JP2009117913A - フィルタ回路及びこれを用いたテレビチューナ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】広い周波数レンジでフィルタのＱ値を所望の値に設定する。
【解決手段】フィルタ回路１は、入力電圧信号を電流信号に変換する可変トランスコンダクタンスｇｍ１と、可変トランスコンダクタンスｇｍ１の後段に結合されたＲＬＣタンクと３ａを備え、ＲＬＣタンク３ａは、互いに並列に結合された可変キャパシタＣ１と可変抵抗Ｒ１とインダクタＬ１とを有し、可変キャパシタＣ１のキャパシタンス値を、フィルタ回路１の周波数特性を示す中心周波数またはカットオフ周波数の２乗に反比例して設定する周波数チューニング回路７と、可変抵抗Ｒ１の抵抗値を、可変トランスコンダクタンスｇｍ１のトランスコンダクタンス値に反比例して設定するゲインチューニング回路８とをさらに備え、可変トランスコンダクタンスｇｍ１のトランスコンダクタンス値は、中心周波数またはカットオフ周波数に依存した値に設定される。
【選択図】図１

Description

本発明は、入力信号をフィルタリングするフィルタ回路及びこれを用いたテレビチューナ回路に関し、特に、インダクタとキャパシタとトランジスタとを備えたフィルタ回路及びこれを用いたテレビチューナ回路に関する。

インダクタとキャパシタとトランジスタとから構成されるフィルタ回路は、インダクタを用いないアクティブフィルタ（ｇｍ−ＣフィルタやＲＣ−ＯＰＡＭＰフィルタ）に比べて高性能化（低歪化、低ノイズ化）しやすい。例えば、特許文献１（”Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ ＬＣ Ｆｉｌｔｅｒ Ｂａｎｋ”， Ｕｎｉｔｅｄ Ｓｔａｔｅｓ Ｐａｔｅｎｔ ７，１０２，４６５， Ｓｅｐｔ． ５， ２００６）、及び非特許文献１にフィルタ回路の一例が紹介されている。

図１２に特許文献１の構成の一例を示す。図１２のフィルタ回路９１は、ＲＦ入力信号が入力される端子に接続されるトランスフォーマＴＲＡＮＳと、プログラマブルなインダクタＬ１とキャパシタＣ１とから構成されるＬＣタンクと、固定のインダクタＬ_ＣとプログラマブルなインダクタＬ２とプログラマブルなキャパシタＣ２とから構成されるＬＣタンクと、両ＬＣタンクを接続する可変ゲイン増幅回路ＡＧＣと、後段のＬＣタンクに接続されるハイインピーダンスなバッファ回路ＢＵＦＦＥＲとを備えている。このＬＣフィルタはバンドパスフィルタであり、Ｌ１、Ｃ１、Ｌ２、及びＣ２を所望の値に設定することによって、バンドパスフィルタの中心周波数を変更可能としている。

図１３に特許文献２に示されるフィルタ回路の一例を示す。図１３に示すフィルタ回路９１ａは、入力電圧信号を電流信号に変換するための２つのトランスコンダクタンスＧＭ１・ＧＭ２と、インダクタＬ１とキャパシタＣ１と抵抗Ｒｓとをそれぞれ有するＲＬＣタンク８４ａ・８４ｂが直列に接続された構成とを備えている。各ＲＬＣタンクの構成要素の一方の端子（扱う信号周波数領域において低インピーダンスとなる端子）はＡＣグランドに接続され、もう一方の端子は電圧出力端子に接続される。

このフィルタ回路９１ａの理想的な周波数特性の一例を図１４（ａ）に示す。この周波数特性の中心周波数付近を拡大した図を図１４（ｂ）に示す。この周波数特性は以下の式１〜式４で表される。

ここで、各ＲＬＣタンク８４ａ・８４ｂの抵抗Ｒｓ、インダクタＬ１、及びキャパシタＣ１はそれぞれ等しく、Ｒ、Ｌ、Ｃで与えられるとする。また、
ωｃ＝２・π・１３０ＭＨｚ
とした。また、ＱはＲＬＣフィルタ１段のＱｕａｌｉｔｙ Ｆａｃｔｏｒ（Ｑ）である。バンドパスフィルタの中心周波数を所望の値に設定するため（ここでは１３０ＭＨｚ）、ＲＬＣタンクのインダクタとキャパシタの値を決める。その決まったインダクタとキャパシタの値に対して、（式４）より、バンドパスフィルタのＱ値を所望の値に設定するために抵抗の値を決める。ここで、各ＲＬＣタンク８４ａ・８４ｂを構成するインダクタＬ１、キャパシタＣ１には寄生の抵抗成分があり、またトランスコンダクタンスＧＭ１・ＧＭ２の出力端子とＡＣグランドとの間にも寄生の抵抗が存在する。その寄生抵抗の効果を補正するため、ＲＬＣタンクの抵抗は負性抵抗素子により構成してもよい。
米国特許第７，１０２，４６５号明細書 Ｘｉｎ Ｈｅ， ｅｔ ａｌ．， "Ａ ２．５−ＧＨｚ Ｌｏｗ−Ｐｏｗｅｒ， Ｈｉｇｈ Ｄｙｎａｍｉｃ Ｒａｎｇｅ， Ｓｅｌｆ−Ｔｕｎｅｄ Ｑ−Ｅｎｈａｎｃｅｄ ＬＣ Ｆｉｌｔｅｒ ｉｎ ＳＯＩ"， ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ， ｖｏｌ． ４０， Ｎｏ． ８， Ａｕｇ． ２００５．

図１２のフィルタ回路９１は、ＴＶ（テレビ）チューナ等の広範囲のチューニングレンジが必要な無線受信機のトラッキングフィルタとして用いられる。しかしながら、図１２のフィルタ回路９１では、抵抗を用いず、インダクタＬとキャパシタＣの値の組み合わせのみにより、バンドパスフィルタを実現している。このため、ＬＣタンクの抵抗成分は寄生抵抗成分により実現されることになり、バンドパスフィルタのゲインとＱ値とが大きくばらつく。また、Ｑ値が大きくなりすぎると、帯域内のゲイン変動が大きくなり、信号の品質を劣化させてしまう可能性がある。また、このとき、バンドパスフィルタの中心周波数に対して高いチューニング精度が要求される。このような広帯域なバンドを受信する無線受信機では、３倍高調波ミキシングが大きな課題の１つとなる。

この３倍高調波ミキシングを回避するために、図１２や図１３に示すフィルタがよく用いられる。図１４（ａ）（ｂ）には、図１３に示すフィルタ回路９１ａのＱ値が２．７の場合（曲線Ｃ９１）と５．０の場合（曲線Ｃ９２）の周波数選択特性をそれぞれ実線と破線で示している。さらに、３倍高調波ミキシングを４０ｄＢ改善させる場合のフィルタ仕様を図１４（ａ）に点線（曲線Ｃ９３）で示す。この仕様を満たすためには、Ｑ値を５程度にする必要があるが、Ｑ値を増やすと図１４（ｂ）に示すように、希望帯域内での周波数選択性が１ｄＢ以上変動するという課題が生じる。また、フィルタのＱ値が高いと、フィルタを構成する各素子であるキャパシタ、インダクタに要求されるＱ値も増大し、性能劣化・コスト増大を招く。

本発明の目的は、広い周波数レンジにわたってフィルタのＱ値を所望の値に設定することができ、所望帯域内のゲインを安定に保つことができるフィルタ回路及びこれを用いたテレビチューナ回路を提供することにある。

