JP6278281B2

JP6278281B2 - ミキサ回路

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Description

本開示は、高周波信号を低周波信号に変換するミキサ回路に関する。

近年、高速伝送の無線通信規格では、変調信号の帯域幅が広帯域化し、１つの通信チャネルにおける無線通信回路の周波数偏差が増大するので、変調精度の特性が劣化し易くなる。このため、高周波信号を例えば中間周波数（ＩＦ：Intermediate Frequency）信号に変換するミキサ回路を広帯域な帯域幅にて用いた場合、変換ゲインの周波数偏差を低減することが重要である。

以下、ミキサ回路が出力する差動のＩＦ信号の振幅と、ミキサ回路に入力された高周波信号の振幅との比を、変換ゲインという。

変換ゲインの周波数偏差を低減する先行技術として、例えば図１２に示すミキサ回路が知られている（例えば特許文献１参照）。図１２は、従来のミキサ回路１０の回路構成を示す図である。図１２に示すミキサ回路１０は、片相整合回路ＭＡ１１と、増幅回路ＡＰ１１と、不平衡平衡変換回路ＤＲ１１を含む差動整合回路ＭＡ１２と、ミキシング回路ＭＸ１１とを含む。

図１２に示すミキサ回路１０では、入力端子ＲＦＩＮに入力されたシングルエンド（片相）の高周波信号は、片相整合回路ＭＡ１１においてインピーダンスが整合された後、増幅回路ＡＰ１１のトランジスタＭ１１において増幅される。増幅回路ＡＰ１１が増幅したシングルエンドの高周波信号は、不平衡平衡変換回路ＤＲ１１において差動の高周波信号に変換される。差動信号のうち、位相が正相（ｐ側）の出力信号はインダクタＬ１１及び抵抗Ｒ１１により整合され、位相が逆相（ｎ側）の出力信号はインダクタＬ１２及び抵抗Ｒ１２により整合され、最大レベルの差動信号がミキシング回路ＭＸ１１に入力される。

差動整合回路１２が出力した差動信号は、ミキシング回路ＭＸ１１において、ｐ側の入力端子Ｌｏｐ，ｎ側の入力端子Ｌｏｎから入力された各局部信号とミキシングされてダウンコンバートされる。ダウンコンバートにより生成された差動のＩＦ信号のうち、正相のＩＦ信号はｐ側の出力端子ＩＦｐから出力され、逆相の出力ＩＦ信号はｎ側の出力端子ＩＦｎから出力される。

図１２に示すミキサ回路１０の片相整合回路ＭＡ１１及び差動整合回路ＭＡ１２の各整合素子に用いられるインダクタ（例えばインダクタＬ１１，Ｌ１２）又はコンデンサＣ１１は、周波数偏差特性が大きい。このため、ミキサ回路１０における変換ゲインの周波数偏差特性が大きくなる。そこで、ミキサ回路１０では、差動整合回路ＭＡ１２のインダクタＬ１１に直列接続する抵抗Ｒ１１が追加され、差動整合回路ＭＡ１２のインダクタＬ１２に直列接続する抵抗Ｒ１２が追加されている。これにより、ミキサ回路１０は、差動整合回路ＭＡ１２のＱ値を下げて、変換ゲインの周波数偏差を低減する。

日本国特開２００５−５７６２９号公報

しかし、特許文献１に示すミキサ回路１０では（図１２参照）、変換ゲインの周波数偏差特性を低減するために、差動整合回路ＭＡ１２の各出力端に抵抗Ｒ１１，Ｒ１２が直列に追加されているので、高周波信号のロス（損失）が発生してしまう。このため、ミキサ回路１０の変換ゲインが劣化するという課題があった。変換ゲインが劣化すると、ミキサ回路１０の動作周波数の帯域幅が制限されてしまう。

本開示は、上述した従来の課題を解決するために、入力された高周波信号をＩＦ信号に変換するための変換ゲインの周波数偏差を低減し、広帯域において動作するミキサ回路を提供することである。

本開示は、片相の高周波信号を差動信号に変換する不平衡平衡変換回路と、前記高周波信号の中心周波数より低い又は高い周波数にて、最大レベルの前記不平衡平衡変換回路の正相出力信号を出力し、前記高周波信号の中心周波数より高い又は低い周波数にて、最大レベルの前記不平衡平衡変換回路の逆相出力信号を出力する差動整合回路と、前記差動整合回路の正相出力信号及び逆相出力信号を増幅する増幅回路と、前記増幅回路の正相出力信号及び逆相出力信号と、局部発生信号とを用いて、前記増幅回路の正相出力信号及び逆相出力信号を中間周波数信号に変換するミキシング回路と、を備える、ミキサ回路である。

また、本開示は、片相の高周波信号の中心周波数にて最大レベルの前記高周波信号を出力する片相整合回路と、前記片相整合回路の出力片相信号を差動信号に変換する不平衡平衡変換回路と、前記高周波信号の中心周波数より低い周波数にて、最大レベルの前記不平衡平衡変換回路の正相出力信号を出力し、前記高周波信号の中心周波数より高い周波数にて、最大レベルの前記不平衡平衡変換回路の逆相出力信号を出力する、又は、前記高周波信号の中心周波数より高い周波数にて、最大レベルの前記不平衡平衡変換回路の正相出力信号を出力し、前記高周波信号の中心周波数より低い周波数にて、最大レベルの前記不平衡平衡変換回路の逆相出力信号を出力する、差動整合回路と、前記差動整合回路の正相出力信号及び逆相出力信号を増幅する増幅回路と、前記増幅回路の正相出力信号及び逆相出力信号と、局部発生信号とを用いて、前記増幅回路の正相出力信号及び逆相出力信号を中間周波数信号に変換するミキシング回路と、を備え、前記片相整合回路は、前記片相の高周波信号の信号経路とグランドとの間に並列接続された、複数の直列接続されたスイッチ及びコンデンサの組を含む、ミキサ回路である。

本開示によれば、入力された高周波信号をＩＦ信号に変換するための変換ゲインの周波数偏差を低減し、広帯域において動作できる。

第１の実施形態のミキサ回路の回路構成を示す図（Ａ）従来のミキサ回路の帯域幅と変換ゲインとを示す説明図、（Ｂ）本実施形態のミキサ回路の帯域幅と変換ゲインとを示す説明図、（Ｃ）共振周波数を低域側又は高域側にシフトした場合の本実施形態のミキサ回路の帯域幅を示す説明図本実施形態の変形例１のミキサ回路における差動整合回路の回路構成を示す図本実施形態の変形例２のミキサ回路における差動整合回路の回路構成を示す図本実施形態の変形例３のミキサ回路における差動整合回路の回路構成を示す図本実施形態の変形例４のミキサ回路における片相整合回路及び差動整合回路の各回路構成を示す図（Ａ）従来のミキサ回路の片相整合回路が中心周波数をシフトした場合の帯域幅と変換ゲインとを示す説明図、（Ｂ）本実施形態のミキサ回路の片相整合回路が中心周波数をシフトした場合の帯域幅と変換ゲインとを示す説明図本実施形態の変形例５のミキサ回路における増幅回路の出力負荷の回路構成を示す図増幅回路が増幅した正相出力信号及び逆相出力信号の各共振周波数と可変インダクタのインダクタンス値との関係を示すグラフ第２の実施形態のミキサ回路の回路構成を示す図（Ａ）ゲートバイアス電流値が一定の所定値である場合の変換ゲインを示す説明図、（Ｂ）ゲートバイアス電流値が所定値以上である場合の変換ゲインを示す説明図従来のミキサ回路の回路構成を示す図従来のダブルバランス型のミキサ回路の回路構成を示す図本実施形態の変形例５のミキサ回路の回路構成を示す図

（各実施形態の内容に至る経緯）
先ず、本開示に係るミキサ回路の各実施形態を説明する前に、各実施形態の内容に至る経緯について、図１３を参照して説明する。図１３は、従来のダブルバランス型のミキサ回路２０の回路構成を示す図である。

図１３に示すミキサ回路２０は、片相整合回路ＭＡ２１と、不平衡平衡変換回路ＤＲ２１と、増幅回路ＡＰ２１と、ミキシング回路ＭＸ２１とを含む。

図１３に示すミキサ回路２０では、入力端子ＲＦＩＮに入力されたシングルエンド（片相）の高周波信号は、片相整合回路ＭＡ２１においてインピーダンスが整合されて不平衡平衡変換回路ＤＲ２１に出力される。

不平衡平衡変換回路ＤＲ２１は、入力したシングルエンドの高周波信号を差動信号に変換して正相及び逆相の各高周波信号を出力する。以下の説明において、差動信号のうち、位相が正相の出力信号を「正相出力信号」と記載し、位相が逆相の出力信号を「逆相出力信号」と記載する。

