JPH09214287A

JPH09214287A - 同調回路

Info

Publication number: JPH09214287A
Application number: JP3887996A
Authority: JP
Inventors: Tadataka Oe; 忠孝大江
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1996-02-01
Filing date: 1996-02-01
Publication date: 1997-08-15

Abstract

(57)【要約】【課題】バリコンが不要であって集積化に適した同調
回路を提供すること。【解決手段】同調回路１は、それぞれが交流信号の位
相を所定量シフトさせることにより所定の周波数におい
て合計で３６０°の位相シフトを行う２つの移相回路１
０Ｌおよび３０Ｃと、後段の移相回路３０Ｃの出力側に
設けられた抵抗６２および６４からなる分圧回路６０
と、分圧回路６０の出力を前段の移相回路１０Ｌの入力
側に帰還させる帰還抵抗７０と、帰還抵抗７０を介して
帰還させた信号の一部を分岐させるために設けられた可
変抵抗７４とを含んで構成されている。前段の移相回路
１０Ｌにはアンテナコイルを利用したインダクタ１７が
含まれており、アンテナで受信した電波が取り込まれ
る。後段の移相回路３０Ｃには可変抵抗３６が含まれて
おり、この抵抗値を可変することにより同調周波数が可
変される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ラジオ受信機等に
用いられる同調回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＡＭラジオ等の各種の受信機には種々の
周波数の信号が入力されるが、これらの信号の中から所
望の信号を選局して受信するには、入力回路にバンドパ
スフィルタの特性を持たせればよい。また、ＡＭラジオ
のように広範囲に渡って分布する複数の放送波の中の１
つを選局するには、このバンドパスフィルタの中心周波
数を任意に変化させればよいが、このようなバンドパス
フィルタがなかったため、スーパーヘテロダイン方式が
採用されている。このスーパーヘテロダイン方式は、バ
ンドパスフィルタの中心周波数を変えずに、放送局の周
波数をバンドパスフィルタの中心周波数に変換すること
で、所望の信号のみを取り出すものである。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来の受信機においては、入力回路をバーアンテナとバリ
コンによるＬＣ共振回路によって形成しており、バリコ
ンが不可欠の構成要素となっていた。また、スーパーヘ
テロダイン方式を用いた受信機においては、選択度を向
上させるために、この入力回路による同調周波数と局部
発振回路の発振周波数とを連動させる同調機構を有し、
この連動を２連バリコンによって行っていた。上述した
バリコンや２連バリコンは受信周波数に応じて所定の静
電容量を有するように作られていて大きさが決まってい
ることから、同調機構全体の小型化や集積化が難しかっ
た。また、上述した２連バリコンは、構造上静電容量の
可変幅や静電容量そのものの値が小さいため、これと組
み合わせるバーアンテナのインダクタンスを大きくする
必要があった。

【０００４】また、スーパーヘテロダイン方式を用いた
従来の受信機の局部発振回路や中間周波増幅回路には局
部発振トランスや中間周波トランスが使用されており
（最近では中間周波増幅をセラミックフィルタを用いて
行うものもある）、これらのトランスは外付け部品であ
って、この点からも同調機構全体の集積化が難しかっ
た。

【０００５】本発明は、このような点に鑑みて創作され
たものであり、その目的はバリコンが不要であって集積
化に適した同調回路を提供することを目的とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ために、本発明の同調回路は、一方がＣＲ回路を含み、
他方がＬＲ回路を含む全域通過型の２つの移相回路を備
え、２つの移相回路による全体の位相シフト量の合計が
３６０°となるような周波数で所定の同調動作を行うよ
うに構成されている。特に、一方の移相回路に含まれる
ＬＲ回路を構成するインダクタはアンテナコイルが用い
られており、このアンテナコイルに到達する各種周波数
の電波の中から、上述した位相シフト量の合計が３６０
°となる周波数のものだけが選択され、出力される。し
たがって、同調機構を構成する際に、従来の受信機のよ
うにアンテナコイルとバリコンによるＬＣ共振回路を構
成する必要がない。また、本発明の同調回路は、全域通
過型の移相回路を用いているため、この同調回路を用い
ることにより、同調周波数を変えたときの振幅変化がな
く安定した出力を得ることができ、かならずしもスーパ
ーヘテロダイン方式を採用しなくとも受信機を構成する
ことができる。

【０００７】

【発明の実施の形態】以下、本発明の同調回路を適用し
た一の実施形態について、図面を参照しながら具体的に
説明する。

【０００８】〔第１の実施形態〕図１は、第１の実施形
態の同調回路１の詳細な構成を示す回路図である。図１
に示す同調回路１は、それぞれが交流信号の位相を所定
量シフトさせることにより所定の周波数において合計で
３６０°の位相シフトを行う２つの移相回路１０Ｌおよ
び３０Ｃと、後段の移相回路３０Ｃの出力側に設けられ
た抵抗６２および６４からなる分圧回路６０と、分圧回
路６０の出力を前段の移相回路１０Ｌの入力側に帰還さ
せる帰還抵抗７０と、帰還抵抗７０を介して帰還させた
信号の一部を分岐するために設けられた可変抵抗７４と
を含んで構成されている。

【０００９】図２は、図１に示した前段の移相回路１０
Ｌの構成を抜き出して示したものである。同図に示す前
段の移相回路１０Ｌは、差動入力増幅器の一種であるオ
ペアンプ１２と、直列接続された一方端が仮想的な入力
端２２に接続されたインダクタ１７および抵抗１６と、
入力端２２とオペアンプ１２の反転入力端子との間に挿
入された抵抗１８と、オペアンプ１２の出力端子に接続
された分圧回路を構成する抵抗２１および２３と、この
分圧回路とオペアンプ１２の反転入力端子との間に挿入
された抵抗２０とを含んで構成されている。