本発明に係るフィルタ回路は、入力電圧信号を電流信号に変換する可変トランスコンダクタンスと、前記可変トランスコンダクタンスの後段に結合されたＲＬＣタンクとを備え、前記ＲＬＣタンクは、可変キャパシタと可変抵抗とインダクタとを有するフィルタ回路であって、前記可変キャパシタのキャパシタンス値を、前記フィルタ回路の周波数特性を示す中心周波数またはカットオフ周波数の２乗に反比例して設定する周波数チューニング回路と、前記可変抵抗の抵抗値を、前記可変トランスコンダクタンスのトランスコンダクタンス値に反比例して設定するゲインチューニング回路とをさらに備え、前記可変トランスコンダクタンスのトランスコンダクタンス値は、前記中心周波数またはカットオフ周波数に依存した値に設定されることを特徴とする。

この特徴によれば、ＲＬＣタンクのキャパシタンス値および抵抗値を周波数チューニング回路とゲインチューニング回路とによりそれぞれ制御し、トランスコンダクタンス値を外部より設定することができる構成であることから、インダクタを可変にすることなく、広い周波数チューニングレンジを有するフィルタ回路を実現することができる。さらに、広い周波数レンジにわたってフィルタのＱ値を所望の値に設定することができる。また、広い周波数レンジにわたって所望帯域内のゲインを安定に保つことができる。

本発明に係るフィルタ回路では、前記ゲインチューニング回路は、前記ＲＬＣタンクに生じる寄生抵抗によるＱ値劣化を補償する抵抗値を前記可変抵抗に設定することが好ましい。

上記構成によれば、所望の値よりも小さく可変抵抗が設定されて、ＲＬＣタンクの寄生抵抗によるロスが補償されるため、ＲＬＣタンクに寄生抵抗を有する場合でも所望のＱ値を有するフィルタを実現することができる。

本発明に係るフィルタ回路では、前記可変抵抗は、負性抵抗素子によって構成されていることが好ましい。

上記構成によれば、ＲＬＣタンクのロスが大きすぎて、正の値を有する可変抵抗によってはロスを補償できない場合に、負性抵抗素子を負の抵抗値に設定することで所望のＱ値を有するフィルタを実現することができる。

本発明に係るフィルタ回路では、前記フィルタ回路のフィルタ特性がバンドパス型またはローパス型であることが好ましい。

上記構成によれば、バンドパス型およびローパス型の周波数特性を得ることができる。

本発明に係るフィルタ回路では、前記可変トランスコンダクタンスのトランスコンダクタンス値と前記可変キャパシタのキャパシタンス値と前記可変抵抗の抵抗値とのうちの少なくとも１つは、デジタル信号によりプログラマブル化されていることが好ましい。

上記構成によれば、各可変素子をデジタル信号により設定することができ、ロバストでかつ簡単なフィルタ回路を実現できる。

本発明に係るフィルタ回路では、周波数チューニング回路およびゲインチューニング回路の設定動作中に、前記フィルタ回路全体またはその一部の回路が発振器として構成されることが好ましい。

上記構成によれば、フィルタの素子の一部を用いた発振器をチューニングするため、精度のよいチューニングを行うことができる。また、チューニング回路も簡単になる。

本発明に係るフィルタ回路では、前記インダクタは、インダクタンス値が可変である可変インダクタであり、複数のインダクタ素子と複数のスイッチとを有し、前記スイッチはトランジスタまたはダイオードであることが好ましい。

上記構成によれば、インダクタンス値を変更可能であるため、より広い周波数チューニングレンジを有するフィルタ回路を実現できる。

本発明に係るフィルタ回路では、前記可変トランスコンダクタンスと、前記可変キャパシタと、前記可変抵抗とが集積回路として実現され、前記インダクタがオフチップ部品により構成されることが好ましい。

上記構成によれば、フィルタ回路を構成する複雑な素子を集積化できるため、低コスト・コンパクトなフィルタ回路を実現できる。また、ロス、寄生容量の小さいインダクタを用いることができるため、高いＱおよび広い周波数チューニングレンジを有するフィルタ回路を実現できる。

本発明に係るフィルタ回路では、前記可変トランスコンダクタンスのトランスコンダクタンス値は、前記中心周波数またはカットオフ周波数の増加に伴って単調に減少するように設定されることが好ましい。

上記構成によれば、トランスコンダクタンス値をｆｃに反比例して設定する必要がないため、トランスコンダクタンス値の設定が容易になる。

本発明に係る他のフィルタ回路は、入力電圧信号を電流信号に変換するトランスコンダクタンスと、前記トランスコンダクタンスの後段に結合されたＲＬＣタンクとを備え、前記ＲＬＣタンクは、第１キャパシタとインダクタとを有するフィルタ回路であって、前記トランスコンダクタンスは、カスコードトランジスタと、前記カスコードトランジスタのソースとグランドとの間に配置された第２キャパシタとを有することを特徴とする。

この特徴により、本発明のフィルタ回路では、フィルタのＱ値を大きくすることなく、高周波での周波数選択特性を改善することができる。

本発明に係るさらに他のフィルタ回路は、差動入力電圧信号を差動電流信号に変換する差動トランスコンダクタンスと、前記差動トランスコンダクタンスの後段に結合された差動ＲＬＣタンクとを備え、前記差動ＲＬＣタンクは、前記差動入力電圧信号の正相信号と逆相信号とに対応する１対の第１キャパシタと１対のインダクタとを有する差動型フィルタ回路であって、前記差動トランスコンダクタンスは、前記差動入力電圧信号の正相信号と逆相信号とに対応する１対のカスコードトランジスタと、各カスコードトランジスタのソースとグランドとの間にそれぞれ配置された第２キャパシタとを有することを特徴とする。

この特徴により、本発明のフィルタ回路では、差動入出力信号を扱うことができ、外乱ノイズに強いフィルタ回路を実現できる。

本発明に係るさらに他のフィルタ回路は、差動入力電圧信号を差動電流信号に変換する差動トランスコンダクタンスと、前記差動トランスコンダクタンスの後段に結合された差動ＲＬＣタンクとを備え、前記差動ＲＬＣタンクは、前記差動入力電圧信号の正相信号と逆相信号とに対応する１対の第１キャパシタと１対のインダクタとを有する差動型フィルタ回路であって、前記差動トランスコンダクタンスは、前記差動入力電圧信号の正相信号と逆相信号とに対応する１対のカスコードトランジスタと、前記１対のカスコードトランジスタのソースの間に配置された第２キャパシタとを有することを特徴とする。

この特徴により、本発明のフィルタ回路では、差動入出力信号を扱うことができ、外乱ノイズに強いフィルタ回路を実現できる。さらに、第２キャパシタが１つでよいため、回路面積を削減可能である。

本発明に係る他のまたはさらに他のフィルタ回路では、前記第１キャパシタのキャパシタンス値を、前記フィルタ回路の周波数特性を示す中心周波数またはカットオフ周波数の２乗に反比例して設定する周波数チューニング回路を備え、前記トランスコンダクタンスは、前記第２キャパシタと前記グランドとの間に設けられたスイッチをさらに有し、前記周波数チューニング回路がチューニング動作を実行中には、前記スイッチが遮断されることが好ましい。

上記構成によれば、フィルタチューニング動作実行中に、第２キャパシタとカスコードトランジスタとによるローパスフィルタリングの効果をオフ状態にすることができ、より正確な周波数・ゲインチューニングが可能となる。

本発明に係る他のまたはさらに他のフィルタ回路では、前記第１キャパシタのキャパシタンス値を、前記フィルタ回路の周波数特性を示す中心周波数またはカットオフ周波数の２乗に反比例して設定する周波数チューニング回路を備え、前記第２キャパシタのキャパシタンス値が、前記第１キャパシタのキャパシタンス値を設定する前記周波数チューニング回路からの信号に応じて制御されることが好ましい。

上記構成によれば、フィルタ回路の中心周波数またはカットオフ周波数に応じて、第２キャパシタとカスコードトランジスタによるローパスフィルタのカットオフ周波数も制御されるため、周波数チューニングレンジにおいて、安定な周波数選択特性を得ることができる。

