JPWO2013175681A1 - ダイレクトコンバージョン方式の受信機 - Google Patents

Abstract

チップコスト上昇や歪特性劣化をすることなく、フリッカ雑音特性を改善し、ＳＮＤＲ（signal to noise and distortion ratio：信号対雑音歪比）の改善を目的としたダイレクトコンバージョン方式の受信機を提供するため、強い妨害波の入力される周波数変換器（１２１）の電源電圧を高くして広いダイナミックレンジを確保し、厳しいフリッカ雑音特性が求められるフィルタ部（１２３）の電源電圧を低くして膜厚の薄いトランジスタを使用し、かつフィードバックを利用したバイアス部（１２２）によってそれら異電源電圧回路間の信号レベルを調整する。

Description

本発明は、通信システム又は放送システムで用いる受信機に関し、特に高周波信号を受信してベースバンド信号に周波数変換するダイレクトコンバージョン方式の受信機に関するものである。

ダイレクトコンバージョン方式の受信機において、複数のルックアップテーブルを利用したＤＣオフセット補正技術が知られている（特許文献１参照）。

一方、イメージリジェクションミキサとチャネル選択フィルタとの間にレベルシフタを設け、チャネル選択フィルタの電源電圧をイメージリジェクションミキサの電源電圧より低く設定することにより、システム全体としての消費電力を削減する技術が知られている（特許文献２参照）。

特表２０１０−５４１４９９号公報 特開２００７−８８７５１号公報

よく知られているとおり、ＭＯＳ（metal-oxide-semiconductor）トランジスタはフリッカ雑音を発生する。高いＳＮＤＲ（signal to noise and distortion ratio：信号対雑音歪比）を要求されるダイレクトコンバージョン方式の受信機では、トランジスタ回路のフリッカ雑音特性を改善することが必要となる。

ＭＯＳトランジスタのフリッカ雑音Ｖnは、

より算出できる。ここで、Ｋはプロセス依存係数を、Ｌはトランジスタのゲート長を、Ｗはトランジスタのゲート幅を、Ｔoxはゲート酸化膜の膜厚を、εrはゲート酸化膜の誘電率を、ｆは周波数をそれぞれ示す。フリッカ雑音は、１／ｆ雑音とも呼ばれるとおり周波数に反比例し、周波数が低くなるにつれて大きくなることが分かる。また、フリッカ雑音特性を改善する方法としては、トランジスタサイズを増加する方法、膜厚の薄いトランジスタを使用する方法等があることが判る。

しかしながら、トランジスタサイズを増加する方法は、チップコストの上昇に直結する。また、膜厚の薄いトランジスタは耐圧電圧が低いので電源電圧を低くしなければならず、そのため広いダイナミックレンジが確保できず、歪特性が劣化するという課題がある。

一方、特許文献１の技術では、フリッカ雑音を除去することができない。また、特許文献２の技術は、レベルシフタが耐圧電圧の高い（膜厚の厚い）トランジスタで構成されるので、フリッカ雑音特性が劣化してしまい、そのためダイレクトコンバージョン方式の受信機には適用できないという課題があった。

以上のように、従来技術ではチップコスト上昇や歪特性劣化をすることなく、フリッカ雑音特性を改善することができないという課題を有しており、ダイレクトコンバージョン方式の受信機で実現できるＳＮＤＲには限界があった。

本発明の目的は、ＳＮＤＲを改善したダイレクトコンバージョン方式の受信機を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明は、局部発振信号を生成する局部発振信号生成部と、高周波信号を局部発振信号によりベースバンド信号に周波数変換する周波数変換器と、ベースバンド信号に対する不要波を減衰させるフィルタ部とを備えた構成を有する受信機において、周波数変換器を高電源電圧で、フィルタ部を低電源電圧でそれぞれ動作させ、かつ周波数変換器の出力電圧がフィルタ部のコモン電圧と一致するように周波数変換器のバイアス電圧にフィードバックをかけることとしたものである。

本発明によれば、強い妨害波が入力され、かつ良好な歪特性が要求される周波数変換器には、高電源電圧を与えて広いダイナミックレンジを確保する。また、良好なフリッカ雑音特性が要求されるフィルタ部には、低電源電圧を与えて膜厚の薄いトランジスタを使用する。これにより、チップコストを上昇させることなく、良好な歪特性とフリッカ雑音特性を実現する。

このとき、高電源電圧で動作する周波数変換器と低電源電圧で動作するフィルタ部との接続において、フィルタ部に用いる膜厚の薄いトランジスタの耐圧を満たすために、周波数変換器のバイアス電圧にフィードバックをかけ、周波数変換器出力とフィルタ入力との電圧レベルを等しくする。このため、レベルシフタを設けずにフリッカ雑音特性を改善できる。