【００１０】このような構成を有する移相回路１０Ｌに
おいて、抵抗１８と抵抗２０の抵抗値が同じに設定され
ている。また、インダクタ１７は、アンテナコイルが使
用されている。

【００１１】図３は、移相回路１０Ｌの動作を説明する
ための図である。上述したように図２に示すインダクタ
１７はアンテナコイルが用いられているため、放送波等
がこのアンテナコイルに到達すると、インダクタ１７の
両端には所定の交流電圧ＶL1が発生し、図３（Ａ）に示
すように等価的にはインダクタ１７に直列に電圧源が接
続されていると考えることができる。この電圧源によっ
てインダクタ１７および抵抗１６とアース間に形成され
る閉ループに電流が流れ、抵抗１６の両端には電圧ＶR1
が現れる。

【００１２】また、等価的にはこの電圧源を上述した閉
ループに沿って移動させることができ、図３（Ｂ）に示
すように、移相回路１０Ｌの入力端の外部に上述した電
圧源を移動させて移相回路１０Ｌの動作を考えることが
できる。

【００１３】このように、インダクタ１７を形成するア
ンテナコイルに放送波等の電波が到達すると、インダク
タ１７と抵抗１６のそれぞれに所定の電圧が発生するた
め、図２に示す仮想的な入力端２２には、それぞれの両
端電圧ＶR1、ＶL1を加算した電圧Ｅi が現れる。別の見
方をすれば、外部に接続された電圧源から仮想的な入力
端２２に対して、仮想的な入力電圧Ｅiが印加され、こ
れにより、インダクタ１７と抵抗１６のそれぞれの両端
に所定の電圧が現れると考えることができる。

【００１４】また、オペアンプ１２の２入力間には電位
差が生じないので、反転入力端子の電位とインダクタ１
７および抵抗１６の接続点の電位とは等しくなる。した
がって、抵抗１８の両端には、インダクタ１７の両端に
現れる電圧ＶL1と同じ電圧ＶL1が現れる。

【００１５】２つの抵抗１８、２０には同じ電流Ｉが流
れ、しかも、上述したように抵抗１８と抵抗２０の各抵
抗値が等しいので、抵抗２０の両端にも電圧ＶL1が現れ
る。これら２つの抵抗１８、２０の各両端に現れる電圧
ＶL1はベクトル的に同方向を向いており、オペアンプ１
２の反転入力端子（電圧ＶR1）を基準にして考えると、
抵抗１８の両端電圧ＶL1をベクトル的に加算したものが
仮想的な入力電圧Ｅiに、抵抗２０の両端電圧ＶL1をベ
クトル的に減算したものが抵抗２１と抵抗２３の接続点
の電圧（分圧出力）Ｅo ′になる。

【００１６】また、移相回路１０Ｌの出力端２４から
は、上述した抵抗２１と抵抗２３からなる分圧回路を介
さずに、オペアンプ１２の出力端子に現れる電圧がその
まま出力電圧Ｅo として取り出される。

【００１７】図４は、前段の移相回路１０Ｌの入出力電
圧とインダクタ等に現れる電圧との関係を示すベクトル
図である。

【００１８】同図に示すように、抵抗１６の両端電圧Ｖ
R1とインダクタ１７の両端電圧ＶL1とは互いに９０°位
相がずれており、これらをベクトル的に加算したものが
端子２２に現れる仮想的な入力電圧Ｅi となる。

【００１９】また、上述したように電圧ＶR1から電圧Ｖ
L1をベクトル的に減算したものが分圧出力Ｅo ′とな
る。オペアンプ１２の非反転入力端子に印加される電圧
ＶR1を基準に考えると、仮想的な入力電圧Ｅi と分圧出
力Ｅo ′とは電圧ＶL1を合成する方向が異なるだけであ
りその絶対値は等しくなる。したがって、仮想的な入力
電圧Ｅi と分圧出力Ｅo ′の大きさと位相の関係は、仮
想的な入力電圧Ｅi および分圧出力Ｅo ′を斜辺とし、
電圧ＶL1の２倍を底辺とする二等辺三角形で表すことが
でき、分圧出力Ｅo ′の振幅は周波数に関係なく仮想的
な入力電圧の振幅と同じであって、移相回路１０Ｌによ
る位相シフト量は図４に示すφ1 で表されることがわか
る。

【００２０】また、電圧ＶR1と電圧ＶL1とは円周上で直
角に交わるため、仮想的な入力電圧Ｅi と電圧ＶR1との
位相差は、インダクタ１７の両端に発生する電圧の周波
数ωが０から∞まで変化するに従って０°から９０°ま
で変化する。そして、移相回路１０Ｌ全体のシフト量φ
1 はその２倍であり、上述した周波数ωに応じて０°か
ら１８０°まで変化する。

【００２１】また、移相回路１０Ｌの出力端２４はオペ
アンプ１２の出力端子に接続されているため、抵抗２１
の抵抗値をＲ21、抵抗２３の抵抗値をＲ23とすると、出
力電圧Ｅo と上述した分圧出力Ｅo ′との間には、抵抗
２０の抵抗値に対してＲ21、Ｒ23が十分小さいときはＥ
o ＝（１＋Ｒ21／Ｒ23）Ｅo ′の関係がある。したがっ
て、Ｒ21およびＲ23の値を調整することにより１より大
きなゲインが得られ、しかも図４に示すように周波数が
変化しても出力電圧Ｅo の振幅が一定であり、位相のみ
を所定量シフトすることができる。

【００２２】同様に、図５は図１に示した後段の移相回
路３０Ｃの構成を抜き出して示したものである。同図に
示す後段の移相回路３０Ｃは、差動入力増幅器の一種で
あるオペアンプ３２と、入力端４２に入力された信号の
位相を所定量シフトさせてオペアンプ３２の非反転入力
端子に入力するキャパシタ３４および可変抵抗３６と、
入力端４２とオペアンプ３２の反転入力端子との間に挿
入された抵抗３８と、オペアンプ３２の出力端子に接続
されて分圧回路を構成する抵抗４１および４３と、この
分圧回路とオペアンプ３２の反転入力端子との間に挿入
された抵抗４０とを含んで構成されている。