本発明に係るテレビチューナ回路は、高周波増幅回路と高周波ミキサとを備えたテレビチューナ回路であって、前記高周波ミキサよりも前段に配置された本発明に係るフィルタ回路をさらに備えることを特徴とする。

この特徴によれば、本発明に係るフィルタ回路を利用することで、ミキサのローカル信号の高調波と帯域外信号とのミキシングによる所望帯域への帯域外信号の混入（ＬＯ高調波ミキシング妨害）を低減できるため、ＴＶチューナの前段に配置されるパッシブフィルタを簡単化できる。または、ＬＯ高調波ミキシング妨害を低減できるため、ローカル信号の高調波の周波数付近により強い妨害波が存在しても、所望信号を劣化させることなくテレビ信号の受信が可能となる。また、帯域外の他チャネルの信号を減衰することができるため、フィルタ回路以降の回路の線形性と周波数選択性を緩和できる。

本発明に係るフィルタ回路は、以上のように、前記可変キャパシタのキャパシタンス値を、前記フィルタ回路の周波数特性を示す中心周波数またはカットオフ周波数の２乗に反比例して設定する周波数チューニング回路と、前記可変抵抗の抵抗値を、前記可変トランスコンダクタンスのトランスコンダクタンス値に反比例して設定するゲインチューニング回路とをさらに備え、前記可変トランスコンダクタンスのトランスコンダクタンス値は、前記中心周波数またはカットオフ周波数に依存した値に設定されるので、広い周波数レンジにわたってフィルタのＱ値を所望の値に設定し、所望帯域内のゲインを安定に保つことができるという効果を奏する。

本発明に係る他のフィルタ回路は、前記トランスコンダクタンスは、カスコードトランジスタと、前記カスコードトランジスタのソースとグランドとの間に配置された第２キャパシタとを有するので、フィルタのＱ値を大きくすることなく、高周波での周波数選択特性を改善することができる。

本発明に係るさらに他のフィルタ回路は、前記差動トランスコンダクタンスは、前記差動入力電圧信号の正相信号と逆相信号とに対応する１対のカスコードトランジスタと、各カスコードトランジスタのソースとグランドとの間にそれぞれ配置された第２キャパシタとを有するので、差動入出力信号を扱うことができ、外乱ノイズに強いフィルタ回路を実現できる。

本発明に係るさらに他のフィルタ回路は、前記差動トランスコンダクタンスは、前記差動入力電圧信号の正相信号と逆相信号とに対応する１対のカスコードトランジスタと、前記１対のカスコードトランジスタのソースの間に配置された第２キャパシタとを有するので、差動入出力信号を扱うことができ、外乱ノイズに強いフィルタ回路を実現できる。さらに、第２キャパシタが１つでよいため、回路面積を削減可能である。

本発明に係るテレビチューナ回路は、前記高周波ミキサよりも前段に配置された本発明に係るフィルタ回路をさらに備えるので、テレビチューナの前段に配置されるパッシブフィルタを簡単化できる。

本発明の一実施形態について図１ないし図１０に基づいて説明すると以下の通りである。

（実施の形態１） ｂａｎｄｐａｓｓ型
図１に実施の形態１に係るフィルタ回路１の構成を示す。フィルタ回路１は、直列に接続されたＲＬＣフィルタ１４ａとＲＬＣフィルタ１４ｂとを備えている。ＲＬＣフィルタ１４ａは、入力電圧信号を電流信号に変換する可変トランスコンダクタンスｇｍ１と、可変トランスコンダクタンスｇｍ１の後段に結合されたＲＬＣタンク３ａとを有している。ＲＬＣタンク３ａは、互いに並列に結合された可変キャパシタＣ１と可変抵抗Ｒ１とインダクタＬ１とを有している。ＲＬＣフィルタ１４ｂは、入力電圧信号を電流信号に変換する可変トランスコンダクタンスｇｍ２と、可変トランスコンダクタンスｇｍ２の後段に結合されたＲＬＣタンク３ｂとを有している。ＲＬＣタンク３ｂは、互いに並列に結合された可変キャパシタＣ２と可変抵抗Ｒ２とインダクタＬ２とを有している。

フィルタ回路１には、上記ＲＬＣタンク３ａ及び３ｂを構成するプログラマブル抵抗（可変抵抗Ｒ１及びＲ２）をチューニングするためのゲインチューニング回路８と、プログラマブルキャパシタ（可変キャパシタＣ１及びＣ２）をチューニングするための周波数チューニング回路７とが設けられている。

また、フィルタ回路１は、フィルタ回路１をチューニングするときに、ＲＬＣフィルタ１４ｂの入力端子をＲＬＣフィルタ１４ｂの出力端子へ反転ゲイン段１６ａを通して接続し、ＲＬＣフィルタ１４ｂをＤＣＯ（Ｄｉｇｉｔａｌｌｙ Ｃｏｎｔｒｏｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）として構成するためのトグルスイッチ１５ａを有している。

周波数チューニング回路７は、ＤＣＯとして動作するＲＬＣフィルタ１４ｂの出力を分周するための分周器１７と、分周された信号の立ち上がりエッジをある決まった時間カウントするためのカウンタ１８と、カウンタ値とフィルタの周波数を設定するための外部デジタル信号との差を計算し、量子化するコンパレータ１９と、コンパレータ１９の出力値によって制御されるアップダウンカウンタ２０とを有している。

一方、ゲインチューニング回路８は、ＤＣＯとして動作するＲＬＣフィルタ１４ｂの発振振幅を一定に保つためのピークディテクタ２１と、その出力をある定められた２つの電圧と比較するための２つのコンパレータ２２ａ・２２ｂと、コンパレータ２２ａ・２２ｂの出力値によって制御されるアップダウンカウンタ２３とを有している。

周波数チューニング回路７及びゲインチューニング回路８は、（文献１） Ｈ． Ｈｕａｎｇ， “Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ Ｌｏｗ−Ｖｏｌｔａｇｅ ＣＭＯＳ Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ−Ｔｉｍｅ Ｆｉｌｔｅｒ ｗｉｔｈ Ｏｎ−Ｃｈｉｐ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｔｕｎｉｎｇ”， ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ， ｖｏｌ．３６， Ｎｏ． ８， ｐｐ．１１６８−１１７７， Ａｕｇ． ２００１．、および（文献２） Ｆ Ｂｅｈｂａｈａｎｉ， “Ａ Ｂｒｏａｄ−Ｂａｎｄ Ｔｕｎａｂｌｅ ＣＭＯＳ Ｃｈａｎｎｅｌ−Ｓｅｌｅｃｔ Ｆｉｌｔｅｒ ｆｏｒ ａ Ｌｏｗ−ＩＦ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ”， ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ， ｖｏｌ．３５， Ｎｏ． ４， ｐｐ．４７６−４８９， Ａｐｒｉｌ． ２０００．に記載の技術を用いて容易に構成可能であるため、詳細説明を省略する。

各ＲＬＣフィルタ１４ａ・１４ｂは、それぞれインダクタンス値が固定のインダクタＬ１・Ｌ２と、デジタル信号によりプログラマブルに値を変更可能な可変抵抗Ｒ１・Ｒ２と、可変キャパシタＣ１・Ｃ２と、可変トランスコンダクタンスｇｍ１・ｇｍ２とから構成され、これらの素子の値はＲＬＣフィルタ１４ａとＲＬＣフィルタ１４ｂとで同じ値をとるものとする（説明を簡単にするため）。

