JPH0974318A

JPH0974318A - 受信機

Info

Publication number: JPH0974318A
Application number: JP3758296A
Authority: JP
Inventors: Tadataka Oe; 忠孝大江; Tsutomu Nakanishi; 努中西; Akira Okamoto; 明岡本
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1995-03-31
Filing date: 1996-01-31
Publication date: 1997-03-18

Abstract

(57)【要約】【課題】バリコンやその調整が不要であって製造時の
手間を軽減することができ、しかも集積化に適した受信
機を得ること。【解決手段】受信機は、高周波増幅回路１、同調増幅
器２、ＡＭ検波回路３、低周波増幅回路４およびスピー
カ５を含んで構成される。同調増幅器２は、縦続接続さ
れた２つの移相回路を備えており、後段の移相回路の出
力を帰還抵抗を介して前段の移相回路の入力側に帰還さ
せている。これにより、各移相回路を合わせた位相シフ
ト量が所定の周波数において３６０°となり、所定の周
波数で安定した同調動作が行われる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＡＭ波またはＦＭ
波を受信可能な受信機に関する。

【０００２】

【従来の技術】受信機には種々の周波数の信号が入力さ
れるが、これらの信号の中から希望する放送波を選局し
て受信するには、希望する信号のみを通過させるバンド
パスフィルタを受信機の入力回路に設ければよい。多数
の放送局の中から希望する１局を自由に選局するために
は、バンドパスフィルタの中心周波数を受信帯域内で連
続的に変化できるようにする必要がある。しかし、フィ
ルタの帯域特性を変えずにこれを行うことは非常に難し
いため、スーパーヘテロダイン方式が発明された。スー
パーヘテロダイン方式は、バンドパスフィルタの中心周
波数および帯域特性を変えずに、希望する放送局の周波
数をバンドパスフィルタの中心周波数に変換すること
で、希望する信号のみを取り出すものである（日本放送
協会編「ＮＨＫラジオ技術教科書」２０１頁より引
用）。

【０００３】図２７は、スーパーヘテロダイン方式のＡ
Ｍラジオ受信機の回路構成を示す図である。

【０００４】アンテナで受信された様々な周波数の放送
波の中から、同調回路で希望する周波数の信号ｆ1 （例
えば１０００ｋＨｚ）を選択し、高周波増幅回路によっ
て増幅したのち、周波数変換回路に加える。

【０００５】周波数変換回路には、局部発振回路から受
信周波数ｆ１よりも高い周波数ｆ2（例えば１４５５ｋ
Ｈｚ）が加えられており、混合回路で受信周波数ｆ1 と
の間にうなり現象（ビート）を起こし、ｆ1 −ｆ2 （４
５５ｋＨｚ）およびｆ1 ＋ｆ2 （２４５５ｋＨｚ）の周
波数成分を生じる。この信号のいずれか一方（通常はｆ
1 −ｆ2 ）をフィルタによって取り出し、中間周波数増
幅回路に加える（日本放送協会編「ＮＨＫラジオ技術教
科書」２０１，２０２頁より引用）。

【０００６】このようにして中間周波増幅を行った後Ａ
Ｍ検波を行い、さらに低周波増幅を行ってスピーカから
希望する放送局の音声を出力することができる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述したス
ーパーヘテロダイン方式を用いた受信機においては、選
択度を向上させるためにアンテナで受信した高周波信号
を同調回路に入力して所定の同調処理を行っており、こ
の同調周波数を局部発振回路の発振周波数に連動して変
化させることにより１つの放送局の電波のみを選択する
ようになっている。そのため、一般の受信機は機械式の
２連バリコンを備えており、この２連バリコンは受信周
波数に応じて所定の静電容量を有するように大きさが決
まっていることから、受信機全体の小型化や集積化が難
しかった。

【０００８】また、従来の受信機の局部発振回路や中間
周波増幅回路には局部発振トランスや中間周波トランス
が使用されており（最近では中間周波増幅をセラミック
フィルタを用いて行うものもある）、これらのトランス
は外付け部品であって、この点からも受信機全体の集積
化が難しかった。

【０００９】さらに、上述した２連バリコンを用いた従
来の受信機においては同調特性のばらつきが大きいた
め、受信機を組み立てた後に、２連バリコンに備わった
トリマコンデンサの微調整を行っており、製造時に手間
がかかっていた。また、最近では２連バリコンの代わり
に可変容量ダイオードを用いた受信機も出回っている
が、微調整が必要な点は同じであり、製造工程を短縮す
ることはできない。

【００１０】本発明は、このような点に鑑みて創作され
たものであり、その目的はバリコンやその調整が不要で
あって製造時の手間を軽減することができ、しかも集積
化に適した受信機を提供することを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ために、本発明の受信機は、２つの移相回路を縦続接続
して同調増幅器を構成し、後段の移相回路から出力され
る信号を前段の移相回路に帰還させ、いずれかの移相回
路の出力を同調信号として出力する。各移相回路を合わ
せた位相シフト量が所定の周波数において３６０°とな
るように制御することにより、安定な同調出力が得られ
る。

【００１２】また、請求項２〜７に示すように、移相回
路の構成として、その内部にＣＲ回路を含むもの、ＬＲ
回路を含むもの、移相回路内の差動増幅器の出力側に分
圧回路を含むもの等があり、これら各種の移相回路を任
意に組み合わせて、同調増幅器を構成できる。

【００１３】また、請求項８の受信機は、縦続接続され
た２つの移相回路によって形成される帰還ループの一部
に非反転回路を挿入するため、非反転回路の利得を調整
することで、同調増幅器のループゲインをほぼ１に設定
できる。

【００１４】また、請求項９および１０の受信機は、２
つの移相回路によって形成される帰還ループの一部に位
相反転回路を挿入するため、位相シフト方向が等しい同
一タイプの移相回路を縦続接続して同調増幅器を構成で
きる。

【００１５】また、請求項１１の受信機は、前段の移相
回路のさらに前段にトランジスタによるホロワ回路を接
続しており、前段の移相回路の入力部分で生じる損失を
低減することができる。

【００１６】また、請求項１２の受信機は、縦続接続さ
れた２つの移相回路によって形成される帰還ループの一
部に第３の分圧回路を接続し、分圧前の信号を同調出力
としているため、同調増幅器の利得を１以上に設定する
ことができる。

【００１７】また、請求項１３の受信機は、アンテナと
同調増幅器との間に高周波増幅回路を挿入するため、同
調処理前に高周波増幅を行うことによりＳ／Ｎ比の改善
等が容易となる。

【００１８】また、請求項１４の受信機は、アンテナで
受信された信号を正弦波発振回路からの正弦波信号を用
いて中間周波信号に変換した後に同調増幅器で同調を行
う。この場合、正弦波発振信号の周波数と同調周波数と
を連動して可変する必要がないため、従来の受信機のよ
うな２連バリコンが不要となる。

【００１９】また、請求項１５の受信機は、２つの移相
回路を縦続接続して正弦波発振回路を構成するため、同
調増幅器とほぼ同様な回路構成で安定な発振出力が得ら
れる。

【００２０】また、請求項１６の受信機は、２つの移相
回路内のＣＲ回路あるいはＬＲ回路を構成する抵抗を可
変抵抗により形成するため、振幅や位相を変えずに同調
周波数のみを変更できる。

【００２１】また、請求項１７の受信機は、棒状あるい
は紐状の導電性材料によってアンテナを形成する。この
ような簡易な構成のアンテナであっても、従来のような
ＬＣ共振回路を必要としないことから、ＡＭ波あるいは
ＦＭ波を感度よく受信でき、しかも受信機を極めて薄く
かつ小型化できる。

【００２２】また、請求項１８の受信機は、移相回路内
の差動入力増幅器を演算増幅器で構成するため、同調増
幅器の動作の安定度を増すことができる。

【００２３】

【発明の実施の形態】以下、本発明を適用した一実施形
態の受信機について、図面を参照しながら具体的に説明
する。

【００２４】〔受信機の第１の実施形態〕図１は、本発
明を適用した第１の実施形態のＡＭ受信機の構成を示す
図である。同図に示すＡＭ受信機は、高周波増幅回路
１、同調増幅器２、ＡＭ検波回路３、低周波増幅回路４
およびスピーカ５を含んで構成されている。

【００２５】高周波増幅回路１は、アンテナ６によって
受信したＡＭ信号に対して高周波増幅を行うものであ
り、充分なＳＮ比を確保するために設けられている。し
たがって、受信電界が充分強いような場合には、この高
周波増幅回路１を省略して、アンテナ６によって受信し
た信号を直接同調増幅器２に入力するようにしてもよ
い。

【００２６】また、高周波増幅回路１の利得を上げすぎ
てノイズ分が飽和しないようにするために、同調増幅器
２とＡＭ検波回路３の間に２段目の高周波増幅回路を設
けて、２つの高周波増幅回路によって増幅動作を分担す
るようにしてもよい。この場合にはＳＮ比をさらに改善
することができる。

【００２７】同調増幅器２は、同調周波数がｆ1 に設定
されており、前段の高周波増幅回路１から入力される信
号の中から周波数がｆ1 近傍のものだけを選択して出力
する。この同調増幅器２の詳細構成および動作について
は後述する。

【００２８】ＡＭ検波回路３は、同調増幅器２によって
選択された周波数ｆ1 近傍の信号に対してＡＭ検波を行
う。最も一般的には、ダイオードを用いて半波整流を行
い、さらにローパスフィルタを通して搬送波成分を取り
除くことにより音声信号の復調を行っている。

【００２９】低周波増幅回路４は、ＡＭ検波回路３から
出力される信号に対して電圧増幅および電力増幅を行っ
て、スピーカ５から受信音声を出力する。なお、受信音
声をスピーカ５から出力する代わりに、イヤホン等のレ
シーバから出力してもよい。

【００３０】〔同調増幅器の第１の構成例〕図２は上述
した同調増幅器２の詳細構成を示す回路図である。

【００３１】同図に示す同調増幅器２は、それぞれが入
力される交流信号の位相を所定量シフトさせることによ
り所定の周波数において合計で３６０°の位相シフトを
行う２つの移相回路１０Ｃ、３０Ｃと、後段の移相回路
３０Ｃの出力側に設けられた抵抗６２および６４からな
る分圧回路６０と、帰還抵抗７０および入力抵抗７４
（入力抵抗７４は帰還抵抗７０の抵抗値のｎ倍の抵抗値
を有しているものとする）のそれぞれを介することによ
り分圧回路６０の分圧出力（帰還信号）と入力端子９０
に入力される信号（入力信号）とを所定の割合で加算す
る加算回路とを含んで構成されている。