【００２３】このような構成を有する移相回路３０Ｃに
おいて、抵抗３８と抵抗４０の抵抗値が同じに設定され
ている。

【００２４】図５に示した入力端４２に所定の交流信号
が入力されると、オペアンプ３２の非反転入力端子に
は、可変抵抗３６の両端に現れる電圧ＶR2が印加され
る。また、オペアンプ３２の２入力間には電位差が生じ
ないので、反転入力端子の電位とキャパシタ３４および
可変抵抗３６の接続点の電位とは等しくなる。したがっ
て、抵抗３８の両端には、キャパシタ３４の両端に現れ
る電圧ＶC1と同じ電圧ＶC1が現れる。

【００２５】ここで、２つの抵抗３８、４０には同じ電
流Ｉが流れ、しかも、上述したように抵抗３８と抵抗４
０の各抵抗値が等しいので、抵抗４０の両端にも電圧Ｖ
C1が現れる。これら２つの抵抗３８、４０の各両端に現
れる電圧ＶC1はベクトル的に同方向を向いており、オペ
アンプ３２の反転入力端子（電圧ＶR2）を基準にして考
えると、抵抗３８の両端電圧ＶC1をベクトル的に加算し
たものが入力電圧Ｅiに、抵抗４０の両端電圧C1をベク
トル的に減算したものが抵抗４１と抵抗４３の接続点の
電圧（分圧出力）Ｅo ′になる。

【００２６】また、移相回路３０Ｃの出力端４４から
は、上述した抵抗４１と抵抗４３からなる分圧回路を介
さずに、オペアンプ３２の出力端子に現れる電圧がその
まま出力電圧Ｅo として取り出される。

【００２７】図６は、後段の移相回路３０Ｌの入出力電
圧とキャパシタ等に現れる電圧との関係を示すベクトル
図である。

【００２８】同図に示すように、可変抵抗３６の両端に
現れる電圧ＶR2とキャパシタ３４の両端に現れる電圧Ｖ
C1とは互いに９０°位相がずれており、これらをベクト
ル的に加算したものが入力電圧Ｅi となる。したがっ
て、入力信号の振幅が一定で周波数のみが変化した場合
には、図６に示す半円の円周に沿って可変抵抗３６の両
端電圧ＶR2とキャパシタ３４の両端電圧ＶC1とが変化す
る。

【００２９】また、上述したように電圧ＶR2から電圧Ｖ
C1をベクトル的に減算したものが分圧出力Ｅo ′とな
る。オペアンプ３２の非反転入力端子に印加される電圧
ＶR2を基準に考えると、入力電圧Ｅi と分圧出力Ｅo ′
とは電圧ＶC1を合成する方向が異なるだけでありその絶
対値は等しくなる。したがって、入力電圧Ｅi と分圧出
力Ｅo ′の大きさと位相の関係は、入力電圧Ｅi および
分圧出力Ｅo ′を斜辺とし、電圧ＶC1の２倍を底辺とす
る二等辺三角形で表すことができ、分圧出力Ｅo′の振
幅は周波数に関係なく入力信号の振幅と同じであって、
位相シフト量は図６に示すφ2 で表されることがわか
る。

【００３０】また、図６から明らかなように、電圧ＶR2
と電圧ＶC1とは円周上で直角に交わるため、理論的には
入力電圧Ｅi と電圧ＶR2との位相差は、周波数ωが０か
ら∞まで変化するに従って９０°から０°まで変化す
る。そして、移相回路３０Ｃ全体のシフト量φ2 はその
２倍であり、周波数に応じて１８０°から０°まで変化
する。

【００３１】また、移相回路３０Ｃの出力端４４はオペ
アンプ３２の出力端子に接続されているため、抵抗４１
の抵抗値をＲ41、抵抗４３の抵抗値をＲ43とすると、出
力電圧Ｅo と上述した分圧出力Ｅo ′との間には、抵抗
４０の抵抗値に対してＲ41、Ｒ43が十分小さいときはＥ
o ＝（１＋Ｒ41／Ｒ43）Ｅo ′の関係がある。したがっ
て、Ｒ41およびＲ43の値を調整することにより１より大
きなゲインが得られ、しかも図６に示すように周波数が
変化しても出力電圧Ｅo の振幅が一定であり、位相のみ
を所定量シフトすることができる。

【００３２】このようにして、２つの移相回路１０Ｌ、
３０Ｃのそれぞれにおいて位相が所定量シフトされる。
しかも、図４および図６に示すように、移相回路１０
Ｌ、３０Ｃのそれぞれにおける入出力電圧の相対的な位
相関係は反対方向であって、所定の周波数において２つ
の移相回路１０Ｌ、３０Ｃの全体により位相シフト量の
合計が３６０°となる信号が出力される。

【００３３】後段の移相回路３０Ｃの出力は、出力端子
９２から同調回路１の出力として取り出されるととも
に、この移相回路３０Ｃの出力を分圧回路６０を通した
信号が帰還抵抗７０を介して前段の移相回路１０Ｌの入
力側に帰還される。

【００３４】また、上述したように前段の移相回路１０
Ｌに含まれるインダクタ１７はアンテナコイルが用いら
れているため、このバーアンテナを放送波が届く位置に
置いたときにアンテナコイルに起電力（交流信号）が生
じる。このように、インダクタ１７は、所定のインダク
タンスを有するとインダクタとして機能すると同時に、
所定の交流信号を発生する信号源としての機能も有して
いる。