フィルタ回路１のチューニングは、ＲＬＣフィルタ１４ｂと各チューニング回路７・８により実行されるが、チューニング回路７・８の出力は、ＲＬＣフィルタ１４ｂ（可変抵抗Ｒ２、可変キャパシタＣ２）だけではなく、ＲＬＣフィルタ１４ａ（可変抵抗Ｒ１、可変キャパシタＣ１）も制御する。フィルタ回路１において、ＲＬＣフィルタ１４ａ・１４ｂを構成するインダクタＬ１・Ｌ２は、高いＱ値が要求される場合が多いため、集積化せず、オフチップインダクタを用いて実現することが好ましい。一方、可変抵抗Ｒ１・Ｒ２、可変キャパシタＣ１・Ｃ２、可変トランスコンダクタｇｍ１・ｇｍ２は、細かく可変可能とするため集積化されることが好ましい。また、周波数チューニング回路７およびゲインチューニング回路８は、複雑なデジタル回路を用いて構成されるため、集積化されることが好ましい。

以下に、ＲＬＣフィルタ１４ａ・１４ｂを構成する可変抵抗Ｒ１・Ｒ２、可変キャパシタＣ１・Ｃ２のチューニング方法および可変トランスコンダクタｇｍ１・ｇｍ２の設定方法について詳細に説明する。

背景技術で前述した式（２）より、可変キャパシタＣ２の値は、フィルタ回路１の所望中心周波数ωｃ＝２・π・ｆｃに対して、次の（式５）に示すように制御する。

つまり、可変キャパシタの値Ｃ１とＣ２とは、バンドパスフィルタの中心周波数ωｃの２乗に反比例して周波数チューニング回路７により制御される。具体的には、周波数チューニング回路７が、ＲＬＣフィルタ１４ｂにおいて構成されたＤＣＯの発振周波数が所望の値になるように可変キャパシタＣ２の値を、フィードバックループを通して制御することにより、式（５）の関係を自動的に求めることができる。

可変抵抗Ｒ２は、フィルタ回路１のゲインが０ｄＢとなるように制御する。具体的には、可変トランスコンダクタンスｇｍ２が飽和せず、かつ、安定してＤＣＯが発振する振幅値になるようにゲインチューニング回路８が、ＲＬＣフィルタ１４ｂにより構成されるＤＣＯの振幅を制御する。このとき、ＲＬＣフィルタ１４ｂの可変抵抗Ｒ２の値は次の（式６）で示される値に収束する（但し、可変インダクタＬ２、可変キャパシタＣ２、及び可変トランスコンダクタンスｇｍ２が理想特性を有するとする場合である）。

一方、可変トランスコンダクタンスｇｍ２のトランスコンダクタンス値は、（式４）および（式６）より、

つまり、可変トランスコンダクタンスｇｍ２は、可変キャパシタＣ２、可変抵抗Ｒ２と異なり、チューニング回路７・８からではなく、受信チャネルの周波数（ｆｃ）に反比例して、外部より設定される（即ち、可変トランスコンダクタンスｇｍ２はチューニング回路７・８から制御されない）。（式７）から分かるように、可変トランスコンダクタンスｇｍ２はフィルタのＱ値によって決まるため、ＲＬＣフィルタ１４ａ・１４ｂの各Ｑ値は、可変トランスコンダクタンスｇｍ２の値によって設定することができる。また、例えば、メタルの配線抵抗や可変キャパシタＣ２の切り替えスイッチのオン抵抗、可変トランスコンダクタンスｇｍ２の出力インピーダンス等によるロスを有する場合でも、上述のように可変トランスコンダクタンスｇｍ２の値は外部から設定され、一方、ゲインチューニング回路８により、可変抵抗Ｒ２の値が設定されるため、ゲインチューニングにより、ＲＬＣタンク３ｂのｆｃにおけるインピーダンスは１／ｇｍ２に収束する。

つまり、実施の形態１のように、可変トランスコンダクタンスｇｍ２を外部より設定し、可変抵抗Ｒ２をゲインチューニング回路８により設定することで、上述の寄生抵抗によるフィルタＱ値の劣化を補償することが可能である。逆に、可変抵抗Ｒ２の値を外部信号より設定し、可変トランスコンダクタンスｇｍ２の値をゲインチューニング回路８により設定する場合、上述の寄生抵抗によるＱ値の劣化を補償することはできない（ゲインは０ｄＢとなるようにチューニングされるが、Ｑ値は寄生抵抗によるロスの影響を受けて劣化してしまうからである）。また、ここでは、可変抵抗Ｒ２の値は正の値であるとしたが、文献２に示すようにアクティブ回路を用いた負性抵抗素子によって可変抵抗Ｒ２を構成してもよいし、通常の可変抵抗と負性抵抗素子を組み合わせた構成でもよい。

可変トランスコンダクタンスｇｍ１・ｇｍ２を、ｆｃに反比例して設定すると設定値の計算が複雑になるため、周波数可変レンジが大きくない場合には、ｆｃの増加に対して単調に可変トランスコンダクタンスｇｍ１が減少するように設定してもよい（ｇｍ１＝−ａ・ｆｃ＋ｂ、ａとｂは適当な定数）。また、ｆｃに応じて、Ｑ値を変化させたい場合にはｆｃに反比例していなくてもよい。

ここでは、バンドパスフィルタの信号帯域内（ｆｃ付近の周波数帯域）でのゲインを０ｄＢとしたが、０ｄＢ以外のゲインに設定したい場合には、ＤＣＯのフィードバックループ内に別途、−αｄＢのゲインを有する増幅回路を配置すればよい。ここで、αｄＢはＲＬＣフィルタ１４ｂの信号帯域内での所望ゲインとする。または、ゲインチューニング回路８が動作している間、可変トランスコンダクタンスｇｍ２の値を、フィルタ通常動作時（ＲＬＣフィルタ１４ｂがフィルタとして使われているとき）の設定値に比べて−αｄＢ小さく設定してもよい。または、可変トランスコンダクタンスｇｍ２にαｄＢの減衰器を追加してもよい。

上述のように、ＲＬＣフィルタ１４ｂの可変抵抗Ｒ２、可変キャパシタＣ２を、チューニング回路７・８を用いて制御し、ＲＬＣフィルタ１４ｂの可変トランスコンダクタンスｇｍ２を外部デジタル信号により設定することで、広い周波数チューニングレンジを有するフィルタを得ることができる。

図２に、２つの異なるｆｃ＝３８０ＭＨｚ、１．０６ＧＨｚに対するフィルタ回路１の周波数選択特性（実測値）を示す。曲線Ｃ１はｆｃ＝３８０ＭＨｚに対応し、曲線Ｃ２はｆｃ＝１．０６ＧＨｚに対応する。図２に示すように、Ｑ値がほぼ一定で、ゲインがほぼ一定のフィルタ特性が得られる。なお、ｆｃ＝１２５ＭＨｚに対応する曲線Ｃ３の周波数選択特性は後述する図６の可変インダクタを用いてＬ１、Ｌ２の値を切り換えた場合の周波数選択特性である。

本実施の形態のフィルタ回路を採用することにより、固定インダクタを使用できるので、複数のインダクタ素子とスイッチとから構成される可変インダクタが不要となる。固定インダクタとしてオフチップインダクタを用いる場合にはＰＣＢ基板を小面積化でき、コスト低減ができる。また、固定インダクタを集積化する場合には、インダクタの数が少なくてすむため、チップ面積を小さくでき、コスト低減ができる。

本実施の形態では、ＲＬＣフィルタ１４ｂをＤＣＯとして構成し、ゲイン（Ｑ値）と周波数とのチューニングを行うものとしたが、本発明はこれに限定されない。他のよく知られたチューニング方法を用いてもよい。本発明の本質は、周波数やゲイン（Ｑ値）のチューニング回路７・８自体にあるのではない。固定のインダクタを用いるフィルタ回路において、プログラマブル素子である可変抵抗、可変キャパシタおよび可変トランスコンダクタの値とバンドパスフィルタのｆｃとの依存関係をどのように設定するかという点に本質がある。

