からは位相が反転した逆相の
信号が出力される。また、抵抗８６の抵抗値は抵抗８４
の抵抗値よりも高く設定されており、位相反転回路８０
の利得が１より大きな値に設定されている。また、この
位相反転回路８０は、図１に示した非反転回路５０と同
様に、前段の移相回路１０Ｌの入力側に接続されて、バ
ッファとして機能する。

【００４７】このように、所定の周波数において、２つ
の移相回路１０Ｌ、１０Ｃによって位相が１８０°シフ
トされ、さらにその前段に接続された位相反転回路８０
によって位相が反転され、これら３つの回路の全体によ
る位相シフト量の合計が３６０°となる。

【００４８】また、後段の移相回路１０Ｃの出力は出力
端子９２から同調回路１Ｂの出力として取り出されると
ともに、後段の移相回路１０Ｃの出力を分圧回路６０を
通した信号が帰還抵抗７０を介して位相反転回路８０の
入力側に帰還されている。

【００４９】このように、分圧回路６０の出力を帰還抵
抗７０を介して位相反転回路８０の入力側に帰還させ、
このとき位相反転回路８０の利得を調整することによ
り、分圧回路６０による信号振幅の減衰や帰還ループに
生じる損失を補い、かつ帰還ループのループゲインを１
以下に設定することが可能となる。また、同調回路１Ｂ
は、前段の移相回路１０Ｌにアンテナコイルによって形
成されたインダクタ１７を含んでいるため、図１に示し
た同調回路１や図１０に示した同調回路１Ａと同様の同
調動作および増幅動作を行うことができ、任意に同調周
波数を変えることができ、バリコンが不要であって集積
化に適しているという特長を有している。

【００５０】図１２は、同調回路の他の構成を示す回路
図である。同図に示す同調回路１Ｃは、入力される交流
信号の位相を反転するとともに所定の増幅度で増幅して
出力する位相反転回路８０と、それぞれが入力される交
流信号の位相を所定量シフトさせることにより所定の周
波数において合計で３６０°の位相シフトを行う２つの
移相回路３０Ｌ、３０Ｃと、後段の移相回路３０Ｃの出
力側に設けられた抵抗６２および６４からなる分圧回路
６０と、分圧回路６０の出力を位相反転回路８０の入力
側に帰還させる帰還抵抗７０と、帰還抵抗７０を介して
帰還させた信号の一部を分岐するために設けられた可変
抵抗７４とを含んで構成されている。

【００５１】同調回路１Ｃに含まれる前段の移相回路３
０Ｌは図１０に示した同調回路１Ａの前段の移相回路そ
のものであり、一方、同調回路１Ｃに含まれる後段の移
相回路３０Ｃは図１に示した同調回路１の後段の移相回
路そのものである。第１の実施形態で説明したように、
２つの移相回路３０Ｌ、３０Ｃのそれぞれの入出力間の
位相関係はともに図５を用いて説明することができ、所
定の周波数において２つの移相回路３０Ｌ、３０Ｃの全
体による位相シフト量の合計が１８０°となる。

【００５２】したがって、所定の周波数において、２つ
の移相回路３０Ｌ、３０Ｃによって位相が１８０°シフ
トされ、さらにその前段に接続された位相反転回路８０
によって位相が反転され、これら３つの回路の全体によ
る位相シフト量の合計が３６０°となる。

【００５３】また、後段の移相回路３０Ｃの出力は出力
端子９２から同調回路１Ｃの出力として取り出されると
ともに、後段の移相回路３０Ｃの出力を分圧回路６０を
通した信号が帰還抵抗７０を介して位相反転回路８０の
入力側に帰還されている。

【００５４】このように、分圧回路６０の出力を帰還抵
抗７０を介して位相反転回路８０の入力側に帰還させ、
このとき位相反転回路８０の利得を調整することによ
り、分圧回路６０による信号振幅の減衰や帰還ループに
生じる損失を補い、かつ帰還ループのループゲインを１
以下に設定することが可能となる。また、同調回路１Ｃ
は、前段の移相回路３０Ｌにアンテナコイルによって形
成されたインダクタ３７を含んでいるため、図１１に示
した同調回路１Ｂと同様の同調動作および増幅動作を行
うことができ、任意に同調周波数を変えることができ、
バリコンが不要であって集積化に適しているという特長
を有している。

【００５５】なお、本発明は上記実施形態に限定される
ものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施
が可能である。