【００３２】図３は、図２に示した前段の移相回路１０
Ｃの構成を抜き出して示したものである。同図に示す移
相回路１０Ｃは、差動入力増幅器の一種であるオペアン
プ１２と、入力端２４に入力された交流信号の位相を所
定量シフトさせてオペアンプ１２の非反転入力端子に入
力する可変抵抗１６およびキャパシタ１４と、入力端２
４とオペアンプ１２の反転入力端子との間に挿入された
抵抗１８と、オペアンプ１２の出力端子に接続されて分
圧回路を構成する抵抗２１および２３と、この分圧回路
とオペアンプ１２の反転入力端子との間に接続された抵
抗２０とを含んで構成されている。

【００３３】このような構成を有する移相回路１０Ｃに
おいて、抵抗１８と抵抗２０の抵抗値が同じに設定され
ている。

【００３４】図３に示す入力端２４に所定の交流信号が
入力されると、オペアンプ１２の非反転入力端子には、
キャパシタ１４の両端に現れる電圧ＶC1が印加される。
また、抵抗１８の両端には、可変抵抗１６の両端に現れ
る電圧ＶR1と同じ電圧ＶR1が現れる。２つの抵抗１８、
２０には同じ電流Ｉが流れ、しかも、上述したように抵
抗１８と抵抗２０の各抵抗値が等しいので、抵抗２０の
両端にも電圧ＶR1が現れる。オペアンプ１２の反転入力
端子（電圧ＶC1）を基準にして考えると、抵抗１８の両
端電圧ＶR1をベクトル的に加算したものが入力電圧Ｅi
に、抵抗２０の両端電圧ＶR1をベクトル的に減算したも
のが抵抗２１と抵抗２３の接続点の電圧（分圧出力）Ｅ
o ′になる。

【００３５】図４は、前段の移相回路１０Ｃの入出力電
圧とキャパシタ等に現れる電圧との関係を示すベクトル
図である。

【００３６】上述したように、オペアンプ１２の非反転
入力端子に印加される電圧ＶC1を基準に考えると、入力
電圧Ｅi と分圧電圧Ｅo ′とは電圧ＶR1を合成する方向
が異なるだけでありその絶対値は等しくなる。したがっ
て、入力電圧Ｅi と分圧出力Ｅo ′の大きさと位相の関
係は、入力電圧Ｅi および分圧出力Ｅo ′を斜辺とし、
電圧ＶR1の２倍を底辺とする二等辺角形で表すことがで
き、分圧出力Ｅo ′の振幅は周波数に関係なく入力信号
の振幅と同じであって、位相シフト量は図４に示すφ1
で表されることがわかる。この位相のシフト量φ1 は、
周波数に応じて０°から１８０°まで変化する。しか
も、可変抵抗１６の抵抗値Ｒを可変することにより、位
相シフト量φ１を変化させることができる。

【００３７】また、移相回路１０Ｃの出力端２６はオペ
アンプ１２の出力端子に接続されているため、抵抗２１
の抵抗値をＲ21、抵抗２３の抵抗値をＲ23とすると、出
力電圧Ｅo と上述した分圧出力Ｅo ′との間には、抵抗
２０の抵抗値に対してＲ21、Ｒ23が十分小さいときはＥ
o ＝（１＋Ｒ21／Ｒ23）Ｅo ′の関係がある。したがっ
て、Ｒ21およびＲ23の値を調整することにより１より大
きな利得が得られ、しかも図４に示すように周波数が変
化しても出力電圧Ｅo の振幅が一定であり、位相のみを
所定量シフトすることができる。

【００３８】同様に、図５は図１に示した後段の移相回
路３０Ｃの構成を抜き出して示したものである。同図に
示す後段の移相回路３０Ｃは、差動入力増幅器の一種で
あるオペアンプ３２と、入力端４４に入力された信号の
位相を所定量シフトさせてオペアンプ３２の非反転入力
端子に入力するキャパシタ３４および可変抵抗３６と、
入力端４４とオペアンプ３２の反転入力端子との間に挿
入された抵抗３８と、オペアンプ３２の出力端子に接続
されて分圧回路を構成する抵抗４１および４３と、この
分圧回路とオペアンプ３２の反転入力端子との間に接続
された抵抗４０とを含んで構成されている。

【００３９】このような構成を有する移相回路３０Ｃに
おいて、抵抗３８と抵抗４０の抵抗値は同じに設定され
ている。

【００４０】図５に示した入力端４４に所定の交流信号
が入力されると、オペアンプ３２の非反転入力端子に
は、可変抵抗３６の両端に現れる電圧ＶR2が印加され
る。また、抵抗３８の両端には、キャパシタ３４の両端
に現れる電圧ＶC2と同じ電圧ＶC2が現れる。２つの抵抗
３８、４０には同じ電流Ｉが流れ、しかも、上述したよ
うに抵抗３８と抵抗４０の各抵抗値が等しいので、抵抗
４０の両端にも電圧ＶC2が現れる。オペアンプ３２の反
転入力端子（電圧ＶR2）を基準にして考えると、抵抗３
８の両端電圧ＶC2をベクトル的に加算したものが入力電
圧Ｅi に、抵抗４０の両端電圧ＶC2をベクトル的に減算
したものが抵抗４１と抵抗４３の接続点の電圧（分圧出
力）Ｅo ′になる。

【００４１】図６は、後段の移相回路３０Ｃの入出力電
圧とキャパシタ等に現れる電圧との関係を示すベクトル
図である。

【００４２】上述したように、オペアンプ３２の非反転
入力端子に印加される電圧ＶR2を基準に考えると、入力
電圧Ｅi と分圧出力Ｅo ′とは電圧ＶC2を合成する方向
が異なるだけでありその絶対値は等しくなる。したがっ
て、入力電圧Ｅi と分圧出力Ｅo ′の大きさと位相の関
係は、入力電圧Ｅi および分圧出力Ｅo ′を斜辺とし、
電圧ＶC2の２倍を底辺とする二等辺角形で表すことがで
き、分圧出力Ｅo ′の振幅は周波数に関係なく入力信号
の振幅と同じであって、位相シフト量は図６に示すφ2
で表されることがわかる。この位相シフト量φ2 は、周
波数に応じて、入力電圧Ｅｉを基準として時計回り方向
に１８０°から３６０°まで変化する。しかも、可変抵
抗３６の抵抗値Ｒを可変することにより、位相シフト量
φ2 を変化させることができる。

【００４３】また、移相回路３０Ｃの出力端４６はオペ
アンプ３２の出力端子に接続されているため、抵抗４１
の抵抗値をＲ41、抵抗４３の抵抗値をＲ43とすると、出
力電圧Ｅo と上述した分圧出力Ｅo ′との間には、抵抗
４０の抵抗値に対してＲ41、Ｒ43が十分小さいときはＥ
o ＝（１＋Ｒ41／Ｒ43）Ｅo ′の関係がある。したがっ
て、Ｒ41およびＲ43の値を調整することにより１より大
きな利得が得られ、しかも図６に示すように周波数が変
化しても出力電圧Ｅo の振幅が一定であり、位相のみを
所定量シフトすることができる。

【００４４】このようにして、２つの移相回路１０Ｃ、
３０Ｃのそれぞれにおいて位相が所定量シフトされ、図
４および図６に示すように、２つの移相回路１０Ｃ、３
０Ｃの全体により位相シフト量の合計が３６０°とな
る。

【００４５】また、後段の移相回路３０Ｃの出力は、出
力端子９２から同調増幅器２の出力として取り出される
とともに、この移相回路３０Ｃの出力を分圧回路６０を
通した信号が帰還抵抗７０を介して前段の移相回路１０
Ｃの入力側に帰還されている。そして、この帰還された
信号と入力抵抗７４を介して入力される信号とが加算さ
れ、この加算された信号が前段の移相回路１０Ｃに入力
される。

【００４６】このように、２つの移相回路１０Ｃ、３０
Ｃによって所定の周波数における位相シフト量の合計が
３６０°となり、このとき２つの移相回路１０Ｃ、３０
Ｃ、分圧回路６０および帰還抵抗７０による帰還ループ
のオープンループゲインを１以下に設定することによ
り、上述した所定の周波数成分の信号のみを通過させる
同調動作が行われる。

【００４７】また、同調増幅器２の出力端子９２から
は、分圧回路６０に入力される前の移相回路３０Ｃの出
力が取り出されているため、同調増幅器２自体に利得を
持たせることができ、同調動作と同時に信号振幅の増幅
が可能となる。

【００４８】図７は、上述した構成を有する２つの移相
回路１０Ｃ、３０Ｃおよび分圧回路６０の全体を伝達関
数Ｋ1 を有する回路に置き換えたシステム図であり、伝
達関数Ｋ1 を有する回路と並列に抵抗Ｒ0 を有する帰還
抵抗７０が、直列に帰還抵抗７０のｎ倍の抵抗値（ｎＲ
0 ）を有する入力抵抗７４が接続されている。

【００４９】図８は、図７に示すシステムをミラーの定
理によって変換したシステム図であり、変換後のシステ
ム全体の伝達関数Ａは、Ａ＝Ｖo ／Ｖi ＝Ｋ1 ／｛ｎ（１−Ｋ1 ）＋１｝・・・(1) で表すことができる。

【００５０】前段の移相回路１０Ｃの伝達関数Ｋ2 は、
可変抵抗１６とキャパシタ１４からなるＣＲ回路の時定
数をＴ₁（可変抵抗１６の抵抗値をＲ、キャパシタ１４
の静電容量をＣとするとＴ₁＝ＣＲ）とすると、Ｋ2 ＝ａ₁（１−Ｔ₁ｓ）／（１＋Ｔ₁ｓ）・・・(2) となる。ここで、ｓ＝ｊωであり、ａ₁は移相回路１０
Ｃの利得であって、ａ₁＝（１＋Ｒ21／Ｒ23）＞１であ
る。

【００５１】また、後段の移相回路３０Ｃの伝達関数Ｋ
3 は、キャパシタ３４と可変抵抗３６からなるＣＲ回路
の時定数をＴ₂（キャパシタ３４の静電容量をＣ、可変
抵抗３６の抵抗値をＲとするとＴ₂＝ＣＲ）とすると、Ｋ3 ＝−ａ₂（１−Ｔ₂ｓ）／（１＋Ｔ₂ｓ）・・・(3) となる。ここで、ａ₂は移相回路３０Ｃの利得であって
ａ₂＝（１＋Ｒ41／Ｒ43）＞１である。

