JPH0974319A

JPH0974319A - 受信機

Info

Publication number: JPH0974319A
Application number: JP4837096A
Authority: JP
Inventors: Tadataka Oe; 忠孝大江; Tsutomu Nakanishi; 努中西; Akira Okamoto; 明岡本
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1995-03-31
Filing date: 1996-02-09
Publication date: 1997-03-18

Abstract

(57)【要約】【課題】２連バリコンやその調整が不要であって製造
時の手間を軽減することができ、しかも集積化に適した
受信機を提供すること。【解決手段】受信機は、高周波増幅回路１、同調増幅
器２、ＡＭ検波回路３、低周波増幅回路４およびスピー
カ５を含んで構成される。同調増幅器２は、縦続接続さ
れた２つの移相回路と非反転回路を備えており、後段の
移相回路の出力を非反転回路および帰還抵抗を介して前
段の移相回路の入力に帰還させる。各移相回路はトラン
ジスタを含んでおり、トランジスタのドレイン側にコン
デンサを接続し、ソース側に可変抵抗を接続し、コンデ
ンサと可変抵抗の各一端を接続して、入力信号の位相を
所定量シフトさせた信号を取り出す。これにより、各移
相回路を合わせた位相シフト量が所定の周波数において
３６０°となり、所定の周波数で安定した同調動作が行
われる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＡＭ波またはＦＭ
波を受信可能な受信機に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＡＭ受信機には種々の周波数の信号が入
力されるが、これらの信号の中から希望する放送波を選
局して受信するには、希望する信号のみを通過させるバ
ンドパスフィルタを受信機の入力回路に設ければよい。
多数の放送局の中から希望する１局を自由に選局するた
めには、バンドパスフィルタの中心周波数を受信帯域内
で連続的に変化できるようにする必要がある。しかし、
フィルタの帯域特性を変えずにこれを行うことは非常に
難しいため、スーパーヘテロダイン方式が発明された。
スーパーヘテロダイン方式は、バンドパスフィルタの中
心周波数および帯域特性を変えずに、希望する放送局の
周波数をバンドパスフィルタの中心周波数に変換するこ
とで、希望する周波数信号のみを取り出すものである
（日本放送協会編「ＮＨＫラジオ技術教科書」２０１頁
より引用）。

【０００３】図２３は、スーパーヘテロダイン方式のＡ
Ｍラジオ受信機の回路構成を示す図である。

【０００４】アンテナで受信された様々な周波数の放送
波の中から、不図示の同調回路で希望する周波数の信号
ｆ1 （例えば１０００ｋＨｚ）を選択し、高周波増幅回
路によって増幅したのち、周波数変換回路に加える。

【０００５】周波数変換回路には、局部発振回路から受
信周波数よりも高い周波数ｆ2 （例えば１４５５ｋＨ
ｚ）が加えられており、混合回路で周波数ｆ1 との間に
うなり現象（ビート）を起こし、ｆ1 −ｆ2 （４５５ｋ
Ｈｚ）およびｆ1 ＋ｆ2 （２４５５ｋＨｚ）の周波数成
分を生じる。この信号のいずれか一方（通常はｆ1 −ｆ
2 ）をフィルタによって取り出し、中間周波数増幅回路
に加える（日本放送協会編「ＮＨＫラジオ技術教科書」
２０１，２０２頁より引用）。

【０００６】このようにして中間周波増幅を行った後Ａ
Ｍ検波を行い、さらに低周波増幅を行ってスピーカから
希望する放送局の音声を出力することができる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述したス
ーパーヘテロダイン方式を用いた受信機においては、選
択度を向上させるためにアンテナで受信した高周波信号
を同調回路に入力して所定の同調処理を行っており、こ
の同調周波数を局部発振回路の発振周波数に連動して変
化させることにより１つの放送局の電波のみを選択する
ようになっている。そのため、一般の受信機は機械式の
２連バリコンを備えており、この２連バリコンは受信周
波数に応じて所定の静電容量を有するように大きさが決
まっていることから、受信機全体の小型化や集積化が難
しかった。

【０００８】また、従来の受信機の局部発振回路や中間
周波増幅回路には局部発振トランスや中間周波トランス
が使用されており（最近では中間周波増幅をセラミック
フィルタを用いて行うものもある）、これらのトランス
は外付け部品であって、この点からも受信機全体の集積
化が難しかった。

【０００９】さらに、上述した２連バリコンを用いた従
来の受信機においては同調特性のばらつきが大きいた
め、受信機を組み立てた後に、２連バリコンに備わった
トリマコンデンサの微調整を行っており、製造時に手間
がかかっていた。また、最近では２連バリコンの代わり
に可変容量ダイオードを用いた受信機も出回っている
が、微調整が必要な点は同じであり、製造時に手間がか
かっていた。

【００１０】本発明は、このような点に鑑みて創作され
たものであり、その目的は２連バリコンやその調整が不
要であって製造時の手間を軽減することができ、しかも
集積化に適した受信機を提供することを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ために、請求項１の受信機は、トランジスタを内部に含
む２つの移相回路を縦続接続し、後段の移相回路から出
力された帰還信号とアンテナからの入力信号とを加算し
て前段の移相回路に入力する。例えば、２つの移相回路
全体での位相シフト量が所定の周波数において３６０°
あるいは１８０°となるように制御すれば、安定な同調
出力が得られる。

【００１２】また、請求項２の受信機は、２つの移相回
路を縦続接続して形成される帰還ループの一部に非反転
回路を挿入する。このため、２つの移相回路による位相
シフト量と同量だけ位相がシフトした信号が同調増幅器
から出力される。

【００１３】また、請求項３の受信機は、２つの移相回
路全体での位相シフト量が３６０°になる周波数近傍の
信号のみを通過させる同調増幅器を設けるため、混信の
ない同調出力が得られる。

【００１４】また、請求項４の受信機は、２つの移相回
路内の双方の合成手段にリアクタンス素子としてキャパ
シタが含まれている場合、あるいは双方の合成手段にリ
アクタンス素子としてインダクタが含まれている場合に
は、合成手段を構成する抵抗およびリアクタンス素子の
接続の仕方を２つの移相回路で反対にしたため、２つの
移相回路全体での位相シフト量が所定の周波数において
３６０°になる。

【００１５】また、請求項５の受信機は、２つの移相回
路内の一方の合成手段にリアクタンス素子としてキャパ
シタが含まれ、他方の合成手段にリアクタンス素子とし
てインダクタが含まれている場合には、合成手段を構成
する抵抗およびリアクタンス素子の接続の仕方を２つの
移相回路で同じにしたため、２つの移相回路全体での位
相シフト量が所定の周波数において３６０°になる。

【００１６】また、請求項６の受信機は、２つの移相回
路を縦続接続して形成される帰還ループの一部に位相反
転回路を挿入する。このため、２つの移相回路による位
相シフト量と１８０°位相が異なる信号が同調増幅器か
ら出力される。

【００１７】また、請求項７の受信機は、２つの移相回
路と位相反転回路とを合わせた位相シフト量が３６０°
になる周波数近傍の信号のみを通過させる同調増幅器を
設けるため、混信のない同調出力が得られる。

【００１８】また、請求項８の受信機は、２つの移相回
路内の双方の合成手段にリアクタンス素子としてキャパ
シタが含まれている場合、あるいは双方の合成手段にリ
アクタンス素子としてインダクタが含まれている場合に
は、合成手段を構成する抵抗およびリアクタンス素子の
接続の仕方を２つの移相回路で同じにしたため、２つの
移相回路全体での位相シフト量が所定の周波数において
１８０°になる。したがって、位相反転回路を接続すれ
ば、同調増幅器全体での位相シフト量が３６０°にな
る。

【００１９】また、請求項９の受信機は、２つの移相回
路内の一方の合成手段にリアクタンス素子としてキャパ
シタが含まれ、他方の合成手段にリアクタンス素子とし
てインダクタが含まれている場合には、合成手段を構成
する抵抗およびリアクタンス素子の接続の仕方を２つの
移相回路で反対にしたため、２つの移相回路全体での位
相シフト量が所定の周波数において１８０°になる。

【００２０】また、請求項１０の受信機は、前記変換手
段の内部にトランジスタを含んでおり、トランジスタの
ソースあるいはドレインに接続する抵抗の抵抗値と、ト
ランジスタのエミッタあるいはコレクタに接続する抵抗
の抵抗値を等しくするため、トランジスタのソースある
いはドレイン側の電圧振幅と、エミッタあるいはコレク
タ側の電圧振幅とが等しくなる。

【００２１】また、請求項１１の受信機は、入力インピ
ーダンス素子と帰還インピーダンス素子を抵抗により構
成し、そのうちの一方を可変抵抗により形成するため、
可変抵抗の抵抗値を変化させることにより、同調周波数
および同調時の利得を一定にしたまま、最大減衰量のみ
を変化させることができる。

【００２２】また、請求項１２の受信機は、２つの移相
回路内の少なくとも一方の抵抗を可変抵抗により形成し
たため、合成手段の時定数を変化させることができ、同
調周波数を可変できる。