図１のフィルタ回路１は、１入力（ｉｎｐｕｔ端子）、１出力（ｏｕｔｐｕｔ端子）のシングルエンド構成を示しているが、本発明はこれに限定されない。入力信号、出力信号がそれぞれ正相と逆相の２つの信号で表されるフル差動回路によってフィルタ回路１を構成してもよい。以下に、ＲＬＣフィルタ１４ａ・１４ｂを構成する各素子の詳細を説明するが、以下では、フィルタ回路１はフル差動回路であると仮定する。

ＲＬＣフィルタ１４ａ・１４ｂで用いられる可変トランスコンダクタンスｇｍ１・ｇｍ２の構成例を図３に示す。図３に示す可変トランスコンダクタンスｇｍ１・ｇｍ２は、２のｉ乗で重み付けされた複数のトランスコンダクタンス段ｇｍ［ｉ］が並列に接続された構成を有する（ｉは正の整数）。また、可変トランスコンダクタンスｇｍ１・ｇｍ２は、差動入力ＶＩＮＰ・ＶＩＮＭ、差動出力ｖｐ・ｖｎを有する。並列接続された各トランスコンダクタンス段ｇｍ［ｉ］は、差動入力信号を差動電流出力に変換するための２つのトランジスタＭ１と、該差動出力電流を入力とし、差動出力電流を出力する２つのカスコードトランジスタＭ２から構成される。並列接続された各トランスコンダクタンス段ｇｍ［ｉ］は、カスコードトランジスタＭ２のゲート電圧を２値のデジタル信号により制御することにより、オン−オフ制御することができる。以上のように、デジタル信号により制御されるトランスコンダクタンス段を簡単に構成することが可能である。デジタル制御信号ｄｇｍのビット数を６ビットとし、ｄｇｍ［ｉ］が制御するトランスコンダクタンス（トランジスタＭ１のトランスコンダクタンス）を、
２^ｉ・ｇｍ_Ｕ・ｄｇｍ[ｉ]
とすると、図３の入力端子ＶＩＮＰ（ＶＩＮＭ）から、ＲＬＣタンク３ａ・３ｂが接続される差動出力端子の一方ｖｎ（ｖｐ）へのトランスコンダクタンスは次の（式８）となる。

ここで、ｄｇｍ［ｉ］は０または１の値をとるものとする。

次に、可変キャパシタＣ１・Ｃ２の構成方法を図４に示す。可変キャパシタＣ１と可変キャパシタＣ２とは、同一の構成を有している。図４に示す可変キャパシタは、ＲＬＣタンクの差動端子ｖｐと差動端子ｖｎとを有し、２のｉ乗で重み付けされた複数のスイッチトキャパシタｃａｐ［ｉ］が並列に接続された構成を有する（ｉは正の整数）。各スイッチトキャパシタｃａｐ［ｉ］は、該差動端子ｖｐとｖｎにそれぞれ一方の端子が接続された２つのキャパシタＣ１１・Ｃ１２と、該２つのキャパシタＣ１１・Ｃ１２の他方の端子間に接続されたトランジスタスイッチＭ１ｄｍと、該２つのキャパシタＣ１１・Ｃ１２の他方の端子とＧＮＤ間にそれぞれ接続された２つのトランジスタスイッチＭ１ｃｍと、該２つのキャパシタの他方の端子とＶＤＤ間にそれぞれ接続された２つのトランジスタスイッチＭ２とから構成される。ここで、信号ｄｃａｐ［ｉ］は、トランジスタスイッチＭ１ｄｍ、トランジスタスイッチＭ１ｃｍのゲート端子に供給され、信号ｄｃａｐ［ｉ］を反転した信号がトランジスタスイッチＭ２に供給される。信号ｄｃａｐ［ｉ］が１（ＶＤＤと等しい電圧）となるとき、該２つのキャパシタＣ１１・Ｃ１２の他方の端子が互いに短絡されるとともに、ＧＮＤに接続されるため、差動端子ｖｐ（ｖｎ）とＧＮＤ間にキャパシタンス２^ｉ＋１・Ｃｕが発生する。例えば、信号ｄｃａｐを１０ビット信号とする場合、図４のキャパシタの差動端子ｖｐ（ｖｎ）とＧＮＤ間のキャパシタンス値は次の（式９）であらわされる。

ここで、信号ｄｃａｐ［ｉ］は０または１の値をとるものとする。トランジスタスイッチＭ２は、信号ｄｃａｐ［ｉ］がＧＮＤとなるとき該２つのキャパシタＣ１１・Ｃ１２の他方の端子をある電圧値（ＶＤＤ−Ｖｔｈ）へプルアップし、トランジスタスイッチＭ１ｄｍ、トランジスタスイッチＭ１ｃｍのジャンクションの寄生容量を小さくするためのものであり、該寄生容量の低減によりキャパシタの可変レンジを大きくするために配置されている。ここで、ＶｔｈはトランジスタスイッチＭ２の閾値電圧である。図４のキャパシタの構成に関しては（文献５）Ｗ．Ｂ．Ｋｕｈｎ， ｅｔ ａｌ．， “Ｑ−ｅｎｈａｎｃｅｄ ＬＣ ｂａｎｄｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒｓ ｆｏｒ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ” ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ Ｔｅｃｈ．， ｖｏｌ． ４６， ｎｏ． １２， ｐｐ．２５７７−２５８６， Ｄｅｃ． １９９８．に詳細に記載されているので、詳細の説明を省略する。

次に可変抵抗Ｒ１・Ｒ２の構成を図５に示す。図５に示す抵抗Ｒ１・Ｒ２は、２のｉ乗で重み付けされた複数のスイッチ抵抗から構成される。各スイッチト抵抗はＲＬＣタンクの差動端子ｖｐ・ｖｎにそれぞれ一方の端子が接続された抵抗と、該抵抗の他方の端子とＶＤＤ間に接続されたＰチャネル型トランジスタスイッチとから構成される。この構成により、ｖｐ（ｖｎ）と電源ＶＤＤ（ＡＣグランド）間に８ビットで制御可能な可変抵抗を実現することができる。

上述の例では、構成を簡単化するため、可変トランスコンダクタンスｇｍ１・ｇｍ２、可変キャパシタＣ１・Ｃ２、可変抵抗Ｒ１・Ｒ２をすべてデジタル信号により制御する構成としたが、本発明はこれに限定されない。アナログ信号により制御する構成にしてもよい。このようなアナログ信号により制御される可変トランスコンダクタンスｇｍ１・ｇｍ２、可変キャパシタＣ１・Ｃ２、可変抵抗Ｒ１・Ｒ２は、当該技術者は容易に実現できると考える。また、アナログ信号により制御するため、周波数チューニング回路７、ゲインチューニング回路８とフィルタとの間にＤＡ変換器を配置するか、各チューニング回路７・８を、アナログ回路を用いて実現する必要があるが、このような構成のチューニング回路に関しても複数の従来技術に基づいて当該技術者は容易に実現できる。

上述の構成では、フィルタ特性としてバンドパス型を想定した例を示したが、本発明はこれに限定されない。ローパス型、ハイパス型等の他のフィルタ特性に対しても同様に本発明を適用可能である。

また、上述のＲＬＣフィルタ１４ａ・１４ｂでは、固定値のインダクタンスを有するインダクタＬ１・Ｌ２を仮定したが、本発明はこれに限定されない。インダクタＬ１・Ｌ２を、図６に示すように、複数のインダクタ素子とダイオードとを用いて可変に構成してもよい。