【００５２】分圧回路６０を介することによって信号振
幅が１／ａ₁ａ₂に減衰するものとすると、２つの移相
回路１０Ｃ、３０Ｃと分圧回路６０を縦続接続した場合
の全体の伝達関数Ｋ1 は、Ｋ1 ＝−｛１＋（Ｔｓ）²−２Ｔｓ｝／｛１＋（Ｔｓ）²＋２Ｔｓ｝・・・(4) となる。なお、上述した（４）式においては、計算を簡
単なものとするために、各移相回路の時定数Ｔ₁、Ｔ₂
をともにＴとした。この（４）式を上述した（１）式に
代入すると、Ａ＝−｛１＋（Ｔｓ）²−２Ｔｓ｝／〔（２ｎ＋１）｛１＋（Ｔｓ）²｝＋２Ｔｓ〕＝−｛１／（２ｎ＋１）｝〔｛１＋（Ｔｓ）²−２Ｔｓ｝／｛１＋（Ｔｓ）²＋２Ｔｓ／（２ｎ＋１）｝〕・・・(5) となる。

【００５３】この（５）式によれば、ω＝０（直流の領
域）のときにＡ＝−１／（２ｎ＋１）となって、最大減
衰量を与えることがわかる。また、ω＝∞のときにもＡ
＝−１／（２ｎ＋１）となって、最大減衰量を与えるこ
とがわかる。さらに、ω＝１／Ｔの同調点（各移相回路
の時定数が異なる場合には、ω＝１／√（Ｔ₁・Ｔ₂）
の同調点）においてはＡ＝１であって帰還抵抗７０と入
力抵抗７４の抵抗比ｎに無関係であることがわかる。換
言すれば、図９に示すように、ｎの値を変化させても同
調点がずれることなく、かつ同調点の減衰量も変化しな
い。

【００５４】ところで、上述した図７において、伝達関
数Ｋ1 で示される全域通過回路が入力インピーダンスを
有する場合、帰還抵抗７０とこの全域通過回路の入力イ
ンピーダンスによる分圧回路が形成されるため、全域通
過回路を含む帰還ループのオープンループゲインは伝達
関数Ｋ1 の絶対値より小さくなる。全域通過回路の入力
インピーダンスとは、前段の移相回路１０Ｃの入力イン
ピーダンスであり、オペアンプ１２の入力抵抗１８に可
変抵抗１６とキャパシタ１４からなるＣＲ回路の直列イ
ンピーダンスが並列に接続されて形成される入力インピ
ーダンスに他ならない。したがって、全域通過回路の入
力インピーダンスによる帰還ループのオープンループゲ
インの損失を補償するには、全域通過回路自体の利得を
１以上に設定することが必要である。

【００５５】例えば、移相回路１０Ｃに含まれる抵抗２
１、２３による分圧回路を無視して考える（分圧比が１
の場合であって、上述した（２）式におけるａ₁が１の
場合を考える）と、移相回路１０Ｃは、（２）式によれ
ば、入力された周波数に応じて利得が１倍のホロワ回路
から利得が−１倍の反転増幅器としての範囲で動作しな
ければならないので、抵抗１８と２０の抵抗比を１以外
にすることは好ましくない。なぜなら、抵抗１８、２０
の各抵抗値をＲ18、Ｒ20とすると、移相回路１０Ｃが反
転増幅器として動作するときの利得は−Ｒ20／Ｒ18であ
るが、ホロワ回路として動作する場合の利得は抵抗１８
と抵抗２０の抵抗比にかかわらず常に１であるから、抵
抗１８と抵抗２０の抵抗比が１でない場合には、移相回
路１０Ｃが動作する全領域において、その入出力間の位
相だけが変化し、出力振幅が変化しない理想条件が満足
できなくなるからである。

【００５６】移相回路１０Ｃの出力側に抵抗２１と抵抗
２３からなる分圧回路を付加し、この分圧回路を介して
オペアンプ１２の反転入力端子への帰還を施すことによ
り、抵抗１８と抵抗２０の抵抗比を１に保持したまま移
相回路１０Ｃの利得を１以上に設定することが可能とな
る。同様に、移相回路３０Ｃの出力側に抵抗４１と抵抗
４３からなる分圧回路を付加し、この分圧回路を介して
オペアンプ３２の反転入力端子への帰還を施すことによ
り、抵抗３８と抵抗４０の抵抗比を１に保持したまま移
相回路３０Ｃの利得を１以上に設定することが可能とな
る。

【００５７】なお、上述したように、移相回路１０Ｃ内
の可変抵抗１６と移相回路３０Ｃ内の可変抵抗３６の抵
抗値を変えることにより、キャパシタ１４および可変抵
抗１６からなるＣＲ回路の時定数Ｔ₁ と、キャパシタ３
４および可変抵抗３６からなるＣＲ回路の時定数Ｔ₂ と
を変化させることができるため、１／√（Ｔ₁Ｔ₂）に
よって算出される同調周波数ωもある範囲で可変するこ
とができる。

【００５８】また、（２）式あるいは（３）式から図
４、図６に示したφ1 、φ2 を求めると、 φ1 ＝ｔａｎ｛２ωＴ₁／（１−ω²Ｔ₁ ²）｝・・・(6) φ2 ＝ｔａｎ｛２ωＴ₂／（１−ω²Ｔ₂ ²）｝・・・(7) となる。なお、（６）、（７）式のφ1 およびφ2 は、
図４および図６に示す入力電圧Ｅｉを基準として時計回
り方向を正方向としたものである。

【００５９】例えばＴ₁＝Ｔ₂（＝Ｔ）の場合には、ω
＝１／Ｔのときに２つの移相回路１０Ｃ、３０Ｃによる
位相シフト量の合計が３６０°となって上述した同調動
作が行われ、このときφ1 ＝９０°、φ2 ＝２７０°と
なる。

【００６０】このように、本実施形態の受信機は、帰還
抵抗７０と入力抵抗７４の抵抗比ｎを変えても同調周波
数および同調時の利得が一定で、かつ最大減衰量および
同調帯域幅を変えることができる同調増幅器２を用いて
同調動作を行っているため、混信が生じる場合には上述
した抵抗比ｎを大きく設定して同調帯域幅を狭くして混
信を防ぎ、反対に混信が少ない場合には上述した抵抗比
ｎを小さく設定して同調帯域幅を広げて受信信号を忠実
に再現するといった調整が容易であり、混信状態に応じ
て最適なＡＭ受信機の設計が可能となる。なお、上述し
た第１の実施形態では、帰還抵抗７０と入力抵抗７４の
抵抗値を固定にしているが、少なくともいずれか一方の
抵抗を可変できるようにして、上述した抵抗比ｎを任意
に変更可能としてもよい。

【００６１】また、本実施形態の受信機は、移相回路１
０Ｃ内の抵抗１８と抵抗２０の抵抗値を同じ値に設定す
るとともに移相回路３０Ｃ内の抵抗３８と抵抗４０の抵
抗値を同じ値に設定するため、同調周波数を変えても振
幅が変動することはなく、ほぼ一定の振幅を有する同調
出力を得ることができる。

【００６２】特に、同調出力の振幅変動を抑えたことに
より、上述した抵抗比ｎを大きくして同調増幅器２のＱ
の値を大きくすることができる。すなわち、オープンル
ープゲインに周波数依存性があると、利得の低い周波数
では抵抗比ｎを大きくしてもＱが上がらず、利得の高い
周波数ではオープンループゲインが１を越えて発振する
ことがある。したがって、振幅変動が大きい場合には、
このような発振を防止するために抵抗比ｎをあまり大き
な値に設定することができず、同調増幅器２のＱの値も
小さくなる。これに対して、上述した第１の実施形態で
は、移相回路１０Ｃ、３０Ｃ内にそれぞれ分圧回路を設
け、かつ抵抗１８と２０、抵抗３８と４０の抵抗値をそ
れぞれ同じ値に設定することにより、同調増幅器２の同
調出力の振幅変動を抑えるため、抵抗比ｎを大きく設定
することができ、同調増幅器２のＱの値を大きくするこ
とができる。

【００６３】また、分圧回路６０を介して減衰した信号
を帰還信号として用いるとともに、分圧回路６０に入力
する前の信号を同調増幅器２の出力として取り出すこと
により、入力信号の中から所定の周波数成分のみを抽出
する同調動作とともに、この抽出された信号に対して所
定の増幅を行うことができる。しかも、このときの利得
は、分圧回路６０の分圧比を変えることにより任意に設
定することができる。

【００６４】また、最大減衰量は、帰還抵抗７０と入力
抵抗７４の抵抗比ｎによって決定され、同調周波数は可
変抵抗１６または３６の抵抗値によって決定されるた
め、同調周波数や最大減衰量を互いに干渉しあうことな
く調整することができる。なお、可変抵抗１６，３６の
いずれか一方を抵抗値が固定の抵抗に置き換えてもよ
い。

【００６５】さらに、上述した同調増幅器２は、オペア
ンプ、キャパシタおよび抵抗を組み合わせて構成してお
り、どの構成素子も半導体基板上に形成することができ
ることから、同調増幅器２を含めた受信機の主要部分を
半導体基板上に形成して集積回路とすることも容易であ
る。また、可変抵抗１６、３６の少なくとも一方の抵抗
値を連続的に変えることにより、同調周波数を連続的に
変更でき、従来必要不可欠であったバリコンを省くこと
ができ、受信機全体の回路規模を大幅に小型化すること
ができ、製造時に微調整を行う必要もなくなることか
ら、製造工程を大幅に簡略化できる。

【００６６】また、上述した同調増幅器２は、同調周波
数を可変する場合であっても安定した特性を有してお
り、このような同調増幅器２を周波数可変型のフィルタ
として用いれば、一旦中間周波信号に変換して同調をと
る必要がないため、局部発振コイルを用いた局発振回路
や中間周波トランスやセラミックフィルタを用いた中間
周波増幅回路が不要であり、大きな外付け部品を極力減
らすことができる。

【００６７】また、本実施形態のＡＭ受信機は、アンテ
ナ６からの入力部分にバリコンとバーアンテナによるＬ
Ｃ回路を用いていないため、入力部分の設計が容易とな
る。このため、アンテナ６を短い棒状あるいは紐状の導
電性材料で形成することができ、ＡＭ波を効率よく受信
することができる。具体的には、カーラジオ等に使用さ
れるロッドアンテナによってアンテナ６を形成したり、
イヤホンのリード部分をアンテナ６として使用するだけ
で、所望のＡＭ波を感度よく受信することができ、従来
不可欠であったバーアンテナも省略できる。

【００６８】なお、上述した図３の移相回路１０Ｃと図
５の移相回路３０Ｃを縦続接続する場合には、各移相回
路内のオペアンプ１２あるいは３２の出力端に接続され
た分圧回路のうち、いずれか一方の分圧回路を省略して
もよい。あるいは、双方の分圧回路を省略し、抵抗１８
および２０の抵抗比と、抵抗３８および４０の抵抗比と
を調整することにより、同調増幅器２全体での利得が１
以上になるようにしてもよい。