不平衡平衡変換回路ＤＲ２１が出力した正相出力信号は、増幅回路ＡＰ２１のトランジスタＭ２１において増幅され、ミキシング回路ＭＸ２１の各トランジスタＭ２３，Ｍ２４に入力される。不平衡平衡変換回路ＤＲ２１が出力した逆相出力信号は、増幅回路ＡＰ２１のトランジスタＭ２２において増幅され、ミキシング回路ＭＸ２１の各トランジスタＭ２５，Ｍ２６に入力される。

ミキシング回路ＭＸ２１は、トランジスタＭ２３，Ｍ２４，Ｍ２５，Ｍ２６と、出力負荷Ｒ２１，Ｒ２２とを含む。ミキシング回路ＭＸ２１は、入力端子Ｌｏｐを介して正相の局部信号をトランジスタＭ２３，Ｍ２６のゲートに入力し、入力端子Ｌｏｎを介して逆相の局部信号をトランジスタＭ２４，Ｍ２５のゲートに入力することで、各トランジスタＭ２３，Ｍ２４，Ｍ２５，Ｍ２６をスイッチング素子として用いる。

ミキシング回路ＭＸ２１は、各トランジスタＭ２３，Ｍ２４，Ｍ２５，Ｍ２６に入力された正相局部信号及び逆相局部信号と、増幅回路ＡＰ２１が出力した正相出力信号及び逆相出力信号とをミキシングすることで、増幅回路ＡＰ２１が出力した正相出力信号及び逆相出力信号を差動のＩＦ信号にダウンコンバートする。

ダウンコンバートされた差動のＩＦ信号は、各トランジスタＭ２３，Ｍ２４，Ｍ２５，Ｍ２６において交互にスイッチングされて、出力負荷Ｒ２１，Ｒ２２に出力される。このため、ミキサ回路２０の変換ゲインは、ＩＦ信号の正相出力信号における変換ゲインとＩＦ信号の逆相出力信号における変換ゲインとの加算結果によって平均化される。ＩＦ信号は、出力端子ＩＦｐ，ＩＦｎを介してミキサ回路２０の外部に出力される。

図１３に示すミキサ回路２０を高周波の周波数帯域において用いるためには、広帯域な周波数帯域の帯域幅において、ミキサ回路２０の変換ゲインの劣化を抑制した、即ち、ミキサ回路２０の変換ゲインの周波数偏差を低減する必要がある。ここで、ミキサ回路２０の変換ゲインに周波数偏差を与える回路素子は、ミキシング回路ＭＸ２１の出力負荷と、増幅回路ＡＰ２１の入力負荷及び出力負荷である。

ミキシング回路ＭＸ２１の出力負荷Ｒ２１，Ｒ２２に抵抗を用いると、例えば数ＧＨｚの帯域のＩＦ信号では、変換ゲインの周波数偏差は少ない。

しかし、増幅回路ＡＰ２１の入力負荷又は出力負荷に抵抗を用いると高周波信号のロスが増大するので、ノイズ特性の指標であるＮＦ（Noise Figure）特性が劣化する。このため、インピーダンスの周波数偏差は大きいがロスの少ない受動素子（例えばインダクタンス、コンデンサ）を整合素子として用いる必要があった。

また、所定の周波数帯域毎に定められた複数のチャネル間を切り替えるために、局部信号の周波数を可変させる受信システム回路（例えばＴＶチューナの無線通信回路）に、図１２に示すミキサ回路１０を用いる場合がある。複数のチャネルに対応した広帯域な周波数帯域においてミキサ回路１０の周波数偏差を低減するために、ミキサ回路１０の整合回路に抵抗を用いたインピーダンス整合により、整合回路のＱ値を低減することが好ましい。しかし、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を追加することで高周波信号のロスが増大するので、ミキサ回路１０における変換ゲインが劣化するという課題があった。

そこで、以下の各実施形態では、入力された高周波信号をＩＦ信号に変換するための変換ゲインの周波数偏差を低減し、広帯域において動作するミキサ回路の具体的な例を説明する。

（第１の実施形態）
以下、本開示に係る第１の実施形態のミキサ回路１について、図１を参照して説明する。図１は、第１の実施形態のミキサ回路１の回路構成を示す図である。図１に示すミキサ回路１は、片相整合回路ＭＡ１と、不平衡平衡変換回路ＤＲ１と、差動整合回路ＭＡ２と、増幅回路ＡＰ１と、ミキシング回路ＭＸ１とを含む。

片相整合回路ＭＡ１は、入力端子ＲＦＩＮに入力されたシングルエンド（片相）の高周波信号の信号経路（信号線）に直列接続されたコンデンサＣ０と、高周波信号の信号経路に並列接続されたコンデンサＣ１とを含む。コンデンサＣ１の一端はグランドに接続される。片相整合回路ＭＡ１は、ミキサ回路１の動作周波数の帯域（例えば予め決められたチャネル）に応じて、インピーダンスを整合することで、最大レベルの高周波信号を不平衡平衡変換回路ＤＲ１に出力する。

不平衡平衡変換回路ＤＲ１は、例えば１次側インダクタと２次側インダクタとが誘導性結合されたトランスを用いて構成され、片相整合回路ＭＡ１が出力したシングルエンドの高周波信号を差動の高周波信号に変換する。不平衡平衡変換回路ＤＲ１において生成された差動信号、即ち正相出力信号及び逆相出力信号は、差動整合回路ＭＡ２に入力される。

差動整合回路ＭＡ２は、不平衡平衡変換回路ＤＲ１の正相出力信号の信号経路とグランドとの間に並列接続されたインダクタＬ１ｐと可変容量コンデンサＣＶｐとを有し、更に、不平衡平衡変換回路ＤＲ１の逆相出力信号の信号経路とグランドとの間に並列接続されたインダクタＬ１ｎと可変容量コンデンサＣＶｎとを有する。可変容量コンデンサＣＶｐ，ＣＶｎは、不図示の制御回路が出力した制御信号に応じて、各容量値を可変する。インダクタＬ１ｐ，Ｌ１ｎは固定のインダクタンス値を有する。

差動整合回路ＭＡ２は、インダクタＬ１ｐのインダクタンス値及び可変容量コンデンサＣＶｐの容量値を用いて、整合素子としてのインダクタＬ１ｐ及び可変容量コンデンサＣＶｐの並列共振により、中心周波数としての共振周波数より低い又は高い周波数ω１（後述参照）において最大レベルとなる不平衡平衡変換回路ＤＲ１の正相出力信号を得て増幅回路ＡＰ１に出力する。差動整合回路ＭＡ２の正相出力信号は、増幅回路ＡＰ１のトランジスタＭ１のゲートに入力される。

差動整合回路ＭＡ２は、インダクタＬ１ｎのインダクタンス値及び可変容量コンデンサＣＶｎの容量値を用いて、整合素子としてのインダクタＬ１ｎ及び可変容量コンデンサＣＶｎの並列共振により、中心周波数としての共振周波数より高い又は低い周波数ω２（後述参照）において最大レベルとなる不平衡平衡変換回路ＤＲ１の逆相出力信号を得て増幅回路ＡＰ１に出力する。差動整合回路ＭＡ２の逆相出力信号は、増幅回路ＡＰ１のトランジスタＭ２のゲートに入力される。

ここで、ミキサ回路１の帯域幅及び変換ゲインについて、図２を参照して説明する。図２（Ａ）は、従来のミキサ回路（例えば図１２に示すミキサ回路１０）の帯域幅と変換ゲインとを示す説明図である。図２（Ｂ）は、本実施形態のミキサ回路１の帯域幅と変換ゲインとを示す説明図である。図２（Ｃ）は、共振周波数を低域側又は高域側にシフトした場合の本実施形態のミキサ回路１の帯域幅を示す説明図である。

図１に示すミキサ回路１の変換ゲインに周波数偏差を与える回路素子は、ミキシング回路ＭＸ１の出力負荷Ｒ１，Ｒ２と、増幅回路ＡＰ１の入力負荷及び出力負荷である。ミキシング回路ＭＸ１の出力負荷Ｒ１，Ｒ２に抵抗を用いると、例えば数ＧＨｚの帯域のＩＦ信号の周波数偏差は少ない。以下、増幅回路ＡＰ１の入出力負荷における周波数偏差を低減する方法を考察する。

例えば図１２に示す従来のミキサ回路１０では、増幅回路の出力負荷としての差動整合回路ＭＡ１２の出力端に直列に追加された抵抗Ｒ１１，Ｒ１２により、差動整合回路ＭＡ１２のＱ値が下がり、差動整合回路ＭＡ１２の周波数偏差が低減する。図２（Ａ）では、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２が追加されていない場合のミキサ回路１０の変換ゲインの周波数特性と抵抗Ｒ１１，Ｒ１２が追加されている場合のミキサ回路１０の変換ゲインの周波数特性とが示されている。