この構成を採用することにより、インダクタンス値を可変にすることができ、より広範囲で周波数チューニングが可能なフィルタを実現することができる。端子ｂａｎｄ ｓｅｌｅｃｔ ｓｉｇｎａｌをｌｏｗ（０）に設定すると、２つのダイオードＤ１・Ｄ２は逆バイアスが印加されることになり、ダイオードＤ１・Ｄ２はＡＣ（交流）的に遮断される。このとき、端子ｖｐと端子ｖｎとの間のインダクタンスは、２×（ＬＬ１＋ＬＬ２）となる。一方、端子ｂａｎｄ ｓｅｌｅｃｔ ｓｉｇｎａｌをｈｉｇｈ（１）に設定すると、２つのダイオードＤ１・Ｄ２は順方向にバイアスされるため、ダイオードＤ１・Ｄ２はＡＣ的に導通する。したがって、端子ｖｐと端子ｖｎとの間のインダクタンスは、２×（ＬＬ１）となる。上述のようにしてインダクタンス可変のインダクタを実現できる。ここでは、各構成素子として、オフチップのインダクタＬＬ１・ＬＬ２とダイオードＤ１・Ｄ２とを仮定したが、本発明はこれに限定されない。ダイオードＤ１・Ｄ２の代わりにトランジスタスイッチを用いてもよい。端子ｂａｎｄ ｓｅｌｅｃｔ ｓｉｇｎａｌをｌｏｗ（０）に設定する場合をＢＡＮＤ１とし、ｈｉｇｈ（１）に設定する場合をＢＡＮＤ２とすると、インダクタを切り替えることにより、図２に示す、ＢＡＮＤ２（曲線Ｃ１及び曲線Ｃ２）の周波数選択特性ｆｃ＝３８０ＭＨｚ、１．０６Ｇｈｚに加えて、ＢＡＮＤ１（曲線Ｃ３）の周波数選択特性ｆｃ＝１２５ＭＨｚを得ることができる。ＢＡＮＤ１の周波数選択特性ｆｃ＝１２５ＭＨｚは、実測値である。

（実施の形態２） ｂａｎｄｐａｓｓ型（バンドパス型） ｇｍＬＰＦ
本発明の実施の形態２について図７〜図９を用いて説明すれば以下の通りである。図７に実施の形態２に係るフィルタ回路１ａの構成を示す。フィルタ回路１ａは、直列に接続されたＲＬＣフィルタ１４ｃとＲＬＣフィルタ１４ｄとから構成される。ＲＬＣフィルタ１４ｃ・１４ｄは、それぞれ、インダクタＬ１・Ｌ２と、可変抵抗Ｒ１・Ｒ２と、可変キャパシタＣ１・Ｃ２と、ローパス機能が搭載された可変トランスコンダクタンスｇｍＬＰＦ１・ｇｍＬＰＦ２とから構成される。可変抵抗Ｒ１・Ｒ２、可変キャパシタＣ１・Ｃ２、及び可変トランスコンダクタンスｇｍＬＰＦ１・ｇｍＬＰＦ２のチューニング方法、制御方法は、前述した実施の形態１と同様であるため、詳細の説明を省略する。

図７のフィルタ回路１ａは、１入力（ｉｎｐｕｔ端子）、１出力（ｏｕｔｐｕｔ端子）のシングルエンド構成の例を示したが、本発明はこれに限定されない。入力信号、出力信号がそれぞれ正相と逆相の２つの信号で表されるフル差動回路によってフィルタ回路１ａを構成してもよい。

本発明の本質は、フィルタのＱ値を高く設定することなく、急峻な周波数選択特性を得るために配置された可変トランスコンダクタンスｇｍＬＰＦ１・ｇｍＬＰＦ２にある。可変抵抗Ｒ１・Ｒ２、可変キャパシタＣ１・Ｃ２、及び可変トランスコンダクタンスｇｍＬＰＦ１・ｇｍＬＰＦ２は可変である例を示したが、本発明はこれに限定されない。可変にできない固定の構成でもよい。

図８（ａ）に可変トランスコンダクタンスｇｍＬＰＦ１・ｇｍＬＰＦ２の構成例を示す（フル差動回路の構成を仮定する）。可変トランスコンダクタンスｇｍＬＰＦ１・ｇｍＬＰＦ２は、同一の構成を有する。図８（ａ）に示す可変トランスコンダクタンスは、２のｉ乗に重み付けされた複数のトランスコンダクタンス段ｇｍ［ｉ］が並列に接続された構成を有する（ｉは正の整数）。また、可変トランスコンダクタンスは、差動入力ＶＩＮＰ・ＶＩＮＭ、差動出力ｖｐ・ｖｎを有する。並列接続された各トランスコンダクタンス段ｇｍ［ｉ］は、差動入力信号を差動電流出力に変換するための２つのトランジスタＭ１と、該差動出力電流を入力とし、差動出力電流を出力する２つのカスコードトランジスタＭ２と、トランジスタＭ１のソース端子とＧＮＤとを遮断・導通するための２つのトランジスタスイッチＭ３とを有する。ｄｇｍ［ｉ］＝０のとき、カスコードトランジスタＭ２、トランジスタＭ１ともに電流が流れない。一方、ｄｇｍ［ｉ］＝１のとき、カスコードトランジスタＭ２とトランジスタＭ１とに所望の電流が流れ、トランジスタＭ１とカスコードトランジスタＭ２のトランスコンダクタンスはそれぞれ、
２^ｉ・ｇｍＩＮ・ｄｇｍ[ｉ]、
２^ｉ・ｇｍＣＡＳ・ｄｇｍ[ｉ]、
となる。

デジタル制御信号ｄｇｍのビット数を６ビットとすると、並列に接続された複数のトランスコンダクタンス段ｇｍ［ｉ］を合計したトランジスタＭ１のトランスコンダクタンスｇｍＩＮと、カスコードトランジスタＭ２のトランスコンダクタンスｇｍＣＡＳとは、それぞれ次の（式１０）及び（式１１）で与えられる。

また、図８（ａ）の可変トランスコンダクタンスｇｍＬＰＦ１・ｇｍＬＰＦ２は、さらに２つの可変キャパシタＣ_ＬＰＦと、該可変キャパシタＣ_ＬＰＦと直列に接続された２つのトランジスタスイッチＭ４を有し、該可変キャパシタＣ_ＬＰＦは、カスコードトランジスタＭ２のソース端子とＧＮＤとの間に配置されている。この構成を用いることにより、入力端子ＶＩＮＰ（ＶＩＮＭ）から出力端子ｖｎ（ｖｐ）へのトランスコンダクタンスは次の（式１２）で表わされる（トランジスタスイッチＭ４は導通しているとする）。

また、図８（ａ）のトランスコンダクタンス段ｇｍ［ｉ］にて実現できるローパスフィルタの３ｄＢカットオフ周波数は次の（式１３）で表わされる。

ここで、可変キャパシタＣ_ＬＰＦは、図４に示すような可変キャパシタＣ１またはＣ２を用いて容易に実現可能である。図９に、可変キャパシタＣ_ＬＰＦを設けた場合（ｄｏｌｐｆ＝ｈｉｇｈ）とＣ_ＬＦＰがない場合（ｄｏｌｐｆ＝ｌｏｗ）のトランスコンダクタンス段（図８）を用いて図７に示すフィルタ回路１ａを構成した場合の周波数選択特性を示す（理想特性）。曲線Ｃ４は可変キャパシタＣ_ＬＰＦを設けたフィルタ回路の周波数選択特性であり、曲線Ｃ５は可変キャパシタＣ_ＬＰＦを設けないフィルタ回路の周波数選択特性である。ここでは、中心周波数ｆｃ＝１３０ＭＨｚとした。図９から分かるように、図８（ａ）に示す可変キャパシタＣ_ＬＰＦを設けたローパス機能付きトランスコンダクタンス段ｇｍ［ｉ］を用いることで、高周波で減衰を大きくすることができ、Ｑ値を大きくすることなく急峻なフィルタ特性を得ることができる。また、このときの図７に示す各ＲＬＣフィルタ１４ｃ・１４ｄの周波数特性は次の（式１４）〜（式１７）で表される。