【００６９】また、移相回路３０Ｃの後段の分圧回路６
０を省略し、移相回路３０Ｃの出力を直接前段側に帰還
してもよい。あるいは分圧回路６０内の抵抗６２を取り
除いて抵抗６４だけにしてもよい。

【００７０】〔同調増幅器の第２の構成例〕上述した同
調増幅器２においては、ＣＲ回路を一部に含むように各
移相回路１０Ｃ、３０Ｃを構成したが、ＣＲ回路の代わ
りにＬＲ回路を一部に含むように移相回路を構成するこ
ともできる。

【００７１】図１０は、ＬＲ回路を含む移相回路の構成
を示す回路図であり、図２に示した同調増幅器２の前段
の移相回路１０Ｃと置き換え可能な構成が示されてい
る。同図に示す移相回路１０Ｌは、図２に示した前段の
移相回路１０Ｃ内のキャパシタ１４と可変抵抗１６から
なるＣＲ回路を、可変抵抗１６とインダクタ１７からな
るＬＲ回路に置き換えた構成を有しており、抵抗１８と
抵抗２０の各抵抗値が同じ値に設定されている。

【００７２】したがって、上述した移相回路１０Ｌの入
出力電圧等の関係は、図１１のベクトル図に示すよう
に、図４に示した電圧ＶC1を可変抵抗１６の両端電圧Ｖ
R3に、図４に示した電圧ＶR1をインダクタ１７の両端電
圧ＶL1にそれぞれ置き換えて考えることができる。

【００７３】また、図１０に示した移相回路１０Ｌの伝
達関数は、インダクタ１７と可変抵抗１６からなるＬＲ
回路の時定数をＴ₁（インダクタ１７のインダクタンス
をＬ、可変抵抗１６の抵抗値をＲとするとＴ₁＝Ｌ／
Ｒ）とすると、（２）式に示したＫ2 をそのまま適用で
き、図１１に示す位相シフト量φ3 も上述した（６）式
に示したφ1 と同じになる。

【００７４】このように、図１０に示す移相回路１０Ｌ
は、図３に示した移相回路１０Ｃと基本的に等価であ
り、図２に示した移相回路１０Ｃから図１０に示した移
相回路１０Ｌへの置き換えが可能であることがわかる。
また、図１０に示した抵抗１８と２０の各抵抗値は同じ
値に設定されているため、同調周波数を可変した際の振
幅変動がなく、ほぼ一定の同調出力を得ることができ
る。

【００７５】図１２は、ＬＲ回路を含む移相回路の他の
構成を示す回路図であり、図２に示した同調増幅器２の
後段の移相回路３０Ｃと置き換え可能な構成が示されて
いる。同図に示す移相回路３０Ｌは、図５に示した後段
の移相回路３０Ｃ内のキャパシタ３４と可変抵抗３６か
らなるＣＲ回路を、可変抵抗３６とインダクタ３７から
なるＬＲ回路に置き換えた構成を有しており、抵抗３８
と抵抗４０の各抵抗値は同じ値に設定されている。

【００７６】したがって、上述した移相回路３０Ｌの入
出力電圧等の関係は、図１３のベクトル図に示すよう
に、図６に示した電圧ＶR2をインダクタ３７の両端電圧
ＶL2に、図６に示した電圧ＶC2を可変抵抗３６の両端電
圧ＶR4にそれぞれ置き換えて考えることができる。

【００７７】ところで、図１２に示した移相回路３０Ｌ
の伝達関数は、可変抵抗３６とインダクタ３７からなる
ＬＲ回路の時定数をＴ₂（可変抵抗３６の抵抗値をＲ、
インダクタ３７のインダクタンスをＬとするとＴ₂＝Ｌ
／Ｒ）とすると、（３）式に示したＫ3 をそのまま適用
でき、図１３に示す位相シフト量φ4 も上述した（７）
式に示したφ2 と同じになる。

【００７８】このように、図１２に示す移相回路３０Ｌ
は、図５に示した移相回路３０Ｃと基本的に等価であ
り、図５に示した移相回路３０Ｃから図１２に示した移
相回路３０Ｌへの置き換えが可能であることがわかる。
また、図１２に示した抵抗３８と４０の各抵抗値は同じ
値に設定されているため、同調周波数を可変した際の振
幅変動がなく、ほぼ一定の同調出力を得ることができ
る。

【００７９】また、図２に示した２つの移相回路１０Ｃ
および３０Ｃのいずれか一方、あるいは両方を図１０、
１２に示した移相回路１０Ｌ、３０Ｌに置き換えてもよ
い。２つの移相回路１０Ｃ、３０Ｃの両方を移相回路１
０Ｌ、３０Ｌに置き換えた場合には、同調増幅器全体を
集積化することにより同調周波数の高周波化が容易とな
る。

【００８０】また、２つの移相回路１０Ｃ、３０Ｃのい
ずれか一方のみを移相回路１０Ｌあるいは３０Ｌに置き
換えた場合であって、ＬＲ回路を構成するインダクタを
含めて、あるいはこのインダクタを除く同調回路全体を
集積化した場合には、温度変化による同調周波数の変動
を防止する、いわゆる温度補償が可能となる。

【００８１】また、上述した図１０の移相回路１０Ｌと
図１２の移相回路３０Ｌを縦続接続する場合には、各移
相回路内のオペアンプ１２あるいは３２の出力端に接続
された分圧回路のうち、いずれか一方の分圧回路を省略
してもよい。あるいは、双方の分圧回路を省略し、抵抗
１８および２０の抵抗比と、抵抗３８および４０の抵抗
比とを調整することにより、同調増幅器２全体での利得
が１以上になるようにしてもよい。

【００８２】〔同調増幅器の第３の構成例〕図１４は、
同調増幅器の第３の構成例を示す回路図である。同図に
示す同調増幅器２Ａは、それぞれが入力される交流信号
の位相を所定量シフトさせることにより所定の周波数に
おいて合計で３６０°の位相シフトを行う２つの移相回
路１１０Ｃ、１３０Ｃと、帰還抵抗７０および入力抵抗
７４（入力抵抗７４は帰還抵抗７０の抵抗値のｎ倍の抵
抗値を有しているものとする）のそれぞれを介すること
により後段の移相回路１３０Ｃの出力（帰還信号）と入
力端子９０に入力される信号（入力信号）とを所定の割
合で加算する加算回路とを含んで構成されている。

【００８３】図２に示した同調増幅器２においては、前
段の移相回路１０Ｃ内の抵抗１８と抵抗２０の各抵抗値
を同じに設定することで、入力される交流信号の周波数
が変わったときの振幅変化を抑え、オペアンプ１２の出
力側に抵抗２１と２３による分圧回路を接続すること
で、移相回路１０Ｃの利得を１より大きな値に設定して
いる。これに対し、図１４に示す同調増幅器２Ａに含ま
れる前段の移相回路１１０Ｃは、上述した抵抗２１、２
３による分圧回路を用いずに、抵抗１８′の抵抗値より
も抵抗２０′の抵抗値を大きく設定することにより、移
相回路１１０Ｃの利得を１より大きな値に設定してい
る。

【００８４】後段の移相回路１３０Ｃについても同様で
あり、抵抗３８′の抵抗値よりも抵抗４０′の抵抗値を
大きく設定することで、移相回路１３０Ｃの利得を１よ
り大きな値に設定している。また、移相回路１３０Ｃの
出力端子には、帰還抵抗７０、出力端子９２および抵抗
７８が接続されている。

【００８５】なお、図１４に示す同調増幅器２Ａにおい
ては、後段の移相回路１３０Ｃのさらに後段に分圧回路
を接続し、その分圧出力を帰還抵抗７０を介して帰還さ
せるようにしてもよい。

【００８６】ところで、上述したように、各抵抗の値を
設定して移相回路の利得を１より大きな値にすると、入
力される信号の周波数に応じて利得変動が生じる。例え
ば、前段の移相回路１１０Ｃについて考えると、入力信
号の周波数が低い場合には移相回路１１０Ｃはボルテー
ジホロワ回路となるためこのときの利得は１倍となるの
に対し、周波数が高い場合には移相回路１１０Ｃは反転
増幅器となるためこのときの利得は−ｍ倍（ｍは抵抗２
０′と抵抗１８′の抵抗比）となり、入力信号の周波数
が変化したときに移相回路１１０Ｃの利得も変化して出
力信号の振幅変動が生じる。

【００８７】このような振幅変動は、オペアンプ１２の
反転入力端子に抵抗２２を接続して、入力信号の周波数
が低い場合と高い場合の利得を一致させることにより抑
えることができる。具体的には、抵抗１８′の抵抗値を
ｒ、抵抗２０′の抵抗値をｍｒとすると、抵抗２２の抵
抗値をｍｒ／（ｍ−１）に設定することにより、入力信
号の周波数が０と無限大のときの移相回路１１０Ｃの各
利得を一致させることができる。同様に、移相回路１３
０Ｃについてもオペアンプ３２の反転入力端子に所定の
抵抗値を有する抵抗４２を接続することにより、出力信
号の振幅変動を抑えることができる。なお、抵抗２２お
よび抵抗４２の一方端はグランドレベル以外の固定電位
に接続してもよい。

【００８８】〔同調増幅器の第４の構成例〕図１４に示
す同調増幅器２Ａでは、移相回路１１０Ｃおよび１３０
Ｃ内にＣＲ回路を含む例を説明したが、ＣＲ回路の代わ
りにＬＲ回路を含む場合にも、同様の移相回路を構成で
きる。

【００８９】図１５は、ＬＲ回路を含む移相回路の構成
を示す回路図であり、図１４に示した同調増幅器２Ａの
前段の移相回路１１０Ｃと置き換え可能な構成が示され
ている。同図に示す移相回路１１０Ｌは、図１４に示し
た前段の移相回路１１０Ｃ内のキャパシタ１４と可変抵
抗１６からなるＣＲ回路を、可変抵抗１６とインダクタ
１７からなるＬＲ回路に置き換えた構成を有している。

【００９０】また、図１６はＬＲ回路を含む移相回路の
他の構成を示す回路図であり、図１４に示した同調増幅
器２Ａの後段の移相回路１３０Ｃと置き換え可能な構成
が示されている。同図に示す移相回路１３０Ｌは、図１
４に示した後段の移相回路１３０Ｃ内の可変抵抗３６と
キャパシタ３４からなるＣＲ回路を、インダクタ３７と
可変抵抗３６からなるＬＲ回路に置き換えた構成を有し
ている。

