JP2004128704A

JP2004128704A - 増幅器及びこれを用いた無線通信装置

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Publication number: JP2004128704A
Application number: JP2002287372A
Authority: JP
Inventors: Tomohisa Kimura; 木村　智寿
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2002-09-30
Filing date: 2002-09-30
Publication date: 2004-04-22
Anticipated expiration: 2022-09-30
Also published as: JP4095398B2

Abstract

【課題】利得変化に伴う入力インピーダンスの変動を回避しつつ、消費電流を効果的に低減できる増幅器を提供する。
【解決手段】信号入力端子１１からの入力信号を受ける入力段トランジスタＱ１１に対して複数のカスコードトランジスタＱ１２〜Ｑ１４を接続し、利得切替回路１４により制御入力端子１３からの利得制御信号に従ってトランジスタＱ１３，Ｑ１４をオン／オフ制御してトランジスタＱ１１のコレクタ電流の信号出力端子１５側への分配比を切り替えることで利得切り替えを行い、さらにバイアス制御回路１２によって入力段トランジスタＱ１１の動作点を決定すると共に、利得切替回路１４からのバイアス制御信号に従って入力段トランジスタＱ１１のバイアス電流を制御する。
【選択図】　　図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、利得切り替え機能を有する増幅器及びこれを用いた無線通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、携帯電話機は高機能化が著しく、音声通話信号の送受信だけでなく、画像情報を含めた各種デジタルデータを送受信する携帯情報端末としての役割を果たすようになってきている。一般にシステムの高機能化は、それを構成する電子回路に対する要求を高める。
【０００３】
例えば、携帯電話機のような無線通信装置において、受信側に通常備えられる低雑音増幅器（Ｌｏｗ　Ｎｏｉｓｅ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＬＮＡ）を例にとると、周囲環境の変化に伴う受信信号強度の変化によらず、一定水準の信号品質を維持した上で、受信信号を増幅できることが要求される。この要求に応えるため、ＬＮＡに利得切替機能を持たせることが行われている。現在の無線通信装置のシステム環境では、受信信号強度の変動は大きく、利得切替機能を有するＬＮＡに求められる利得の制御幅は約３０ｄＢもの大きさとなる。
【０００４】
従来の利得切替機能を持つＬＮＡでは、入力段トランジスタに対してカスコード接続した複数のトランジスタ（カスコードトランジスタ）を用いて入力段トランジスタに流れる電流の値を切り替えることで、利得を切り替える方式が用いられている（例えば、非特許文献１参照）。
【０００５】
より詳細には、入力段トランジスタのコレクタに接続された複数のカスコードトランジスタのオン／オフを制御し、入力段トランジスタのコレクタ電流を分配するカスコードトランジスタの数を変えることによって利得切り替えを行う。その際、入力段トランジスタのコレクタ電流は、バイアス回路から与えられるベース電圧によって一定値に保持される。このように入力段トランジスタのバイアス条件を一定に保つことによって、ＬＮＡの利得切り替えに伴う入力インピーダンスの変動が抑えられる。
【０００６】
【非特許文献１】