【００２３】また、請求項１４の受信機は、縦続接続さ
れた２つの移相回路によって形成される帰還ループの一
部に分圧回路を接続し、分圧出力を前段側に帰還させる
とともに、分圧前の信号を同調出力とするため、同調動
作と同時に信号振幅の増幅も行える。

【００２４】また、請求項１５の受信機は、アンテナで
受信された信号を正弦波発振回路からの正弦波信号を用
いて中間周波信号に変換した後に同調増幅器で同調を行
う。この場合、正弦波発振信号の周波数と同調周波数と
を連動して可変する必要がないため、従来のスーパーヘ
テロダイン方式の受信機のような２連バリコンが不要と
なる。

【００２５】また、請求項１６の受信機は、棒状あるい
は紐状の導電性材料によってアンテナを形成する。この
ような簡易な構成のアンテナであっても、従来のような
ＬＣ共振回路を必要としないことから、ＡＭ波あるいは
ＦＭ波を感度よく受信でき、しかも受信機を極めて薄く
かつ小型化できる。

【００２６】また、請求項１７の受信機は、受信機の構
成部品を半導体基板上にいったい形成するため、製造工
程を簡略化できるとともに、コストダウンおよび小型化
を図れる。

【００２７】

【発明の実施の形態】以下、本発明を適用した一実施形
態の受信機について、図面を参照しながら具体的に説明
する。

【００２８】〔受信機の第１の実施形態〕図１は、本発
明を適用した第１の実施形態のＡＭ受信機の構成を示す
図である。同図に示す本実施形態のＡＭ受信機は、高周
波増幅回路１、同調増幅器２、ＡＭ検波回路３、低周波
増幅回路４、スピーカ５を含んで構成されている。

【００２９】高周波増幅回路１は、アンテナ６によって
受信したＡＭ信号に対して高周波増幅を行うものであ
り、充分なＳＮ比を確保するために設けられている。し
たがって、受信電界が充分強いような場合には、この高
周波増幅回路１を省略して、アンテナ６によって受信し
た信号を直接同調増幅器２に入力するようにしてもよ
い。

【００３０】また、高周波増幅回路１のゲインを上げす
ぎてノイズ分が飽和しないようにするために、同調増幅
器２とＡＭ検波回路３の間に２段目の高周波増幅回路を
設けて、２つの高周波増幅回路によって増幅動作を分担
するようにしてもよい。この場合にはＳＮ比をさらに改
善することができる。

【００３１】同調増幅器２は、同調周波数がｆ1 に設定
されており、前段の高周波増幅回路１から入力される信
号の中から周波数がｆ1 近傍のものだけを選択して出力
する。この同調増幅器２の詳細構成および動作について
は後述する。

【００３２】ＡＭ検波回路３は、同調増幅器２によって
選択された周波数ｆ１近傍の信号に対してＡＭ検波を行
う。最も一般的には、ダイオードを用いて半波整流を行
い、さらにローパスフィルタを通して搬送波成分を取り
除くことにより音声信号の復調を行っている。

【００３３】低周波増幅回路４は、ＡＭ検波回路３から
出力される信号に対して電圧増幅および電力増幅を行っ
て、スピーカ５から受信音声を出力する。なお、受信音
声をスピーカ５から出力する代わりに、イヤホン等のレ
シーバから出力してもよい。

【００３４】〔同調増幅器の第１の構成例〕図２は上述
した同調増幅器２の詳細構成を示す回路図である。同図
に示す同調増幅器２は、それぞれが入力される交流信号
の位相を所定量シフトさせることにより所定の周波数に
おいて合計で３６０°の位相シフトを行う２つの移相回
路１０Ｃ、３０Ｃと、移相回路３０Ｃの出力信号の位相
を変えずに所定の増幅度で増幅して出力する非反転回路
５０と、非反転回路５０の後段に設けられた可変抵抗１
６２および１６４からなる分圧回路１６０と、帰還抵抗
７０および入力抵抗７４（入力抵抗７４は帰還抵抗７０
のｎ倍の抵抗値を有しているものとする）のそれぞれを
介することにより分圧回路１６０の分圧出力（帰還信
号）と入力端子９０に入力される信号（入力信号）とを
所定の割合で加算する加算回路とを含んで構成されてい
る。

【００３５】帰還抵抗７０と直列に接続されたキャパシ
タ７２、および入力抵抗７４と入力端子９０との間に挿
入されたキャパシタ７６はともに直流電流を阻止するた
めのものであり、そのインピーダンスは動作周波数にお
いて極めて小さく、すなわち大きな静電容量を有してい
る。

【００３６】図３は、図２に示した前段の移相回路１０
Ｃの構成を抜き出して示したものである。同図に示す前
段の移相回路１０Ｃは、ゲートが入力端２２に接続され
たＦＥＴ１２と、このＦＥＴ１２のソース・ドレイン間
に直列に接続された可変抵抗１６およびキャパシタ１４
と、ＦＥＴ１２のドレインと正電源との間に接続された
抵抗１８と、ＦＥＴ１２のソースとアースとの間に接続
された抵抗２０とを含んで構成されている。

【００３７】ここで、上述したＦＥＴ１２のソースおよ
びドレインに接続された２つの抵抗２０、１８の抵抗値
はほぼ等しく設定されており、入力端２２に印加される
入力電圧の交流成分に着目すると、位相が一致した信号
がＦＥＴ１２のソースから、位相が反転した（位相が１
８０°シフトした）信号がＦＥＴ１２のドレインからそ
れぞれ出力されるようになっている。

【００３８】なお、図２に示した移相回路１０Ｃ内の抵
抗２６は、ＦＥＴ１２に適切なバイアス電圧を印加する
ためのものである。

【００３９】このような構成を有する移相回路１０Ｃに
おいて、所定の交流信号が入力端２２に入力されると、
すなわちＦＥＴ１２のゲートに所定の交流電圧（入力電
圧）が印加されると、ＦＥＴ１２のソースにはこの入力
電圧と同相の交流電圧が現れ、反対にＦＥＴ１２のドレ
インにはこの入力電圧と逆相であってソースに現れる電
圧と振幅が等しい交流電圧が現れる。このソースおよび
ドレインに現れる交流電圧の振幅をともにＥi とする。

【００４０】このＦＥＴ１２のソース・ドレイン間には
可変抵抗１６とキャパシタ１４とにより構成される直列
回路（ＣＲ回路）が接続されている。したがって、ＦＥ
Ｔ１２のソースおよびドレインに現れる電圧のそれぞれ
を可変抵抗１６あるいはキャパシタ１４を介して合成し
た信号が出力端２４から出力される。

【００４１】図４は、前段の移相回路１０Ｃのキャパシ
タ等に現れる電圧を示すベクトル図である。

【００４２】ＦＥＴ１２のソースとドレインにはそれぞ
れ入力電圧と同相および逆相であって電圧振幅がＥi の
交流電圧が現れるため、ソース・ドレイン間の電位差
（交流成分）は２Ｅi となる。また、キャパシタ１４の
両端に現れる電圧ＶC1と可変抵抗１６の両端に現れる電
圧ＶR1とは互いに９０°位相がずれており、これらをベ
クトル的に合成したものが、ＦＥＴ１２のソース・ドレ
イン間の電圧２Ｅi に等しくなる。

【００４３】したがって、図４に示すように、電圧Ｅi
の２倍を斜辺とし、キャパシタ１４の両端電圧ＶC1と可
変抵抗１６の両端電圧ＶR1とが直交する２辺を構成する
直角三角形を形成することになる。このため、入力信号
の振幅が一定で周波数のみが変化した場合には、図４に
示す半円の円周に沿ってキャパシタ１４の両端電圧ＶC1
と可変抵抗１６の両端電圧ＶR1とが変化する。

【００４４】ところで、キャパシタ１４と可変抵抗１６
の接続点とグランドレベルとの電位差を出力電圧Ｅo と
して取り出すものとすると、この出力電圧Ｅo は、図４
に示した半円においてその中心点を始点とし、電圧ＶC1
と電圧ＶR1とが交差する円周上の一点を終点とするベク
トルで表すことができ、その大きさは半円の半径Ｅiに
等しくなる。しかも、入力信号の周波数が変化しても、
このベクトルの終点は円周上を移動するだけであるた
め、周波数に応じて出力振幅が変化しない安定した出力
を得ることができる。

【００４５】また、図４から明らかなように、電圧ＶC1
と電圧ＶR1とは円周上で直角に交わるため、理論的には
ＦＥＴ１２のゲートに印加される入力電圧と同相の電圧
Ｅiと電圧ＶC1との位相差は、周波数ωが０から∞まで
変化するに従って、電圧Ｅiを基準として時計回り方向
に０°から９０°まで変化する。そして、移相回路１０
Ｃ全体の位相シフト量φ1 はその２倍であり、周波数に
応じて０°から１８０°まで変化する。

【００４６】同様に、図５は図２に示した後段の移相回
路３０Ｃの構成を抜き出して示したものである。同図に
示す後段の移相回路３０Ｃは、ゲートが入力端４２に接
続されたＦＥＴ３２と、このＦＥＴ３２のソース・ドレ
イン間に直列に接続されたキャパシタ３４および可変抵
抗３６と、ＦＥＴ３２のドレインと正電源との間に接続
された抵抗３８と、ＦＥＴ３２のソースとアースとの間
に接続された抵抗４０とを含んで構成されている。