ここで、ＲＬＣフィルタ１４ｃとＲＬＣフィルタ１４ｄとを構成する素子の値はそれぞれ同じであると仮定した。ここでは、トランジスタとしてＭＯＳＦＥＴを例に回路構成を示したが、本発明はこれに限定されない。バイポーラ型等の他のトランジスタを用いてもよい。

広い中心周波数ｆｃに渡って、図９の曲線Ｃ４のような高周波で大きい減衰特性を得るためには（式１３）に示すローパスフィルタの３ｄＢカットオフ周波数をフィルタの中心周波数ｆｃに比例して変化させる必要がある。ｇｍＣＡＳはｇｍＩＮ_ＳＵＭと同様、ｆｃに反比例して変化させる場合には、Ｃ_ＬＰＦのキャパシタンス値は、Ｃ１およびＣ２のキャパシタンス値と同様にｆｃの２乗に反比例して変化させる必要がある。従って、Ｃ１およびＣ２のキャパシタンス値を制御する信号を使って、Ｃ_ＬＰＦのキャパシタンス値も制御することができ、制御信号配線等を簡単化することができる。但し、Ｃ_ＬＰＦのキャパシタンス値とＣ１およびＣ２のキャパシタンス値は全く同一ではなく、単に比例関係にあるだけであることから、Ｃ_ＬＰＦを構成するユニットキャパシタのサイズはＣ１およびＣ１を構成するユニットキャパシタと異なる値に設定する必要がある。

図８（ａ）では、２個の可変キャパシタＣ_ＬＰＦがそれぞれカスコードトランジスタＭ２のソース端子とＧＮＤ端子との間に接続された構成を例として示したが、本発明はこれに限定されない。図８（ｂ）に示すように、２つのカスコードトランジスタＭ２のソース端子間に１個の可変キャパシタＣ_ＬＰＦを接続する構成にしてもよい。

通常のフィルタとしてフィルタ回路１ａを動作させる場合に、図８（ａ）に示すトランジスタスイッチＭ４を導通させることにより、（式１２）に示すように可変トランスコンダクタンスｇｍＬＰＦ１、ｇｍＬＰＦ２においてローパスフィルタの機能を実現できるが、前述した実施の形態１に示すようにフィルタをチューニングする場合、（式１２）から分かるように、可変トランスコンダクタンスｇｍＬＰＦ１、ｇｍＬＰＦ２の入力端子と出力端子との間で位相が変化してしまう。この位相変化により、ＲＬＣフィルタ１４ｄをＤＣＯとして構成したときの発振周波数と、ＲＬＣフィルタ１４ｄのバンドパスフィルタの中心周波数とがずれてしまう。この影響を排除するため、フィルタ回路１ａのチューニング動作時にはトランジスタスイッチＭ４を遮断することが好ましい。このようにトランジスタスイッチＭ４を制御することよって、より精度が高い周波数チューニングを実現することができる。

（実施の形態３） ｌｏｗｐａｓｓ型（ローパス型）
本発明の実施の形態３について図１０を用いて説明すれば以下の通りである。図１０に実施の形態３に係るフィルタ回路１ｃの構成を示す。フィルタ回路１ｃは、ＲＬＣフィルタ１４ｅと、ＲＬＣフィルタ１４ｅに設けられたプログラマブル（可変）抵抗Ｒ１・Ｒ２をチューニングするためのゲインチューニング回路８と、ＲＬＣフィルタ１４ｅに設けられたプログラマブル（可変）キャパシタＣ１・Ｃ２をチューニングするための周波数チューニング回路７とを備える。

ＲＬＣフィルタ１４ｅは、入力電圧信号を電流信号に変換するための可変トランスコンダクタンスＧｍ１と、フィルタ回路１ｃへの入力信号ｉｎｐｕｔまたはゲイン段１６ｃからの出力信号のどちらか一方を選択して可変トランスコンダクタンスＧｍ１へ供給するトグルスイッチ１５ｃと、２つの可変抵抗Ｒ１・Ｒ２と、２つの可変キャパシタＣ１・Ｃ２と、インダクタＬ１とから構成される。

入力信号をフィルタリングして出力する場合には、トグルスイッチ１５ｃはフィルタ回路１ｃの入力端子ｉｎｐｕｔを選択し、フィルタ回路１ｃのチューニング動作時には、出力信号ｏｕｔｐｕｔ側（ゲイン段１６ｃからの出力信号）を選択する。ＲＬＣフィルタ１４ｅの構成を用いることで、実施の形態１で示したバンドパス型以外の特性、ここではローパス型の特性を得ることができる。

本発明の本質は、各プログラマブル素子である可変抵抗Ｒ１・Ｒ２、可変キャパシタＣ１・Ｃ２、および、可変トランスコンダクタンスＧｍ１のトランスコンダクタの値とローパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃとの間の依存関係をどのように設定するかという点にある。この依存関係は、実施の形態１で示した依存関係と同様である。つまり、可変キャパシタの値Ｃ１とＣ２とは、ローパスフィルタのカットオフ周波数の２乗に反比例して周波数チューニング回路７により設定される。可変抵抗の値Ｒ１とＲ２とは、フィルタ回路のゲインが０ｄＢとなるように設定する。一方、可変トランスコンダクタンスＧｍ１のトランスコンダクタの値は、チューニング回路７・８からではなく、カットオフ周波数（ｆｃ）に反比例して、フィルタ回路１ｃの外部から設定される（Ｇｍ１はチューニング回路７・８から設定されない）。但し、Ｇｍ１をｆｃに反比例して設定すると、設定値の計算が複雑になるため、周波数可変レンジが大きくない場合には、カットオフ周波数ｆｃの増加に対してＧｍ１が単調に減少するように設定してもよい（Ｇｍ１＝−ａ・ｆｃ＋ｂ、ａとｂは適当な定数）。以上の制御方法により、安定なＱ値、ゲインを有する周波数選択特性を得ることができると同時に、広い周波数チューニングレンジを有するフィルタ回路を実現できる。

以上のように実施の形態１〜３によれば、広い周波数チューニングレンジを有し、かつ、Ｑ値とゲインが安定した周波数選択特性を有するフィルタ回路を実現することができる。さらに、実施の形態１〜３によれば、Ｑ値を増大させることなく、高い周波数において、より急峻な周波数選択特性を有するフィルタ回路を実現することができる。

図１１は、実施の形態１〜３のいずれかに係るフィルタ回路１を備えたテレビチューナ回路３１の構成を示す回路図である。テレビチューナ回路３１は、高周波増幅回路（ＲＦ−ＶＧＡ）３２と、ＲＬＣタンクを有するフィルタ回路１と、周波数変換を行うミキサ回路（ｍｉｘｅｒ）３４と、ミキサ回路３４へのローカル信号を生成するＰＬＬ回路３３と、ミキサ回路３４からの出力信号から希望帯域以外の信号を減衰させるＩＦフィルタ３５と、ＩＦフィルタ３５からの出力を増幅してテレビ復調回路３７に出力するＩＦ増幅回路３６とを備えている。

この構成において、ミキサ回路３４には、通常、ギルバードミキサが用いられるが、このようなミキサでは、ローカル奇数高調波ミキシングが生じるため、ミキサ入力信号における希望信号帯域外の信号が希望信号帯域に混入してしまうおそれがある。これを回避するために、ミキサ回路３４の前段に、希望信号帯域外の信号を減衰するためのフィルタ回路１が必要となる。また、テレビチューナの帯域は、約４５ＭＨｚ〜９００ＭＨｚと広いため、実施の形態１〜３のいずれかに係るフィルタ回路１、１ａ、または１ｃが、上記ＲＬＣタンクを有するフィルタ回路に好適である。実施の形態１〜３に係るフィルタ回路をテレビチューナ回路に用いることにより、テレビの全帯域に渡って、ローカル奇数高調波ミキシングの影響を低減したテレビチューナを実現することができる。