Ｄａｎｉｌｏ　Ｍａｎｓｔｒｅｔｔａ，　Ｒｉｎａｌｄｏ　Ｃａｓｔｅｌｌｏ，　Ｆｒａｎｃｅｓｃｏ　Ｇａｔｔａ，　Ｐａｏｌｏ　Ｒｏｓｓｉ　ａｎｄ　Ｆｒａｎｃｅｓｃｏ　Ｓｖｅｌｔｏ，“Ａ　０．１８μｍ　ＣＭＯＳ　Ｄｉｒｅｃｔ−Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ　Ｒｅｃｅｉｖｅｒ　Ｆｒｏｎｔ−Ｅｎｄ　ｆｏｒ　ＵＭＴＳ，”　２００２　ＩＥＥＥ　Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ　Ｃｉｒｃｕｉｔｓ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ　Ｄｉｇｅｓｔ　ｏｆ　Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ　Ｐａｐｅｒｓ，　ｐｐ．２４０−２４１，　２００２
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
非特許文献１に記載された方法では、利得変化に対する入力インピーダンスの変動を避けるために、低利得時においても入力段トランジスタに一定のコレクタ電流を流して入力段トランジスタのバイアス条件を一定に保つ必要がある。従って、平均的な消費電流が大きくなってしまう。
【０００８】
携帯電話機を始めとする携帯端末機器のような無線通信装置には、連続使用時間を確保するために、低消費電力化が強く要請される。従って、このような無線通信装置内の電子回路には、良好な回路特性を維持しつつ消費電流を低減する技術が要求されている。従来の技術では、特にＬＮＡに関しては上述のように当該要求に十分応えられていない。
【０００９】
本発明の目的は、利得変化に伴う入力インピーダンスの変動を回避しつつ、消費電流を効果的に低減できる、特に低雑音増幅器として好適な増幅器を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、本発明に係る増幅器は信号入力端子からの入力信号を受ける入力段トランジスタと、該入力段トランジスタに対してカスコード接続された複数のカスコードトランジスタと、第１の制御信号に従って入力段トランジスタを流れる電流の信号出力端子側への分配比を少なくとも二段階に切り替えるように複数のカスコードトランジスタの少なくとも一つをオン／オフ制御する第１の制御回路と、入力段トランジスタの動作点を決定すると共に、第２の制御信号に従って該入力段トランジスタのバイアス電流を制御する第２の制御回路とを具備する。
【００１１】
本発明によると、第１の制御回路による入力段トランジスタのコレクタ電流の振り分けによる利得の切り替えと、入力段トランジスタのバイアス電流制御の組み合わせにより、十分な利得制御幅を確保しつつ、利得変化に伴う入力インピーダンスの変動を回避し、かつ消費電流を効果的に低減することが可能となる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照しつつ説明する。
（第１の実施形態）
図１に、本発明の第１の実施形態に係る低雑音増幅器（ＬＮＡ）として好適な増幅器の構成を示す。
信号入力端子１１からの入力信号は、インダクタＬ１１とキャパシタＣ１１の直列回路からなる入力整合回路を介して入力段トランジスタＱ１１のベースに入力される。入力整合回路は、増幅器の入力インピーダンスを増幅器の前段のインピーダンスに整合させるための回路である。入力段トランジスタＱ１１のエミッタは、歪特性改善のためのディジェネレーションインダクタＬ１３の一端に接続され、インダクタＬ１３の他端はグラウンドＧＮＤに接続される。
【００１３】
入力段トランジスタＱ１１のベースには、バイアス制御回路１２（第２の制御回路）が接続される。バイアス制御回路１２は、入力段トランジスタＱ１１の動作点を適切な値に決定すると共に、バイアス電流を制御する。
【００１４】
入力段トランジスタＱ１１のコレクタは、複数（この例では３個）のカスコードトランジスタＱ１２，Ｑ１３，Ｑ１４のエミッタに共通に接続される。カスコードトランジスタＱ１２，Ｑ１３，Ｑ１４のうちＱ１２，Ｑ１３のコレクタは、出力整合回路を構成するキャパシタＣ１２とインダクタＬ１２の各々の一端に接続される。出力整合回路は、増幅器の出力インピーダンスを後段の入力インピーダンスと整合させるための回路である。キャパシタＣ１２の他端は、信号出力端子１５に接続される。インダクタＬ１２の他端は、電源Ｖｃｃに接続される。もう一つのカスコードトランジスタＱ１４のコレクタは、電源Ｖｃｃに直接接続される。
【００１５】