本発明によれば、チップコストを上昇させることなく良好な歪特性及びフリッカ雑音特性を得ることができ、システムのＳＮＤＲを改善することができる。

本発明に係るダイレクトコンバージョン方式の受信機の全体構成例を示すブロック図である。 図１中の可変ゲイン周波数変換器の第１の実施形態を示す回路図である。 図１中の可変ゲイン周波数変換器の第２の実施形態を示す回路図である。 図１中の可変ゲイン周波数変換器の第３の実施形態を示す回路図である。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。

図１は、本発明に係る受信機の全体ブロック図である。図１において、受信機は、アンテナ１００と、バラン（balun）１０１と、可変ゲインＬＮＡ（low noise amplifier）１０２と、可変ゲイン周波数変換器１０３，１０４と、９０度位相シフタ１０５と、局部発振信号生成部１０６と、可変ゲイン増幅器１０７，１０８と、ＬＰＦ（low pass filter）１０９，１１０と、ＡＤＣ（analog-to-digitalconverter：アナログ・デジタル変換器）１１１，１１２と、デジタル信号処理部１１３と、出力装置１１４とから構成される。デジタル信号処理部１１３は、ＬＮＡゲイン制御信号１１５を可変ゲインＬＮＡ１０２に出力し、周波数変換器ゲイン制御信号１１６を可変ゲイン周波数変換器１０３，１０４に出力し、増幅器ゲイン制御信号１１７を可変ゲイン増幅器１０７，１０８に出力する。

図１の受信機の動作について説明する。アンテナ１００から入力される高周波信号、すなわちＲＦ（radio frequency）信号は、バラン１０１で片相信号から１８０度位相が異なる２つの信号からなる差動信号に変換される。差動のＲＦ信号は、可変ゲインＬＮＡ１０２においてＬＮＡゲイン制御信号１１５に基づくゲインで増幅される。局部発振信号生成部１０６は、９０度位相シフタ１０５に局部発信信号を供給する。９０度位相シフタ１０５は、一方の可変ゲイン周波数変換器１０３に同相局部発振信号（ＬＯＩ信号）を、他方の可変ゲイン周波数変換器１０４に直交局部発振信号（ＬＯＱ信号）をそれぞれ供給する。可変ゲインＬＮＡ１０２により増幅されたＲＦ信号は、可変ゲイン周波数変換器１０３で、９０度位相シフタ１０５から供給された同相局部発振信号（ＬＯＩ信号）により、ベースバンド同相信号（Ｉ信号）に変換される。同様に、可変ゲインＬＮＡ１０２により増幅されたＲＦ信号は、可変ゲイン周波数変換器１０４で、９０度位相シフタ１０５から供給される直交局部発振信号（ＬＯＱ信号）により、ベースバンド直交信号（Ｑ信号）に変換される。ＬＯＩ信号とＬＯＱ信号は、位相が９０度異なる差動信号であり、同様にＩ信号とＱ信号も位相が９０度異なる差動信号である。このとき、Ｉ信号は、可変ゲイン周波数変換器１０３にて周波数変換器ゲイン制御信号１１６に基づくゲインで増幅された信号である。Ｑ信号は、同様に、可変ゲイン周波数変換器１０４にて周波数変換器ゲイン制御信号１１６に基づくゲインで増幅された信号である。可変ゲイン周波数変換器１０３から出力されたＩ信号は、可変ゲイン増幅器１０７にて増幅器ゲイン制御信号１１７に基づくゲインで増幅され、ＬＰＦ１０９で希望波帯域外の信号成分を減衰されたあと、ＡＤＣ１１１でデジタル化される。Ｑ信号も同様に、可変ゲイン増幅器１０８にて増幅器ゲイン制御信号１１７に基づくゲインで増幅され、ＬＰＦ１１０で希望波帯域外の信号成分を減衰されたあと、ＡＤＣ１１２でデジタル化される。デジタル化されたＩ信号とＱ信号は、デジタル信号処理部１１３で合成、復調された後、出力装置１１４（映像ディスプレイ、音声スピーカー等）に映像出力信号や音声出力信号として入力される。以上から、図１の受信機は、受信したＲＦ信号を出力装置１１４から映像や音声として出力している。

次に、デジタル信号処理部１１３、ＬＮＡゲイン制御信号１１５、周波数変換器ゲイン制御信号１１６、増幅器ゲイン制御信号１１７について説明する。デジタル信号処理部１１３では、ＡＤＣ１１１，１１２から出力されたＩ信号とＱ信号を合成し、その信号レベルと所定の基準レベルとを比較し、ＬＮＡゲイン制御信号１１５、周波数変換器ゲイン制御信号１１６、増幅器ゲイン制御信号１１７を決定する。具体的には、Ｉ信号とＱ信号のレベルが基準レベルより低い場合には、可変ゲインＬＮＡ１０２と、可変ゲイン周波数変換器１０３，１０４と、可変ゲイン増幅器１０７，１０８とのゲインを上げる設定を行い、基準レベルより高い場合には、可変ゲインＬＮＡ１０２と、可変ゲイン周波数変換器１０３，１０４と、可変ゲイン増幅器１０７，１０８とのゲインを下げる設定を行う。基準レベルの一例としては、ＡＤＣ１１１，１１２の性能を最大限利用可能なレベルとしてよい。つまり、デジタル信号処理部１１３は、アンテナ１００から入力された信号レベルを検出し、入力された信号のレベルに応じて可変ゲインＬＮＡ１０２と、可変ゲイン周波数変換器１０３，１０４と、可変ゲイン増幅器１０７，１０８とのゲインを切り替えることができる。