図２（Ａ）では、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の追加の有無に拘わらずに差動整合回路ＭＡ１２の共振周波数は変化しないが、差動整合回路ＭＡ１２のＱ値は高周波信号のロスに反比例するので、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２が追加された場合には、高周波信号のロスが増大してミキサ回路１０の変換ゲインが劣化する。

また、例えば周波数偏差が許容される帯域幅を、変換ゲインがｘ[ｄＢ]劣化した幅とすると、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の追加によりミキサ回路１０の帯域幅は、ＢＷ１からＢＷ２に広帯域化する。しかし、帯域幅を更に広帯域化するためには、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の抵抗値を更に大きくすることになり、ミキサ回路１０の変換ゲインが更に劣化する。なお、ミキサ回路１０の片相整合回路ＭＡ１における回路定数（例えばインダクタンス値、容量値）を仮に可変すると、高周波信号の共振周波数はシフトするが、ミキサ回路１０の帯域幅は広帯域化しない。

一方、本実施形態では、増幅回路ＡＰ１の入力負荷としての差動整合回路ＭＡ２は、差動整合回路ＭＡ２のＱ値の劣化を抑制し、インダクタと可変容量コンデンサとの並列共振により、最大レベルの正相出力信号及び逆相出力信号を得るための各共振周波数ω１，ω２を異なる値にするために、インピーダンスを整合する（図２（Ｂ）参照）。

具体的には、差動整合回路ＭＡ２は、インダクタＬ１ｐと可変容量コンデンサＣＶｐとの並列共振により、不平衡平衡変換回路ＤＲ１の最大レベルの正相出力信号の共振周波数ω１を得るためのインピーダンスを整合する。同時に、差動整合回路ＭＡ２は、インダクタＬ１ｎと可変容量コンデンサＣＶｎとの並列共振により、不平衡平衡変換回路ＤＲ１の最大レベルの逆相出力信号の共振周波数ω２を得るためのインピーダンスを整合する。

例えば、インダクタＬ１ｐ，Ｌ１ｎの各インダクタンス値と可変容量コンデンサＣＶｐ，ＣＶｎの容量値とがそれぞれ等しい場合には、不平衡平衡変換回路ＤＲ１の正相出力信号の共振周波数ω１と、不平衡平衡変換回路ＤＲ１の逆相出力信号の共振周波数ω２とが同一となる（ω１＝ω２）。この場合、増幅回路ＡＰ１における正相出力信号及び逆相出力信号の各変換ゲインの加算平均値に応じて、ミキサ回路１の変換ゲインが決まる。

本実施形態では、ミキサ回路１の周波数偏差を低減して帯域幅を広帯域化するために、差動整合回路ＭＡ２は、不平衡平衡変換回路ＤＲ１の正相出力信号及び逆相出力信号の各共振周波数ω１，ω２が高周波信号の共振周波数（中心周波数）より低域側と高域側とにシフトする（ω１＜ω２）。ω１は例えば正相出力信号の共振周波数であり、ω２は逆相出力信号の共振周波数である。

この場合、差動整合回路ＭＡ２のＱ値の劣化は抑制されているので、増幅回路ＡＰ１が入力する正相出力信号及び逆相出力信号の各変換ゲインも劣化は抑制される。従って、本実施形態のミキサ回路１の変換ゲインは、周波数偏差のｘ[ｄＢ]の劣化が許容される帯域幅において、ＢＷ２からＢＷ３に改善できる（図２（Ｂ）参照）。

また、差動整合回路ＭＡ２は、ミキサ回路１の動作周波数の帯域（例えば予め決められたチャネル）に応じて、差動整合回路ＭＡ２の容量値を可変することで、高周波信号の動作周波数を高域側又は低域側に変更できる（図２（Ｃ）参照）。これにより、本実施形態のミキサ回路１は、複数のチャネルに応じて、ミキサ回路１の帯域幅ＢＷ３（図２（Ｂ）参照）を、帯域幅ＢＷ４又は帯域幅ＢＷ５に変更できる（図２（Ｃ）参照）。

増幅回路ＡＰ１は、増幅素子としてのトランジスタＭ１，Ｍ２と、整合素子としてのインダクタＬ２ｐ，Ｌ２ｎとを含む。トランジスタＭ１，Ｍ２の各ゲートは差動整合回路ＭＡ２の正相出力信号，逆相出力信号の各信号経路と接続され、トランジスタＭ１，Ｍ２の各ソースはグランドに接続され、トランジスタＭ１，Ｍ２の各ドレインはインダクタＬ２ｐ，Ｌ２ｎに直列接続されている。

トランジスタＭ１は、差動整合回路ＭＡ２の正相出力信号の信号レベルを増幅し、増幅された正相出力信号を、インダクタＬ２ｐを介してミキシング回路ＭＸ１のトランジスタＭ３，Ｍ４に出力する。トランジスタＭ２は、差動整合回路ＭＡ２の逆相出力信号の信号レベルを増幅し、増幅された逆相出力信号を、インダクタＬ２ｎを介してミキシング回路ＭＸ１のトランジスタＭ５，Ｍ６に出力する。

ここで、高周波信号が入力されるミキサ回路１では、増幅回路ＡＰ１のトランジスタＭ１，Ｍ２の各出力端（ドレイン側）とミキシング回路ＭＸ１のトランジスタＭ３，Ｍ４の各入力端（ソース側）との間には、グランドに接続される各寄生容量（不図示）が生じる。このため、各寄生容量の直列合成容量の増加分に応じて、差動の高周波信号が通過する信号経路（信号線）のインピーダンスが低下する。

本実施形態のミキサ回路１では、増幅回路ＡＰ１のトランジスタＭ１の出力端（ドレイン側）とミキシング回路ＭＸ１のトランジスタＭ３，Ｍ４の入力端（ソース側）との間には、整合素子としてのインダクタＬ２ｐが設けられている。同様に、増幅回路ＡＰ１のトランジスタＭ２の出力端（ドレイン側）とミキシング回路ＭＸ１のトランジスタＭ５，Ｍ６の入力端（ソース側）との間には、整合素子としてのインダクタＬ２ｎが設けられている。

これにより、増幅回路ＡＰ１は、寄生容量（不図示）とインダクタＬ２ｐ，Ｌ２ｎとの並列共振により、ミキサ回路１の動作周波数の帯域において、増幅回路ＡＰ１のインピーダンスの低下を回避でき、最大レベルの正相出力信号及び逆相出力信号をミキシング回路ＭＸ１に出力できる。

ミキシング回路ＭＸ１は、トランジスタＭ３，Ｍ４，Ｍ５，Ｍ６と、電源電圧Ｖｃｃが供給される出力負荷Ｒ１，Ｒ２とを含む。ミキシング回路ＭＸ１は、トランジスタＭ３，Ｍ４，Ｍ５，Ｍ６の各ソースにおいて、増幅回路ＡＰ１の差動出力信号（正相出力信号及び逆相出力信号）を入力する。

ミキシング回路ＭＸ１は、入力端子Ｌｏｐを介して正相局部信号をトランジスタＭ３，Ｍ６のゲートに入力し、入力端子Ｌｏｎを介して逆相局部信号をトランジスタＭ４，Ｍ５のゲートに入力することで、各トランジスタＭ３，Ｍ４，Ｍ５，Ｍ６をスイッチング素子として用いる。

ミキシング回路ＭＸ１では、各トランジスタＭ３，Ｍ４，Ｍ５，Ｍ６は、正相局部信号又は逆相局部信号の各周期に従ってＯＮ又はＯＦＦするスイッチング素子として動作し、増幅回路ＡＰ１が出力した高周波の正相出力信号及び逆相出力信号を差動のＩＦ信号にダウンコンバートする。各トランジスタＭ３，Ｍ４，Ｍ５，Ｍ６は、ダウンコンバートにより生成された中間周波数（ＩＦ）の正相信号又は逆相信号を交互に出力負荷Ｒ１，Ｒ２に出力する。

従って、ミキサ回路１は、ミキシング回路ＭＸ１が出力端子ＩＦｐ，ＩＦｎから出力する差動のＩＦ信号間の信号レベルを平均化できるので、ミキサ回路１における変換ゲインを一様に設定でき、周波数偏差を低減できる。

以上により、本実施形態のミキサ回路１は、不平衡平衡変換回路ＤＲ１に入力される高周波信号の共振周波数を、差動整合回路ＭＡ２において低域側の共振周波数と高域側の共振周波数にシフトし、低域側の共振周波数を有する最大レベルの正相出力信号と、高域側の共振周波数を有する最大レベルの逆相出力信号とを出力する。