【００５６】例えば、上述した各種の同調回路１等にお
いては、アンテナコイルを利用したインダクタを前段の
移相回路に含ませたが、前段と後段の移相回路の配置を
入れ換えて、後段の移相回路にインダクタを含ませるよ
うにしてもよい。

【００５７】また、上述した同調回路１等においては、
一方の移相回路に可変抵抗を含ませたが、両方の移相回
路に可変抵抗を含むようにしてもよい。例えば、図１に
示した同調回路１において、前段の移相回路１０Ｌ内の
抵抗１６を可変抵抗１５に置き換える。このように、各
移相回路に可変抵抗を含ませた場合には、２つの移相回
路による移相量の合計が大きくなるため、同調回路全体
の同調周波数の可変範囲を大きく設定することができ
る。

【００５８】また、図１に示した同調回路１等は、後段
の移相回路のさらに後段に分圧回路６０を接続したが、
この分圧回路６０の分圧比を１に設定し、あるいはこの
分圧回路６０を省略して、後段の移相回路の出力を帰還
抵抗７０を介して直接帰還させるようにしてもよい。

【００５９】また、上述した分圧回路６０は、後段の移
相回路のさらに後段に接続したが、２つの移相回路と分
圧回路６０をどのように接続するかは任意であり、その
順番を適当に決めることができる。但し、分圧回路６０
を最終段以外に接続した場合には、分圧回路６０の前段
の回路の出力端を出力端子９２に接続し、分圧前の信号
を同調回路の出力として取り出すようにする。

【００６０】また、上述した各種の同調回路では、非反
転回路５０あるいは位相反転回路８０を２つの移相回路
の前段に接続したが、位相シフト動作に着目した場合に
は非反転回路５０あるいは位相反転回路８０を２つの移
相回路の間に、あるいは２つの移相回路の後段に接続し
てもよい。但し、この場合には前段の移相回路の入力イ
ンピーダンスが低いために生じる損失を低減するために
抵抗７０等の抵抗値を適宜調整することが好ましい。

【００６１】また、上述した各同調回路は、２つの移相
回路内のＬＲ回路あるいはＣＲ回路に含まれる可変抵抗
の抵抗値を変えることにより同調周波数を変えるように
したが、ＣＲ回路に含まれるキャパシタの静電容量を変
えることによりこのＣＲ回路の時定数を変えて同調周波
数を変化させるようにしてもよい。具体的には、このキ
ャパシタを逆バイアス電圧可変によって静電容量が変更
可能な可変容量ダイオードや、ゲート電圧可変によって
ゲート容量が変更可能なＦＥＴに置き換えればよい。

【００６２】また、２つの移相回路内のＬＲ回路あるい
はＣＲ回路の時定数を変えるには、上述したような可変
素子ばかりでなく、抵抗値が固定の複数の抵抗あるいは
静電容量が固定の複数のキャパシタを用意しておいて、
スイッチ切り換えにより、択一的に選択してあるいは接
続状態を切り換えることにより、ＬＲ回路あるいはＣＲ
回路の時定数を不連続的に変化させるようにしてもよ
い。

【００６３】また、上述した各種の同調回路１等におい
ては、可変抵抗７４の抵抗値を変えることにより同調帯
域幅を変えるようにしたが、反対にこの可変抵抗７４を
抵抗値が固定の抵抗に置き換えるとともに帰還抵抗７０
を可変抵抗に置き換えて、この可変抵抗の抵抗値を変え
るようにしてもよい。

【００６４】また、上述した実施形態においては、オペ
アンプを用いた移相回路１０Ｌ等を用いて同調回路を構
成することにより高い安定度を実現することができる
が、本実施形態の移相回路１０Ｌ、３０Ｃのような使い
方をする場合にはオフセット電圧や電圧利得はそれほど
高性能なものが要求されないため所定の増幅度を有する
差動入力増幅器を各移相回路内のオペアンプの代わりに
使用するようにしてもよい。

【００６５】図１３は、オペアンプの構成の中で移相回
路の動作に必要な部分を抽出した回路図であり、全体が
所定の増幅度を有する差動入力増幅器として動作する。
同図に示す差動入力増幅器は、ＦＥＴにより構成された
差動入力段１００と、この差動入力段１００に定電流を
与える定電流回路１０２と、定電流回路１０２に所定の
バイアス電圧を与えるバイアス回路１０４と、差動入力
段１００に接続された出力アンプ１０６とによって構成
されている。同図に示すように、実際のオペアンプに含
まれている電圧利得を稼ぐための多段増幅回路を省略し
て、差動入力増幅器の構成を簡略化し、広帯域化を図る
ことができる。このように、回路の簡略化を行うことに
より、動作周波数の上限を高くすることができるため、
その分この差動入力増幅器を用いて構成した同調回路の
同調周波数の上限を高くすることができる。