《第１の実施形態》
図２は、図１中の可変ゲイン周波数変換器１０３の第１の実施形態を示す回路図である。図２の可変ゲイン周波数変換器１０３は、周波数変換器１２１と、バイアス部１２２と、フィルタ部１２３と、ＲＦ入力端子対１２４と、ＬＯ信号入力端子対１２５と、出力端子対１２６と、ゲイン制御信号端子１２７とを備えている。周波数変換器１２１は、トランスコンダクタ部１３１と、ミキサコア部１３２と、出力部１３３とからなる。周波数変換器１２１及びバイアス部１２２は高電源電圧Ｖｃｃ（ＨｉｇｈＶ）で動作し、フィルタ部１２３は低電源電圧Ｖｃｃ（ＬｏｗＶ）で動作する。

ＲＦ入力端子対１２４は、図１の可変ゲインＬＮＡ１０２と接続し、差動のＲＦ入力信号ＲＦｉｎを受け取る。ＬＯ信号入力端子対１２５は、図１の９０度位相シフタ１０５と接続し、差動の同相局部発振信号（ＬＯＩ信号）が入力される。出力端子対１２６は、図１の可変ゲイン増幅器１０７と接続し、ベースバンド出力信号ＢＢｏｕｔを出力する。ゲイン制御信号端子１２７には、図１の周波数変換器ゲイン制御信号１１６が入力される。

トランスコンダクタ部１３１は、２個のＰ型トランジスタＭ１，Ｍ２からなり、ＲＦ入力端子対１２４から結合容量Ｃｉｎを介して供給されたＲＦ電圧信号をＲＦ電流信号へと変換する。ミキサコア部１３２は、４個のスイッチトランジスタＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４からなり、差動の同相局部発振信号（ＬＯＩ信号）を構成する正転信号ＬＯと反転信号ＬＯＢとに応じて、トランスコンダクタ部１３１のＲＦ電流信号出力をベースバンド電流信号へと周波数変換する。出力部１３３は、２本の負荷抵抗Ｒ１，Ｒ２からなり、ミキサコア部１３２のベースバンド電流信号出力をベースバンド電圧信号へと変換する。

フィルタ部１２３は、入力可変抵抗Ｒｉｎとフィードバック抵抗Ｒｆとフィードバック容量Ｃｆとを備えた差動増幅器からなり、１次のＬＰＦ特性を有する。入力可変抵抗Ｒｉｎの値は、ゲイン制御信号端子１２７に与えられる周波数変換器ゲイン制御信号１１６に応じて制御される。周波数変換器１２１のベースバンド電圧信号出力は、フィルタ部１２３で周波数変換器ゲイン制御信号１１６に従って増幅されるとともに、当該フィルタ部１２３のＲＣ積で決まるフィルタ特性によって不要波を減衰されて、出力端子対１２６からベースバンド出力信号ＢＢｏｕｔが出力される。

バイアス部１２２は、オペアンプＯＰと、Ｐ型トランジスタＭ０と、スイッチトランジスタＳＷ０と、負荷抵抗Ｒ０と、２本のバイアス抵抗Ｒｂｉａｓとからなり、トランスコンダクタ部１３１を構成する２個のＰ型トランジスタＭ１，Ｍ２のバイアス電圧を決定するものである。このうち、Ｐ型トランジスタＭ０、スイッチトランジスタＳＷ０及び負荷抵抗Ｒ０は、周波数変換器１２１と同じ回路トポロジを持つレプリカアンプを構成する。オペアンプＯＰは、スイッチトランジスタＳＷ０と負荷抵抗Ｒ０との接続ノード（周波数変換器１２１の出力ノードに対応する。）の電圧がフィルタ部１２３のコモン電圧ＶＣＭと一致するように、Ｐ型トランジスタＭ０のゲート電圧と、トランスコンダクタ部１３１中の２個のＰ型トランジスタＭ１，Ｍ２のゲート電圧とを制御する。このようにして、バイアス部１２２は、周波数変換器１２１の出力電圧がフィルタ部１２３のコモン電圧ＶＣＭと一致するように周波数変換器１２１のバイアス電圧にフィードバックをかける。