【００３５】ところで、インダクタ１７の両端に所定の
交流信号が発生すると、この交流信号は同調回路１の閉
ループを流れる信号に重畳されるが、上述したように、
等価的にはこの所定の交流信号を閉ループの外部から与
えて閉ループ内の信号に重畳してもよい。

【００３６】図７は、図１に示した同調回路に対応した
等価回路を示す図である。図２を用いて説明したよう
に、移相回路１０Ｌに含まれるインダクタ１７には、ア
ンテナコイルで放送波等を受信することにより所定の電
圧が発生するため、等価的にはこの発生した電圧が外部
から印加されたものと考えることができる。この電圧源
に相当する信号源７６が移相回路１０Ｌの入力側に設け
られており、この信号源７６によって発生した所定の交
流信号が可変抵抗７４を介して移相回路１０Ｌに入力さ
れると考えることができる。

【００３７】このように、２つの移相回路１０Ｌ、３０
Ｃによって所定の周波数における位相シフト量の合計が
３６０°となり、このとき２つの移相回路１０Ｌ、３０
Ｃ、分圧回路６０および帰還抵抗７０により形成される
帰還ループのオープンループゲインを１以下に設定する
ことにより、上述した所定の周波数成分の信号のみを通
過させる同調動作が行われる。

【００３８】図８は、上述した構成を有する２つの移相
回路１０Ｌ、３０Ｃおよび分圧回路６０の全体を伝達関
数Ｋ1 を有する回路に置き換えたシステム図であり、伝
達関数Ｋ1 を有する回路と並列に抵抗Ｒ0 を有する帰還
抵抗７０が、直列に抵抗７４（抵抗７４の抵抗値を抵抗
７０の抵抗値Ｒ0 のｎ倍とする）が接続されている。図
９は、図８に示すシステムをミラーの定理によって変換
したシステム図であり、変換後のシステム全体の伝達関
数Ａは、Ａ＝Ｖo ／Ｖi ＝Ｋ1 ／｛ｎ（１−Ｋ1 ）＋１｝・・・(1) で表すことができる。

【００３９】ところで、前段の移相回路１０Ｌの伝達関
数Ｋ2 は、インダクタ１７と抵抗１６からなるＬＲ回路
の時定数をＴ₁（インダクタ１７のインダクタンスを
Ｌ、抵抗１６の抵抗値をＲとするとＴ₁＝Ｌ／Ｒ）とす
ると、Ｋ2 ＝ａ₁（１−Ｔ₁ｓ）／（１＋Ｔ₁ｓ）・・・(2) となる。ここで、ｓ＝ｊωであり、ａ₁は移相回路１０
Ｌのゲインであってａ₁＝（１＋Ｒ21／Ｒ23）＞１であ
る。

【００４０】また、後段の移相回路３０Ｃの伝達関数Ｋ
3 は、キャパシタ３４と可変抵抗３６からなるＣＲ回路
の時定数をＴ₂（キャパシタ３４の静電容量をＣ、可変
抵抗３６の抵抗値をＲとするとＴ₂＝ＣＲ）とすると、Ｋ3 ＝−ａ₂（１−Ｔ₂ｓ）／（１＋Ｔ₂ｓ）・・・(3) となる。ここで、ａ₂は移相回路３０Ｃのゲインであっ
てａ₂＝（１＋Ｒ41／Ｒ43）＞１である。

【００４１】分圧回路６０を介することによって信号振
幅が１／ａ₁ａ₂に減衰するものとすると、２つの移相
回路１０Ｌ、３０Ｃと分圧回路６０を縦続接続した場合
の全体の伝達関数Ｋ1 は、Ｋ1 ＝−｛１＋（Ｔｓ）²−２Ｔｓ｝／｛１＋（Ｔｓ）²＋２Ｔｓ｝・・・(4) となる。なお、上述した（４）式においては、計算を簡
単なものとするために、各移相回路の時定数Ｔ₁、Ｔ₂
をともにＴとした。この（４）式を上述した（１）式に
代入すると、Ａ＝−｛１＋（Ｔｓ）²−２Ｔｓ｝／〔（２ｎ＋１）｛１＋（Ｔｓ）²｝＋２Ｔｓ〕＝−｛１／（２ｎ＋１）｝〔｛１＋（Ｔｓ）²−２Ｔｓ｝／｛１＋（Ｔｓ）²＋２Ｔｓ／（２ｎ＋１）｝〕・・・(5) となる。

【００４２】この（５）式によれば、ω＝０（直流の領
域）のときにＡ＝−１／（２ｎ＋１）となって、最大減
衰量を与えることがわかる。また、ω＝∞のときにもＡ
＝−１／（２ｎ＋１）となって、最大減衰量を与えるこ
とがわかる。さらに、ω＝１／Ｔの同調点（一般には各
移相回路の時定数が異なるので、ω＝１／√（Ｔ₁・Ｔ
₂）の同調点）においてはＡ＝１であって帰還抵抗７０
と入力抵抗７４の抵抗比ｎに無関係であって、図１０に
示すように、同調帯域幅（すなわちＱ）と最大減衰量が
任意に設定可能なバンドパスフィルタとして動作するこ
とがわかる。

【００４３】また、上述した同調回路１は、前段の移相
回路１０Ｌに含まれるインダクタ１７をアンテナコイル
によって形成しているため、放送波等の各種の受信信号
を直接同調回路１に取り込むことかでき、従来不可欠で
あったバリコンが不要となる。このため、アンテナコイ
ルを除く同調回路１全体を半導体基板上に形成すること
ができ、集積化に適している。

【００４４】また、例えば従来のＡＭ受信機のようにＬ
Ｃ共振回路によって同調を行う場合には、使用するバリ
コンの静電容量や可変範囲の制約から、大きなインダク
タンスを有するアンテナコイルが必要であった。これに
対し、本実施形態の同調回路１では、アンテナコイルを
用いたインダクタ１７を抵抗１６と組み合わせているた
め、インダクタ１７のインダクタンスをある程度自由に
設定することができるようになった。したがって、アン
テナコイルとしてはアンテナ感度だけを考慮すればよ
く、従来より小さなアンテナコイルを使用でき、受信機
全体の小型化を図ることも可能となった。