カスコードトランジスタＱ１２，Ｑ１３，Ｑ１４のベースには、利得切替回路１４（第１の制御回路）が接続される。利得切替回路１４は、外部から制御入力端子１３に入力される利得制御信号（第１の制御信号）に従って、カスコードトランジスタＱ１３，１４のオン／オフを制御する。これにより入力段トランジスタＱ１１のコレクタ電流の信号出力端子１５側への分配比が切り替えられ、結果として増幅器の利得が２段階に切り替えられる。
【００１６】
利得切替回路１４からは、バイアス制御回路１２にバイアス制御信号（第２の制御信号）が送られる。このバイアス制御信号に従い、バイアス制御回路１２は本実施形態では利得切替回路１４によるカスコードトランジスタＱ１３，Ｑ１４のオン／オフ制御に関連して、入力段トランジスタＱ１１のベース電圧を制御することで、トランジスタＱ１１のバイアス電流の制御を行う。
【００１７】
このように本実施形態では、利得切替回路１４によるカスコードトランジスタＱ１３，Ｑ１４のオン／オフ制御と、これに伴うバイアス制御回路１２による入力段トランジスタＱ１１のバイアス電流の制御との組み合わせによって増幅器の利得切り替えが行われる。
【００１８】
次に、本実施形態による増幅器の動作について説明する。
本実施形態における利得切り替えは、上述したように（ａ）入力段トランジスタＱ１１のコレクタ電流をカスコードトランジスタＱ１３，Ｑ１４のオン／オフ制御により振り分けることと、（ｂ）バイアス制御回路１２による入力段トランジスタＱ１１のバイアス電流を制御することの組み合わせからなる。
【００１９】
まず、（ａ）入力段トランジスタＱ１１のコレクタ電流の振り分けによる利得の切り替え動作について説明する。
本実施形態では、３個のカスコードトランジスタＱ１２，Ｑ１３，Ｑ１４によるコレクタ電流の振り分けによって、基本的に増幅器の利得を２段階に切り替える。このために３個のカスコードトランジスタＱ１２，Ｑ１３，Ｑ１４のうち、Ｑ１３とＱ１４は利得制御回路１４からの制御信号により一方がオン状態、他方がオフ状態となるように利得切替回路１４によって制御される。トランジスタＱ１２は、オン状態に維持される。トランジスタＱ１３，Ｑ１４のエミッタ面積は好ましくは等しく設定され、かつトランジスタＱ１２のエミッタ面積に対して、所望の利得制御幅に応じて例えば３０倍のように十分に大きく選ばれる。
【００２０】
信号入力端子１１からの入力信号は、入力段トランジスタＱ１１により増幅され、トランジスタＱ１１のコレクタ電流として現れる。トランジスタＱ１１のコレクタ電流は、カスコードトランジスタＱ１２，Ｑ１３，Ｑ１４を経てＱ１１のコレクタに流れ込む。このときカスコードトランジスタＱ１２，Ｑ１３，Ｑ１４のうち、Ｑ１２とＱ１３がオン状態で、Ｑ１４がオフ状態であれば、入力段トランジスタＱ１１のコレクタ電流は全て増幅器の信号出力端子１５側を通るために、高い利得が得られる。
【００２１】
一方、逆にカスコードトランジスタＱ１２，Ｑ１３，Ｑ１４のうち、Ｑ１２とＱ１４がオン状態で、Ｑ１３がオフ状態であるとすると、入力段トランジスタＱ１１のコレクタ電流は、信号出力端子１５側を流れる成分とトランジスタＱ１４側を流れる成分とに分かれ、後者は電源Ｖｃｃから直接流れ込む成分であり、出力信号に寄与しないために利得は低くなる。
【００２２】
このとき前述のようにトランジスタＱ１３，Ｑ１４のエミッタ面積をトランジスタＱ１２のエミッタ面積に対して十分に大きく選ぶことにより、高利得時と低利得時の利得差、すなわち利得制御幅を大きくとることができる。また、トランジスタＱ１３，Ｑ１４のエミッタ面積を等しくすることにより、製造ばらつきによる回路特性の変動を抑えることができる。
【００２３】
次に、（ｂ）入力段トランジスタＱ１１のバイアス電流の制御による利得制御について説明する。
一般に、ＬＮＡにおいて入力段トランジスタのバイアス電流（コレクタ電流）を変えるのみで利得を切り替えることも、原理的には可能である。ただし、バイアス電流の制御のみで例えば３０ｄＢというような所望の大きな利得制御幅を作り出すためには、広い範囲にわたって入力段トランジスタのベース電圧を変えなければならない。入力段トランジスタのベース電圧が大きく変わると、増幅器の入力インピーダンスが大幅に変動してしまうために入力の反射特性が劣化し、最悪の場合は回路が発振してしまう。従って、携帯電話機におけるＬＮＡのようなＧＨｚ帯の高周波信号を扱う回路では、入力段トランジスタのバイアス電流を制御する方法のみで利得を広範囲に切り替えることは困難である。