ここで、任意の実数をＡとし、レプリカアンプの電流を周波数変換器１２１の電流の１／Ａ倍とする場合、レプリカアンプのトランジスタＭ０，ＳＷ０のゲート幅を周波数変換器１２１のトランジスタＭ１，Ｍ２，ＳＷ１〜ＳＷ４の１／Ａ倍とし、レプリカアンプの負荷抵抗Ｒ０を周波数変換器１２１の負荷抵抗Ｒ１，Ｒ２のＡ倍とすることにより、レプリカアンプの各ノードの電圧を周波数変換器１２１の各ノードの電圧と同じくする。なお、レプリカアンプのスイッチトランジスタＳＷ０のゲートには、ミキサコア部１３２のスイッチトランジスタＳＷ１〜ＳＷ４がオンになる電圧を与える。

バイアス部１２２のオペアンプＯＰは、レプリカアンプの負荷抵抗Ｒ０にかかる電圧と、フィルタ部１２３の入出力電圧を決めるコモン電圧ＶＣＭとを比較し、これらの電圧が一致するようにＰ型トランジスタＭ０のゲート電圧を調整する。このようにして調整されたゲート電圧を周波数変換器１２１中のＰ型トランジスタＭ１，Ｍ２のバイアス電圧とすることにより、周波数変換器１２１の出力電圧レベルもコモン電圧ＶＣＭと等しくなる。この結果、周波数変換器１２１の出力電圧レベルは、フィルタ部１２３の入出力電圧レベルと一致する。

以上のとおり、第１の実施形態によれば、フィルタ部１２３及びその後段の回路の電源電圧を、周波数変換器１２１及びその前段の回路の電源電圧より低く設定した場合においても、異なる電源電圧で動作している回路間の信号レベルを同一にでき、信号のやり取りを問題なく行うことができる。したがって、強い妨害波が入力され、かつ良好な歪特性が要求される周波数変換器１２１以前の回路には、高電源電圧を与えて広いダイナミックレンジを確保する。また、良好なフリッカ雑音特性が要求されるフィルタ部１２３以降の回路には、低電源電圧を与えて膜厚の薄いトランジスタを使用することができる。したがって、厳しいフリッカ雑音特性や歪特性が求められる、高性能なダイレクトコンバージョン受信機においても、問題なく要求される特性を満たすことができる。

なお、ここではゲイン制御信号端子１２７に与えられる周波数変換器ゲイン制御信号１１６に応じてフィルタ部１２３の入力可変抵抗Ｒｉｎの値を制御するとしたが、周波数変換器１２１のトランジスタサイズや、負荷抵抗Ｒ１，Ｒ２の値を制御してもよい。その場合は、バイアス部１２２も合わせて周波数変換器ゲイン制御信号１１６に応じて制御することが必要である。

《第２の実施形態》
図３は、図１中の可変ゲイン周波数変換器１０３の第２の実施形態を示す回路図である。図３の可変ゲイン周波数変換器１０３は、周波数変換器２２１と、バイアス部２２２と、フィルタ部１２３と、ＲＦ入力端子対１２４と、ＬＯ信号入力端子対１２５と、出力端子対１２６と、ゲイン制御信号端子１２７とを備えている。周波数変換器２２１は、トランスコンダクタ部２３１と、ミキサコア部２３２と、出力部２３３とからなる。周波数変換器２２１及びバイアス部２２２は高電源電圧Ｖｃｃ（ＨｉｇｈＶ）で動作し、フィルタ部１２３は低電源電圧Ｖｃｃ（ＬｏｗＶ）で動作する。

ＲＦ入力端子対１２４は、図１の可変ゲインＬＮＡ１０２と接続し、差動のＲＦ入力信号ＲＦｉｎを受け取る。ＬＯ信号入力端子対１２５は、図１の９０度位相シフタ１０５と接続し、差動の同相局部発振信号（ＬＯＩ信号）が入力される。出力端子対１２６は、図１の可変ゲイン増幅器１０７と接続し、ベースバンド出力信号ＢＢｏｕｔを出力する。ゲイン制御信号端子１２７には、図１の周波数変換器ゲイン制御信号１１６が入力される。

トランスコンダクタ部２３１は、４個のＰ型トランジスタＭ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４と４個のＮ型トランジスタＭ５，Ｍ６，Ｍ７，Ｍ８とからなる。ＲＦ入力端子対１２４から入力されたＲＦ信号は、Ｐ型トランジスタ入力用信号とＮ型トランジスタ入力用信号とに分岐される。各分岐は、各々結合容量Ｃｉｎ１，Ｃｉｎ２を介してＲＦ入力端子対１２４に接続されている。分岐されたＲＦ信号は、トランスコンダクタ部２３１でそれぞれ増幅される。