【００９１】図１５に示した移相回路１１０Ｌおよび図
１６に示した移相回路１３０Ｌのそれぞれは、図１４に
示した移相回路１１０Ｃおよび１３０Ｃと等価であり、
図１４に示した同調増幅器２Ａにおいて、前段の移相回
路１１０Ｃを図１５に示した移相回路１１０Ｌに、後段
の移相回路１３０Ｃを図１６に示した移相回路１３０Ｌ
にそれぞれ置き換えることが可能である。２つの移相回
路１１０Ｃ、１３０Ｃのそれぞれを移相回路１１０Ｌ、
１３０Ｌに置き換えた場合には、同調増幅器全体を集積
化することにより同調周波数の高周波化が容易となる。
また、２つの移相回路１１０Ｃ、１３０Ｃのいずれか一
方、あるいは両方を移相回路１１０Ｌあるいは１３０Ｌ
に置き換えるようにしてもよい。この場合には、温度変
化に対する同調周波数の変動を抑制する効果がある。

【００９２】ところで、図１４に示した同調増幅器２Ａ
は、２つの移相回路１１０Ｃ、１３０Ｃのそれぞれに抵
抗２２あるいは４２を接続することにより、同調周波数
を可変したときの振幅変動を防止したが、周波数の可変
範囲が狭い場合には振幅変動も少なくなるため上述した
抵抗２２、４２を取り除いて同調増幅器を構成すること
もできる。あるいは、一方の抵抗２２あるいは４２のみ
を取り除いて同調増幅器を構成することもできる。

【００９３】上述した同調増幅器の第１〜第４の構成例
において、２つの移相回路１０Ｃおよび３０Ｃ等を含む
全域通過回路と帰還抵抗７０からなる帰還ループのオー
プンループゲインの損失は、前段の移相回路１０Ｃ等の
入力インピーダンスに起因するものであるから、この入
力インピーダンスに起因する損失の発生を抑えるため
に、前段の移相回路１０Ｃ等のさらに前段にトランジス
タによるホロワ回路を挿入し、帰還される信号をこのホ
ロワ回路を介して前段の移相回路１０Ｃ等に入力するよ
うにしてもよい。

【００９４】このように、前段の移相回路１０Ｃ等のさ
らに前段にトランジスタによるホロワ回路を縦続接続す
れば、図２等に示した同調増幅器２等と比較して、帰還
抵抗７０および入力抵抗７４の抵抗値を高く設定するこ
とができる。特に、同調増幅器２等を半導体基板上に集
積化するような場合には、帰還抵抗７０等の抵抗値を小
さくしようとすると素子の占有面積を大きくしなければ
ならないため、ある程度抵抗値が大きい方が好ましく、
ホロワ回路を接続する意義がある。

【００９５】〔同調増幅器の第５の構成例〕図２に示し
た同調増幅器２では、２つの移相回路１０Ｃと３０Ｃを
合わせた位相シフト量を３６０°としているが、縦続接
続された移相回路１０Ｃと３０Ｃに、位相をシフトさせ
ない非反転回路を接続して同調増幅器を構成してもよ
い。

【００９６】図１７は、２つの移相回路の前段に非反転
回路５０を接続した同調増幅器２Ｂの構成を示す回路図
である。同図に示すように、同調増幅器２Ｂは、図３に
示した移相回路１０Ｃから抵抗２１および２３を省いた
構成を有する移相回路２１０Ｃと、図５に示した移相回
路３０Ｃから抵抗４１および４３を省いた構成を有する
移相回路２３０Ｃと、移相回路２１０Ｃの前段に接続さ
れた非反転回路５０と、抵抗６２および６４からなる分
圧回路６０と、帰還抵抗７０および入力抵抗７４からな
る加算回路とで構成される。

【００９７】このように、各移相回路はオペアンプ１２
あるいは３２の出力端子に接続された分圧回路を省いた
ものであり、入出力電圧の関係や位相シフト量について
は、上述した図４あるいは図６をそのまま適用すること
ができる。

【００９８】非反転回路５０は、反転入力端子が抵抗５
４を介して接地されているとともに、この反転入力端子
と出力端子との間に抵抗５６が接続されたオペアンプ５
２により構成されており、２つの抵抗５４、５６の抵抗
比によって定まる所定の増幅度を有する。

【００９９】移相回路２１０Ｃは、抵抗１８および２０
の各抵抗値が同じであるため、利得が１となる。同様
に、移相回路２３０Ｃも抵抗３８および４０の各抵抗値
が同じであるため、利得が１となる。したがって、上述
した同調増幅器２Ｂでは、各移相回路で利得を稼ぐ代わ
りに、上述した非反転回路５０の利得を１より大きな値
に設定している。

【０１００】このような構成を有する非反転回路５０
は、入力信号の位相を変えずに出力しており、この増幅
度を調整することにより、分圧回路６０による信号振幅
の減衰や帰還ループで生じる損失を補うことが容易とな
る。また、非反転回路５０は、上述したトランジスタに
よるホロワ回路と同様に、前段の移相回路２１０Ｃのさ
らに前段に接続されたバッファとしても機能する。

【０１０１】なお、図１７に示す非反転回路５０は、図
２や１４に示した同調増幅器２、２Ａの前段等に接続し
てもよい。

【０１０２】〔同調増幅器の第６の構成例〕上述した各
同調増幅器２、２Ａ、２Ｂは、２つの移相回路による位
相シフト量の合計が３６０°となる周波数で所定の同調
動作を行っていたが、基本的に同じ動作を行う２つの移
相回路を組み合わせて同調増幅器を構成することによ
り、２つの移相回路による位相シフト量の合計が１８０
°となる周波数で所定の同調動作を行うようにしてもよ
い。

【０１０３】図１８は同調増幅器の第６の構成例を示す
回路図であって、図１７における後段の移相回路２３０
Ｃの代わりに移相回路２１０Ｃを接続し、非反転回路５
０の代わりに位相反転回路８０を接続したものである。

【０１０４】位相反転回路８０は、入力される交流信号
が抵抗８４を介して反転入力端子に入力されるとともに
非反転入力端子が接地されたオペアンプ８２と、このオ
ペアンプ８２の反転入力端子と出力端子との間に接続さ
れた抵抗８６とにより構成されている。抵抗８４を介し
てオペアンプ８２の反転入力端子に交流信号が入力され
ると、オペアンプ８２の出力端子からは位相が反転した
逆相の信号が出力され、この逆相の信号が前段の移相回
路２１０Ｃに入力される。また、この位相反転回路８０
は、２つの抵抗８４、８６の抵抗比によって定まる所定
の増幅度を有しており、抵抗８４の抵抗値より抵抗８６
の抵抗値を大きくすることにより１より大きな利得が得
られる。

【０１０５】ところで、上述したように、２つの移相回
路２１０Ｃのそれぞれは、入力信号の周波数ωが０から
∞まで変化するに従って、入力電圧Ｅｉを基準として時
計回り方向に０°から１８０°まで位相がシフトする。
例えば、２つの移相回路２１０Ｃ内のＣＲ回路の時定数
が同じであると仮定し、これをＴとおくと、ω＝１／Ｔ
の周波数では２つの移相回路２１０Ｃのそれぞれにおけ
る位相シフト量が９０°となる。したがって、２つの移
相回路２１０Ｃの全体によって位相が１８０°シフトさ
れ、しかも２つの移相回路２０１Ｃの前段に接続された
位相反転回路８０によって位相が反転されるため、全体
として、位相が一巡して位相シフト量が３６０°となる
信号が後段の移相回路２１０Ｃから出力される。

【０１０６】また、上述した同調増幅器２Ｃでは、各移
相回路で利得を稼ぐ代わりに、上述した位相反転回路８
０の利得を１より大きな値に設定しており、分圧回路６
０による信号振幅の減衰や帰還ループで生じる損失を補
うことが容易となる。

【０１０７】〔同調増幅器の第７の構成例〕図１８に示
した同調増幅器２Ｃは、移相回路２１０Ｃを縦続接続す
る例を示したが、図１７に示した移相回路２３０Ｃを縦
続接続した場合も同調動作を行わせることができる。

【０１０８】図１９は、同調増幅器の第７の構成例を示
す回路図であって、図１８の移相回路２１０Ｃの代わり
に、移相回路２３０Ｃを縦続接続したものである。

【０１０９】図１９の各移相回路２３０Ｃは、図６に示
したように、入力信号の周波数ωが０から∞まで変化す
るに従って、入力電圧Ｅｉを基準として時計回り方向に
１８０°から３６０°まで位相がシフトする。例えば、
２つの移相回路２３０Ｃ内のＣＲ回路の時定数が同じで
あると仮定し、これをＴとおくと、ω＝１／Ｔの周波数
では、２つの移相回路２３０Ｃのそれぞれにおける位相
シフト量が２７０°となる。したがって、２つの移相回
路２１０Ｃの全体によって位相が１８０°シフトされ、
しかも２つの移相回路２３０Ｃの前段に接続された位相
反転回路８０によって位相が反転されるため、全体とし
て、位相が一巡して位相シフト量が３６０°となる信号
が後段の移相回路２３０Ｃから出力される。

【０１１０】また、図１８に示した同調増幅器２Ｃと同
様に、図１９に示す同調増幅器２Ｄでは、各移相回路で
利得を稼ぐ代わりに、上述した位相反転回路８０の利得
を１より大きな値に設定しており、分圧回路６０による
信号振幅の減衰や帰還ループで生じる損失を補うことが
容易となる。

【０１１１】また、図１７〜１９に示した同調増幅器２
Ｂ、２Ｃ、２Ｄは、いずれも２つの移相回路をＣＲ回路
を含んで構成したが、ＬＲ回路を含んで構成するように
してもよい。具体的には、図１７に示した同調増幅器２
Ｂにおいて、前段の移相回路２１０Ｃを図１５に示した
移相回路１１０Ｌから抵抗２２を省略した移相回路に置
き換えるか、あるいは後段の移相回路２３０Ｃを図１６
に示した移相回路１３０Ｌから抵抗４２を省略した移相
回路に置き換えてもよい。同様に、図１８に示した同調
増幅器２Ｃにおいて、前段の移相回路２１０Ｃを図１５
に示した移相回路１１０Ｌから抵抗２２を省略した移相
回路に置き換えるか、あるいは後段の移相回路２３０Ｃ
を図１５に示した移相回路１１０Ｌから抵抗２２を省略
した移相回路に置き換えてもよい。同様に、図１９に示
した同調増幅器２Ｄにおいて、前段の移相回路２３０Ｃ
を図１６に示した移相回路１３０Ｌから抵抗４２を省略
した移相回路に置き換えるか、あるいは後段の移相回路
２３０Ｃを図１６に示した移相回路１３０Ｌから抵抗４
２を省略した移相回路に置き換えてもよい。