【００２４】
本実施形態では、（ａ）の入力段トランジスタＱ１１のコレクタ電流の振り分けによる利得の切り替えと、（ｂ）入力段トランジスタＱ１１のバイアス電流の制御を組み合わせることによって、このような課題を解決する。具体的には、例えばカスコードトランジスタＱ１２，Ｑ１３，Ｑ１４のうち、Ｑ１２とＱ１３をオン状態、Ｑ１４をオフ状態とする高利得時にはバイアス電流を大きくし、またＱ１２とＱ１４をオン状態、Ｑ１３がオフ状態とする低利得時にはバイアス電流を小さくすることによって、広い利得制御幅を確保する。その際、バイアス電流の制御幅は後述するように５０％以内であることが望ましい。例えば、低利得時のバイアス電流を「１」とすれば、高利得時のバイアス電流を「１．５」以下とする。
【００２５】
次に、図１中の各部の構成について詳細に説明する。
図２に、利得切替回路１４の具体的な構成例を示す。この回路は、電源ＶｓｓとグラウンドＧＮＤ間に接続されたトランジスタＭ２１，Ｍ２２及びトランジスタＭ２３，Ｍ２４による２段のＣＭＯＳインバータ２０，２１によって構成される。制御入力端子１３からの利得制御信号は、１段目のＣＭＯＳインバータ２０に入力される。１段目のＣＭＯＳインバータ２０の出力は、端子２４を介して図１中のカスコードトランジスタＱ１４のベースに供給される。２段目のＣＭＯＳインバータ２１の出力は、端子２３を介して図１中のカスコードトランジスタＱ１３のベースに供給される。
【００２６】
カスコードトランジスタＱ１３，Ｑ１４は、ベース電位が高レベルのときオン状態となる。図２の構成によると、ＣＭＯＳインバータ２０，２１の出力は一方が高レベルのとき他方が低レベルとなり、常に互いに反転した関係となる。このため、カスコードトランジスタＱ１３，Ｑ１４は一方がオン状態になるとき、他方がオフ状態となる。一方、カスコードトランジスタＱ１２のベースには、端子２２を介して電源Ｖｓｓの電位が与えられるので、トランジスタＱ１２は常時オン状態を維持する。
【００２７】
図３に、利得切替回路１４の別の具体的な構成例を示す。ＣＭＯＳインバータを使って反転信号を生成していることは図２の回路と同様であるが、出力する電圧の振幅を制限している点が図２の回路と異なる。図３においては、トランジスタＭ３１，Ｍ３２とトランジスタＭ３５，Ｍ３６がそれぞれ１段目及び２段目のＣＭＯＳインバータを構成している。
【００２８】
１段目のＣＭＯＳインバータの出力側には、トランジスタＭ３３，Ｍ３４と抵抗Ｒ３１からなる振幅制限回路が配置され、２段目のＣＭＯＳインバータの出力側にも、同様にトランジスタＭ３７，Ｍ３８と抵抗Ｒ３２からなる振幅制限回路が配置されている。トランジスタＭ３４，Ｍ３８は電流源として機能し、ダイオード接続されたトランジスタＭ３９と共にカレントミラーを形成している。端子２２，２３，２４は、図１中のカスコードトランジスタＱ１２，Ｑ１３，Ｑ１４のベースに接続される。
【００２９】
この図３の回路では、トランジスタＭ３９と直列に接続された抵抗Ｒ３３の値により電流源トランジスタＭ３４，Ｍ３８，Ｍ３９を流れる電流値を調整することができる。この電流値と抵抗Ｒ３１，Ｒ３２の値を適切に選ぶことにより、端子２３，２４から出力される電圧、すなわち図１中のカスコードトランジスタＱ１３，Ｑ１４のベースに与えられる電位を必要以上に下がらないようにする。これにより、ベース電位がエミッタ電位に比べて下がりすぎるとバイポーラトランジスタの安定動作を劣化させてしまうという問題を避けることができ、カスコードトランジスタＱ１３，Ｑ１４の動作安定化を図ることが可能となる。
【００３０】
図２及び図３においては、利得切替回路１４からバイアス制御回路１２に供給するバイアス制御信号を発生する部分は省略しているが、利得切替回路１４は本実施形態では制御入力端子１３からの利得制御信号に従って、例えば高利得時には入力段トランジスタＱ１１のバイアス電流を大きくし、低利得時にはバイアス電流を小さくするようなバイアス制御信号をバイアス制御回路１２に供給するように構成される。
【００３１】