【００４７】移相回路１０Ｃと同様に、図５に示したＦ
ＥＴ３２のソースおよびドレインに接続された２つの抵
抗４０、３８の抵抗値はほぼ等しく設定されており、入
力端４２に印加される入力電圧の交流成分に着目する
と、位相が一致した信号がＦＥＴ３２のソースから、位
相が反転した信号がＦＥＴ３２のドレインからそれぞれ
出力されるようになっている。また、図２に示す移相回
路３０Ｃ内の抵抗４６はＦＥＴ３２に適切なバイアス電
圧を印加するためのもので、移相回路１０Ｃと３０Ｃと
の間に設けられたキャパシタ４８は移相回路１０Ｃの出
力から直流成分を取り除く直流電流阻止用のものであ
る。

【００４８】このような構成を有する移相回路３０Ｃに
おいて、所定の交流信号が入力端４２に入力されると、
すなわちＦＥＴ３２のゲートに所定の交流電圧（入力電
圧）が印加されると、ＦＥＴ３２のソースにはこの入力
電圧と同相の交流電圧が現れ、反対にＦＥＴ３２のドレ
インにはこの入力電圧と逆相であってソースに現れる電
圧と振幅が等しい交流電圧が現れる。このソースおよび
ドレインに現れる交流電圧の振幅をともにＥi とする。

【００４９】ＦＥＴ３２のソース・ドレイン間にはキャ
パシタ３４と可変抵抗３６とにより構成される直列回路
が接続されており、ＦＥＴ３２のソースおよびドレイン
に現れる電圧のそれぞれをキャパシタ３４あるいは可変
抵抗３６を介して合成した信号が出力端４４から出力さ
れる。

【００５０】図６は、後段の移相回路３０Ｃのキャパシ
タ等に現れる電圧を示すベクトル図である。

【００５１】図６に示すように、可変抵抗３６の両端に
現れる電圧ＶR2とキャパシタ３４の両端に現れる電圧Ｖ
C2とは互いに９０°位相がずれており、これらをベクト
ル的に加算したものが、ＦＥＴ３２のソース・ドレイン
間の電位差２Ｅi に等しくなる。したがって、電圧Ｅi
の２倍を斜辺とし、可変抵抗３６の両端電圧ＶR2とキャ
パシタ３４の両端電圧ＶC2とを直交する２辺とする直角
三角形が形成される。このため、入力信号の振幅が一定
で周波数のみが変化した場合には、図６に示す半円の円
周に沿って可変抵抗３６の両端電圧ＶR2とキャパシタ３
４の両端電圧ＶC2とが変化する。

【００５２】可変抵抗３６とキャパシタ３４の接続点と
グランドレベルとの電位差を出力電圧Ｅo として取り出
すものとすると、この出力電圧Ｅo は、図６に示した半
円においてその中心点を始点とし、電圧ＶR2と電圧ＶC2
とが交差する円周上の一点を終点とするベクトルで表す
ことができ、その大きさは半円の半径Ｅi に等しくな
る。しかも、入力信号の周波数が変化しても、このベク
トルの終点は円周上を移動するだけであるため、周波数
に応じて出力振幅が変化しない安定した出力を得ること
ができる。

【００５３】また、図６から明らかなように、電圧ＶR2
と電圧ＶC2とは円周上で直角に交わるため、理論的には
ＦＥＴ３２のゲートに印加される入力電圧と同相の電圧
Ｅiと電圧ＶR2との位相差は、周波数ωが０から∞まで
変化するに従って、電圧Ｅiを基準として２７０°から
３６０°まで変化する。そして、移相回路３０Ｃ全体の
位相シフト量φ2 は、周波数に応じて１８０°から３６
０°まで変化する。

【００５４】このようにして、２つの移相回路１０Ｃ、
３０Ｃのそれぞれにおいて位相が所定量シフトされる。
しかも、図４および図６に示すように、２つの移相回路
１０Ｃ、３０Ｃの全体により位相シフト量の合計が３６
０°となる。

【００５５】また、図２に示した非反転回路５０は、ド
レインと正電源との間に抵抗５４が、ソースとアースと
の間に抵抗５６がそれぞれ接続されたＦＥＴ５２と、ベ
ースがＦＥＴ５２のドレインに接続されているとともに
コレクタが抵抗６０を介してソースに接続されたトラン
ジスタ５８と、ＦＥＴ５２に適切なバイアス電圧を印加
するための抵抗６２とを含んで構成されている。なお、
図２に示した非反転回路５０の前段に設けられたキャパ
シタ６４は、後段の移相回路３０Ｃの出力から直流成分
を取り除く直流電流阻止用であり、交流成分のみが非反
転回路５０に入力される。

【００５６】非反転回路５０内のＦＥＴ５２は、ゲート
に交流信号が入力されると、逆相の信号をドレインから
出力する。また、トランジスタ５８は、ベースにこの逆
相の信号が入力されると、さらに位相を反転した信号、
すなわちＦＥＴ５２のゲートに入力された信号の位相を
基準に考えると同相の信号をコレクタから出力し、この
同相の信号が非反転回路５０から出力される。

【００５７】この非反転回路５０の出力は、出力端子９
２から同調増幅器２の出力として取り出されるととも
に、この非反転回路５０の出力を分圧回路１６０を通し
た信号が帰還抵抗７０を介して前段の移相回路１０Ｃの
入力側に帰還されている。そして、この帰還された信号
と入力抵抗７４を介して入力される信号とが加算され、
この加算された信号の電圧が前段の移相回路１０Ｃの入
力端（図３に示した入力端２２）に印加されている。

【００５８】また、上述した非反転回路５０の増幅度
は、上述した抵抗５４、５６、６０の各抵抗値によって
決まる。これら各抵抗の抵抗値を調整することにより、
２つの移相回路１０Ｃ、３０Ｃおよび分圧回路１６０を
通すことにより生じる信号振幅の減衰を補い、かつ同調
増幅器全体の帰還ループのオープンループゲインが１以
下になるように設定されている。

【００５９】また、同調増幅器２の出力端子９２から
は、分圧回路１６０に入力される前の非反転回路５０の
出力信号が取り出されるため、同調増幅器２自体に利得
を持たせることができ、後述する同調動作と同時に信号
振幅の増幅が可能となる。

【００６０】図７は、上述した構成を有する２つの移相
回路１０Ｃ、３０Ｃ、非反転回路５０および分圧回路１
６０の全体を伝達関数Ｋ1 を有する回路に置き換えたシ
ステム図であり、伝達関数Ｋ1 を有する回路と並列に抵
抗Ｒ0 を有する帰還抵抗７０が、直列に帰還抵抗７０の
ｎ倍の抵抗値（ｎＲ0 ）を有する入力抵抗７４が接続さ
れている。図８は、図７に示すシステムをミラーの定理
によって変換したシステム図であり、変換後のシステム
全体の伝達関数Ａは、Ａ＝Ｖo ／Ｖi ＝Ｋ1 ／｛ｎ（１−Ｋ1 ）＋１｝・・・(1) で表すことができる。

【００６１】ところで、前段の移相回路１０Ｃの伝達関
数Ｋ2 は、可変抵抗１６とキャパシタ１４からなるＣＲ
回路の時定数をＴ₁（可変抵抗１６の抵抗値をＲ、キャ
パシタ１４の静電容量をＣとするとＴ₁＝ＣＲ）とする
と、Ｋ2 ＝ａ₁（１−Ｔ₁ｓ）／（１＋Ｔ₁ｓ）・・・(2) となる。ここで、ｓ＝ｊω、ａ₁は移相回路１０Ｃの利
得であって１未満の値となる。

【００６２】また、後段の移相回路３０Ｃの伝達関数Ｋ
3 は、キャパシタ３４と可変抵抗３６からなるＣＲ回路
の時定数をＴ₂（可変抵抗３６の抵抗値をＲ、キャパシ
タ３４の静電容量をＣとするとＴ₂＝ＣＲ）とすると、Ｋ3 ＝−ａ₂（１−Ｔ₂ｓ）／（１＋Ｔ₂ｓ）・・・(3) となる。ここで、ａ₂は移相回路３０Ｃの利得であって
１未満の値となる。

【００６３】また、分圧回路１６０の利得をａ₃（≦
１）とするとともに、これら移相回路１０Ｃ、３０Ｃお
よび分圧回路１６０による信号振幅の減衰分を補うため
に、非反転回路５０の利得を１／ａ₁ａ₂ａ₃とする
と、移相回路１０Ｃ、３０Ｃ、非反転回路５０および分
圧回路１６０を縦続接続した場合の全体の伝達関数Ｋ1
は、Ｋ1 ＝−｛１＋（Ｔｓ）²−２Ｔｓ｝／｛１＋（Ｔｓ）²＋２Ｔｓ｝・・・(4) となる。なお、計算を簡単なものとするために、各移相
回路の時定数Ｔ₁、Ｔ₂をともにＴとした。この（４）
式を上述した（１）式に代入すると、Ａ＝−｛１＋（Ｔｓ）²−２Ｔｓ｝／〔（２ｎ＋１）｛１＋（Ｔｓ）²｝＋２Ｔｓ〕＝−｛１／（２ｎ＋１）｝〔｛１＋（Ｔｓ）²−２Ｔｓ｝／｛１＋（Ｔｓ）²＋２Ｔｓ／（２ｎ＋１）｝〕・・・(5) となる。