【０１１２】なお、図１８〜２０に示した同調増幅器２
Ｂ、２Ｃ、２Ｄにおいて、信号振幅の増幅を行わずに同
調動作のみを行わせたい場合には、分圧回路６０を省略
すればよい。また、２つの移相回路内のオペアンプの少
なくとも一方の出力端に分圧回路を接続してもよい。例
えば、図１７の同調増幅器２Ｂにおいて、前段の移相回
路２１０Ｃ内のオペアンプ１２の出力端と、後段の移相
回路２３０Ｃ内のオペアンプ３２の出力端にそれぞれ分
圧回路を接続すれば、図２に示した同調増幅器２内の前
段の移相回路１０Ｃのさらに前段に非反転回路５０を接
続した構成と同じになる。

【０１１３】また、上述したホロワ回路、非反転回路お
よび位相反転回路の接続位置は、縦続接続された移相回
路のさらに前段側とは限らず、各移相回路の間、あるい
は後段の移相回路のさらに後段側に接続してもよい。

【０１１４】なお、移相回路１０Ｃや３０Ｃ等を縦続接
続する場合には、各移相回路に含まれる可変抵抗１６お
よび３６のうち、いずれか一方を抵抗値が固定の抵抗に
してもよい。

【０１１５】〔受信機の第２の実施形態〕図１に示した
第１の実施形態のＡＭ受信機では、受信信号を中間周波
数信号に変換することなく同調を行う例を説明したが、
いったん中間周波数信号に変換した後に同調を行う場合
にも、本発明は同様に適用できる。

【０１１６】図２０は第２の実施形態のＡＭ受信機の構
成を示す図である。図２０に示すＡＭ受信機は、高周波
増幅回路１、混合回路７、局部発振回路８、同調増幅器
２、ＡＭ検波回路３、低周波増幅回路４およびスピーカ
５を含んで構成されている。

【０１１７】混合回路７は、高周波増幅回路１から出力
されるＡＭ信号と局部発振回路８から出力される正弦波
信号とを混合して、中間周波数信号を出力する。ＡＭ信
号の周波数をｆ１、局部発振回路８から出力される正弦
波信号の周波数をｆ２とすると、周波数ｆ２＋ｆ１を有
する中間周波数信号が出力される。例えば、正弦波信号
の周波数ｆ２を２MHz とし、ＡＭ信号の周波数ｆ１を現
在国内のＡＭ放送で使われている周波数である５５０kH
z 〜１．６６MHz 程度と考えると、中間周波数信号の周
波数は２．５５〜３．６６MHz 程度となる。

【０１１８】図２０に示す同調増幅器は同調周波数がｆ
３に設定されており、前段の混合回路７から入力される
中間周波数信号の中から周波数がｆ３近傍の信号だけを
選択して出力する。この同調増幅器は、図２、１４、１
７〜１９に示した同調増幅器２、２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２
Ｄのいずれかの構成を有する。

【０１１９】図２１は、図２０に示した局部発振回路８
の内部構成を示す回路図である。図２１に示す局部発振
回路８は、図３および図５に示した移相回路１０Ｃと移
相回路３０Ｃを縦続接続し、後段の移相回路３０の出力
を帰還抵抗７０を介して前段の移相回路１０Ｃに入力し
たものである。

【０１２０】図２１の２つの移相回路１０Ｃ、３０Ｃの
それぞれにおいて位相が所定量シフトし、各移相回路１
０Ｃ、３０Ｃを合わせた位相シフト量の合計が、所定の
周波数において３６０°となるため、このときのループ
ゲインを１以上に設定することにより、所定の周波数で
安定に発振する。

【０１２１】このように、図２に示した同調増幅器２と
ほぼ同様の構成で局部発振回路８を構成できるため、同
調増幅器２とともに半導体基板上に形成することによ
り、受信機全体を小型化できる。

【０１２２】図２２は局部発振回路の第２の構成例を示
す回路図であり、図１４に示した同調増幅器２Ａから抵
抗７８および入力抵抗７４を省いた構成を有する。この
場合も、ループゲインを１以上に設定することにより、
各移相回路１０Ｃ、３０Ｃを合わせた位相シフト量の合
計が３６０°となるような周波数で正弦波発振が行われ
る。

【０１２３】同様に、図２３〜２５はそれぞれ局部発振
回路の第３〜第５の構成例を示す回路図であり、それぞ
れ図１７〜１９に示した同調増幅器２Ｂ〜２Ｄから分圧
回路および入力抵抗７４を省き、ループゲインを１以上
に設定した構成を有する。

【０１２４】なお、本発明は上記実施形態に限定される
ものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施
が可能である。

【０１２５】例えば、上述した同調増幅器２等や局部発
振回路８等では、前段に移相回路１０Ｃや１１０Ｃや２
１０Ｃを、後段に３０Ｃや１３０Ｃや２３０Ｃをそれぞ
れ配置したが、２つの移相回路全体で入出力信号間の位
相シフト量が３６０°となればよいことから、前後を入
れ替えて前段に移相回路３０Ｃや１３０Ｃや２３０Ｃ
を、後段に移相回路１０Ｃや１１０Ｃや２１０Ｃをそれ
ぞれ配置して同調増幅器や局部発振回路を構成してもよ
い。すなわち、図３、図５、図１０、図１２、図１５お
よび図１６に示す各移相回路、あるいは図３、図５、図
１０および図１２に示す各移相回路から分圧回路を省略
した移相回路、あるいは図１５および図１６に示す各移
相回路から抵抗２２、４２を省略した移相回路のうち、
いずれか２つの移相回路を縦続接続して同調増幅器を構
成してもよい。

【０１２６】また、上述した同調増幅器２等に含まれる
移相回路１０Ｃ、３０Ｃ等には可変抵抗１６、３６が含
まれている。この可変抵抗１６、３６はさらに具体的に
は接合型あるいはＭＯＳ型の電界効果トランジスタ（Ｆ
ＥＴ）のチャネル抵抗を利用して実現することができ
る。ＦＥＴのソース・ドレイン間に形成されるチャネル
を抵抗体として利用して可変抵抗１６等の代わりに使用
すると、ゲート電圧を可変に制御してこのチャネル抵抗
をある範囲で任意に変化させて各移相回路における位相
シフト量を変えることができる。

【０１２７】また、可変抵抗を１つのＦＥＴ、すなわち
ｐチャネルあるいはｎチャネルのＦＥＴによって構成す
る代わりに、ｐチャネルのＦＥＴとｎチャネルのＦＥＴ
とを並列接続して１つの可変抵抗を構成し、各ＦＥＴの
ゲートとサブストレート間に大きさが等しく極性が異な
るゲート電圧を印加して抵抗値を可変してもよい。２つ
のＦＥＴを組み合わせて可変抵抗を構成すれば、ＦＥＴ
の非線形領域の改善を行うことができるため、同調信号
の歪みを軽減できる。

【０１２８】また、上述した各実施形態において示した
移相回路１０Ｃ等は、キャパシタ１４等と直列に接続さ
れた可変抵抗１６等の抵抗値を変化させて位相シフト量
を変化させることにより全体の同調周波数を変えるよう
にしたが、キャパシタ１４等の静電容量を変化させるこ
とにより全体の同調周波数を変えるようにしてもよい。

【０１２９】例えば、２つの移相回路の中の少なくとも
一方に含まれるキャパシタ１４等を可変容量素子に置き
換えてこの静電容量を可変することにより、各移相回路
による移相シフト量を変化させて同調周波数を変えるこ
とができる。さらに具体的には、上述した可変容量素子
をアノード・カソード間に印加する逆バイアス電圧が変
更可能な可変容量ダイオードによって、あるいはゲート
電圧によってゲート容量が変更可能なＦＥＴによって形
成することができる。

【０１３０】なお、上述した可変容量素子に印加する逆
バイアス電圧を可変するには、この可変容量素子と直列
に直流電流阻止用のキャパシタを接続すればよい。

【０１３１】また、上述したような可変抵抗や可変容量
素子を用いる場合の他、素子定数が異なる複数の抵抗あ
るいはキャパシタを用意しておいて、スイッチを切り換
えることにより、これら複数の素子の中から１つあるい
は複数を選ぶようにしてもよい。この場合にはスイッチ
切り換えにより接続する素子の個数および接続方法（直
列接続、並列接続あるいはこれらの組み合わせ）によっ
て、素子定数を不連続に切り換えることができる。この
ため、複数の放送局から１局を選局して受信するような
用途に適している。

【０１３２】例えば、可変抵抗の代わりに抵抗値がＲ，
２Ｒ，４Ｒ，…といった２のｎ乗の系列の複数の抵抗を
用意しておいて、１つあるいは任意の複数を選択して直
列接続することにより、等間隔の抵抗値の切替えをより
少ない素子で容易に実現することができる。同様に、キ
ャパシタの代わりに静電容量がＣ，２Ｃ，４Ｃ，…とい
った２のｎ乗の系列の複数のキャパシタを用意しておい
て、１つあるいは任意の複数を選択して並列接続するこ
とにより、等間隔の静電容量の切替えをより少ない素子
で容易に実現することができる。

【０１３３】また、上述した同調増幅器２等では、帰還
インピーダンス素子として抵抗値が固定の帰還抵抗７０
を用い、入力インピーダンス素子として抵抗値が固定の
入力抵抗７４を用いるようにしたが、少なくとも一方の
抵抗を可変抵抗により構成して、同調増幅器２等におけ
る同調帯域幅を可変するようにしてもよい。また、この
可変抵抗をＦＥＴのチャネル抵抗を利用して形成するこ
とができることはいうまでもない。特に、ｐチャネルの
ＦＥＴとｎチャネルのＦＥＴとを並列接続して１つの可
変抵抗を構成し、各ＦＥＴのベースとサブストレート間
に大きさが等しく極性が異なるゲート電圧を印加した場
合には、ＦＥＴの非線形領域の改善を行うことができる
ため、同調信号の歪みを少なくすることができる。

【０１３４】このように、同調帯域幅をＡＭ受信機を完
成させた後に変えることができれば、混信が生じる場合
においては上述した抵抗比ｎ（インピーダンス素子がキ
ャパシタの場合には静電容量比）を連続的に大きい方向
に変化させて同調帯域幅を狭くして混信を防ぎ、反対に
混信が少ない場合においては上述した抵抗比ｎを連続的
に小さい方向に変化させて同調帯域幅を広げて受信信号
を忠実に再現するといった外部からの調整が容易であ
り、電界強度に応じた最適な状態で受信機を動作させる
ことができる。