図４に、バイアス制御回路１２の具体的な構成例を示す。本実施形態では、バイアス制御回路１２が利得制御回路１４からのバイアス制御信号を受けて複数のバイアス条件を作り出す機能を有する。図１の増幅器では、ここでいうバイアス条件とは入力段トランジスタＱ１１のベース電圧の設定である。図４のバイアス制御回路１２は、例えば　Ｐａｕｌ　Ｒ．　Ｇｒａｙ　ａｎｄ　Ｒｏｂｅｒｔ　Ｇ．　Ｍｅｙｅｒ，　“Ａｎａｌｙｓｉｓ　ａｎｄ　Ｄｅｓｉｇｎ　ｏｆ　Ａｎａｌｏｇ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔｓ，　Ｔｈｉｒｄ　Ｅｄｉｔｉｏｎ”，　Ｊｏｈｎ　Ｗｉｌｅｙ　＆　Ｓｏｎｓ，　Ｐ．３２９，　１９９３に記載されているようなＶ_Ｔ　レファレンス回路として一般的に知られている回路を基本としている。
【００３２】
図４において、バイポーラトランジスタＱ４１〜Ｑ４７と抵抗Ｒ４１〜Ｒ４７及びＭＯＳトランジスタＭ４０で構成される回路によって熱電圧（サーマルボルテージ）Ｖ_Ｔを基準とした電圧を発生する。この基準電圧は、トランジスタＱ５１，Ｑ５２のベースに与えられる。トランジスタＱ５１，Ｑ５２のエミッタと電源Ｖｓｓとの間にスイッチとして機能するＭＯＳトランジスタＭ５１，５２が接続されており、Ｍ５１，Ｍ５２のゲートに利得切替回路１４からのバイアス制御信号が入力される。
【００３３】
次に、バイアス制御回路１２によるバイアス電流の制御方法について詳しく説明する。一般に、バイポーラトランジスタのベース−エミッタ電圧Ｖ_ＢＥとコレクタ電流Ｉ_Ｃとの関係は、次の式で示される。
【００３４】
【数１】

【００３５】
ここで、Ｉ_Ｓはプロセス条件によって決まる定数である。熱電圧Ｖ_Ｔ _、は素電荷ｑ、ボルツマン定数ｋ及び絶対温度Ｔから、ｋＴ／ｑで決まる値であり、半導体デバイスの特性を決める重要な変数の一つである。常温（摂氏２７℃）の場合、熱電圧Ｖ_Ｔの値は約２６ｍＶである。
【００３６】
ここで、図４に示した構成のバイアス制御回路１２では、利得切替回路１４から端子４１，４２にそれぞれ与えられるバイアス制御信号により、ＭＯＳトランジスタＭ５１，Ｍ５２がオン／オフを行い、これによってトランジスタＱ５１とＱ５２の動作が決まる。この結果、図１においてバイアス制御回路１２から入力段トランジスタＱ１１にベース電圧として与えられるバイアス制御信号の電圧が決定される。
【００３７】
本実施形態では、このバイアス制御回路１４による入力段トランジスタＱ１１のバイアス電流の制御範囲を以下のように設定する。例えば、ＬＮＡにおいて一般的に要求されている３０ｄＢ以上という利得制御幅を実現する場合について考える。この場合、出力信号電流には約３２倍の電流変化幅が必要となる。この電流変化幅を（ａ）の電流振り分けのみで実現する場合、カスコードトランジスタＱ１２とＱ１３，Ｑ１４に、この電流変化幅に見合ったエミッタ面積比のトランジスタを用いることになる。（ａ）の方法のみで利得切り替えを行う従来の技術では、入力インピーダンスの変動を抑制するために入力段トランジスタＱ１１のバイアス電流を一定にする必要から消費電流は一定であり、これによって消費電力が大きくなるという問題点があることは前述の通りである。
【００３８】
一方、低消費電力化のために上記の出力信号電流の電流変化幅をバイアス電流の制御で実現しようとした場合、次のような問題がある。前述の式（２）から、３０ｄＢ以上という利得制御幅を実現するために、入力段トランジスタＱ１１のベース電圧の変化でコレクタ電流に３０倍以上の変化を与えるためには、常温で約９０ｍＶの電圧変動幅が必要となる。ここで簡単のためにエミッタ端の電位は一定と仮定している。
【００３９】
携帯電話機のような民生機器は、ほぼ−４０℃〜８５℃の温度範囲での動作を保証している。この動作保証温度範囲は、常温に対して絶対温度で約３０％の変動幅ということになり、熱電圧Ｖ_Ｔ　の変動としてみると、約１１ｍＶである。これに比べてベース電圧の変動が約９０ｍＶというのは、非常に大きな値であることが分かる。これだけの電圧変動があると、入力段トランジスタＱ１１が同じ条件で動作しているとみなせなくなり、入力インピーダンスの変動が無視できなくなる。
【００４０】