本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

本発明は、入力信号をフィルタリングするフィルタ回路に適用することができ、特に、インダクタとキャパシタとトランジスタとを備えたフィルタ回路及びこれを用いたテレビチューナ回路に適用することができる。

実施の形態１に係るフィルタ回路の構成を示す回路図である。 上記フィルタ回路の周波数特性を示すグラフである。 上記フィルタ回路に設けられた可変トランスコンダクタンスの構成を示す回路図である。 上記フィルタ回路に設けられた可変キャパシタの構成を示す回路図である。 上記フィルタ回路に設けられた可変抵抗の構成を示す回路図である。 上記フィルタ回路に設けられたインダクタの構成を示す回路図である。 実施の形態２に係るフィルタ回路の構成を示す回路図である。 （ａ）（ｂ）は、上記フィルタ回路に設けられた差動トランスコンダクタンスの構成を示す回路図である。 上記フィルタ回路の周波数特性を示すグラフである。 実施の形態３に係るフィルタ回路の構成を示す回路図である。 実施の形態１〜３に係るフィルタ回路を備えたテレビチューナ回路の構成を示す回路図である。 従来のフィルタ回路の構成を示す回路図である。 従来の他のフィルタ回路の構成を示す回路図である。 （ａ）（ｂ）は、上記フィルタ回路の周波数特性を示すグラフである。

符号の説明

１、１ａ、１ｃ フィルタ回路
３ａ、３ｂ ＲＬＣタンク
７ 周波数チューニング回路
８ ゲインチューニング回路
１５ａ、１５ｃ トグルスイッチ
１６ａ 反転ゲイン段
１６ｃ ゲイン段
ｇｍ１、ｇｍ２ 可変トランスコンダクタンス
ｇｍＬＰＦ１、ｇｍＬＰＦ２ 可変トランスコンダクタンス（差動トランスコンダクタンス）
Ｇｍ１ 可変トランスコンダクタンス
３ａ〜３ｅ ＲＬＣタンク
Ｌ１、Ｌ２ インダクタ
Ｃ１、Ｃ２ 可変キャパシタ
Ｒ１、Ｒ２ 可変抵抗
Ｍ１、Ｍ３ トランジスタ
Ｍ２ カスコードトランジスタ
Ｍ４ トランジスタスイッチ
Ｃ_ＬＰＦ 可変キャパシタ（第２キャパシタ）

Claims (15)

1. 入力電圧信号を電流信号に変換する可変トランスコンダクタンスと、
   前記可変トランスコンダクタンスの後段に結合されたＲＬＣタンクとを備え、
   前記ＲＬＣタンクは、可変キャパシタと可変抵抗とインダクタとを有するフィルタ回路であって、
   前記可変キャパシタのキャパシタンス値を、前記フィルタ回路の周波数特性を示す中心周波数またはカットオフ周波数の２乗に反比例して設定する周波数チューニング回路と、
   前記可変抵抗の抵抗値を、前記可変トランスコンダクタンスのトランスコンダクタンス値に反比例して設定するゲインチューニング回路とをさらに備え、
   前記可変トランスコンダクタンスのトランスコンダクタンス値は、前記中心周波数またはカットオフ周波数に依存した値に設定されることを特徴とするフィルタ回路。
2. 前記ゲインチューニング回路は、前記ＲＬＣタンクに生じる寄生抵抗によるＱ値劣化を補償する抵抗値を前記可変抵抗に設定する請求項１記載のフィルタ回路。
3. 前記可変抵抗は、負性抵抗素子によって構成されている請求項１記載のフィルタ回路。
4. 前記フィルタ回路のフィルタ特性がバンドパス型またはローパス型である請求項１記載のフィルタ回路。
5. 前記可変トランスコンダクタンスのトランスコンダクタンス値と前記可変キャパシタのキャパシタンス値と前記可変抵抗の抵抗値とのうちの少なくとも１つは、デジタル信号によりプログラマブル化されている請求項１記載のフィルタ回路。
6. 周波数チューニング回路およびゲインチューニング回路の設定動作中に、前記フィルタ回路全体またはその一部の回路が発振器として構成される請求項１記載のフィルタ回路。
7. 前記インダクタは、インダクタンス値が可変である可変インダクタであり、複数のインダクタ素子と複数のスイッチとを有し、前記スイッチはトランジスタまたはダイオードである請求項１記載のフィルタ回路。
8. 前記可変トランスコンダクタンスと、前記可変キャパシタと、前記可変抵抗とが集積回路として実現され、前記インダクタがオフチップ部品により構成される請求項１記載のフィルタ回路。
9. 前記可変トランスコンダクタンスのトランスコンダクタンス値は、前記中心周波数またはカットオフ周波数の増加に伴って単調に減少するように設定される請求項１記載のフィルタ回路。
10. 入力電圧信号を電流信号に変換するトランスコンダクタンスと、
    前記トランスコンダクタンスの後段に結合されたＲＬＣタンクとを備え、
    前記ＲＬＣタンクは、第１キャパシタとインダクタとを有するフィルタ回路であって、
    前記トランスコンダクタンスは、カスコードトランジスタと、前記カスコードトランジスタのソースとグランドとの間に配置された第２キャパシタとを有することを特徴とするフィルタ回路。
11. 差動入力電圧信号を差動電流信号に変換する差動トランスコンダクタンスと、
    前記差動トランスコンダクタンスの後段に結合された差動ＲＬＣタンクとを備え、
    前記差動ＲＬＣタンクは、前記差動入力電圧信号の正相信号と逆相信号とに対応する１対の第１キャパシタと１対のインダクタとを有する差動型フィルタ回路であって、
    前記差動トランスコンダクタンスは、前記差動入力電圧信号の正相信号と逆相信号とに対応する１対のカスコードトランジスタと、各カスコードトランジスタのソースとグランドとの間にそれぞれ配置された第２キャパシタとを有することを特徴とするフィルタ回路。
12. 差動入力電圧信号を差動電流信号に変換する差動トランスコンダクタンスと、
    前記差動トランスコンダクタンスの後段に結合された差動ＲＬＣタンクとを備え、
    前記差動ＲＬＣタンクは、前記差動入力電圧信号の正相信号と逆相信号とに対応する１対の第１キャパシタと１対のインダクタとを有する差動型フィルタ回路であって、
    前記差動トランスコンダクタンスは、前記差動入力電圧信号の正相信号と逆相信号とに対応する１対のカスコードトランジスタと、前記１対のカスコードトランジスタのソースの間に配置された第２キャパシタとを有することを特徴とするフィルタ回路。
13. 前記第１キャパシタのキャパシタンス値を、前記フィルタ回路の周波数特性を示す中心周波数またはカットオフ周波数の２乗に反比例して設定する周波数チューニング回路を備え、
    前記トランスコンダクタンスは、前記第２キャパシタと前記グランドとの間に設けられたスイッチをさらに有し、
    前記周波数チューニング回路がチューニング動作を実行中には、前記スイッチが遮断される請求項１０または１１記載のフィルタ回路。
14. 前記第１キャパシタのキャパシタンス値を、前記フィルタ回路の周波数特性を示す中心周波数またはカットオフ周波数の２乗に反比例して設定する周波数チューニング回路を備え、
    前記第２キャパシタのキャパシタンス値が、前記第１キャパシタのキャパシタンス値を設定する前記周波数チューニング回路からの信号に応じて制御される請求項１０、１１または１２記載のフィルタ回路。
15. 高周波増幅回路と高周波ミキサとを備えたテレビチューナ回路であって、
    前記高周波ミキサよりも前段に配置された請求項１〜１４のいずれかに記載のフィルタ回路をさらに備えることを特徴とするテレビチューナ回路。

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