【０１３５】また、上述したように帰還インピーダンス
素子あるいは入力インピーダンス素子として可変抵抗や
可変容量素子を用いる場合の他、素子定数が異なる複数
の抵抗あるいはキャパシタを用意しておいて、スイッチ
を切り換えることにより、これら複数の素子の中から１
つあるいは複数を選ぶようにしてもよい。この場合には
スイッチ切り換えにより接続する素子の個数および接続
方法（直列接続、並列接続あるいはこれらの組み合わ
せ）によって、素子定数を不連続に切り換えることがで
きる。このため、混信の度合いに応じて何段階かの切替
えを行う用途に適している。

【０１３６】また、上述した各実施形態においては、オ
ペアンプを用いて移相回路１０Ｃ、３０Ｃ等を構成する
ことにより安定度の高い回路を構成することができる
が、上述した各実施形態のような使い方をする場合には
オフセット電圧や電圧利得はそれほど高性能なものが要
求されないため、所定の増幅度を有する差動入力増幅器
を各移相回路内のオペアンプの代わりに使用するように
してもよい。

【０１３７】図２６は、オペアンプの構成の中で各実施
形態の移相回路の動作に必要な部分を抽出した回路図で
あり、全体が所定の増幅度を有する差動入力増幅器とし
て動作する。同図に示す差動入力増幅器は、ＦＥＴによ
り構成された差動入力段１００と、この差動入力段１０
０に定電流を与える定電流回路１０２と、定電流回路１
０２に所定のバイアス電圧を与えるバイアス回路１０４
と、差動入力段１００に接続された出力アンプ１０６と
によって構成されている。同図に示すように、実際のオ
ペアンプに含まれている電圧利得を稼ぐための多段増幅
回路を省略して、差動入力増幅器の構成を簡略化し、広
帯域化を図ることができる。このように、回路の簡略化
を行うことにより、動作周波数の上限を高くすることが
できるため、その分この差動入力増幅器を用いて構成し
た同調増幅器の同調周波数の上限を高くすることができ
る。

【０１３８】上述した第１および第２の実施形態では、
ＡＭ放送を受信するＡＭ受信機について説明したが、図
１に示したＡＭ検波回路の代わりにＦＭ検波回路を接続
し、同調増幅器での同調周波数をＦＭ放送を受信可能な
周波数に設定すれば、ＦＭ受信機として利用することも
可能である。

【０１３９】

【発明の効果】以上の各実施形態に基づく説明から明ら
かなように、受信機内部の同調増幅器を、２つの移相回
路を縦続接続して構成し、これら縦続接続された２つの
移相回路の後段の出力を前段の入力側に帰還させること
により、移相回路全体による位相シフト量を所定の周波
数において３６０°にすることができ、振幅変動がない
安定した同調出力を得ることができる。

【０１４０】また、本発明の受信機内部の同調増幅器で
は、帰還インピーダンス素子と入力インピーダンス素子
のインピーダンス比を可変することにより、同調周波数
や同調時の利得に影響を与えることなく、最大減衰量の
みを変化させることができる。すなわち、混信が生じる
場合には上述したインピーダンス比ｎを大きく設定して
同調帯域幅を狭くして混信を防ぎ、反対に混信が少ない
場合には抵抗比ｎを小さく設定して同調帯域幅を拡げて
受信信号を忠実に再現するといった調整が容易であり、
混信状態に応じて最適な受信条件を簡易に設定できる。

【０１４１】また、移相回路内のＣＲ回路等の時定数を
可変することにより、同調周波数を簡易に変更できた
め、従来の受信機で不可欠であったバリコンを省くこと
ができ、受信機全体の回路構成を簡略化できる。

【０１４２】また、アンテナで受信された信号をいった
ん中間周波信号に変換してから同調する場合も、アンテ
ナからの入力部分における同調周波数と局部発振の周波
数とを連動させて可変する必要がなく、受信機の組立後
の調整が不要となるため、製造工程を大幅に簡略化でき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を適用した第１の実施形態のＡＭ受信機
の構成を示す図である。

【図２】図１に示した同調増幅器の詳細構成を示す回路
図である。

【図３】図２に示した前段の移相回路の構成を抜き出し
て示した図である。

【図４】前段の移相回路の入出力電圧とキャパシタ等に
現れる電圧との関係を示すベクトル図である。

【図５】図２に示した後段の移相回路の構成を抜き出し
て示した図である。

【図６】後段の移相回路の入出力電圧とキャパシタ等に
現れる電圧との関係を示すベクトル図である。

【図７】上述した構成を有する２つの移相回路および分
圧回路の全体を伝達関数を有する回路に置き換えたシス
テム図である。

【図８】図７に示すシステムをミラーの定理によって変
換したシステム図である。

【図９】図２に示した同調増幅器の同調特性を示す図で
ある。

【図１０】ＬＲ回路を含む移相回路の構成を示す回路図
である。

【図１１】移相回路の入出力電圧とインダクタ等に現れ
る電圧との関係を示すベクトル図である。

【図１２】ＬＲ回路を含む移相回路の他の構成を示す回
路図である。

【図１３】移相回路の入出力電圧とインダクタ等に現れ
る電圧との関係を示すベクトル図である。

【図１４】同調増幅器の第３の構成例を示す回路図であ
る。

【図１５】ＬＲ回路を含む移相回路の構成を示す回路図
である。

【図１６】ＬＲ回路を含む移相回路の他の構成を示す回
路図である。

【図１７】２つの移相回路の前段に非反転回路を接続し
た同調増幅器の構成を示す回路図である。

【図１８】同調増幅器の第６の構成例を示す回路図であ
る。

【図１９】同調増幅器の第７の構成例を示す回路図であ
る。

【図２０】第２の実施形態のＡＭ受信機の構成を示す図
である。

【図２１】図２０に示した局部発振回路の内部構成を示
す回路図である。

【図２２】局部発振回路の第２の構成例を示す回路図で
ある。

【図２３】局部発振回路の第３の構成例を示す回路図で
ある。

【図２４】局部発振回路の第４の構成例を示す回路図で
ある。

【図２５】局部発振回路の第５の構成例を示す回路図で
ある。

【図２６】オペアンプの構成の中で各実施形態の移相回
路の動作に必要な部分を抽出した回路図である。

【図２７】スーパーヘテロダイン方式のＡＭラジオ受信
機の回路構成を示す図である。

【符号の説明】

１高周波増幅回路２、２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ同調増幅器３ＡＭ検波回路４低周波増幅回路５スピーカ６アンテナ７混合回路８局部発振回路１０Ｃ、３０Ｃ移相回路５０非反転回路７０帰還抵抗７４入力抵抗８０位相反転回路９０入力端子９２出力端子