図３のトランスコンダクタ部２３１は電流再利用型ソース接地アンプ構成としており、Ｐ型トランジスタＭ１（Ｍ２）に流れる電流の一部をＮ型トランジスタＭ７（Ｍ８）へと流し、これら両方のトランジスタＭ１，Ｍ７（Ｍ２，Ｍ８）にＲＦ信号を供給することでゲインを向上させている。更に、これらＰ型とＮ型それぞれのソース接地アンプにカスコードトランジスタＭ３，Ｍ５（Ｍ４，Ｍ６）を接続することにより、線形性を改善する。ここで、これらのカスコードトランジスタＭ３，Ｍ５（Ｍ４，Ｍ６）のゲートには増幅トランジスタＭ１，Ｍ７（Ｍ２，Ｍ８）の線形性をそれぞれ最適化するように電圧を供給する。また、これらのトランジスタの接続を縦積み４段とすると、広いダイナミックレンジを確保できないため、Ｎ型カスコードトランジスタＭ５（Ｍ６）のドレイン端子を、Ｐ型増幅トランジスタＭ１（Ｍ２）のドレイン端子と接続することにより、縦積み３段接続でＰ型増幅トランジスタＭ１（Ｍ２）のドレイン・ソース間電圧とＮ型増幅トランジスタＭ７（Ｍ８）のドレイン・ソース間電圧とを確保し、ダイナミックレンジを拡大する。

ミキサコア部２３２は、４個のスイッチトランジスタＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４からなり、差動の同相局部発振信号（ＬＯＩ信号）を構成する正転信号ＬＯと反転信号ＬＯＢとに応じて、トランスコンダクタ部２３１のＲＦ電流信号出力をベースバンド電流信号へと周波数変換する。

出力部２３３は、２本の負荷抵抗Ｒ１，Ｒ２と、これらの負荷抵抗Ｒ１，Ｒ２に対して並列接続された電流源Ｉ１，Ｉ２とからなり、ミキサコア部２３２のベースバンド電流信号出力をベースバンド電圧信号へと変換する。負荷抵抗Ｒ１と並列に電流源Ｉ１を接続し、かつ負荷抵抗Ｒ２と並列に電流源Ｉ２を接続して、負荷抵抗Ｒ１，Ｒ２に流れる電流を小さくすることによって、ミキサコア部２３２の電流や周波数変換器２２１の出力レベルを変えずに、負荷抵抗Ｒ１，Ｒ２を大きくすることができ、トランスコンダクタ部２３１のｇｍ値と出力部２３３の抵抗値との積で決まる周波数変換器２２１のゲインを大きくすることができる。

このような構成の周波数変換器２２１を採用することにより、トランスコンダクタ部２３１の広いダイナミックレンジを確保でき、ミキサコア部２３２の電流と負荷抵抗Ｒ１，Ｒ２の大きさと周波数変換器２２１の出力レベルとを、図２の周波数変換器１２１のようなギルバートセルに比べて自由に設定できる。つまり、周波数変換器２２１のゲインと、歪特性と、出力レベルとを適切に設計できる。

フィルタ部１２３は、入力可変抵抗Ｒｉｎとフィードバック抵抗Ｒｆとフィードバック容量Ｃｆとを備えた差動増幅器からなり、１次のＬＰＦ特性を有する。入力可変抵抗Ｒｉｎの値は、ゲイン制御信号端子１２７に与えられる周波数変換器ゲイン制御信号１１６に応じて制御される。周波数変換器２２１のベースバンド電圧信号出力は、フィルタ部１２３で周波数変換器ゲイン制御信号１１６に従って増幅されるとともに、当該フィルタ部１２３のＲＣ積で決まるフィルタ特性によって不要波を減衰されて、出力端子対１２６からベースバンド出力信号ＢＢｏｕｔが出力される。

バイアス部２２２は、オペアンプＯＰと、Ｐ型トランジスタＭ０，Ｍ９と、Ｎ型トランジスタＭ１０，Ｍ１１と、スイッチトランジスタＳＷ０と、負荷抵抗Ｒ０と、電流源Ｉ０と、２本のバイアス抵抗Ｒｂｉａｓ１と、他の２本のバイアス抵抗Ｒｂｉａｓ２とからなり、トランスコンダクタ部２３１を構成する２個のＰ型トランジスタＭ１，Ｍ２のバイアス電圧を決定し、２個のＮ型トランジスタＭ７，Ｍ８のバイアス電圧を付与するものである。このうち、Ｐ型トランジスタＭ０，Ｍ９、Ｎ型トランジスタＭ１０，Ｍ１１、スイッチトランジスタＳＷ０、負荷抵抗Ｒ０及び電流源Ｉ０は、周波数変換器２２１と同じ回路トポロジを持つレプリカアンプを構成する。オペアンプＯＰは、スイッチトランジスタＳＷ０と負荷抵抗Ｒ０との接続ノード（周波数変換器２２１の出力ノードに対応する。）の電圧がフィルタ部１２３のコモン電圧ＶＣＭと一致するように、Ｐ型トランジスタＭ０のゲート電圧と、トランスコンダクタ部２３１中の２個のＰ型トランジスタＭ１，Ｍ２のゲート電圧とを制御する。このようにして、バイアス部２２２は、周波数変換器２２１の出力電圧がフィルタ部１２３のコモン電圧ＶＣＭと一致するように周波数変換器２２１のバイアス電圧にフィードバックをかける。