【００４５】また、同調回路１の後段の移相回路１０Ｃ
に含まれる可変抵抗１５の抵抗値を可変することによ
り、閉ループを一巡したときに移相量の合計が３６０°
となる周波数を変えることができる。したがって、同調
回路１の中心周波数（同調周波数）を任意に変えること
ができ、必ずしも従来のようにスーパーヘテロダイン方
式を用いなくとも受信機を構成することが可能となっ
た。このため、スーパーヘテロダイン方式の受信機では
不可欠であった中間周波トランスや局部発振トランス等
が不要となり、同調機構全体、さらには受信機のほとん
どを半導体基板上に一体形成することも可能となった。

【００４６】また、前段の移相回路１０Ｌの入力側に接
続された可変抵抗７４の抵抗値を変えることにより同調
帯域幅、すなわちバンドパスフィルタのＱを可変するこ
とができる。これにより、同調回路１を用いて構成した
受信機において、混信が生じる場合には可変抵抗７４の
抵抗値を調整することにより同調帯域幅を狭くして混信
を防ぎ、反対に混信が少ない場合においては可変抵抗７
４の抵抗値を調整することにより同調帯域幅を広げて受
信信号を忠実に再現するといったことが可能であり、混
信状態に応じて最適な受信機の設計が可能となる。

【００４７】図１１は、第１の実施形態の他の構成を示
す回路図であり、図１に示した同調回路１に対して、前
段および後段の移相回路１０Ｌ、３０Ｃをそれぞれ移相
回路３０Ｌ、１０Ｃに置き換えた構成を有している。

【００４８】図１１に示した前段の移相回路３０Ｌは、
図５に構成を示した移相回路３０Ｃ内のキャパシタ３４
と可変抵抗３６によるＣＲ回路を、抵抗３５とインダク
タ３７からなるＬＲ回路に置き換えたものであり、この
インダクタ３７はアンテナコイルによって形成されてい
る。この移相回路３０Ｌの仮想的な入力電圧と出力電圧
の関係は移相回路３０Ｃの入出力電圧間の関係と同じで
あって、図６に示したベクトル図において、電圧ＶR2を
インダクタ３７の両端に発生する電圧ＶL2に、電圧ＶC1
を抵抗３５の両端電圧ＶR3にそれぞれ置き換えるだけで
よい。

【００４９】同様に、図１１に示した後段の移相回路１
０Ｃは、図２に構成を示した移相回路１０Ｌ内のインダ
クタ１７と抵抗１６によるＬＲ回路を、可変抵抗１５と
キャパシタ１４からなるＣＲ回路に置き換えたものであ
る。この移相回路１０Ｃの入出力電圧の関係は移相回路
１０Ｌの仮想的な入力電圧と出力電圧との関係と同じで
あって、図４に示したベクトル図において、電圧ＶR1を
キャパシタ１４の両端電圧ＶC2に、電圧ＶL1を可変抵抗
１５の両端電圧ＶR4にそれぞれ置き換えるだけでよい。

【００５０】このように、同調回路１Ａを構成する２つ
の移相回路３０Ｌ、１０Ｃは、図１に示した同調回路１
を構成する２つの移相回路１０Ｌ、３０Ｃと等価であ
り、前段の移相回路３０Ｌにアンテナコイルによって形
成されたインダクタ３７を含むことも同じであるから、
図１に示した同調回路１と同様に、任意に同調周波数を
変えることができ、バリコンが不要であって集積化に適
しているという特長を有している。

【００５１】〔第２の実施形態〕図１２は、第２の実施
形態の同調回路１Ｂの詳細な構成を示す回路図である。
同図に示す同調回路１Ｂは、それぞれが入力される交流
信号の位相を所定量シフトさせることにより所定の周波
数において合計で３６０°の位相シフトを行う２つの移
相回路１１０Ｌおよび１３０Ｃと、後段の移相回路１３
０Ｃの出力を前段の移相回路１１０Ｌの入力側に帰還さ
せる帰還抵抗７０と、帰還抵抗７０を介して帰還させた
信号の一部を分岐するために設けられた可変抵抗７４と
を含んで構成されている。

【００５２】図１に示した同調回路１では、前段の移相
回路１０Ｌ内の抵抗１８と抵抗２０の各抵抗値を同じに
設定しており、これにより振幅変化を抑えている。ま
た、オペアンプ１２の出力側に抵抗２１と２３による分
圧回路を接続することにより、移相回路１０Ｌの利得を
１より大きな値に設定している。後段の移相回路３０Ｃ
についても同様のことがいえる。これに対し、図１２に
示す同調回路１Ｂに含まれる前段の移相回路１１０Ｌ
は、抵抗１８′の抵抗値よりも抵抗２０′の抵抗値を大
きく設定することにより、移相回路１１０Ｌの利得を１
より大きな値に設定している。

【００５３】このように、図１２に示した２つの移相回
路１１０Ｌ、１３０Ｃの各利得を１以上に設定すること
により、抵抗７０と可変抵抗７４の接続部で生じる損失
を補うことができ、図１に示した同調回路１等と同様の
同調動作が行われる。

【００５４】ところで、各移相回路の利得を１より大き
な値に設定した場合には、入力される信号の周波数に応
じて利得変動が生じる。例えば、前段の移相回路１１０
Ｌについて考えると、仮想的な入力電圧（すなわちイン
ダクタ１７の両端に発生する電圧と抵抗１６の両端電圧
とを加算した電圧）の周波数が低い場合には移相回路１
１０Ｌはボルテージホロワ回路となるため、このときの
利得は１倍となるのに対し、周波数が高い場合には移相
回路１１０Ｌは反転増幅器となるためこのときの利得は
−ｍ倍（ｍは抵抗２０′と抵抗１８′の抵抗比）となる
ため、周波数が変化したときに移相回路１１０Ｌの利得
も変化して出力信号の振幅変動が生じる。