増幅回路ＡＰ１が増幅した正相出力信号及び逆相出力信号は、ミキシング回路ＭＸ１において交互にＩＦ信号に変換されるので、ミキサ回路１の変換ゲインが平均化される。これにより、ミキサ回路１は、ミキサ回路１の変換ゲインの周波数偏差を改善でき、ミキサ回路１の帯域幅を広帯域化できる。また、ミキサ回路１は、差動整合回路ＭＡ２のＱ値を劣化させないので、差動整合回路ＭＡ２における差動の高周波信号の減衰に伴う変換ゲインの劣化を低減できる。

なお、図１に示す差動整合回路ＭＡ２では、インダクタＬ１ｐ，Ｌ１ｎの各インダクタンス値が固定であって、可変容量コンデンサＣＶｐ，ＣＶｎの各容量値は可変であるとして説明したが、インダクタンス値が可変であって、各容量値が固定でも良い。この場合には、インダクタＬ１ｐ，Ｌ１ｎには、不図示の制御回路から各インダクタンス値の制御信号が入力される。

（ミキサ回路の変形例１）
次に、本実施形態の変形例１のミキサ回路１ａについて、図３を参照して説明する。図３は、本実施形態の変形例１のミキサ回路１ａにおける差動整合回路ＭＡ２ａの回路構成を示す図である。図３に示すミキサ回路１ａでは、図１に示すミキサ回路１と同一の回路構成の図示及び説明は省略又は簡略化し、異なる内容について説明する。

第１の実施形態では、ミキサ回路１の変換ゲインの周波数偏差を低減するために、増幅回路ＡＰ１の入力負荷としての差動整合回路ＭＡ２において、差動整合回路ＭＡ２の正相出力信号及び逆相出力信号の各共振周波数ω１，ω２を異なる値にシフトする方法を説明した。

本変形例１では、ミキサ回路１ａの変換ゲインの周波数偏差を低減するために、増幅回路ＡＰ１の入力負荷としての差動整合回路ＭＡ２ａにおいて、第１の実施形態とは異なる方法にて、差動整合回路ＭＡ２ａの正相出力信号及び逆相出力信号の各共振周波数ω１，ω２を異なる値にシフトする方法を説明する。

図３に示す差動整合回路ＭＡ２ａは、不平衡平衡変換回路ＤＲ１を含む。差動整合回路ＭＡ２ａでは、不平衡平衡変換回路ＤＲ１の正相出力信号の信号経路とグランドとの間に、インダクタＬ１ｐと、コンデンサＣ１ｐ〜ＣＮｐとが、Ｎ個並列に接続される。なお、コンデンサＣ１ｐ〜ＣＮｐには、それぞれ、スイッチＳＷ１ｐ〜ＳＷＮｐが直列接続される。各コンデンサＣ１ｐ〜ＣＮｐ，Ｃ１ｎ〜ＣＮｎの容量値は異なる。Ｎは１以上の整数である。

また、差動整合回路ＭＡ２ａでは、不平衡平衡変換回路ＤＲ１の逆相出力信号の信号経路とグランドとの間に、インダクタＬ１ｎとコンデンサＣ１ｎ〜ＣＮｎとが、Ｎ個並列に接続される。なお、コンデンサＣ１ｎ〜ＣＮｎには、それぞれ、スイッチＳＷ１ｎ〜ＳＷＮｎが直列接続される。

差動整合回路ＭＡ２ａでは、Ｎ個のスイッチＳＷ１ｐ〜ＳＷＮｐのうち少なくとも１つのスイッチとＮ個のスイッチＳＷ１ｎ〜ＳＷＮｎのうち少なくとも１つのスイッチとが、不図示の制御回路が出力した制御信号に応じて同時にＯＮする。Ｎ個のスイッチＳＷ１ｐ〜ＳＷＮｐのうち制御信号により選択されたスイッチ数と、Ｎ個のスイッチＳＷ１ｎ〜ＳＷＮｎのうち制御信号により選択されたスイッチ数とは異なる。

例えば、差動整合回路ＭＡ２ａにおいて、スイッチＳＷのうち、コンデンサＣ１ｐに直列接続するスイッチＳＷ１ｐがＯＮした場合、最大レベルの差動整合回路ＭＡ２ａの正相出力信号を得るための共振周波数ｆｃｐは、インダクタＬ１ｐのインダクタンス値Ｌ１ｐｌとコンデンサＣ１ｐの容量値Ｃ１ｐｃとにより定まる（数式（１）参照）。

以上により、本変形例１のミキサ回路１ａでは、差動整合回路ＭＡ２ａは、各容量値が異なるＮ個のコンデンサＣ１ｐ〜ＣＮｎに対し、複数のＮ個のスイッチＳＷ１ｐ〜ＳＷＮｐのうち少なくとも１つのスイッチをＯＮすることで、最大レベルの差動整合回路ＭＡ２ａの正相出力信号を得るための共振周波数ω１を、共振周波数ω２と異なる値にシフトできる。

また、差動整合回路ＭＡ２ａは、各容量値が異なるＮ個のコンデンサＣ１ｎ〜ＣＮｎに対し、複数のＮ個のスイッチＳＷ１ｎ〜ＳＷＮｎのうち少なくとも１つのスイッチをＯＮすることで、最大レベルの差動整合回路ＭＡ２ａの逆相出力信号を得るための共振周波数ω２を、共振周波数ω１と異なる値にシフトできる。

また、本変形例１のミキサ回路１ａは、ミキシング回路ＭＸ１に入力される局部信号の中心周波数が予め設定された周波数間隔にて切り替えられた場合には、差動整合回路ＭＡ２ａにおけるスイッチＳＷ１ｐ〜ＳＷＮｐ，ＳＷ１ｎ〜ＳＷＮｎを同時に制御してコンデンサの容量値を可変する。

これにより、ミキサ回路１ａは、局部信号の中心周波数からのシフト量と同じ周波数の分、不平衡平衡変換回路ＤＲ１の正相出力信号及び逆相出力信号の共振周波数ω１，ω２をシフトできる。即ち、ミキサ回路１ａは、局部信号の周波数の切り替えの有無に拘わらず、周波数偏差が改善された差動のＩＦ信号を出力できる。

また、不平衡平衡変換回路ＤＲ１がトランスを用いて構成されている場合、図３に示す差動整合回路ＭＡ２ａのインダクタとして、不平衡平衡変換回路ＤＲ１の２次側インダクタを用いることができる。この場合、図３に示す差動整合回路ＭＡ２ａのインダクタＬ１ｐ，Ｌ１ｎを省略できる。

（ミキサ回路の変形例２）
次に、本実施形態の変形例２のミキサ回路１ｂについて、図４を参照して説明する。図４は、本実施形態の変形例２のミキサ回路１ｂにおける差動整合回路ＭＡ２ｂの回路構成を示す図である。図４に示すミキサ回路１ｂでは、図１に示すミキサ回路１と同一の回路構成の図示及び説明は省略又は簡略化し、異なる内容について説明する。

本変形例２では、ミキサ回路１ｂの変換ゲインの周波数偏差を低減するために、増幅回路ＡＰ１の入力負荷としての差動整合回路ＭＡ２ｂにおいて、第１の実施形態とは異なる方法にて、差動整合回路ＭＡ２ｂの正相出力信号及び逆相出力信号の各共振周波数ω１，ω２を異なる値にシフトする方法を説明する。

図４に示す差動整合回路ＭＡ２ｂは、不平衡平衡変換回路ＤＲ１を含む。差動整合回路ＭＡ２ｂでは、不平衡平衡変換回路ＤＲ１の正相出力信号及び逆相出力信号の各信号経路間に、Ｎ個のコンデンサＣ１〜ＣＮが直列に接続される。各コンデンサＣ１〜ＣＮの容量値は、全て同一でなければ、同じ容量値でも良いし、異なる容量値でも良い。

また、差動整合回路ＭＡ２ｂでは、不平衡平衡変換回路ＤＲ１の正相出力信号及び逆相出力信号の各信号経路とグランドとの間に、１対のインダクタＬ１ｐ，Ｌ１ｎが直列に接続される。

更に、差動整合回路ＭＡ２ｂでは、各コンデンサＣ１〜ＣＮの間は、合計Ｎ−１個の各スイッチＳＷ１〜ＳＷＮ−１を介してグランドに接続されている。即ち、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２との間はスイッチＳＷ１を介してグランドに接続され、以下同様にして、コンデンサＣＮ−１とコンデンサＣＮとの間はスイッチＳＷＮ−１を介してグランドに接続されている。

差動整合回路ＭＡ２ｂでは、Ｎ−１個のスイッチＳＷ１〜ＳＷＮ−１のうち１つのスイッチが、不図示の制御回路が出力した制御信号に応じてＯＮする。これにより、差動整合回路ＭＡ２ｂでは、不平衡平衡変換回路ＤＲ１の正相出力信号の信号経路からＯＮされたスイッチまでに直列接続されたコンデンサの数と、不平衡平衡変換回路ＤＲ１の逆相出力信号の信号経路からＯＮされたスイッチまでに直列接続されたコンデンサの数とが異なる。