【００６４】この（５）式によれば、ω＝０（直流の領
域）のときにＡ＝−１／（２ｎ＋１）となって、最大減
衰量を与えることがわかる。また、ω＝∞のときにもＡ
＝−１／（２ｎ＋１）となって、最大減衰量を与えるこ
とがわかる。さらに、ω＝１／Ｔの同調点（各移相回路
の時定数が異なる場合には、ω＝１／√（Ｔ₁・Ｔ₂）
の同調点）においてはＡ＝１であって帰還抵抗７０と入
力抵抗７４の抵抗比ｎに無関係であることがわかる。換
言すれば、図９に示すように、ｎの値を変化させても同
調点がずれることなく、かつ同調点の減衰量も変化しな
い。

【００６５】しかも、移相回路１０Ｃ、３０Ｃ内の可変
抵抗１６、３６の抵抗値を変えることにより、可変抵抗
１６あるいは３６を含む各ＣＲ回路の時定数Ｔ₁、Ｔ₂
を変化させることができ、同調周波数ωをある範囲で任
意に変化させることができる。

【００６６】なお、（２）式あるいは（３）式から図
４、図６に示したφ1 （入力電圧と同相の電圧Ｅi を基
準として時計回り方向に０°≦φ1 ≦１８０°）、φ2
（電圧Ｅi を基準として時計回り方向に１８０°≦φ2
≦３６０°）を求めると、 φ1 ＝ｔａｎ｛２ωＴ₁／（１−ω²Ｔ₁ ²）｝・・・(6) φ2 ＝ｔａｎ｛２ωＴ₂／（１−ω²Ｔ₂ ²）｝・・・(7) となる。なお、（６）、（７）式のφ1 およびφ2 は、
図４および図６に示す電圧Ｅｉを基準として時計回り方
向を正方向としたものである。

【００６７】例えばＴ₁＝Ｔ₂（＝Ｔ）の場合には、ω
＝１／Ｔのときに２つの移相回路１０Ｃ、３０Ｃによる
位相シフト量の合計が３６０°となって上述した同調動
作が行われ、このときφ1 ＝９０°、φ2 ＝２７０°と
なる。

【００６８】このように、本実施形態の受信機は、帰還
抵抗７０と入力抵抗７４の抵抗比ｎを変えても同調周波
数および同調時の利得が一定で、かつ最大減衰量および
同調帯域幅を変えることができる同調増幅器２を用いて
同調動作を行っているため、混信が生じる場合には上述
した抵抗比ｎを大きく設定して同調帯域幅を狭くして混
信を防ぎ、反対に混信が少ない場合には上述した抵抗比
ｎを小さく設定して同調帯域幅を広げて受信信号を忠実
に再現するといった調整が容易であり、混信状態に応じ
て最適なＡＭ受信機の設計が可能となる。

【００６９】また、本実施形態の受信機は、分圧回路１
６０を介して減衰した信号を帰還信号として用いるとと
もに、分圧回路１６０に入力する前の信号を同調増幅器
２の出力として取り出すことにより、入力信号の中から
所定の周波数成分のみを抽出する同調動作とともに、こ
の抽出された信号に対して所定の増幅を行うことができ
る。しかも、このときの利得は、分圧回路１６０の分圧
比を変えることにより任意に設定することができる。

【００７０】また、最大減衰量は、帰還抵抗７０と入力
抵抗７４の抵抗比ｎによって決定され、同調周波数は可
変抵抗１６または３６の抵抗値によって決定されるた
め、同調周波数や最大減衰量を互いに干渉しあうことな
く調整することができる。なお、可変抵抗１６、３６の
いずれか一方を抵抗値が固定の抵抗に置き換えてもよ
い。

【００７１】さらに、上述した同調増幅器２は、トラン
ジスタ、キャパシタおよび抵抗を組み合わせて構成して
おり、どの構成素子も半導体基板上に形成することがで
きることから、同調増幅器２を含めた受信機の主要部分
を半導体基板上に形成して集積回路とすることも容易で
ある。また、可変抵抗１６、３６の少なくとも一方の抵
抗値を連続的に変えることにより、同調周波数を連続的
に変更でき、従来必要不可欠であったバリコンを省くこ
とができ、受信機全体の回路規模を大幅に小型化するこ
とができ、製造時に微調整を行う必要もなくなることか
ら、製造工程を大幅に簡略化できる。

【００７２】また、上述した同調増幅器２は、同調周波
数を可変する場合であっても安定した特性を有してお
り、このような同調増幅器２を周波数可変型のフィルタ
として用いれば、一旦中間周波信号に変換して同調をと
る必要がないため、局部発振コイルを用いた局発振回路
や中間周波トランスやセラミックフィルタを用いた中間
周波増幅回路が不要であり、大きな外付け部品を極力減
らすことができる。

【００７３】また、本実施形態のＡＭ受信機は、アンテ
ナ６からの入力部分にバリコンとバーアンテナによるＬ
Ｃ回路を用いていないため、入力部分の設計が容易とな
る。このため、アンテナ６を短い棒状あるいは紐状の導
電性材料で形成することができ、ＡＭ波を効率よく受信
することができる。具体的には、カーラジオ等に使用さ
れるロッドアンテナによってアンテナ６を形成したり、
イヤホンのリード部分をアンテナ６として使用するだけ
で、所望のＡＭ波を感度よく受信することができ、従来
不可欠であったバーアンテナも省略できる。

【００７４】なお、上述した同調増幅器２に含まれる非
反転回路５０は、バイポーラトランジスタ５８を含んで
構成したが、これをＦＥＴに置き換えて、２段のソース
接地回路によって構成するようにしてもよい。この場合
には、同調増幅器２に使用されるトランジスタの全てが
ＦＥＴで統一されるため、製造プロセスを簡略化でき
る。

【００７５】また、本実施形態のＡＭ受信機に含まれる
同調増幅器２では、前段に移相回路１０Ｃを、後段に移
相回路３０Ｃをそれぞれ配置したが、これらの全体によ
って入出力信号間の位相シフト量が３６０°となればよ
いことから、これらの前後を入れ換えて前段に移相回路
３０Ｃを、後段に移相回路１０Ｃをそれぞれ配置して同
調増幅器を構成するようにしてもよい。

【００７６】また、図２に示した同調増幅器２におい
て、移相回路３０Ｃの後段の分圧回路１６０を省略し、
移相回路３０Ｃの出力を直接前段側に帰還してもよい。
あるいは分圧回路１６０内の抵抗１６２を取り除いて抵
抗１６４だけにしてもよい。

【００７７】〔同調増幅器の第２の構成例〕上述した第
１の実施形態のＡＭ受信機に含まれる同調増幅器２は、
各移相回路１０Ｃ、３０ＣをＣＲ回路を含んで構成した
が、ＣＲ回路を抵抗とインダクタからなるＬＲ回路に置
き換えた移相回路を用いて同調増幅器を構成することも
できる。

【００７８】図１０は、ＬＲ回路を含む移相回路の構成
を示す回路図であり、図２に示した同調増幅器２の前段
の移相回路１０Ｃと置き換え可能な構成が示されてい
る。同図に示す移相回路１０Ｌは、図２に示した前段の
移相回路１０Ｃ内のキャパシタ１４と可変抵抗１６から
なるＣＲ回路を、可変抵抗１６とインダクタ１７からな
るＬＲ回路に置き換えた構成を有しており、抵抗１８と
抵抗２０の各抵抗値が同じ値に設定されている。なお、
可変抵抗１６とＦＥＴ１２のドレインとの間に挿入され
たキャパシタ１９は直流電流阻止用である。

【００７９】したがって、上述した移相回路１０Ｌの入
出力電圧等の関係は、図１１のベクトル図に示すよう
に、図４に示した電圧ＶC1を可変抵抗１６の両端電圧Ｖ
R3に、図４に示した電圧ＶR1をインダクタ１７の両端電
圧ＶL1にそれぞれ置き換えて考えることができる。

【００８０】また、図１０に示した移相回路１０Ｌの伝
達関数は、インダクタ１７と可変抵抗１６からなるＬＲ
回路の時定数をＴ₁（インダクタ１７のインダクタンス
をＬ、可変抵抗１６の抵抗値をＲとするとＴ₁＝Ｌ／
Ｒ）とすると、（２）式に示したＫ2 をそのまま適用で
き、図１１に示す位相シフト量φ3 も上述した（６）式
に示したφ1 と同じになる。

【００８１】したがって、図１０に示す移相回路１０Ｌ
は、図３に示した移相回路１０Ｃと基本的に等価であ
り、図２に示した移相回路１０Ｃを図１０に示した移相
回路１０Ｌに置き換えることができる。