【００６６】

【発明の効果】上述したように本発明の同調回路は、所
定の同調周波数を有するバンドパスフィルタとして動作
し、しかも一方の移相回路に含まれるインダクタをアン
テナコイルによって形成しているため、放送波等の各種
の受信信号を直接同調回路に取り込むことかでき、従来
不可欠であったバリコンが不要となる。このため、イン
ダクタを除く同調回路全体を半導体基板上に形成するこ
とができ、集積化に適している。

【００６７】また、少なくとも一方の移相回路に含まれ
る可変抵抗の抵抗値を可変することにより、同調回路の
閉ループを一巡したときに移相量の合計が３６０°とな
る周波数を変えることができるため、同調周波数を任意
に変えることができ、必ずしも従来のようにスーパーヘ
テロダイン方式を用いなくとも受信機を構成することが
可能となる。このため、スーパーヘテロダイン方式の受
信機では不可欠であった中間周波トランスや局部発振ト
ランス等が不要となり、同調機構全体、さらには受信機
のほとんどを半導体基板上に一体形成することも可能と
なる。

【００６８】また、初段の回路の入力側に接続された抵
抗あるいは帰還抵抗の少なくとも一方の抵抗値を変える
ことにより同調帯域幅、すなわちバンドパスフィルタの
Ｑを可変することができるため、例えば同調回路を用い
て構成した受信機において、混信が生じる場合には同調
帯域幅を狭くして混信を防ぎ、反対に混信が少ない場合
においては同調帯域幅を広げて受信信号を忠実に再現す
るといったことが可能であり、混信状態に応じて最適な
受信機の設計が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施形態の同調回路の構成を示す回路図
である。

【図２】図１に示した前段の移相回路の構成を示す回路
図である。

【図３】図２に示した移相回路の入出力電圧とインダク
タ等に現れる電圧の関係を示すベクトル図である。

【図４】図１に示す後段の移相回路の構成を示す回路図
である。

【図５】図４に示した移相回路の入出力電圧とキャパシ
タ等に現れる電圧の関係を示すベクトル図である。

【図６】図１に示した同調回路に対応した等価回路を示
す図である。

【図７】同調回路内の２つの移相回路および分圧回路の
全体を所定の伝達関数を有する回路に置き換えた図であ
る。

【図８】図７に示す回路をミラーの定理によって変換し
た図である。

【図９】図１に示す同調回路の特性図である。

【図１０】第１の実施形態の同調回路の他の例を示す回
路図である。

【図１１】第２の実施形態の同調回路の構成を示す回路
図である。

【図１２】第２の実施形態の同調回路の他の例を示す回
路図である。

【図１３】オペアンプの構成の中で移相回路の動作に必
要な部分を抽出した回路図である。

【符号の説明】

１ 同調回路 １０Ｌ、３０Ｃ 移相回路 １２、３２ オペアンプ １６、１８、２０、３８、４０ 抵抗 １７ インダクタ ３４ キャパシタ ３６、７４ 可変抵抗 ６０ 分圧回路 ７０ 帰還抵抗 ９２ 出力端子