例えば、スイッチＳＷＮ−２がＯＮした場合には、不平衡平衡変換回路ＤＲ１の最大レベルの正相出力信号を得るための共振周波数ω１は、コンデンサＣ１〜ＣＮ−２（不図示）の直列合成容量に応じて決められ、不平衡平衡変換回路ＤＲ１の最大レベルの逆相出力信号を得るための共振周波数ω２は、コンデンサＣＮ−１，ＣＮの直列合成容量に応じて決められる。

これにより、本変形例２のミキサ回路１ｂでは、差動整合回路ＭＡ２ｂは、Ｎ個のコンデンサＣ１〜ＣＮに対し、Ｎ−１個のスイッチＳＷ１〜ＳＷＮ−１のうち１つのスイッチをＯＮすることで、最大レベルの差動整合回路ＭＡ２ｂの正相出力信号を得るための共振周波数ω１を、共振周波数ω２と異なる値にシフトできる。

また、本変形例２のミキサ回路１ｂでは、差動整合回路ＭＡ２ｂは、Ｎ個のコンデンサＣ１〜ＣＮに対し、Ｎ−１個のスイッチＳＷ１〜ＳＷＮ−１のうち１つのスイッチをＯＮすることで、最大レベルの差動整合回路ＭＡ２ｂの逆相出力信号を得るための共振周波数ω２を、共振周波数ω１と異なる値にシフトできる。

また、本変形例２のミキサ回路１ｂでは、差動整合回路ＭＡ２ｂは、不平衡平衡変換回路ＤＲ１の正相出力信号及び逆相出力信号の各信号経路間にＮ個のコンデンサＣ１〜ＣＮを直列接続したので、図３に示す差動整合回路ＭＡ２ａに比べてコンデンサ及びスイッチの数を削減でき、ミキサ回路１ｂを簡素化できる。

更に、ミキサ回路１ｂでは、不平衡平衡変換回路ＤＲ１の正相出力信号及び逆相出力信号の各信号経路（信号線）に接続するコンデンサ結線が合計２箇所のため、高周波信号の配線容量が増大しない。このため、差動整合回路ＭＡ２ｂは、複数のスイッチを並列接続した差動整合回路ＭＡ２ａに比べて、差動整合回路ＭＡ２ｂのＱ値の劣化を低減できる。従って、ミキサ回路１ｂは、変換ゲインの劣化を回避できる。

また、本変形例２のミキサ回路１ｂは、ミキシング回路ＭＸ１に入力される局部信号の中心周波数が予め設定された周波数間隔にて切り替えられた場合には、差動整合回路ＭＡ２ｂにおけるスイッチＳＷ１〜ＳＷＮ−１のうちいずれかのスイッチを同時にＯＮしてコンデンサの容量値を可変する。

これにより、ミキサ回路１ｂは、局部信号の中心周波数からのシフト量と同じ周波数の分、不平衡平衡変換回路ＤＲ１の正相出力信号及び逆相出力信号の共振周波数ω１，ω２をシフトできる。即ち、ミキサ回路１ｂは、局部信号の周波数の切り替えの有無に拘わらず、周波数偏差が改善された差動のＩＦ信号を出力できる。

（ミキサ回路の変形例３）
次に、本実施形態の変形例３のミキサ回路１ｃについて、図５を参照して説明する。図５は、本実施形態の変形例３のミキサ回路１ｃにおける差動整合回路ＭＡ２ｃの回路構成を示す図である。図５に示すミキサ回路１ｃでは、図１に示すミキサ回路１と同一の回路構成の図示及び説明は省略又は簡略化し、異なる内容について説明する。

本変形例３では、ミキサ回路１ｃの変換ゲインの周波数偏差を低減するために、増幅回路ＡＰ１の入力負荷としての差動整合回路ＭＡ２ｃにおいて、第１の実施形態とは異なる方法にて、差動整合回路ＭＡ２ｃの正相出力信号及び逆相出力信号の各共振周波数ω１，ω２を異なる値にシフトする方法を説明する。

図５に示す差動整合回路２ｃは、不平衡平衡変換回路ＤＲ１ｃを含む。不平衡平衡変換回路ＤＲ１ｃは、例えば１次側インダクタと２次側インダクタとが誘導性結合されたトランスを用いて構成されている。１次側インダクタの一方は片相整合回路ＭＡ１の出力信号の信号経路に接続され、１次側インダクタの他方はグランドに接続される。

２次側インダクタは、不平衡平衡変換回路ＤＲ１ｃの正相出力信号及び逆相出力信号の各信号経路間にＮ個のインダクタＬ１，Ｌ２〜ＬＮが直列接続された構成である。各インダクタＬ１〜ＬＮのインダクタンス値は異なる。２次側インダクタでは、差動の正相出力信号及び逆相出力信号を出力するために、各インダクタの間がグランドに接続されている。

差動整合回路２ｃでは、各インダクタの間は、スイッチを介してグランドに接続されている。例えば、インダクタＬ１とインダクタＬ２との間は、スイッチＳＷ１を介してグランドに接続されている。

また、差動整合回路２ｃでは、不平衡平衡変換回路ＤＲ１ｃの正相出力信号及び逆相出力信号の各信号経路間に、１対のコンデンサＣ１ｐ，Ｃ１ｎが直列接続されている。コンデンサＣ１ｐとコンデンサＣ１ｎとの間は、グランドに接続されている。

差動整合回路２ｃでは、Ｎ−１個のスイッチＳＷ１，ＳＷ２〜ＳＷＮ−１のうち１つのスイッチが、不図示の制御回路が出力した制御信号に応じてＯＮする。これにより、差動整合回路２ｃでは、不平衡平衡変換回路ＤＲ１ｃの２次側インダクタのうち、不平衡平衡変換回路ＤＲ１ｃの正相出力信号の信号経路からＯＮしたスイッチまでに直列接続されたインダクタの数と、不平衡平衡変換回路ＤＲ１ｃの逆相出力信号の信号経路からＯＮしたスイッチまでに直列接続されたインダクタの数とが異なる。

例えば、スイッチＳＷ２がＯＮした場合には、不平衡平衡変換回路ＤＲ１の最大レベルの正相出力信号を得るための共振周波数ω１は、インダクタＬ１〜Ｌ２の直列合成容量に応じて決められ、不平衡平衡変換回路ＤＲ１の最大レベルの逆相出力信号を得るための共振周波数ω２は、インダクタＬ３（不図示）〜ＬＮの直列合成容量に応じて決められる。

これにより、本変形例３のミキサ回路１ｃでは、差動整合回路ＭＡ２ｃは、不平衡平衡変換回路ＤＲ１ｃの２次側インダクタとしてのＮ個のインダクタＬ１〜ＬＮに対し、Ｎ−１個のスイッチＳＷ１〜ＳＷＮ−１のうち１つのスイッチをＯＮすることで、最大レベルの差動整合回路ＭＡ２ｃの正相出力信号を得るための共振周波数ω１を、共振周波数ω２と異なる値にシフトできる。

また、本変形例３のミキサ回路１ｃでは、差動整合回路ＭＡ２ｃは、不平衡平衡変換回路ＤＲ１ｃの２次側インダクタとしてのＮ個のインダクタＬ１〜ＬＮに対し、Ｎ−１個のスイッチＳＷ１〜ＳＷＮ−１のうち１つのスイッチをＯＮすることで、最大レベルの差動整合回路ＭＡ２ｃの逆相出力信号を得るための共振周波数ω２を、共振周波数ω１と異なる値にシフトできる。

また、本変形例３の不平衡平衡変換回路ＤＲ１ｃの２次側インダクタでは、Ｎ個のインダクタＬ１〜ＬＮが直列接続されている。このため、不平衡平衡変換回路ＤＲ１ｃは、各インダクタの間にグランドに接続するためのスイッチＳＷ１〜ＳＷＮ−１のうち、いずれかのスイッチをＯＮすることで、不平衡平衡変換回路ＤＲ１ｃの差動出力の正相側及び逆相側のインダクタンス値を、グランドからＯＮしているスイッチまでの直列接続されたインダクタの直列合成値として簡易に設定できる。

即ち、不平衡平衡変換回路ＤＲ１ｃは、スイッチＳＷ１からスイッチＳＷＮ−１までのうち、いずれかのスイッチをＯＮすることで、不平衡平衡変換回路ＤＲ１ｃの差動出力の正相側及び逆相側の各インダクタンス値を、インダクタＬ１のインダクタンス値とインダクタＬ２〜ＬＮの直列合成インダクタンス値から、インダクタＬ１〜ＬＮ−１の直列合成インダクタンス値からインダクタＬＮのインダクタンス値までシフトできる。