【００５５】このような振幅変動は、オペアンプ１２の
反転入力端子に抵抗１９を接続して、仮想的な入力電圧
の周波数が低い場合と高い場合の利得を一致させること
により抑えることができる。具体的には、抵抗１８′の
抵抗値をｒ、抵抗２０′の抵抗値をｍｒとすると、抵抗
１９の抵抗値をｍｒ／（ｍ−１）に設定することによ
り、仮想的な入力電圧の周波数が０と無限大のときの移
相回路１１０Ｌの各利得を一致させることができる。同
様に、移相回路１３０Ｃについてもオペアンプ３２の反
転入力端子に所定の抵抗値を有する抵抗３９を接続する
ことにより、出力信号の振幅変動を抑えることができ
る。

【００５６】このように、同調回路１Ｂを分圧回路を有
しない２つの移相回路１１０Ｌ、１３０Ｃを用いて構成
することもでき、しかも前段の移相回路１１０Ｌにはア
ンテナコイルによって形成されたインダクタ１７が含ま
れるため、図１に示した同調回路１と同様に、任意に同
調周波数を変えることができ、バリコンが不要であって
集積化に適しているという特長を有している。

【００５７】図１３は、第２の実施形態の他の構成を示
す回路図であり、図１２に示した同調回路１Ｂに対し
て、前段および後段の移相回路１１０Ｌ、１３０Ｃをそ
れぞれ移相回路１３０Ｌ、１１０Ｃに置き換えた構成を
有している。

【００５８】図１３に示した前段の移相回路１３０Ｌ
は、図１２に示した後段の移相回路１３０Ｃ内のキャパ
シタ３４と可変抵抗３６によるＣＲ回路を、抵抗３５と
インダクタ３７からなるＬＲ回路に置き換えたものであ
り、このインダクタ３７はアンテナコイルによって形成
されている。移相回路１３０Ｌの仮想的な入力電圧と出
力信号の関係は移相回路１３０Ｃの入出力電圧間の関係
と同じである。

【００５９】同様に、図１３に示した後段の移相回路１
１０Ｃは、図１２に示した前段の移相回路１１０Ｌ内の
インダクタ１７と抵抗１６によるＬＲ回路を、可変抵抗
１５とキャパシタ１４からなるＣＲ回路に置き換えたも
のである。移相回路１１０Ｃの入出力信号間の関係は移
相回路１１０Ｌの仮想的な入力電圧と出力電圧の関係と
同じである。

【００６０】このように、同調回路１Ｃを構成する２つ
の移相回路１３０Ｌ、１１０Ｃは、図１２に示した同調
回路１Ｂを構成する２つの移相回路１１０Ｌ、１３０Ｃ
と等価であり、前段の移相回路１３０Ｌにアンテナコイ
ルによって形成されたインダクタ３７を含むことも同じ
であるから、図１２に示した同調回路１Ｂと同様に、任
意に同調周波数を変えることができ、バリコンが不要で
あって集積化に適しているという特長を有している。

【００６１】なお、本発明は上記実施形態に限定される
ものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施
が可能である。

【００６２】例えば、上述した各種の同調回路１等にお
いては、アンテナコイルを利用したインダクタを前段の
移相回路に含ませたが、前段と後段の移相回路の配置を
入れ換えて、後段の移相回路にインダクタを含ませるよ
うにしてもよい。

【００６３】また、上述した同調回路１等においては、
一方の移相回路に可変抵抗を含ませたが、両方の移相回
路に可変抵抗を含むようにしてもよい。例えば、図１に
示した同調回路１において、前段の移相回路１０Ｌ内の
抵抗１６を可変抵抗１５に置き換える。このように、各
移相回路に可変抵抗を含ませた場合には、２つの移相回
路による移相量の合計が大きくなるため、同調回路全体
の同調周波数の可変範囲を大きく設定することができ
る。

【００６４】また、図１あるいは図１１に示した同調回
路１、１Ａは、後段の移相回路のさらに後段に分圧回路
６０を接続したが、この分圧回路６０の分圧比を１に設
定し、あるいはこの分圧回路６０を省略して、後段の移
相回路３０Ｃの出力を抵抗７０を介して直接帰還させる
ようにしてもよい。

【００６５】また、上述した分圧回路６０は、後段の移
相回路のさらに後段に接続したが、２つの移相回路と分
圧回路６０をどのように接続するかは任意であり、その
順番を適当に決めることができる。但し、分圧回路６０
を最終段以外に接続した場合には、分圧回路６０の前段
の回路の出力端を出力端子９２に接続し、分圧前の信号
を同調回路の出力として取り出すようにする。

【００６６】また、図１２あるいは図１３に示した同調
回路１Ｂ、１Ｃは、振幅変化が生じないように各オペア
ンプ１２、３２の反転入力端子に抵抗１９あるいは抵抗
３９を接続したが、同調周波数の可変範囲が小さい場合
には振幅変化も少ないことから、これらの抵抗１９、３
９を省略して同調回路を構成することもできる。

【００６７】また、上述した第１の実施形態の同調回路
１、１Ａは、２つの移相回路の両方に分圧回路（抵抗２
１、２３により構成される分圧回路と抵抗４１、４３に
より構成される分圧回路）を含んだが、いずれか一方の
分圧回路を省略して、対応する移相回路の利得を１に設
定してもよい。この場合には、省略しようとする分圧回
路の分圧比を１に設定したことに相当し、このように考
えると分圧回路がない移相回路を用いた同調回路も上述
した同調回路１、１Ａに含まれると考えられる。