ここで、任意の実数をＡとし、レプリカアンプの電流を周波数変換器２２１の電流の１／Ａ倍とする場合、レプリカアンプのトランジスタＭ０，Ｍ９，Ｍ１０，Ｍ１１，ＳＷ０のゲート幅を周波数変換器２２１のトランジスタＭ１〜Ｍ８，ＳＷ１〜ＳＷ４の１／Ａ倍とし、レプリカアンプの負荷抵抗Ｒ０を周波数変換器２２１の負荷抵抗Ｒ１，Ｒ２のＡ倍とすることにより、レプリカアンプの各ノードの電圧を周波数変換器２２１の各ノードの電圧と同じくする。なお、レプリカアンプのスイッチトランジスタＳＷ０のゲートには、ミキサコア部２３２のスイッチトランジスタＳＷ１〜ＳＷ４がオンになる電圧を与える。また、Ｐ型トランジスタＭ９のゲート電圧はＰ型トランジスタＭ３，Ｍ４のゲート電圧と同一の電圧を、Ｎ型トランジスタＭ１０のゲート電圧はＮ型トランジスタＭ５，Ｍ６のゲート電圧と同一の電圧をそれぞれ与える。

バイアス部２２２のオペアンプＯＰは、レプリカアンプの負荷抵抗Ｒ０にかかる電圧と、フィルタ部１２３の入出力電圧を決めるコモン電圧ＶＣＭとを比較し、これらの電圧が一致するようにＰ型トランジスタＭ０のゲート電圧を調整する。このようにして調整されたゲート電圧を周波数変換器２２１中のＰ型トランジスタＭ１，Ｍ２のバイアス電圧とすることにより、周波数変換器２２１の出力電圧レベルもコモン電圧ＶＣＭと等しくなる。この結果、周波数変換器２２１の出力電圧レベルは、フィルタ部１２３の入出力電圧レベルと一致する。

以上のとおり、第２の実施形態によれば、フィルタ部１２３及びその後段の回路の電源電圧を、周波数変換器２２１及びその前段の回路の電源電圧より低く設定した場合においても、異なる電源電圧で動作している回路間の信号レベルを同一にでき、信号のやり取りを問題なく行うことができる。したがって、強い妨害波が入力され、かつ良好な歪特性が要求される周波数変換器２２１以前の回路には、高電源電圧を与えて広いダイナミックレンジを確保する。また、良好なフリッカ雑音特性が要求されるフィルタ部１２３以降の回路には、低電源電圧を与えて膜厚の薄いトランジスタを使用することができる。したがって、厳しいフリッカ雑音特性や歪特性が求められる、高性能なダイレクトコンバージョン受信機においても、問題なく要求される特性を満たすことができる。

なお、バイアス部２２２におけるフィードバックは、Ｐ型トランジスタＭ０のバイアス電圧を一定にしつつ、Ｎ型トランジスタＭ１１のバイアス電圧を調整するようにしてもよい。

また、ここではゲイン制御信号端子１２７に与えられる周波数変換器ゲイン制御信号１１６に応じてフィルタ部１２３の入力可変抵抗Ｒｉｎの値を制御するとしたが、周波数変換器２２１のトランジスタサイズや、負荷抵抗Ｒ１，Ｒ２又は電流源Ｉ１，Ｉ２の値を制御してもよい。その場合は、バイアス部２２２も合わせて周波数変換器ゲイン制御信号１１６に応じて制御することが必要である。

《第３の実施形態》
図４は、図１中の可変ゲイン周波数変換器１０３の第３の実施形態を示す回路図である。図４の可変ゲイン周波数変換器１０３は、周波数変換器３２１と、バイアス部３２２と、フィルタ部１２３と、ＲＦ入力端子対１２４と、ＬＯ信号入力端子対１２５と、出力端子対１２６と、ゲイン制御信号端子１２７とを備えている。周波数変換器３２１は、トランスコンダクタ部３３１と、ミキサコア部３３２と、出力部３３３とからなり、ミキサコア部３３２に定常電流を流さないパッシブミキサである。周波数変換器３２１及びバイアス部３２２は高電源電圧Ｖｃｃ（ＨｉｇｈＶ）で動作し、フィルタ部１２３は低電源電圧Ｖｃｃ（ＬｏｗＶ）で動作する。

ＲＦ入力端子対１２４は、図１の可変ゲインＬＮＡ１０２と接続し、差動のＲＦ入力信号ＲＦｉｎを受け取る。ＬＯ信号入力端子対１２５は、図１の９０度位相シフタ１０５と接続し、差動の同相局部発振信号（ＬＯＩ信号）が入力される。出力端子対１２６は、図１の可変ゲイン増幅器１０７と接続し、ベースバンド出力信号ＢＢｏｕｔを出力する。ゲイン制御信号端子１２７には、図１の周波数変換器ゲイン制御信号１１６が入力される。