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 いずれか一方が出力を入力側に帰還させ
   た差動入力増幅器とＣＲ回路とを含み、いずれか他方が
   出力を入力側に帰還させた差動入力増幅器とＬＲ回路と
   を含む全域通過型の２つの移相回路と、入力される交流
   信号の位相を変えずに所定の増幅を行う非反転回路とを
   備え、前記２つの移相回路と前記非反転回路を縦続接続
   し、これら縦続接続された複数の回路の最終段の出力を
   初段の入力側に帰還させるとともに、前記ＬＲ回路に含
   まれるインダクタとしてアンテナコイルを用いることを
   特徴とする同調回路。
2. 【請求項２】 いずれか一方が出力を入力側に帰還させ
   た差動入力増幅器とＣＲ回路とを含み、いずれか他方が
   出力を入力側に帰還させた差動入力増幅器とＬＲ回路と
   を含む全域通過型の２つの移相回路と、入力される交流
   信号の位相を反転するとともに所定の増幅を行う位相反
   転回路とを備え、前記２つの移相回路と前記位相反転回
   路を縦続接続し、これら縦続接続された複数の回路の最
   終段の出力を初段の入力側に帰還させるとともに、前記
   ＬＲ回路に含まれるインダクタとしてアンテナコイルを
   用いることを特徴とする同調回路。
3. 【請求項３】 入力される交流信号の位相を変えずに所
   定の増幅を行う非反転回路と、 反転入力端子に第１の抵抗の一方端が接続され前記第１
   の抵抗を介して交流信号が入力される差動入力増幅器
   と、前記差動入力増幅器の出力端子と反転入力端子との
   間に接続された第２の抵抗と、キャパシタおよび第３の
   抵抗から構成され前記第１の抵抗の他方端に接続された
   ＣＲ回路とを含み、前記第３の抵抗および前記キャパシ
   タの接続部を前記差動入力増幅器の非反転入力端子に接
   続した第１の移相回路と、 反転入力端子に第１の抵抗の一方端が接続された差動入
   力増幅器と、前記差動入力増幅器の出力端子と反転入力
   端子との間に接続された第２の抵抗と、アンテナコイル
   を用いて形成されたインダクタおよび第３の抵抗から構
   成され前記第１の抵抗の他方端に接続されたＬＲ回路と
   を含み、前記第３の抵抗および前記インダクタの接続部
   を前記差動入力増幅器の非反転入力端子に接続した第２
   の移相回路と、 を備え、前記第１および第２の移相回路と前記非反転回
   路とを縦続接続し、これら縦続接続された複数の回路の
   最終段の出力を初段の入力側に帰還させることを特徴と
   する同調回路。
4. 【請求項４】 入力される交流信号の位相を反転すると
   ともに所定の増幅を行う位相反転回路と、 反転入力端子に第１の抵抗の一方端が接続され前記第１
   の抵抗を介して交流信号が入力される差動入力増幅器
   と、前記差動入力増幅器の出力端子と反転入力端子との
   間に接続された第２の抵抗と、キャパシタおよび第３の
   抵抗から構成され前記第１の抵抗の他方端に接続された
   ＣＲ回路とを含み、前記第３の抵抗および前記キャパシ
   タの接続部を前記差動入力増幅器の非反転入力端子に接
   続した第１の移相回路と、 反転入力端子に第１の抵抗の一方端が接続された差動入
   力増幅器と、前記差動入力増幅器の出力端子と反転入力
   端子との間に接続された第２の抵抗と、アンテナコイル
   を用いて形成されたインダクタおよび第３の抵抗から構
   成され前記第１の抵抗の他方端に接続されたＬＲ回路と
   を含み、前記第３の抵抗および前記インダクタの接続部
   を前記差動入力増幅器の非反転入力端子に接続した第２
   の移相回路と、 を備え、前記第１および第２の移相回路と前記位相反転
   回路とを縦続接続し、これら縦続接続された複数の回路
   の最終段の出力を初段の入力側に帰還させることを特徴
   とする同調回路。
5. 【請求項５】 請求項３または４において、 前記２つの移相回路内の第１の抵抗と第２の抵抗の抵抗
   値を同じ値に設定することを特徴とする同調回路。
6. 【請求項６】 請求項３〜５のいずれかにおいて、前記
   キャパシタあるいは前記インダクタからなるリアクタン
   ス素子と前記第３の抵抗の接続の仕方を前記２つの移相
   回路において同じにしたことを特徴とする同調回路。
7. 【請求項７】 請求項３〜６のいずれかにおいて、 前記ＣＲ回路あるいは前記ＬＲ回路の少なくとも一方の
   時定数を可変することにより、同調周波数を変化させる
   ことを特徴とする同調回路。
8. 【請求項８】 請求項７において、 前記ＣＲ回路あるいは前記ＬＲ回路の少なくとも一方に
   含まれる前記第３の抵抗の抵抗値を可変することによ
   り、前記時定数を変化させることを特徴とする同調回
   路。
9. 【請求項９】 請求項１〜８のいずれかにおいて、 前記２つの移相回路を含んで形成される閉ループの一部
   に分圧回路を挿入し、前記分圧回路に入力される交流信
   号を同調出力として取り出すことを特徴とする同調回
   路。
10. 【請求項１０】 請求項１〜９のいずれかにおいて、 前記２つの移相回路を含んで形成される閉ループの一部
    に挿入された第４の抵抗と、前記閉ループを流れる交流
    信号の一部を分岐するために設けられた第５の抵抗とを
    さらに備えており、前記第４および第５の抵抗の抵抗比
    を可変することにより、同調帯域幅を変化させることを
    特徴とする同調回路。
11. 【請求項１１】 請求項１〜１０のいずれかにおいて、 前記インダクタを除く構成部品を半導体基板上に一体形
    成したことを特徴とする同調回路。