【００６８】また、上述した第２の実施形態の同調回路
１Ｂ、１Ｃは、２つの移相回路の両方に振幅変化を抑え
るための抵抗１９あるいは３９を接続したが、一方の移
相回路の利得を１に設定した場合（例えば図１２におい
て、抵抗１８′と抵抗２０′の各抵抗値を同じにした場
合あるいは抵抗３８′と抵抗４０′の各抵抗値を同じに
した場合）には、対応する抵抗１９あるいは３９を接続
する必要がなくなるため、利得を１に設定した移相回路
に含まれる抵抗１９あるいは３９を省略してもよい。こ
の場合には、省略しようとする抵抗１９あるいは３９の
抵抗値を非常に大きくしたことに相当し、このように考
えると抵抗１９あるいは３９がない移相回路を用いた同
調回路も上述した同調回路１Ｂ、１Ｃに含まれると考え
ることができる。

【００６９】また、上述した各同調回路は、２つの移相
回路内のＬＲ回路あるいはＣＲ回路に含まれる可変抵抗
の抵抗値を変えることにより同調周波数を変えるように
したが、ＣＲ回路に含まれるキャパシタの静電容量を変
えることによりこのＣＲ回路の時定数を変えて同調周波
数を変化させるようにしてもよい。具体的には、このキ
ャパシタを逆バイアス電圧可変によって静電容量が変更
可能な可変容量ダイオードや、ゲート電圧可変によって
ゲート容量が変更可能なＦＥＴに置き換えればよい。

【００７０】また、２つの移相回路内のＬＲ回路あるい
はＣＲ回路の時定数を変えるには、上述したような可変
素子ばかりでなく、抵抗値が固定の複数の抵抗あるいは
静電容量が固定の複数のキャパシタを用意しておいて、
スイッチ切り換えにより、択一的に選択してあるいは接
続状態を切り換えることにより、ＬＲ回路あるいはＣＲ
回路の時定数を不連続的に変化させるようにしてもよ
い。

【００７１】また、上述した各種の同調回路１等におい
ては、可変抵抗７４の抵抗値を変えることにより同調帯
域幅を変えるようにしたが、反対にこの可変抵抗７４を
抵抗値が固定の抵抗に置き換えるとともに抵抗７０を可
変抵抗に置き換えて、この可変抵抗の抵抗値を変えるよ
うにしてもよい。

【００７２】また、上述した実施形態においては、オペ
アンプを用いた移相回路１０Ｌ等を用いて同調回路を構
成することにより高い安定度を実現することができる
が、本実施形態の移相回路１０Ｌ、３０Ｃのような使い
方をする場合にはオフセット電圧や電圧利得はそれほど
高性能なものが要求されないため所定の増幅度を有する
差動入力増幅器を各移相回路内のオペアンプの代わりに
使用するようにしてもよい。

【００７３】図１４は、オペアンプの構成の中で移相回
路の動作に必要な部分を抽出した回路図であり、全体が
所定の増幅度を有する差動入力増幅器として動作する。
同図に示す差動入力増幅器は、ＦＥＴにより構成された
差動入力段１００と、この差動入力段１００に定電流を
与える定電流回路１０２と、定電流回路１０２に所定の
バイアス電圧を与えるバイアス回路１０４と、差動入力
段１００に接続された出力アンプ１０６とによって構成
されている。同図に示すように、実際のオペアンプに含
まれている電圧利得を稼ぐための多段増幅回路を省略し
て、差動入力増幅器の構成を簡略化し、広帯域化を図る
ことができる。このように、回路の簡略化を行うことに
より、動作周波数の上限を高くすることができるため、
その分この差動入力増幅器を用いて構成した同調回路の
同調周波数の上限を高くすることができる。

【００７４】

【発明の効果】上述したように本発明の同調回路は、所
定の同調周波数を有するバンドパスフィルタとして動作
し、しかも一方の移相回路に含まれるインダクタをアン
テナコイルによって形成しているため、放送波等の各種
の受信信号を直接同調回路に取り込むことかでき、従来
不可欠であったバリコンが不要となる。このため、イン
ダクタを除く同調回路全体を半導体基板上に形成するこ
とができ、集積化に適している。

【００７５】また、少なくとも一方の移相回路に含まれ
る可変抵抗の抵抗値を可変することにより、同調回路の
閉ループを一巡したときに移相量の合計が３６０°とな
る周波数を変えることができるため、同調周波数を任意
に変えることができ、必ずしも従来のようにスーパーヘ
テロダイン方式を用いなくとも受信機を構成することが
可能となる。このため、スーパーヘテロダイン方式の受
信機では不可欠であった中間周波トランスや局部発振ト
ランス等が不要となり、同調機構全体、さらには受信機
のほとんどを半導体基板上に一体形成することも可能と
なる。

【００７６】また、前段の移相回路の入力側に接続され
た抵抗あるいは帰還抵抗の少なくとも一方の抵抗値を変
えることにより同調帯域幅、すなわちバンドパスフィル
タのＱを可変することができるため、例えば同調回路を
用いて構成した受信機において、混信が生じる場合には
同調帯域幅を狭くして混信を防ぎ、反対に混信が少ない
場合においては同調帯域幅を広げて受信信号を忠実に再
現するといったことが可能であり、混信状態に応じて最
適な受信機の設計が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施形態の同調回路の構成を示す回路図
である。