従って、本変形例３のミキサ回路１ｃは、１つのスイッチを用いて不平衡平衡変換回路ＤＲ１ｃの差動出力の正相側及び逆相側のインダクタンス値を簡易にシフトできるので、スイッチ数を低減できて差動整合回路ＭＡ２ｃを簡素化できる。

また、インダクタとコンデンサとが並列共振する共振周波数は、数式（１）により示されるが、差動整合回路ＭＡ２ｃのインピーダンスＺ＿ＬＣは数式（２）により示される。即ち、共振周波数ｆｃｐを低くするためにコンデンサの容量値を大きくするより、インダクタのインダクタンス値を大きくして共振周波数を設定する方がインピーダンスＺ_ＬＣを大きくできる。

これにより、ミキサ回路１ｃは、差動整合回路ＭＡ２ｃの共振周波数ｆｃｐを低い周波数にシフトする場合、コンデンサの容量値を大きくするよりインダクタンス値を大きくする方が差動整合回路ＭＡ２ｃのインピーダンスを大きくできるため、低い周波数帯域における変換ゲインの劣化を低減できる。

また、本変形例３のミキサ回路１ｃは、ミキシング回路ＭＸ１に入力される局部信号の中心周波数が予め設定された周波数間隔にて切り替えられた場合には、差動整合回路ＭＡ２ｃにおけるスイッチＳＷ１〜ＳＷＮ−１のうちいずれかのスイッチを同時にＯＮして、インダクタのインダクタンス値を可変する。

これにより、ミキサ回路１ｃは、局部信号の中心周波数からのシフト量と同じ周波数の分、不平衡平衡変換回路ＤＲ１ｃの正相出力信号及び逆相出力信号の共振周波数ω１，ω２をシフトできる。即ち、ミキサ回路１ｃは、局部信号の周波数の切り替えの有無に拘わらず、周波数偏差が改善された差動のＩＦ信号を出力できる。

（ミキサ回路の変形例４）
次に、本実施形態の変形例４のミキサ回路１ｄについて、図６を参照して説明する。図６は、本実施形態の変形例４のミキサ回路１ｄにおける片相整合回路ＭＡ１ｄ及び差動整合回路ＭＡ２ｄの各回路構成を示す図である。図６に示すミキサ回路１ｄでは、図１に示すミキサ回路１と同一の回路構成の図示及び説明は省略又は簡略化し、異なる内容について説明する。

本変形例４では、差動整合回路ＭＡ２ｄによりミキサ回路１ｄの変換ゲインの周波数偏差を低減し、更に片相整合回路ＭＡ１ｄを用いて、ミキサ回路１ｄの動作周波数の帯域をシフトする方法を説明する。

図６に示す片相整合回路ＭＡ１ｄは、入力端子ＲＦＩＮに入力されたシングルエンド（片相）の高周波信号の信号経路に直列接続されたコンデンサＣ０と、高周波信号の信号経路とグランドとの間に並列接続された複数のコンデンサＣ１〜ＣＮとを含む。各コンデンサＣ１〜ＣＮの一端は高周波信号の信号経路に接続され、他端はスイッチＳＷ１〜ＳＷＮを介してグランドに接続される。各コンデンサＣ１〜ＣＮに接続されたスイッチＳＷ１〜ＳＷＮは、不図示の制御回路が出力した制御信号に応じてＯＮする。

片相整合回路ＭＡ１ｄは、スイッチＳＷ１〜ＳＷＮのうち少なくとも１つのスイッチがＯＮすることで、高周波信号の動作周波数（中心周波数）をシフトする。例えば、ミキサ回路１ｄがマルチチャネルに対応した無線通信装置に用いられる場合、ミキサ回路１ｄは、通信用のチャネルに応じて、片相整合回路ＭＡ１ｄを用いて高周波信号の動作周波数（中心周波数）をシフトする。片相整合回路ＭＡ１ｄは、通信用のチャネルに応じたインピーダンスに整合することで、最大レベルの高周波信号を不平衡平衡変換回路ＤＲ１に出力する。

差動整合回路ＭＡ２ｄは、不平衡平衡変換回路ＤＲ１の正相出力信号の信号経路とグランドとの間に並列接続されたインダクタＬ１ｐとコンデンサＣ１ｐとを有し、不平衡平衡変換回路ＤＲ１の逆相出力信号の信号経路とグランドとの間に並列接続されたインダクタＬ１ｎとコンデンサＣ１ｎとを有する。インダクタＬ１ｐ，Ｌ１ｎの各インダクタンス値は固定であり、コンデンサＣ１ｐ，Ｃ１ｎの各容量値は固定である。このため、差動整合回路ＭＡ２ｄのＱ値は劣化しない。

図７（Ａ）は、従来のミキサ回路（例えば図１２に示すミキサ回路１０）の片相整合回路ＭＡ１１が中心周波数をシフトした場合の帯域幅と変換ゲインとを示す説明図である。図７（Ｂ）は、本実施形態のミキサ回路１ｄの片相整合回路ＭＡ１ｄが中心周波数をシフトした場合の帯域幅と変換ゲインとを示す説明図である。

従来のミキサ回路１０でも本変形例４のミキサ回路１ｄでも、片相整合回路において高周波信号の中心周波数をシフトしても、各ミキサ回路の帯域幅は変わらない。このため、図７（Ａ）及び図７（Ｂ）に示す変換ゲインは、ミキサ回路に入力される高周波信号の中心周波数をシフトしても一定に保持できる。

しかし、従来のミキサ回路１０では、差動整合回路ＭＡ１２における高周波信号の正相出力信号及び逆相出力信号の各中心周波数は同じであるため、ミキサ回路１０に入力される高周波信号の入力周波数範囲を広くできても、ＩＦ信号の帯域内偏差は改善が困難となる（図７（Ａ）参照）。

一方、本変形例４のミキサ回路１ｄでは、差動整合回路ＭＡ２ｄの各インダクタＬ１ｐ，Ｌ１ｎのインダクタンス値及び各コンデンサＣ１ｐ，Ｃ１ｎの容量値は、高周波信号の正相出力信号及び逆相出力信号の各中心周波数が低域側及び高域側にシフトする値に設定されている。

以上により、本変形例４のミキサ回路１ｄは、片相整合回路ＭＡ１ｄにおいて、高周波信号の中心周波数をシフトすることで、ミキシング回路ＭＸ１に用いられる局部信号をマルチチャネル化してシフトできる。更に、ミキサ回路１ｄは、差動整合回路ＭＡ２ｄにおいて最大レベルの正相出力信号及び逆相出力信号を出力できるので、ＩＦ信号を広帯域化した変換ゲインを得ることができる。

また、ミキサ回路１ｄは、差動整合回路ＭＡ２ｄでは中心周波数をシフトすることなく、片相整合回路ＭＡ１ｄにおいてシングルエンドの高周波信号の中心周波数をシフトするので、差動整合回路ＭＡ２ｄのＱ値の劣化を抑制し、回路構成を簡素化できる。

（ミキサ回路の変形例５）
次に、本実施形態の変形例５のミキサ回路１ｅについて、図８を参照して説明する。図８は、本実施形態の変形例５のミキサ回路１ｅにおける増幅回路ＡＰ１ｅの出力負荷の回路構成を示す図である。図８に示すミキサ回路１ｅでは、図１に示すミキサ回路１と同一の回路構成の図示及び説明は省略又は簡略化し、異なる内容について説明する。

上述した各実施形態又は変形例では、ミキサ回路の変換ゲインの周波数偏差を低減するために、増幅回路の入力負荷の差動整合回路において、差動整合回路の正相出力信号，逆相出力信号の各共振周波数ω１，ω２を異なる値にシフトする方法を説明した。

ところが、増幅回路の出力負荷においけるインピーダンスの整合によっては、増幅回路の正相出力信号及び逆相出力信号の周波数偏差の改善が不十分となる場合がある。このため、増幅回路の入力負荷としての差動整合回路に限らず、増幅回路の出力負荷においてもインピーダンスを整合することが好ましい。

そこで、本変形例５では、ミキサ回路１ａの変換ゲインの周波数偏差を低減するために、増幅回路ＡＰ１ｅの出力負荷におけるインピーダンスを整合することで、増幅回路ＡＰ１ｅの正相出力信号及び逆相出力信号の各共振周波数ω１，ω２を異なる値にシフトしてミキサ回路１ｅの変換ゲインの劣化を低減する方法を説明する。