【００８２】図１２は、ＬＲ回路を含む移相回路の他の
構成を示す回路図であり、図２に示した同調増幅器２の
後段の移相回路３０Ｃと置き換え可能な構成が示されて
いる。同図に示す移相回路３０Ｌは、図５に示した後段
の移相回路３０Ｃ内のキャパシタ３４と可変抵抗３６か
らなるＣＲ回路を、可変抵抗３６とインダクタ３７から
なるＬＲ回路に置き換えた構成を有しており、抵抗３８
と抵抗４０の各抵抗値は同じ値に設定されている。な
お、インダクタ３７とＦＥＴ３２のドレインとの間に挿
入されたキャパシタ３９は直流電流阻止用である。

【００８３】したがって、上述した移相回路３０Ｌの入
出力電圧等の関係は、図１３のベクトル図に示すよう
に、図６に示した電圧ＶR2をインダクタ３７の両端電圧
ＶL2に、図６に示した電圧ＶC2を可変抵抗３６の両端電
圧ＶR4にそれぞれ置き換えて考えることができる。

【００８４】ところで、図１２に示した移相回路３０Ｌ
の伝達関数は、可変抵抗３６とインダクタ３７からなる
ＬＲ回路の時定数をＴ₂（可変抵抗３６の抵抗値をＲ、
インダクタ３７のインダクタンスをＬとするとＴ₂＝Ｌ
／Ｒ）とすると、（３）式に示したＫ3 をそのまま適用
でき、図１３に示す位相シフト量φ4 も上述した（７）
式に示したφ2 と同じになる。

【００８５】したがって、図１２に示す移相回路３０Ｌ
は、図５に示した移相回路３０Ｃと基本的に等価であ
り、図２に示した移相回路３０Ｃを図１２に示した移相
回路３０Ｌに置き換えることができる。

【００８６】このように、図２に示した２つの移相回路
１０Ｃおよび３０Ｃのいずれか一方、あるいは両方を図
１０、１２に示した移相回路１０Ｌ、３０Ｌに置き換え
ることができる。２つの移相回路１０Ｃ、３０Ｃの両方
を移相回路１０Ｌ、３０Ｌに置き換えた場合には、同調
増幅器全体を集積化することにより同調周波数の高周波
化が容易となる。

【００８７】また、２つの移相回路１０Ｃ、３０Ｃのい
ずれか一方のみを移相回路１０Ｌあるいは３０Ｌに置き
換えた場合であって、ＬＲ回路を構成するインダクタを
含めて、あるいはこのインダクタを除く同調回路全体を
集積化した場合には、温度変化による同調周波数の変動
を防止する、いわゆる温度補償が可能となる。

【００８８】また、図２に示した移相回路１０Ｃ、３０
Ｃの少なくとも一方を移相回路１０Ｌあるいは３０Ｌに
置き換えた場合に、分圧回路１６０を省略して後段の移
相回路の出力を直接前段側に帰還してもよい。あるいは
分圧回路１６０内の抵抗１６２を取り除いて抵抗１６４
だけにしてもよい。分圧回路１６０を省略した場合、あ
るいは抵抗１６２を取り除いた場合には、同調動作のみ
を行うことができる。

【００８９】〔同調増幅器の第３の構成例〕上述した同
調増幅器２は、２つの移相回路による位相シフト量の合
計が３６０°となる周波数で所定の同調動作を行ってい
たが、基本的に同じ動作を行う２つの移相回路を組み合
わせて同調増幅器を構成することにより、２つの移相回
路による位相シフト量の合計が１８０°となる周波数で
所定の同調動作を行うようにしてもよい。

【００９０】図１４は同調増幅器の第３の構成例を示す
回路図である。同図に示す同調増幅器２Ａは、図２に示
した後段の移相回路３０Ｃの代わりに移相回路１０Ｃを
接続し、非反転回路５０の代わりに位相反転回路８０を
接続したものである。

【００９１】位相反転回路８０は、ドレインと正電源と
の間に抵抗８４が、ソースとアースとの間に抵抗８６が
それぞれ接続されたＦＥＴ８２と、ＦＥＴ８２のゲート
に所定のバイアス電圧を印加する抵抗８８とを含んで構
成されている。ＦＥＴ８２のゲートに交流信号が入力さ
れると、ＦＥＴ８２のドレインからは位相を反転した逆
相の信号が出力される。また、この位相反転回路８０
は、２つの抵抗８４、８６の抵抗比によって定まる所定
の増幅度を有する。

【００９２】ところで、上述したように、図１４に示す
２つの移相回路１０Ｃのそれぞれは、入力信号の周波数
ωが０から∞まで変化するに従って、入力電圧と同相の
電圧Ｅi を基準として時計回り方向に０°から１８０°
まで位相がシフトする。例えば、２つの移相回路１０Ｃ
内のＣＲ回路の時定数が同じであると仮定し、これをＴ
とおくと、ω＝１／Ｔの周波数では２つの移相回路１０
Ｃのそれぞれにおける位相シフト量が９０°となる。し
たがって、２つの移相回路１０Ｃの全体によって位相が
１８０°シフトされ、しかも２つの移相回路１０Ｃの後
段に接続された位相反転回路８０によって位相が反転さ
れるため、全体として、位相が一巡して位相シフト量が
３６０°となる信号が位相反転回路８０から出力され
る。

【００９３】また、上述した同調増幅器２Ａでは、上述
した位相反転回路８０の利得を１より大きな値に設定し
ており、２つの移相回路１０Ｃや分圧回路１６０による
信号振幅の減衰を補い、かつ帰還ループのループゲイン
を１以下に設定することで所定の同調動作を行ってい
る。

【００９４】〔同調増幅器の第４の構成例〕図１４に示
した同調増幅器２Ａは、移相回路１０Ｃを縦続接続する
例を示したが、図２に示した移相回路３０Ｃを縦続接続
した場合も同調動作を行わせることができる。

【００９５】図１５は、同調増幅器の第４の構成例を示
す回路図である。同図に示す同調増幅器２Ｂは、図２に
示した前段の移相回路１０Ｃの代わりに移相回路３０Ｃ
を接続し、非反転回路５０の代わりに位相反転回路８０
を接続したものである。

【００９６】図１５に示す各移相回路３０Ｃは、図６に
示したように、入力信号の周波数ωが０から∞まで変化
するに従って、入力電圧と同相の電圧Ｅi を基準として
時計回り方向に１８０°から３６０°まで位相がシフト
する。例えば、２つの移相回路３０Ｃ内のＣＲ回路の時
定数が同じであると仮定し、これをＴとおくと、ω＝１
／Ｔの周波数では、２つの移相回路３０Ｃのそれぞれに
おける位相シフト量が２７０°となる。したがって、２
つの移相回路３０Ｃの全体によって位相が１８０°シフ
トされ、しかも２つの移相回路３０Ｃの後段に接続され
た位相反転回路８０によって位相が反転されるため、全
体として、位相が一巡して位相シフト量が３６０°とな
る信号が位相反転回路８０から出力される。

【００９７】また、図１４に示した同調増幅器２Ａと同
様に、図１５に示す同調増幅器２Ｂでは、上述した位相
反転回路８０の利得を１より大きな値に設定しており、
２つの移相回路３０Ｃや分圧回路１６０による信号振幅
の減衰を補い、かつ帰還ループのループゲインを１以下
に設定することで所定の同調動作を行っている。

【００９８】なお、図１４、図１５に示した同調増幅器
２Ａ、２Ｂは、いずれも２つの移相回路をＣＲ回路を含
んで構成したが、少なくとも一方をＬＲ回路を含んで構
成するようにしてもよい。すなわち、図１４に示した同
調増幅器２Ａにおいて、前段および後段の移相回路１０
Ｃの少なくとも一方を図１０に示した移相回路１０Ｌに
置き換えてもよい。同様に、図１５に示した同調増幅器
２Ｂにおいて、前段および後段の移相回路３０Ｃの少な
くとも一方を図１２に示した移相回路３０Ｌに置き換え
てもよい。

【００９９】特に、両方の移相回路をＬＲ回路を有する
移相回路に置き換えた場合には、同調増幅器全体を集積
化することにより同調周波数の高周波化が容易となり、
一方の移相回路をＬＲ回路を有する移相回路に置き換え
た場合には、温度変化による同調周波数の変動を防止す
る、いわゆる温度補償が可能となる。

【０１００】〔同調増幅器のその他の構成例〕ところ
で、上述した各種の同調増幅器２等は、位相シフトに着
目すると、２つの移相回路と非反転回路、あるいは２つ
の移相回路と位相反転回路によって構成されており、接
続された３つの回路の全体によって所定の周波数におい
て合計の位相シフト量を３６０°にすることにより所定
の同調動作を行うようになっている。したがって、位相
シフト量だけに着目すると、２つの移相回路のどちらを
前段に用いるか、あるいは３つの回路をどのような順番
で接続するかはある程度の自由度があり、必要に応じて
接続順番を決めることができる。