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】アンテナで受信した信号の中から所定の
周波数近傍の信号を選択する同調増幅器と、前記同調増
幅器によって選択した同調信号に対して検波処理を行う
検波回路と、前記検波回路によって検波された信号を増
幅する低周波増幅回路と、前記低周波増幅回路によって
増幅された信号を音声に変換して出力する出力手段とを
有する受信機であって、前記同調増幅器は、出力が入力側に帰還された差動入力
増幅器を含む２つの移相回路を縦続接続して構成され、
後段の前記移相回路から出力された帰還信号と前記入力
信号とを加算して前段の前記移相回路に入力し、前記２
つの移相回路のいずれかの出力を前記同調信号として出
力することを特徴とする受信機。
【請求項２】アンテナで受信した信号の中から所定の
周波数近傍の信号を選択する同調増幅器と、前記同調増
幅器によって選択した同調信号に対して検波処理を行う
検波回路と、前記検波回路によって検波された信号を増
幅する低周波増幅回路と、前記低周波増幅回路によって
増幅された信号を音声に変換して出力する出力手段とを
有する受信機において、前記同調増幅器は、入力信号が一方端に入力される入力インピーダンス素子
と、帰還信号が一方端に入力される帰還インピーダンス
素子とを含んでおり、前記入力信号と前記帰還信号とを
加算する加算回路と、反転入力端子に第１の抵抗の一方端が接続され前記第１
の抵抗を介して交流信号が入力される差動入力増幅器
と、前記差動入力増幅器の反転入力端子および出力端子
の間に接続された第２の抵抗と、キャパシタあるいはイ
ンダクタによるリアクタンス素子と第３の抵抗とで構成
され前記制御電圧によって時定数が変更可能であって前
記第１の抵抗の他方端に接続された直列回路とを含み、
前記第３の抵抗および前記リアクタンス素子の接続部を
前記差動入力増幅器の非反転入力端子に接続した２つの
移相回路と、を備え、前記２つの移相回路のそれぞれを縦続接続し、
これら縦続接続された２つの移相回路のうち前段の前記
移相回路に対して前記加算回路によって加算された信号
を入力するとともに、後段の前記移相回路から出力され
た信号を前記帰還信号として前記帰還インピーダンス素
子の一方端に入力し、これら２つの移相回路のいずれか
の出力を前記同調信号として出力することを特徴とする
受信機。
【請求項３】アンテナで受信した信号の中から所定の
周波数近傍の信号を選択する同調増幅器と、前記同調増
幅器によって選択した同調信号に対して検波処理を行う
検波回路と、前記検波回路によって検波された信号を増
幅する低周波増幅回路と、前記低周波増幅回路によって
増幅された信号を音声に変換して出力する出力手段とを
有する受信機において、前記同調増幅器は、入力信号が一方端に入力される入力インピーダンス素子
と、帰還信号が一方端に入力される帰還インピーダンス
素子とを含んでおり、前記入力信号と前記帰還信号とを
加算する加算回路と、反転入力端子に第１の抵抗の一方端が接続され前記第１
の抵抗を介して交流信号が入力される差動入力増幅器
と、前記差動入力増幅器の出力端子に接続された第１の
分圧回路と、前記第１の分圧回路の出力端と前記差動入
力増幅器の反転入力端子との間に接続された第２の抵抗
と、キャパシタあるいはインダクタによるリアクタンス
素子と第３の抵抗とで構成され前記制御電圧によって時
定数が変更可能であって前記第１の抵抗の他方端に接続
された直列回路とを含み、前記第３の抵抗および前記リ
アクタンス素子の接続部を前記差動入力増幅器の非反転
入力端子に接続した２つの移相回路と、を備え、前記２つの移相回路のそれぞれを縦続接続し、
これら縦続接続された２つの移相回路のうち前段の前記
移相回路に対して前記加算回路によって加算された信号
を入力するとともに、後段の前記移相回路から出力され
た信号を前記帰還信号として前記帰還インピーダンス素
子の一方端に入力し、これら２つの移相回路のいずれか
の出力を前記同調信号として出力することを特徴とする
受信機。
【請求項４】アンテナで受信した信号の中から所定の
周波数近傍の信号を選択する同調増幅器と、前記同調増
幅器によって選択した同調信号に対して検波処理を行う
検波回路と、前記検波回路によって検波された信号を増
幅する低周波増幅回路と、前記低周波増幅回路によって
増幅された信号を音声に変換して出力する出力手段とを
有する受信機において、前記同調増幅器は、入力信号が一方端に入力される入力インピーダンス素子
と、帰還信号が一方端に入力される帰還インピーダンス
素子とを含んでおり、前記入力信号と前記帰還信号とを
加算する加算回路と、反転入力端子に第１の抵抗の一方端が接続され前記第１
の抵抗を介して交流信号が入力される差動入力増幅器
と、前記差動入力増幅器の反転入力端子と出力端子との
間に接続された第２の抵抗と、一方端が前記差動入力増
幅器の反転入力端子に接続され他方端が接地された第３
の抵抗と、キャパシタあるいはインダクタによるリアク
タンス素子と第４の抵抗とで構成され前記制御電圧によ
って時定数が変更可能であって前記第１の抵抗の他方端
に接続された直列回路とを含み、前記第４の抵抗および
前記リアクタンス素子の接続部を前記差動入力増幅器の
非反転入力端子に接続した２つの移相回路と、を備え、前記２つの移相回路のそれぞれを縦続接続し、
これら縦続接続された２つの移相回路のうち前段の前記
移相回路に対して前記加算回路によって加算された信号
を入力するとともに、後段の前記移相回路から出力され
た信号を前記帰還信号として前記帰還インピーダンス素
子の一方端に入力し、これら２つの移相回路のいずれか
の出力を前記同調信号として出力することを特徴とする
受信機。
【請求項５】アンテナで受信した信号の中から所定の
周波数近傍の信号を選択する同調増幅器と、前記同調増
幅器によって選択した同調信号に対して検波処理を行う
検波回路と、前記検波回路によって検波された信号を増
幅する低周波増幅回路と、前記低周波増幅回路によって
増幅された信号を音声に変換して出力する出力手段とを
有する受信機において、前記同調増幅器は、前記入力信号が一方端に入力される入力インピーダンス
素子と、帰還信号が一方端に入力される帰還インピーダ
ンス素子とを含んでおり、前記入力信号と前記帰還信号
とを加算する加算回路と、反転入力端子に第１の抵抗の一方端が接続され前記第１
の抵抗を介して交流信号が入力される差動入力増幅器
と、前記差動入力増幅器の反転入力端子および出力端子
の間に接続された第２の抵抗と、第３の抵抗およびキャ
パシタで構成され前記制御電圧によって時定数が変更可
能であって前記第１の抵抗の他方端に接続された直列回
路とを含み、前記第３の抵抗および前記キャパシタの接
続部を前記差動入力増幅器の非反転入力端子に接続した
第１の移相回路と、反転入力端子に第４の抵抗の一方端が接続され前記第４
の抵抗を介して交流信号が入力される差動入力増幅器
と、前記差動入力増幅器の出力端子に接続された第１の
分圧回路と、前記第１の分圧回路の出力端と前記差動入
力増幅器の反転入力端子との間に接続された第５の抵抗
と、第６の抵抗およびキャパシタで構成され前記制御電
圧によって時定数が変更可能であって前記第４の抵抗の
他方端に接続された直列回路とを含み、前記第６の抵抗
および前記キャパシタの接続部を前記差動入力増幅器の
非反転入力端子に接続した第２の移相回路と、反転入力端子に第７の抵抗の一方端が接続され前記第７
の抵抗を介して交流信号が入力される差動入力増幅器
と、前記差動入力増幅器の反転入力端子と出力端子との
間に接続された第８の抵抗と、一方端が前記差動入力増
幅器の反転入力端子に接続され他方端が接地された第９
の抵抗と、第１０の抵抗およびキャパシタで構成され前
記制御電圧によって時定数が変更可能であって前記第７
の抵抗の他方端に接続された直列回路とを含み、前記第
１０の抵抗および前記キャパシタの接続部を前記差動入
力増幅器の非反転入力端子に接続した第３の移相回路
と、反転入力端子に第１１の抵抗の一方端が接続され前記第
１１の抵抗を介して交流信号が入力される差動入力増幅
器と、前記差動入力増幅器の反転入力端子および出力端
子の間に接続された第１２の抵抗と、第１３の抵抗およ
びインダクタで構成され前記制御電圧によって時定数が
変更可能であって前記第１１の抵抗の他方端に接続され
た直列回路とを含み、前記第１３の抵抗および前記キャ
パシタの接続部を前記差動入力増幅器の非反転入力端子
に接続した第４の移相回路と、反転入力端子に第１４の抵抗の一方端が接続され前記第
１４の抵抗を介して交流信号が入力される差動入力増幅
器と、前記差動入力増幅器の出力端子に接続された第２
の分圧回路と、前記第２の分圧回路の出力端と前記差動
入力増幅器の反転入力端子との間に接続された第１５の
抵抗と、第１６の抵抗およびインダクタで構成され前記
制御電圧によって時定数が変更可能であって前記第１４
の抵抗の他方端に接続された直列回路とを含み、前記第
１６の抵抗および前記インダクタの接続部を前記差動入
力増幅器の非反転入力端子に接続した第５の移相回路
と、反転入力端子に第１７の抵抗の一方端が接続され前記第
１７の抵抗を介して交流信号が入力される差動入力増幅
器と、前記差動入力増幅器の反転入力端子と出力端子と
の間に接続された第１８の抵抗と、一方端が前記差動入
力増幅器の反転入力端子に接続され他方端が接地された
第１９の抵抗と、第２０の抵抗およびインダクタで構成
され前記制御電圧によって時定数が変更可能であって前
記第１７の抵抗の他方端に接続された直列回路とを含
み、前記第２０の抵抗および前記インダクタの接続部を
前記差動入力増幅器の非反転入力端子に接続した第６の
移相回路とのうち、いずれか２つの移相回路とを備え、
これら２つの移相回路を縦続接続し、これら縦続接続さ
れた２つの移相回路のうち前段の前記移相回路に対して
前記加算回路によって加算された信号を入力するととも
に、後段の前記移相回路から出力された信号を前記帰還
信号として前記帰還インピーダンス素子の一方端に入力
し、これら２つの移相回路のいずれかの出力を前記同調
信号として出力することを特徴とする受信機。
【請求項６】請求項２〜５のいずれかにおいて、前記縦続接続された２つの移相回路内の双方の前記直列
回路に前記リアクタンス素子として前記キャパシタが含
まれている場合、あるいは双方の前記直列回路に前記リ
アクタンス素子として前記インダクタが含まれている場
合には、前記直列回路を構成する抵抗および前記リアク
タンス素子の接続の仕方を前記２つの移相回路において
反対にしたことを特徴とする受信機。
【請求項７】請求項２〜５のいずれかにおいて、前記縦続接続された２つの移相回路内の一方の前記直列
回路に前記リアクタンス素子として前記キャパシタが含
まれ、他方の前記直列回路に前記リアクタンス素子とし
て前記インダクタが含まれている場合には、前記直列回
路を構成する抵抗および前記リアクタンス素子の接続の
仕方を前記２つの移相回路において同じにしたことを特
徴とする受信機。
【請求項８】請求項１〜７のいずれかにおいて、前記縦続接続された２つの移相回路によって形成される
帰還ループの一部に、入力される交流信号の位相を変え
ずに出力する非反転回路を挿入することを特徴とする受
信機。
【請求項９】請求項２〜５のいずれかにおいて、前記縦続接続された２つの移相回路によって形成される
帰還ループの一部に、入力される交流信号の位相を反転
して出力する位相反転回路を挿入し、前記縦続接続された２つの移相回路内の双方の前記直列
回路に前記キャパシタが含まれている場合には、前記直
列回路を構成する抵抗および前記キャパシタの接続の仕
方を前記２つの移相回路において同じにし、双方の前記
直列回路に前記インダクタが含まれている場合には、前
記直列回路を構成する抵抗および前記インダクタの接続
の仕方を前記２つの移相回路において同じにしたことを
特徴とする受信機。
【請求項１０】請求項２〜５のいずれかにおいて、前記縦続接続された２つの移相回路によって形成される
帰還ループの一部に、入力される交流信号の位相を反転
して出力する位相反転回路を挿入し、前記縦続接続された２つの移相回路のいずれか一方の移
相回路内の前記直列回路に前記リアクタンス素子として
前記キャパシタが含まれ、他方の移相回路内の前記直列
回路に前記リアクタンス素子として前記インダクタが含
まれている場合には、前記直列回路を構成する抵抗およ
び前記リアクタンス素子の接続の仕方を前記２つの移相
回路において反対にしたことを特徴とする受信機。
【請求項１１】請求項１〜７のいずれかにおいて、前記２つの移相回路の前段にトランジスタによるホロワ
回路を接続することを特徴とする受信機。
【請求項１２】請求項１〜１１のいずれかにおいて、前記縦続接続された２つの移相回路によって形成される
帰還ループの一部に第３の分圧回路を接続し、前記同調増幅器は、前記第３の分圧回路による分圧出力
に基づいて前記帰還信号を生成し、前記第３の分圧回路
に入力される交流信号を前記同調信号として出力するこ
とを特徴とする受信機。
【請求項１３】請求項１〜１２のいずれかにおいて、前記アンテナと前記同調増幅器との間に高周波増幅回路
を挿入することを特徴とする受信機。
【請求項１４】請求項１〜１３のいずれかにおいて、固定周波数の正弦波信号を出力する正弦波発振回路と、前記正弦波発振回路の出力信号とアンテナで受信した受
信信号とを混合することにより前記受信信号をこれより
高周波の中間周波信号に変換する混合回路と、を備え、前記同調増幅器は、前記混合回路から出力される中間周
波信号の中から所定の周波数近傍のものを選択すること
を特徴とする受信機。
【請求項１５】請求項１４において、前記正弦波発振回路は、縦続接続された２つの移相回路
を備え、後段の前記移相回路の出力を前段の前記移相回
路に帰還させ、前記２つの移相回路のいずれかから前記
正弦波信号を出力することを特徴とする受信機。
【請求項１６】請求項１〜１５のいずれかにおいて、前記同調増幅器内に含まれる２つの移相回路内の前記直
列回路を構成する抵抗の少なくともいずれか一つを可変
抵抗により形成し、前記可変抵抗の抵抗値を変えること
で同調周波数を可変することを特徴とする受信機。
【請求項１７】請求項１〜１６のいずれかにおいて、前記アンテナを棒状あるいは紐状の導電性材料により形
成することを特徴とする受信機。
【請求項１８】請求項１〜１７のいずれかにおいて、前記差動入力増幅器は演算増幅器であることを特徴とす
る受信機。
【請求項１９】請求項１〜１８のいずれかにおいて、構成部品を半導体基板上に一体形成したことを特徴とす
る受信機。