図８に示す増幅回路ＡＰ１ｅでは、増幅回路ＡＰ１ｅの正相出力信号の信号経路に対して並列に寄生容量ＣＰ１ｐが生じ、増幅回路ＡＰ１ｅの逆相出力信号の信号経路に対して並列に寄生容量ＣＰ１ｎが生じる。また、ミキシング回路ＭＸ１の各トランジスタＭ３，Ｍ４の入力端に寄生容量ＣＰ２ｐが生じ、ミキシング回路ＭＸ１の各トランジスタＭ５，Ｍ６の入力端に寄生容量ＣＰ２ｎが生じる。

寄生容量ＣＰ１ｐ，ＣＰ２ｐは直列に生じてグランドに接続され、寄生容量ＣＰ１ｎ，ＣＰ２ｎは直列に生じてグランドに接続される。このため、増幅回路ＡＰ１ｅの出力負荷として寄生容量ＣＰ１ｐ，ＣＰ２ｐ，ＣＰ１ｎ，ＣＰ２ｎが生じるので、増幅回路ＡＰ１ｅの出力負荷のインピーダンスが低下する（数式（１）参照）。

本変形例５では、増幅回路ＡＰ１ｅのトランジスタＭ１の出力端とミキシング回路ＭＸ１の各トランジスタＭ３，Ｍ４の入力端との間にインダクタンス値を可変する可変インダクタＬＰＫｐが追加されている。更に、増幅回路ＡＰ１ｅのトランジスタＭ２の出力端とミキシング回路ＭＸ１の各トランジスタＭ５，Ｍ６の入力端との間にインダクタンス値を可変する可変インダクタＬＰＫｎが追加されている。

可変インダクタＬＰＫｐは、不図示の制御信号が出力した制御信号に応じて、インダクタンス値を可変する。可変インダクタＬＰＫｎは、不図示の制御信号が出力した制御信号に応じて、インダクタンス値を可変する。可変インダクタＬＰＫｐ，ＬＰＫｎに入力される制御信号は、差動整合回路ＭＡ２（図１参照）の可変容量コンデンサＣＶｐ，ＣＶｎに入力される制御信号と同時に、制御回路から出力されている。

増幅回路ＡＰ１ｅは、可変インダクタＬＰＫｐ，ＬＰＫｎと寄生容量ＣＰ１ｐ，ＣＰ２ｐ，ＣＰ１ｎ，ＣＰ２ｎとの並列共振により、ミキサ回路１ｅの動作周波数の帯域において、インピーダンスの低下を抑制し、適切に整合できる。

例えば、可変インダクタＬＰＫｐのインダクタンス値ＬＰＫｐｌは、数式（３）により示される。数式（３）において、ＣＰｐは寄生容量ＣＰ１ｐ，ＣＰ２ｐが直列接続した場合の合成容量であり、ｆｐは共振周波数である。なお、共振周波数ｆｐは、数式（４）により示される。

同様に、可変インダクタＬＰＫｎのインダクタンス値ＬＰＫｎｌは、数式（５）により示される。数式（４）において、ＣＰｎは寄生容量ＣＰ１ｎ，ＣＰ２ｎが直列接続した場合の合成容量であり、ｆｎは共振周波数である。なお、共振周波数ｆｎは、数式（６）により示される。

図９は、増幅回路ＡＰ１ｅにおいて増幅された正相出力信号及び逆相出力信号の各共振周波数ｆｐ，ｆｎと可変インダクタＬＰＫｐ，ＬＰＫｎのインダクタンス値ＬＰＫｐｌ，ＬＰＫｎｌとの関係を示すグラフである。

例えば増幅回路ＡＰ１ｅの逆相出力信号の共振周波数ｆｎを、増幅回路ＡＰ１ｅの正相出力信号の共振周波数ｆｐより低く設定した場合には（図９参照）、可変インダクタＬＰＫｎのインダクタンス値ＬＰＫｎｌを、可変インダクタＬＰＫｐのインダクタンス値ＬＰＫｐｌより高く設定する。

これにより、ミキサ回路１ｅは、増幅回路ＡＰ１ｅの正相出力信号及び逆相出力信号の共振周波数を適切に設定でき、増幅回路ＡＰ１ｅの出力負荷におけるインピーダンスの低下を回避でき、ＩＦ信号の変換ゲインの劣化を改善できる。

また、図１に示すミキサ回路１において、増幅回路ＡＰ１を片相整合回路ＭＡ１の前段に移動したミキサ回路１ｇの構成としても良い（図１４参照）。図１４は、本実施形態の変形例５のミキサ回路１ｇの回路構成を示す図である。片相整合回路ＭＡ１の前段に増幅回路ＡＰ０に対応する増幅回路が接続されることで、例えば予め高周波信号を増幅する受信回路では、ミキサ回路１ｇの変換ゲインを低く設定できる。

これにより、図１４に示すミキサ回路１ｇは、図１に示す増幅回路ＡＰ１の構成を省略し、受動素子を用いて構成される整合回路ＭＡ２の出力信号を直接、ミキシング回路ＭＸ１に入力することができる。図１４に示すミキサ回路１ｇでは、図１に示すミキサ回路１の回路構成を簡素化でき、整合回路ＭＡ２によるＱ値の劣化を抑制し、帯域幅を広く設定できる。

（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態のミキサ回路１ｆについて、図１０及び図１１を参照して説明する。図１０は、第２の実施形態のミキサ回路１ｆの回路構成を示す図である。図１１（Ａ）は、ゲートバイアス電流値が一定の所定値である場合の変換ゲインを示す図である。図１１（Ｂ）は、ゲートバイアス電流値が所定値以上である場合の変換ゲインを示す図である。図１０に示すミキサ回路１ｆでは、図１に示すミキサ回路１と同一の回路構成の説明は省略又は簡略化し、異なる内容について説明する。

第１の実施形態では、ミキサ回路１の変換ゲインの周波数偏差を低減するために、増幅回路ＡＰ１の入力負荷としての差動整合回路ＭＡ２において、差動整合回路ＭＡ２の出力として最大レベルの正相出力信号及び逆相出力信号を得るための各共振周波数ω１，ω２を異なる値にシフトする方法を説明した。これにより、正相出力信号及び逆相出力信号の各変換ゲインが平均化されてミキサ回路１の帯域幅は広帯域となるが、ミキサ回路１の変換ゲインの最大値は、ω１＝ω２である場合のミキサ回路の変換ゲインより低くなる（図１１（Ａ）参照）。

本実施形態では、ミキサ回路１ｆの変換ゲインの周波数偏差を低減し、更に、ω１＝ω２である場合の変換ゲインの最大値と同じ程度の変換ゲインを得るために、増幅回路ＡＰ１のゲートバイアス電圧を、上述した実施形態又は変形例の増幅回路のゲートバイアス電圧より高くする。

図１０に示すミキサ回路１ｆでは、増幅回路ＡＰ１ｆのトランジスタＭ１の入力端にＤＣ阻止用のコンデンサＣｇｐが直列接続され、トランジスタＭ１のゲートに一定の所定値以上のゲートバイアス電圧Ｖｇｐに応じたゲートバイアス電流が入力される。ゲートバイアス電流は、ゲートバイアス電圧Ｖｇｐ／抵抗Ｒｇｐの抵抗値である。

また、トランジスタＭ２の入力端にＤＣ阻止用のコンデンサＣｇｎが直列接続され、トランジスタＭ２のゲートに一定の所定値以上のゲートバイアス電圧Ｖｇｎに応じたゲートバイアス電流が入力される。ゲートバイアス電流は、ゲートバイアス電圧Ｖｇｎの電圧値／抵抗Ｒｇｎの抵抗値である。

ミキサ回路１ｆは、差動整合回路ＭＡ２における最大レベルの正相出力信号及び逆相出力信号を得るためのインピーダンス整合と同時に、増幅回路ＡＰ１ｆのゲートに入力されるゲートバイアス電流値を一定の所定値より高い値にシフトする。

ここで、差動信号を増幅する増幅回路のゲインは、正相信号及び逆相信号の各ゲインを加算した値となる。このため、本実施形態において、例えば差動整合回路ＭＡ２が正相出力信号及び逆相出力信号の共振周波数を低域側の共振周波数（ω１）及び高域側の共振周波数（ω２）にシフトした場合（ω１＜ω２）、正相出力信号及び逆相出力信号の変換ゲインは広帯域となるが、正相出力信号及び逆相出力信号の変換ゲインの最大値がω１＝ω２における変換ゲインの最大値より低くなる。

本実施形態では、増幅回路ＡＰ１ｆのトランジスタＭ１，Ｍ２のゲートバイアス電流を所定値よりも高いので、トランジスタＭ１，Ｍ２における消費電流が増大し、変換ゲインが大きくなる（図１１（Ｂ）参照）。所定値は、例えば上述した各実施形態又は変形例の増幅回路の各トランジスタのゲートバイアス電流値である。