トランスコンダクタ部３３１は２個のＰ型トランジスタＭ１，Ｍ２からなり、ミキサコア部３３２は４個のスイッチトランジスタＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４からなり、出力部３３３は２本の負荷抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる。ＲＦ入力端子対１２４から入力されたＲＦ信号は、容量結合ののちトランスコンダクタ部３３１に入力され、トランスコンダクタ部３３１のｇｍと出力部３３３の負荷抵抗Ｒ１，Ｒ２とによって増幅される。ミキサコア部３３２は、出力部３３３のＲＦ信号出力を差動の同相局部発振信号（ＬＯＩ信号）に応じてベースバンド信号へと周波数変換する。

フィルタ部１２３は、入力可変抵抗Ｒｉｎとフィードバック抵抗Ｒｆとフィードバック容量Ｃｆとを備えた差動増幅器からなり、１次のＬＰＦ特性を有する。入力可変抵抗Ｒｉｎの値は、ゲイン制御信号端子１２７に与えられる周波数変換器ゲイン制御信号１１６に応じて制御される。周波数変換器３２１のベースバンド電圧信号出力は、フィルタ部１２３で周波数変換器ゲイン制御信号１１６に従って増幅されるとともに、当該フィルタ部１２３のＲＣ積で決まるフィルタ特性によって不要波を減衰されて、出力端子対１２６からベースバンド出力信号ＢＢｏｕｔが出力される。

バイアス部３２２は、オペアンプＯＰと、Ｐ型トランジスタＭ０と、負荷抵抗Ｒ０と、２本のバイアス抵抗Ｒｂｉａｓとからなり、トランスコンダクタ部３３１を構成する２個のＰ型トランジスタＭ１，Ｍ２のバイアス電圧を決定するものである。このうち、Ｐ型トランジスタＭ０及び負荷抵抗Ｒ０は、周波数変換器３２１と同じ回路トポロジを持つレプリカアンプを構成する。オペアンプＯＰは、Ｐ型トランジスタＭ０と負荷抵抗Ｒ０との接続ノードの電圧がフィルタ部１２３のコモン電圧ＶＣＭと一致するように、Ｐ型トランジスタＭ０のゲート電圧と、トランスコンダクタ部３３１中の２個のＰ型トランジスタＭ１，Ｍ２のゲート電圧とを制御する。このようにして、バイアス部３２２は、周波数変換器３２１の出力電圧がフィルタ部１２３のコモン電圧ＶＣＭと一致するように周波数変換器３２１のバイアス電圧にフィードバックをかける。

ここで、任意の実数をＡとし、レプリカアンプの電流を周波数変換器３２１の電流の１／Ａ倍とする場合、レプリカアンプのトランジスタＭ０のゲート幅を周波数変換器３２１のトランジスタＭ１，Ｍ２の１／Ａ倍とし、レプリカアンプの負荷抵抗Ｒ０を周波数変換器３２１の負荷抵抗Ｒ１，Ｒ２のＡ倍とすることにより、レプリカアンプの各ノードの電圧を周波数変換器３２１の各ノードの電圧と同じくする。

バイアス部３２２のオペアンプＯＰは、レプリカアンプの負荷抵抗Ｒ０にかかる電圧と、フィルタ部１２３の入出力電圧を決めるコモン電圧ＶＣＭとを比較し、これらの電圧が一致するようにＰ型トランジスタＭ０のゲート電圧を調整する。このようにして調整されたゲート電圧を周波数変換器３２１中のＰ型トランジスタＭ１，Ｍ２のバイアス電圧とすることにより、周波数変換器３２１の出力電圧レベルもコモン電圧ＶＣＭと等しくなる。この結果、周波数変換器３２１の出力電圧レベルは、フィルタ部１２３の入出力電圧レベルと一致する。しかも、出力部３３３とミキサコア部３３２との間を容量結合することなく、周波数変換器３２１をフィルタ部１２３と接続することができ、かつミキサコア部３３２に定常的な電流が流れないようにできるため、ミキサコア部３３２のフリッカ雑音特性を改善することができる。

以上のとおり、第３の実施形態によれば、フィルタ部１２３及びその後段の回路の電源電圧を、周波数変換器３２１及びその前段の回路の電源電圧より低く設定した場合においても、異なる電源電圧で動作している回路間の信号レベルを同一にでき、信号のやり取りを問題なく行うことができる。したがって、強い妨害波が入力され、かつ良好な歪特性が要求される周波数変換器３２１以前の回路には、高電源電圧を与えて広いダイナミックレンジを確保する。また、良好なフリッカ雑音特性が要求されるフィルタ部１２３以降の回路には、低電源電圧を与えて膜厚の薄いトランジスタを使用することができる。したがって、厳しいフリッカ雑音特性や歪特性が求められる、高性能なダイレクトコンバージョン受信機においても、問題なく要求される特性を満たすことができる。