【０１０１】図１６は、２つの移相回路と非反転回路５
０を組み合わせて同調増幅器を構成した場合において、
その接続状態を示す図である。なお、これらの図におい
て、帰還インピーダンス素子７０ａおよび入力インピー
ダンス素子７４ａは、各同調増幅器の出力信号と入力信
号とを所定の割合で加算するためのものであり、最も一
般的には図２等に示すように、帰還インピーダンス素子
７０ａとして帰還抵抗７０を、入力インピーダンス素子
７４ａとして入力抵抗７４を使用する。

【０１０２】但し、帰還インピーダンス素子７０ａおよ
び入力インピーダンス素子７４ａは、それぞれの素子に
入力された信号の位相関係を変えることなく加算できれ
ばよいことから、帰還インピーダンス素子７０ａおよび
入力インピーダンス素子７４ａをともにキャパシタによ
り形成したり、抵抗やキャパシタ等を組み合わせてイン
ピーダンスの実数分と虚数分の比を同時に調整しうるよ
うにしてもよい。

【０１０３】なお、図１６および後述する図１７に示し
た同調増幅器では、図２等に示す分圧回路１６０を除い
た構成を示したが、最終段の回路のさらに後段に分圧回
路１６０を接続し、分圧後の信号を帰還信号として用い
るとともに分圧前の信号を出力として取り出してもよ
い。

【０１０４】図１６（Ａ）には２つの移相回路の後段に
非反転回路５０を配置した構成が示されており、図２に
示した同調増幅器２（ＣＲ回路の代わりにＬＲ回路を接
続したものも含む）に対応している。このように、後段
に非反転回路５０を配置した場合には、この非反転回路
５０に出力バッファの機能を持たせることにより、大き
な出力電流を取り出すこともできる。

【０１０５】図１６（Ｂ）には２つの移相回路の間に非
反転回路５０を配置した構成が示されている。このよう
に、中間に非反転回路５０を配置した場合には、前段の
移相回路と後段の移相回路の相互干渉を完全に防止する
ことができる。

【０１０６】図１６（Ｃ）には２つの移相回路のさらに
前段に非反転回路５０を配置した構成が示されている。
このように、初段に非反転回路５０を配置した場合に
は、前段の移相回路に対する帰還インピーダンス素子７
０ａ等の影響を最小限に抑えることができる。

【０１０７】同様に、図１７は、２つの移相回路と位相
反転回路８０を組み合わせて同調増幅器を構成した場合
において、その接続状態を示す図である。

【０１０８】図１７（Ａ）には２つの移相回路の後段に
位相反転回路８０を配置した構成が示されており、図１
４に示した同調増幅器２Ａあるいは図１５に示した同調
増幅器２Ｂに対応している。このように、後段に位相反
転回路８０を配置した場合には、この位相反転回路８０
に出力バッファの機能を持たせることにより、大きな出
力電流を取り出すこともできる。

【０１０９】図１７（Ｂ）には２つの移相回路の間に位
相反転回路８０を配置した構成が示されており、この場
合には２つの移相回路間の相互干渉を完全に防止するこ
とができる。図１７（Ｃ）には２つの移相回路のさらに
前段に位相反転回路８０を配置した構成が示されてお
り、この場合には前段の移相回路に対する帰還インピー
ダンス素子７０ａ等の影響を最小限に抑えることができ
る。

【０１１０】〔受信機の第２の実施形態〕図１に示した
第１の実施形態のＡＭ受信機では、受信信号を中間周波
数信号に変換することなく同調を行う例を説明したが、
いったん中間周波数信号に変換した後に同調を行う場合
にも、本発明は同様に適用できる。

【０１１１】図１８は第２の実施形態のＡＭ受信機の構
成を示す図である。図１８に示すＡＭ受信機は、高周波
増幅回路１、混合回路７、局部発振回路８、同調増幅器
２、ＡＭ検波回路３、低周波増幅回路４およびスピーカ
５を含んで構成されている。

【０１１２】混合回路７は、高周波増幅回路１から出力
されるＡＭ信号と局部発振回路８から出力される正弦波
信号とを混合して、中間周波数信号を出力する。ＡＭ信
号の周波数をｆ１、局部発振回路８から出力される正弦
波信号の周波数をｆ２とすると、周波数ｆ２＋ｆ１を有
する中間周波数信号が出力される。例えば、正弦波信号
の周波数ｆ２を２MHz とし、ＡＭ信号の周波数ｆ１を現
在国内のＡＭ放送で使われている周波数である５５０kH
z 〜１．６６MHz 程度と考えると、中間周波数信号の周
波数は２．５５〜３．６６MHz 程度となる。

【０１１３】図１８に示す同調増幅器は同調周波数がｆ
３に設定されており、前段の混合回路７から入力される
中間周波数信号の中から周波数がｆ３近傍の信号だけを
選択して出力する。この同調増幅器は、図２、１４、１
５に示した同調増幅器２、２Ａ、２Ｂのいずれかの構成
を有する。

【０１１４】図１９は、図１８に示した局部発振回路８
の内部構成を示す回路図である。図１８に示す局部発振
回路８は、図３および図５に示した移相回路１０Ｃと移
相回路３０Ｃ（より正確には、可変抵抗１６、３６を抵
抗値が固定の抵抗１６′、３６′にした移相回路１０
Ｃ′および３０Ｃ′）を縦続接続し、後段の移相回路３
０Ｃ′の出力を非反転回路５０および帰還抵抗７０を介
して前段の移相回路１０Ｃ′に入力したものである。

【０１１５】図１９の２つの移相回路１０Ｃ′、３０
Ｃ′のそれぞれにおいて位相が所定量シフトし、各移相
回路１０Ｃ′、３０Ｃ′を合わせた位相シフト量の合計
が、所定の周波数において３６０°となるため、このと
きのループゲインを１以上に設定することにより、所定
の周波数で発振する。

【０１１６】このように、図２に示した同調増幅器２と
ほぼ同様の構成で局部発振回路８を構成できるため、同
調増幅器２とともに半導体基板上に形成することによ
り、受信機全体を小型化できる。

【０１１７】図２０は局部発振回路の第２の構成例を示
す回路図であり、図１４に示した同調増幅器２Ａから分
圧回路１６０および入力抵抗７４を省き、可変抵抗１６
を抵抗値が固定の抵抗１６′に変更した構成を有する。
この場合も、ループゲインを１以上に設定することによ
り、２つの移相回路１０Ｃ′を合わせた位相シフト量の
合計が３６０°となるような周波数で正弦波発振が行わ
れる。

【０１１８】同様に、図２１は局部発振回路の第３の構
成例を示す回路図であり、図１５に示した同調増幅器２
Ｂから分圧回路１６０および入力抵抗７４を省き、可変
抵抗３６を抵抗値が固定の抵抗３６′に変更し、かつル
ープゲインを１以上に設定した構成を有する。

【０１１９】図１９〜２１において、後段の移相回路３
０Ｃの後段に分圧回路１６０を接続し、分圧出力を前段
側に帰還させてもよい。

【０１２０】なお、本発明は上記実施形態に限定される
ものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施
が可能である。

【０１２１】例えば、上述した局部発振回路８等では、
前段に移相回路１０Ｃを、後段に移相回路３０Ｃをそれ
ぞれ配置したが、２つの移相回路全体で入出力信号間の
位相シフト量が３６０°となればよいことから、前後を
入れ替えて前段に移相回路３０Ｃを、後段に移相回路１
０Ｃをそれぞれ配置して局部発振回路を構成してもよ
い。すなわち、図３、図５、図１０および図１２に示す
各移相回路のうち、いずれか２つの移相回路を縦続接続
して局部発振回路を構成してもよい。

【０１２２】なお、上述した同調増幅器内の各移相回路
に含まれている可変抵抗１６および３６は、接合型ある
いはＭＯＳ型のＦＥＴを用いて実現することができる。

【０１２３】図２２は、上述した各実施形態の同調増幅
器に含まれる各移相回路内の可変抵抗１６あるいは３６
をＦＥＴに置き換えた場合の移相回路の構成を示す図で
ある。

【０１２４】同図（Ａ）には、図２等に示した移相回路
１０Ｃにおいて、可変抵抗１６をＦＥＴに置き換えた構
成が示されている。同図（Ｂ）には、図２等に示した移
相回路３０Ｃにおいて、可変抵抗３６をＦＥＴに置き換
えた構成が示されている。

【０１２５】このように、ＦＥＴのソース・ドレイン間
に形成されるチャネルを抵抗体として利用して可変抵抗
１６あるいは３６の代わりに使用すると、ゲート電圧を
可変に制御してこのチャネル抵抗をある範囲で任意に変
化させて各移相回路における位相シフト量を変えること
ができる。したがって、同調増幅器において一巡する信
号の位相シフト量が３６０°となる周波数を変えること
ができ、各実施形態の同調増幅器の同調周波数を任意に
変更することができる。

【０１２６】また、可変抵抗を１つのＦＥＴ、すなわち
ｐチャネルあるいはｎチャネルのＦＥＴによって構成す
る代わりに、ｐチャネルのＦＥＴとｎチャネルのＦＥＴ
とを並列接続して１つの可変抵抗を構成し、各ゲート電
圧を変化させて抵抗値を可変してもよい。２つのＦＥＴ
を組み合わせて可変抵抗を構成すれば、ＦＥＴの非線形
領域の改善を行うことができるため、同調信号の歪みを
軽減できる。