【図２】図１に示した前段の移相回路の構成を示す回路
図である。

【図３】図２に示した移相回路の動作を説明する等価回
路図である。

【図４】図２に示した移相回路の入出力電圧とインダク
タ等に現れる電圧の関係を示すベクトル図である。

【図５】図１に示す後段の移相回路の構成を示す回路図
である。

【図６】図５に示した移相回路の入出力電圧とキャパシ
タ等に現れる電圧の関係を示すベクトル図である。

【図７】図１に示した同調回路に対応した等価回路を示
す図である。

【図８】同調回路内の２つの移相回路および分圧回路の
全体を所定の伝達関数を有する回路に置き換えた図であ
る。

【図９】図８に示す回路をミラーの定理によって変換し
た図である。

【図１０】図１に示す同調回路の特性図である。

【図１１】第１の実施形態の同調回路の他の例を示す回
路図である。

【図１２】第２の実施形態の同調回路の構成を示す回路
図である。

【図１３】第２の実施形態の同調回路の他の例を示す回
路図である。

【図１４】オペアンプの構成の中で移相回路の動作に必
要な部分を抽出した回路図である。

【符号の説明】

１同調回路１０Ｌ、３０Ｃ移相回路１２、３２オペアンプ１６、１８、２０、３８、４０抵抗１７インダクタ３４キャパシタ３６、７４可変抵抗６０分圧回路７０帰還抵抗９２出力端子

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】いずれか一方が差動入力増幅器とＣＲ回
路とを含み、いずれか他方が差動入力増幅器とＬＲ回路
とを含む全域通過型の２つの移相回路を備え、後段の前
記移相回路の出力を前段の前記移相回路の入力側に帰還
させるとともに、前記ＬＲ回路に含まれるインダクタと
してアンテナコイルを用いることを特徴とする同調回
路。
【請求項２】反転入力端子に第１の抵抗の一方端が接
続されており、前記第１の抵抗を介して交流信号が入力
される差動入力増幅器と、前記差動入力増幅器の出力端
子に接続された第１の分圧回路と、前記第１の分圧回路
の出力端と前記差動入力増幅器の反転入力端子との間に
接続された第２の抵抗と、キャパシタおよび第３の抵抗
からなっており、前記第１の抵抗の他方端に接続された
ＣＲ回路とを含み、前記第３の抵抗および前記キャパシ
タの接続部を前記差動入力増幅器の非反転入力端子に接
続した第１の移相回路と、反転入力端子に第１の抵抗の一方端が接続された差動入
力増幅器と、前記差動入力増幅器の出力端子に接続され
た第２の分圧回路と、前記第２の分圧回路の出力端と前
記差動入力増幅器の反転入力端子との間に接続された第
２の抵抗と、アンテナコイルを用いて形成されたインダ
クタおよび第３の抵抗からなっており、前記第１の抵抗
の他方端に接続されたＬＲ回路とを含み、前記第３の抵
抗および前記インダクタの接続部を前記差動入力増幅器
の非反転入力端子に接続した第２の移相回路と、を備え、前記第１および第２の移相回路を縦続接続し、
この中の後段の出力を前段の入力側に帰還させることを
特徴とする同調回路。
【請求項３】請求項２において、前記２つの移相回路内の第１の抵抗と第２の抵抗の抵抗
値を同じ値に設定することを特徴とする同調回路。
【請求項４】反転入力端子に第１の抵抗の一方端が接
続されており、前記第１の抵抗を介して交流信号が入力
される差動入力増幅器と、前記差動入力増幅器の反転入
力端子と出力端子との間に接続された第２の抵抗と、キ
ャパシタおよび第３の抵抗からなっており、前記第１の
抵抗の他方端に接続されたＣＲ回路と、一方端が前記差
動入力増幅器の反転入力端子に接続され他方端が接地さ
れた第４の抵抗とを含み、前記第３の抵抗および前記キ
ャパシタの接続部を前記差動入力増幅器の非反転入力端
子に接続した第１の移相回路と、反転入力端子に第１の抵抗の一方端が接続された差動入
力増幅器と、前記差動入力増幅器の反転入力端子と出力
端子との間に接続された第２の抵抗と、アンテナコイル
を用いて形成されたインダクタおよび第３の抵抗からな
っており、前記第１の抵抗の他方端に接続されたＬＲ回
路と、一方端が前記差動入力増幅器の反転入力端子に接
続され他方端が接地された第４の抵抗とを含み、前記第
３の抵抗および前記インダクタの接続部を前記差動入力
増幅器の非反転入力端子に接続した第２の移相回路と、を備え、前記第１および第２の移相回路を縦続接続し、
この中の後段の出力を前段の入力側に帰還させることを
特徴とする同調回路。
【請求項５】請求項４において、前記２つの移相回路内の第２の抵抗の抵抗値を第１の抵
抗の抵抗値より大きな値に設定することを特徴とする同
調回路。
【請求項６】請求項２〜５のいずれかにおいて、前記キャパシタあるいは前記インダクタからなるリアク
タンス素子と前記第３の抵抗の接続の仕方を前記２つの
移相回路において同じにしたことを特徴とする同調回
路。
【請求項７】請求項２〜６のいずれかにおいて、前記ＣＲ回路あるいは前記ＬＲ回路の少なくとも一方の
時定数を可変することにより、同調周波数を変化させる
ことを特徴とする同調回路。
【請求項８】請求項７において、前記ＣＲ回路あるいは前記ＬＲ回路の少なくとも一方に
含まれる前記第３の抵抗の抵抗値を可変することによ
り、前記時定数を変化させることを特徴とする同調回
路。
【請求項９】請求項１〜８のいずれかにおいて、前記２つの移相回路を含んで形成される閉ループの一部
に第３の分圧回路を挿入し、前記第３の分圧回路に入力
される交流信号を同調出力として取り出すことを特徴と
する同調回路。
【請求項１０】請求項１〜９のいずれかにおいて、前記２つの移相回路を含んで形成される閉ループの一部
に挿入された第５の抵抗と、前記閉ループを流れる交流
信号の一部を分岐するために設けられた第６の抵抗とを
さらに備えており、前記第５および第６の抵抗の抵抗比
を可変することにより、同調帯域幅を変化させることを
特徴とする同調回路。
【請求項１１】請求項１〜１０のいずれかにおいて、前記インダクタを除く構成部品を半導体基板上に一体形
成したことを特徴とする同調回路。