なお、ここではゲイン制御信号端子１２７に与えられる周波数変換器ゲイン制御信号１１６に応じてフィルタ部１２３の入力可変抵抗Ｒｉｎの値を制御するとしたが、周波数変換器３２１のトランジスタサイズや、負荷抵抗Ｒ１，Ｒ２の値を制御してもよい。その場合は、バイアス部３２２も合わせて周波数変換器ゲイン制御信号１１６に応じて制御することが必要である。

以上、第１〜第３の実施形態にて一方の可変ゲイン周波数変換器１０３を用いて説明したが、他方の可変ゲイン周波数変換器１０４も同様の構成である。異なる点は、同相局部発振信号（ＬＯＩ信号）の代わりに直交局部発振信号（ＬＯＱ信号）が入力される点である。

また、フィルタ部１２３は１次のＬＰＦとしたが、高次のバタワースフィルタ、チェビシェフフィルタ又は楕円フィルタであってもよい。

また、図１ではアンテナ１００からＲＦ信号が入力されるとしたが、有線接続による信号入力でも構わない。

また、図１ではバラン１０１で差動信号に変換をしているが、バラン１０１を用いずに片相信号で構成しても構わない。

また、図１では可変ゲインＬＮＡ１０２を用いたが、代わりに固定ゲインを持つＬＮＡでも構わない。可変ゲイン増幅器１０７，１０８の代わりに固定ゲインを持つ増幅器としても構わない。

また、図１ではＬＮＡゲイン制御信号１１５と増幅器ゲイン制御信号１１７とを決める際に、デジタル信号処理部１１３にて出力信号レベルと基準レベルとを比較するとしたが、別途レベル比較器を用いて各ブロック出力レベルをモニタした結果と基準レベルとを比較してもよい。

本発明は、通信システム又は放送システムで用いるダイレクトコンバージョン方式の受信機に関し、良好なフリッカ雑音特性を有するので、ＴＶチューナ、携帯端末等として有用である。

１００ アンテナ
１０１ バラン
１０２ 可変ゲインＬＮＡ
１０３，１０４ 可変ゲイン周波数変換器
１０５ ９０度位相シフタ
１０６ 局部発振信号生成部
１０７，１０８ 可変ゲイン増幅器
１０９，１１０ ローパスフィルタ
１１１，１１２ ＡＤＣ（アナログ・デジタル変換器）
１１３ デジタル信号処理部
１１４ 出力装置
１１５ ＬＮＡゲイン制御信号
１１６ 周波数変換器ゲイン制御信号
１１７ 増幅器ゲイン制御信号
１２１，２２１，３２１ 周波数変換器
１２２，２２２，３２２ バイアス部
１２３ フィルタ部
１２４ ＲＦ信号入力端子対
１２５ ＬＯ信号入力端子対
１２６ 出力端子対
１２７ ゲイン制御信号入力端子
１３１，２３１，３３１ トランスコンダクタ部
１３２，２３２，３３２ ミキサコア部
１３３，２３３，３３３ 出力部

Claims (7)

1. 高周波信号を受信する受信機であって、
   局部発振信号を生成する局部発振信号生成部と、
   前記高周波信号を前記局部発振信号によりベースバンド信号に周波数変換する周波数変換器と、
   前記ベースバンド信号に対する不要波を減衰させるフィルタ部とを備え、
   前記周波数変換器を高電源電圧で、前記フィルタ部を低電源電圧でそれぞれ動作させ、かつ前記周波数変換器の出力電圧が前記フィルタ部のコモン電圧と一致するように前記周波数変換器のバイアス電圧にフィードバックをかけることを特徴とする受信機。
2. 請求項１記載の受信機において、
   前記周波数変換器と同じ回路トポロジを持つレプリカアンプを用いて前記周波数変換器のバイアス電圧を制御することを特徴とする受信機。
3. 請求項１記載の受信機において、
   前記周波数変換器は、ミキサコア部に定常電流を流すアクティブミキサであることを特徴とする受信機。
4. 請求項１記載の受信機において、
   前記周波数変換器は、ミキサコア部に定常電流を流さないパッシブミキサであることを特徴とする受信機。
5. 請求項１記載の受信機において、
   前記周波数変換器は、カスコード構成のトランスコンダクタ部を有することを特徴とする受信機。
6. 請求項１記載の受信機において、
   前記周波数変換器は、Ｐ型トランジスタとＮ型トランジスタとを併用した電流再利用型アンプ構成のトランスコンダクタ部を有することを特徴とする受信機。
7. 請求項１記載の受信機において、
   前記周波数変換器の出力部に電流源を並列接続したことを特徴とする受信機。

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