以上により、本実施形態のミキサ回路１ｆは、差動整合回路ＭＡ２における共振周波数のシフトと同時に、増幅回路ＡＰ１ｆのトランジスタＭ１，Ｍ２の各ゲートバイアス電流を所定値よりも高くすることで、差動整合回路ＭＡ２が共振周波数をシフトした場合でも、ミキサ回路１ｆの変換ゲインの最大値を一定に保持できる。

なお、差動整合回路ＭＡ２が異なる共振周波数ω１、ω２に整合した正相出力信号及び逆相出力信号の各変換ゲインは、実際には同じではなく周波数特性を持ち、変換ゲインの最大値が同じにはならない。このため、ミキサ回路１ｆは、差動整合回路ＭＡ２の正相出力信号及び逆相出力信号毎に、増幅回路ＡＰ１ｆのゲートバイアス電流を異なる値に切り替えて変換ゲインを調整すると良い。これにより、ミキサ回路１ｆは、動作周波数を広帯域化でき、更に、変換ゲインの周波数偏差を改善できる。

なお、第２の実施形態におけるミキサ回路１ｆも、図１４に示すミキサ回路１ｇのように、増幅回路ＡＰ１ｆを片相整合回路ＭＡ１の前段に移動する構成を用いることができる。片相整合回路ＭＡ１の前段に増幅回路ＡＰ１ｆに対応する増幅回路が接続されることで、例えば予め高周波信号を増幅する受信回路では、ミキサ回路１ｇの変換ゲインを低く設定できる。

これにより、第２の実施形態におけるミキサ回路１ｆは、第１の実施形態の変形例５のミキサ回路１ｇと同様に、図１０に示す増幅回路ＡＰ１ｆの構成を省略し、受動素子を用いて構成される整合回路ＭＡ２の出力信号を直接、ミキシング回路ＭＸ１に入力することができる。図１０に示す増幅回路ＡＰ１ｆが片相整合回路ＭＡ１の前段に移動したミキサ回路では、図１０に示すミキサ回路１ｆの回路構成を簡素化でき、整合回路ＭＡ２によるＱ値の劣化を抑制し、帯域幅を広く設定できる。

以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本発明はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。

上述した各実施形態又は変形例におけるトランジスタは、ユニポーラ型でもバイポーラ型でも良い。

なお、本出願は、２０１３年３月５日出願の日本特許出願（特願２０１３−０４３４９５）に基づくものであり、その内容は本出願の中に参照として援用される。

本開示は、広帯域において、入力された高周波信号に対する変換ゲインの周波数偏差を低減するミキサ回路として有用である。

１、１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄ、１ｅ、１ｆミキサ回路
ＡＰ１増幅回路
Ｃ１ｐコンデンサ
ＤＲ１不平衡平衡変換回路
Ｌ１ｐインダクタ
ＭＡ１片相整合回路
ＭＡ２、ＭＡ２ａ、ＭＡ２ｂ、ＭＡ２ｃ、ＭＡ２ｄ差動整合回路
ＭＸ１ミキシング回路

Claims

片相の高周波信号を差動信号に変換する不平衡平衡変換回路と、
前記高周波信号の中心周波数より低い周波数にて、最大レベルの前記不平衡平衡変換回路の正相出力信号を出力し、前記高周波信号の中心周波数より高い周波数にて、最大レベルの前記不平衡平衡変換回路の逆相出力信号を出力する、又は、
前記高周波信号の中心周波数より高い周波数にて、最大レベルの前記不平衡平衡変換回路の正相出力信号を出力し、前記高周波信号の中心周波数より低い周波数にて、最大レベルの前記不平衡平衡変換回路の逆相出力信号を出力する、差動整合回路と、
前記差動整合回路の正相出力信号及び逆相出力信号を増幅する増幅回路と、
前記増幅回路の正相出力信号及び逆相出力信号と、局部発生信号とを用いて、前記増幅回路の正相出力信号及び逆相出力信号を中間周波数信号に変換するミキシング回路と、を備える、
ミキサ回路。
請求項１に記載のミキサ回路であって、
前記差動整合回路は、
前記不平衡平衡変換回路の正相出力信号の信号経路とグランドとの間に、並列接続された第１のインダクタと第１の少なくとも１つ以上の可変容量コンデンサとを有し、
前記不平衡平衡変換回路の逆相出力信号の信号経路とグランドとの間に、並列接続された第２のインダクタと第２の少なくとも１つ以上の可変容量コンデンサとを有する、
ミキサ回路。
請求項１に記載のミキサ回路であって、
前記差動整合回路は、
前記不平衡平衡変換回路の正相出力信号の信号経路とグランドとの間に、並列接続された第３のインダクタと、複数の直列接続されたスイッチ及びコンデンサの組とを有し
前記不平衡平衡変換回路の逆相出力信号の信号経路とグランドとの間に、並列接続された第４のインダクタと、複数の直列接続されたスイッチ及びコンデンサの組とを有する、
ミキサ回路。
請求項１に記載のミキサ回路であって、
前記差動整合回路は、
前記不平衡平衡変換回路の正相出力信号、逆相出力信号の各信号経路間に、直列接続された複数のコンデンサを有し、
前記不平衡平衡変換回路の正相出力信号、逆相出力信号の各信号経路とグランドとの間に、１対のインダクタを有し、
各々の前記コンデンサの間は、スイッチを介してグランドに接続される、
ミキサ回路。
請求項１に記載のミキサ回路であって、
前記不平衡平衡変換回路は、
グランドに接続された１次側インダクタと、正相出力信号及び逆相出力信号の各信号経路間に直列接続された複数の２次側インダクタとが誘導性結合したトランスであり、
前記差動整合回路は、
前記不平衡平衡変換回路の正相出力信号及び逆相出力信号の各信号経路とグランドとの間に、１対のコンデンサを有し、
各々の前記２次側インダクタの間は、スイッチを介してグランドに接続される、
ミキサ回路。
片相の高周波信号の中心周波数にて最大レベルの前記高周波信号を出力する片相整合回路と、
前記片相整合回路の出力片相信号を差動信号に変換する不平衡平衡変換回路と、
前記高周波信号の中心周波数より低い周波数にて、最大レベルの前記不平衡平衡変換回路の正相出力信号を出力し、前記高周波信号の中心周波数より高い周波数にて、最大レベルの前記不平衡平衡変換回路の逆相出力信号を出力する、又は、
前記高周波信号の中心周波数より高い周波数にて、最大レベルの前記不平衡平衡変換回路の正相出力信号を出力し、前記高周波信号の中心周波数より低い周波数にて、最大レベルの前記不平衡平衡変換回路の逆相出力信号を出力する、差動整合回路と、
前記差動整合回路の正相出力信号及び逆相出力信号を増幅する増幅回路と、
前記増幅回路の正相出力信号及び逆相出力信号と、局部発生信号とを用いて、前記増幅回路の正相出力信号及び逆相出力信号を中間周波数信号に変換するミキシング回路と、を備え、
前記片相整合回路は、
前記片相の高周波信号の信号経路とグランドとの間に並列接続された、複数の直列接続されたスイッチ及びコンデンサの組を含む、
ミキサ回路。
請求項１〜５のうちいずれか一項に記載のミキサ回路であって、
前記増幅回路と前記ミキシング回路との間に、前記増幅回路の正相出力信号の信号経路に直列接続される第１のインダクタと、前記増幅回路の逆相出力信号の信号経路に直列接続される第２のインダクタとを含むインダクタ回路と、を更に備える、
ミキサ回路。
請求項１に記載のミキサ回路であって、
前記差動整合回路は、
正相出力信号の周波数成分を調整するための、第１の容量可変インダクタ又は第１の可変容量コンデンサと、
逆相出力信号の周波数成分を調整するための、第２の容量可変インダクタ又は第２の可変容量コンデンサと、を含み、
前記増幅回路は、
正相出力信号の周波数成分を調整するための第１のインダクタと、
逆相出力信号の周波数成分を調整するための第２のインダクタと、を含み、
第１の容量可変インダクタ又は第１の可変容量コンデンサと前記第１のインダクタとを用いて、前記増幅回路より出力される正相出力信号の周波数成分を調整し、
第２の容量可変インダクタ又は第２の可変容量コンデンサと前記第２のインダクタとを用いて、前記増幅回路より出力される逆相出力信号の周波数成分を調整する、
ミキサ回路。
請求項１〜５のうちいずれか一項に記載のミキサ回路であって、
前記増幅回路は、
前記差動整合回路の正相出力信号を増幅する第１の増幅素子と、
前記差動整合回路の逆相出力信号を増幅する第２の増幅素子と、を含み、
前記第１、第２の各増幅素子は、
前記差動整合回路における前記高周波信号の中心周波数を切り替える制御信号に同期して供給された第１、第２の各ゲートバイアス電圧に応じて、前記差動整合回路の正相出力信号、逆相出力信号を増幅する、
ミキサ回路。