【０１２７】また、上述した各実施形態において示した
移相回路１０Ｃ等は、キャパシタ１４等と直列に接続さ
れた可変抵抗１６等の抵抗値を変化させて位相シフト量
を変化させることにより全体の同調周波数を変えるよう
にしたが、キャパシタ１４等の静電容量を変化させるこ
とにより全体の同調周波数を変えるようにしてもよい。

【０１２８】例えば、２つの移相回路の中の少なくとも
一方に含まれるキャパシタ１４等を可変容量素子に置き
換えてこの静電容量を可変することにより、各移相回路
による位相シフト量を変化させて同調周波数を変えるこ
とができる。さらに具体的には、上述した可変容量素子
をアノード・カソード間に印加する逆バイアス電圧が変
更可能な可変容量ダイオードによって、あるいはゲート
電圧によってゲート容量が変更可能なＦＥＴによって形
成することができる。

【０１２９】なお、上述した可変容量素子に印加する逆
バイアス電圧を可変するには、この可変容量素子と直列
に直流電流阻止用のキャパシタを接続すればよい。

【０１３０】また、上述したような可変抵抗や可変容量
素子を用いる場合の他、素子定数が異なる複数の抵抗あ
るいはキャパシタを用意しておいて、スイッチを切り換
えることにより、これら複数の素子の中から１つあるい
は複数を選ぶようにしてもよい。この場合にはスイッチ
切り換えにより接続する素子の個数および接続方法（直
列接続、並列接続あるいはこれらの組み合わせ）によっ
て、素子定数を不連続に切り換えることができる。この
ため、複数の放送局から１局を選局して受信するような
用途に適している。

【０１３１】例えば、可変抵抗の代わりに抵抗値がＲ，
２Ｒ，４Ｒ，…といった２のｎ乗の系列の複数の抵抗を
用意しておいて、１つあるいは任意の複数を選択して直
列接続することにより、等間隔の抵抗値の切替えをより
少ない素子で容易に実現することができる。同様に、キ
ャパシタの代わりに静電容量がＣ，２Ｃ，４Ｃ，…とい
った２のｎ乗の系列の複数のキャパシタを用意しておい
て、１つあるいは任意の複数を選択して並列接続するこ
とにより、等間隔の静電容量の切替えをより少ない素子
で容易に実現することができる。

【０１３２】また、上述した同調増幅器２等では、帰還
インピーダンス素子として抵抗値が固定の帰還抵抗７０
を用い、入力インピーダンス素子として抵抗値が固定の
入力抵抗７４を用いるようにしたが、少なくとも一方の
抵抗を可変抵抗により構成して、同調増幅器２等におけ
る同調帯域幅を可変するようにしてもよい。また、この
可変抵抗をＦＥＴのチャネル抵抗を利用して形成するこ
とができることはいうまでもない。特に、ｐチャネルの
ＦＥＴとｎチャネルのＦＥＴとを並列接続して１つの可
変抵抗を構成し、各ＦＥＴのベースとサブストレート間
に大きさが等しく極性が異なるゲート電圧を印加した場
合には、ＦＥＴの非線形領域の改善を行うことができる
ため、同調信号の歪みを少なくすることができる。

【０１３３】このように、同調帯域幅をＡＭ受信機を完
成させた後に変えることができれば、混信が生じる場合
においては上述した抵抗比ｎ（インピーダンス素子がキ
ャパシタの場合には静電容量比）を連続的に大きい方向
に変化させて同調帯域幅を狭くして混信を防ぎ、反対に
混信が少ない場合においては上述した抵抗比ｎを連続的
に小さい方向に変化させて同調帯域幅を広げて受信信号
を忠実に再現するといった外部からの調整が容易であ
り、電界強度に応じた最適な状態で受信機を動作させる
ことができる。

【０１３４】また、上述したように帰還インピーダンス
素子あるいは入力インピーダンス素子として可変抵抗や
可変容量素子を用いる場合の他、素子定数が異なる複数
の抵抗あるいはキャパシタを用意しておいて、スイッチ
を切り換えることにより、これら複数の素子の中から１
つあるいは複数を選ぶようにしてもよい。この場合には
スイッチ切り換えにより接続する素子の個数および接続
方法（直列接続、並列接続あるいはこれらの組み合わ
せ）によって、素子定数を不連続に切り換えることがで
きる。このため、混信の度合いに応じて何段階かの切替
えを行う用途に適している。

【０１３５】なお、上述した各実施形態において、縦続
接続された２つの移相回路内のＦＥＴ１２、３２や、非
反転回路５０あるいは位相反転回路８０内のＦＥＴ５
２、８２をバイポーラトランジスタにより構成してもよ
い。

【０１３６】上述した第１および第２の実施形態では、
ＡＭ放送を受信するＡＭ受信機について説明したが、図
１に示したＡＭ検波回路の代わりにＦＭ検波回路を接続
し、同調増幅器での同調周波数をＦＭ放送を受信可能な
周波数に設定すれば、ＦＭ受信機として利用することも
可能である。

【０１３７】

【発明の効果】以上の各実施形態に基づく説明から明ら
かなように、トランジスタを含む２つの移相回路を縦続
接続して同調増幅器を構成し、後段の移相回路の出力を
前段の移相回路に帰還させるようにしたため、同調増幅
器全体における位相シフト量を所定の周波数において３
６０°あるいは１８０°にすることができ、振幅変動の
ない安定した同調出力を得ることができる。

【０１３８】また、本発明の受信機内部の同調増幅器で
は、帰還インピーダンス素子と入力インピーダンス素子
のインピーダンス比を可変することにより、同調周波数
や同調時の利得に影響を与えることなく、最大減衰量の
みを変化させることができる。すなわち、混信が生じる
場合には上述したインピーダンス比ｎを大きく設定して
同調帯域幅を狭くして混信を防ぎ、反対に混信が少ない
場合には抵抗比ｎを小さく設定して同調帯域幅を拡げて
受信信号を忠実に再現するといった調整が容易であり、
混信状態に応じて最適な受信条件を簡易に設定できる。

【０１３９】また、移相回路内のＣＲ回路等の時定数を
可変することにより、同調周波数を簡易に変更できるた
め、従来の受信機のようなＬＣ共振を利用した同調を行
う必要がなく、バリコンやコイル等が不要となる。ま
た、入力インピーダンス素子と帰還インピーダンス素子
の各素子定数の比を適切な値に設定することにより、同
調周波数以外の周波数成分を十分に減衰できることか
ら、いったん中間周波数に変換して処理する必要がな
く、局部発振回路や中間周波信号の増幅用のトランス類
が不要となる。このため、大きな外付け部品が不要であ
り、全体の小型化や集積化が可能となる。また、アンテ
ナからの入力部分における同調周波数と局部発振の周波
数とを連動させて可変する必要がなく、２連バリコンが
不要であるため、組み立て後の微調整の必要もなく、工
程の簡略化も可能となる。

【０１４０】また、同調増幅器内の各移相回路に含まれ
る変換手段は、トランジスタとリアクタンス素子および
抵抗といった簡単な構成によって実現することができる
ため、受信機全体の回路規模を簡素化できる。

【０１４１】また、アンテナで受信された信号をいった
ん中間周波信号に変換してから同調する場合も、アンテ
ナからの入力部分における同調周波数と局部発振の周波
数とを連動させて可変する必要がなく、受信機の組立後
の調整が不要となるため、製造工程を大幅に簡略化でき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を適用した第１の実施形態のＡＭ受信機
の構成を示す図である。

【図２】図１に示した同調増幅器の詳細構成を示す回路
図である。

【図３】図２に示した前段の移相回路の構成を抜き出し
て示した図である。

【図４】前段の移相回路の入出力電圧とキャパシタ等に
現れる電圧との関係を示すベクトル図である。

【図５】図２に示した後段の移相回路の構成を抜き出し
て示した図である。

【図６】後段の移相回路の入出力電圧とキャパシタ等に
現れる電圧との関係を示すベクトル図である。

【図７】上述した構成を有する２つの移相回路および分
圧回路の全体を伝達関数を有する回路に置き換えたシス
テム図である。

【図８】図７に示すシステムをミラーの定理によって変
換したシステム図である。

【図９】図２に示した同調増幅器の同調特性を示す図で
ある。

【図１０】ＬＲ回路を含む移相回路の構成を示す回路図
である。

【図１１】移相回路の入出力電圧とインダクタ等に現れ
る電圧との関係を示すベクトル図である。

【図１２】ＬＲ回路を含む移相回路の他の構成を示す回
路図である。

【図１３】移相回路の入出力電圧とインダクタ等に現れ
る電圧との関係を示すベクトル図である。

【図１４】同調増幅器の第３の構成例を示す回路図であ
る。

【図１５】同調増幅器の第４の構成例を示す回路図であ
る。

【図１６】２つの移相回路と非反転回路を組み合わせて
同調増幅器を構成した場合において、その接続状態の組
み合わせを示す図である。

【図１７】２つの移相回路と位相反転回路を組み合わせ
て同調増幅器を構成した場合において、その接続状態の
組み合わせを示す図である。

【図１８】第２の実施形態のＡＭ受信機の構成を示す図
である。

【図１９】図１８に示した局部発振回路の内部構成を示
す回路図である。

【図２０】局部発振回路の第２の構成例を示す回路図で
ある。

【図２１】局部発振回路の第３の構成例を示す回路図で
ある。

【図２２】同調増幅器に含まれる各移相回路内の可変抵
抗をＦＥＴに置き換えた場合の移相回路の構成を示す図
である。

【図２３】スーパーヘテロダイン方式のＡＭラジオ受信
機の回路構成を示す図である。

【符号の説明】

１高周波増幅回路２同調増幅器３ＡＭ検波回路４低周波増幅回路５スピーカ６アンテナ７混合回路８局部発振回路１０Ｃ、３０Ｃ移相回路１２、３２、５２電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）１６、３６可変抵抗１４、３４キャパシタ５０非反転回路７０帰還抵抗７４入力抵抗８０位相反転回路９０入力端子９２出力端子

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】アンテナで受信した信号の中から所定の
周波数近傍の信号を選択する同調増幅器と、前記同調増
幅器によって選択した同調信号に対して検波処理を行う
検波回路と、前記検波回路によって検波された信号を増
幅する低周波増幅回路と、前記低周波増幅回路によって
増幅された信号を音声に変換して出力する出力手段とを
有する受信機であって、前記同調増幅器は、ゲートあるいはベースに交流信号が
入力されるトランジスタを含む２つの移相回路を縦続接
続して構成され、後段の前記移相回路から出力された帰
還信号と前記アンテナからの入力信号とを加算して前段
の前記移相回路に入力し、前記２つの移相回路のいずれ
かの出力を前記同調信号として出力することを特徴とす
る受信機。
【請求項２】アンテナで受信した信号の中から所定の
周波数近傍の信号を選択する同調増幅器と、前記同調増
幅器によって選択した同調信号に対して検波処理を行う
検波回路と、前記検波回路によって検波された信号を増
幅する低周波増幅回路と、前記低周波増幅回路によって
増幅された信号を音声に変換して出力する出力手段とを
有する受信機であって、前記同調増幅器は、前記アンテナからの入力信号が一方端に入力される入力
インピーダンス素子と、帰還信号が一方端に入力される
帰還インピーダンス素子とを含んでおり、前記入力信号
と前記帰還信号とを加算する加算回路と、入力された交流信号を同相および逆相の交流信号に変換
して出力する変換手段と、前記変換手段によって変換さ
れた一方の交流信号をキャパシタあるいはインダクタに
よるリアクタンス素子を介して、他方の交流信号を抵抗
を介して合成する合成手段とを含む２つの移相回路と、入力される交流信号を所定の増幅度で増幅するとともに
位相を変えずに出力する非反転回路と、を備え、前記２つの移相回路および前記非反転回路を所
定の順序で縦続接続し、これら縦続接続された複数の回
路の最終段の出力を前記帰還信号として前記帰還インピ
ーダンス素子の一方端に入力し、前記加算回路の出力を
前記縦続接続された複数の回路の初段に入力し、前記移
相回路のいずれかの出力あるいは前記非反転回路の出力
を前記同調信号として出力することを特徴とする受信
機。
【請求項３】請求項２において、前記同調増幅器は、前記２つの移相回路の全体により位
相シフト量の合計が３６０°となる周波数近傍の信号の
みを通過させることを特徴とする受信機。
【請求項４】請求項３において、前記縦続接続された２つの移相回路内の双方の前記合成
手段に前記リアクタンス素子として前記キャパシタが含
まれている場合、あるいは双方の前記合成手段に前記リ
アクタンス素子として前記インダクタが含まれている場
合には、前記合成手段を構成する抵抗および前記リアク
タンス素子の接続の仕方を前記２つの移相回路において
反対にしたことを特徴とする受信機。
【請求項５】請求項３において、前記縦続接続された２つの移相回路内の一方の前記合成
手段に前記リアクタンス素子として前記キャパシタが含
まれ、他方の前記合成手段に前記リアクタンス素子とし
て前記インダクタが含まれている場合には、前記合成手
段を構成する抵抗および前記リアクタンス素子の接続の
仕方を前記２つの移相回路において同じにしたことを特
徴とする受信機。
【請求項６】アンテナで受信した信号の中から所定の
周波数近傍の信号を選択する同調増幅器と、前記同調増
幅器によって選択した同調信号に対して検波処理を行う
検波回路と、前記検波回路によって検波された信号を増
幅する低周波増幅回路と、前記低周波増幅回路によって
増幅された信号を音声に変換して出力する出力手段とを
有する受信機であって、前記同調増幅器は、前記アンテナからの入力信号が一方端に入力される入力
インピーダンス素子と、帰還信号が一方端に入力される
帰還インピーダンス素子とを含んでおり、前記入力信号
と前記帰還信号とを加算する加算回路と、入力された交流信号を同相および逆相の交流信号に変換
して出力する変換手段と、前記変換手段によって変換さ
れた一方の交流信号をキャパシタあるいはインダクタに
よるリアクタンス素子を介して、他方の交流信号を抵抗
を介して合成する合成手段とを含む２つの移相回路と、入力される交流信号を所定の増幅度で増幅するとともに
位相を反転して出力する位相反転回路と、を備え、前記２つの移相回路および前記位相反転回路を
所定の順序で縦続接続し、これら縦続接続された複数の
回路の最終段の出力を前記帰還信号として前記帰還イン
ピーダンス素子の一方端に入力し、前記加算回路の出力
を前記縦続接続された複数の回路の初段に入力し、前記
移相回路のいずれかの出力あるいは前記位相反転回路の
出力を前記同調信号として出力することを特徴とする受
信機。
【請求項７】請求項６において、前記同調増幅器は、前記２つの移相回路の全体により位
相シフト量の合計が１８０°となる周波数近傍の信号の
みを通過させることを特徴とする受信機。
【請求項８】請求項７において、前記縦続接続された２つの移相回路内の双方の前記合成
手段に前記リアクタンス素子として前記キャパシタが含
まれている場合、あるいは双方の前記合成手段に前記リ
アクタンス素子として前記インダクタが含まれている場
合には、前記合成手段を構成する抵抗および前記リアク
タンス素子の接続の仕方を前記２つの移相回路において
同じにしたことを特徴とする受信機。
【請求項９】請求項７において、前記縦続接続された２つの移相回路内の一方の前記合成
手段に前記リアクタンス素子として前記キャパシタが含
まれ、他方の前記合成手段に前記リアクタンス素子とし
て前記インダクタが含まれている場合には、前記合成手
段を構成する抵抗および前記リアクタンス素子の接続の
仕方を前記２つの移相回路において反対にしたことを特
徴とする受信機。
【請求項１０】請求項２〜９のいずれかにおいて、前記２つの移相回路のそれぞれに含まれる前記変換手段
はそれぞれトランジスタを含んでおり、前記トランジス
タのソースおよびドレイン、あるいはエミッタおよびコ
レクタにそれぞれ抵抗値がほぼ等しい抵抗を接続し、前
記トランジスタのゲートあるいはベースに交流信号を入
力し、前記トランジスタのソース・ドレイン間あるいは
エミッタ・コレクタ間に前記合成手段を構成する前記リ
アクタンス素子および抵抗を接続したことを特徴とする
受信機。
【請求項１１】請求項２〜１０のいずれかにおいて、前記入力インピーダンス素子および前記帰還インピーダ
ンス素子のそれぞれは抵抗であり、少なくとも一方を可
変抵抗により形成することを特徴とする受信機。
【請求項１２】請求項２〜１１のいずれかにおいて、前記２つの移相回路のそれぞれに含まれる前記合成手段
内の抵抗の少なくとも一方を可変抵抗により形成するこ
とを特徴とする受信機。
【請求項１３】請求項２〜１２のいずれかにおいて、前記移相回路の少なくとも一方に含まれる前記合成手段
は、素子定数が固定の複数の抵抗あるいはキャパシタを
備えており、これら抵抗あるいはキャパシタをスイッチ
切り換えにより選択的に接続することを特徴とする受信
機。
【請求項１４】請求項１〜１３のいずれかにおいて、前記縦続接続された２つの移相回路を含んで形成される
帰還ループの一部に分圧回路を接続し、前記分圧回路に
入力される交流信号を前記同調増幅器の同調信号として
出力することを特徴とする受信機。
【請求項１５】請求項１〜１４のいずれかにおいて、固定周波数の正弦波信号を出力する正弦波発振回路と、前記正弦波発振回路の出力信号と前記アンテナで受信し
た受信信号とを混合することにより前記受信信号をこれ
より高周波の中間周波信号に変換する混合回路と、をさ
らに備え、前記同調増幅器は、前記混合回路から出力される中間周
波信号の中から所定の周波数近傍のものを選択すること
を特徴とする受信機。
【請求項１６】請求項１〜１５のいずれかにおいて、前記アンテナを棒状あるいは紐状の導電性材料により形
成することを特徴とする受信機。
【請求項１７】請求項１〜１６のいずれかにおいて、構成部品を半導体基板上に一体形成したことを特徴とす
る受信機。