携帯通信端末のような２ＧＨｚ帯以上の信号を扱う高周波回路では、入力インピーダンスの整合条件が利得などの回路特性に大いに影響する。入力インピーダンスが変化して整合条件が悪化すると、反射により定在波が立つおそれがあり、回路の発振を引き起こすこともある。従って、バイアス制御回路１２によるバイアス電流の制御幅は、入力インピーダンスの変動が許容範囲に収まるように厳しく制限される必要がある。入力段トランジスタＱ１１のベース電圧の変動幅を前述の動作保証温度範囲（絶対温度で約３０％）相当の１０ｍＶと制限すると、コレクタ電流の変動幅は最大で５０％になる。これは入力段トランジスタＱ１１のバイアス電流の変動幅が５０％以内であれば、入力インピーダンスの変動が許容範囲に収まることを意味する。
【００４１】
そこで、本実施形態では図４に示したバイアス制御回路１２の抵抗Ｒ５１，Ｒ５２の抵抗値及びトランジスタＱ５１，Ｑ５２のエミッタ面積を入力段トランジスタＱ１１のコレクタ電流の変動幅が５０％以内に収まるように制限する。すなわち、バイアス制御回路１２による入力段トランジスタＱ１１のバイアス電流の制御範囲を５０％以内に抑える。
【００４２】
このように本実施形態では、入力段トランジスタＱ１１のバイアス電流の制御による利得制御を行い、カスコードトランジスタによる電流の振り分けによる利得切り替えと合わせて、例えば３０ｄＢというような所望の利得制御幅を実現する。従って、バイアス電流の制御幅に対して例えば５０％以内という制限を与えることにより、入力インピーダンスの変動を許容できる範囲に収めつつ、消費電流の低減を可能とした利得切り替えを実現できる。
【００４３】
このとき電流振り分けとバイアス電流の制御を必ずしも同時に、つまり両者を関連付けて行う必要はなく、必要に応じて互いに独立に行うことも有効である。すなわち、前記の説明では利得切替回路１４が利得制御信号に従ってカスコードトランジスタＱ１２，Ｑ１３，Ｑ１４に対して電流振り分けの制御を行って利得切り替えを行う際、高利得時には入力段トランジスタＱ１１のバイアス電流を大きくし、低利得時にはバイアス電流を小さくするようなバイアス制御信号をバイアス制御回路１２に供給している。
【００４４】
これに対して、バイアス制御回路１２へのバイアス制御信号の供給を利得切替回路１４への利得制御信号とは関係なく行ってもよい。その場合、低利得時及び高利得時の各々の場合に入力段トランジスタＱ１１のバイアス電流を個別に制御することにより、利得をさらに細かく制御することもできる。
【００４５】
（第２の実施形態）
図５に、本発明の第２の実施形態に係る増幅器を示す。第１の実施形態では、利得を高利得と低利得の２段階に切り替え可能な増幅器について説明したが、本実施形態では５個のカスコードトランジスタＱ１２，Ｑ１３，Ｑ１４，Ｑ１５，Ｑ１６を用いることにより、利得を３段階に切り替え可能としている。同様に、本発明はカスコードトランジスタの数をさらに増やして、さらに多段階の利得切り替えを可能としてもよい。
【００４６】
このように多段階にわたる利得切り替えを行う構成においても、入力段トランジスタＱ１１のバイアス電流を第１の実施形態と同様に制御することができる。例えば、最高利得時にバイアス電流を最も大きくし、最低利得時にバイアス電流を最も小さくするか、あるいは、多段階の各利得においてバイアス電流を制御する。この場合においても、バイアス電流の制御幅は５０％以内に抑えることが望ましい。
【００４７】
（第３の実施形態）
図６は、本発明の第３の実施形態に係る増幅器であり、図１に示した第１の実施形態に係る増幅器を差動化した例である。本実施形態に係る増幅器は、差動信号を扱う以外は基本的に第１の実施形態と同様であり、第１の実施形態と同様にして利得切り替えが行われる。
【００４８】
図６においては、二つの信号入力端子１１Ａ，１１Ｂに差動入力信号がそれぞれ与えられる。差動入力信号に対応して、入力整合回路もインダクタＬ１１ＡとキャパシタＣ１１Ａの直列回路及びインダクタＬ１１ＢとキャパシタＣ１１Ｂの直列回路が備えられる。
【００４９】
入力段トランジスタＱ１１Ａ，Ｑ１１Ｂは差動対を構成しており、各々のエミッタはディジェネレーションインダクタＬ１３Ａ，Ｌ１３Ｂの一端にそれぞれ接続され、インダクタＬ１３Ａ，Ｌ１３Ｂの他端は共通の抵抗Ｒを介してグラウンドＧＮＤに接続される。バイアス制御回路１２は、二つの入力段トランジスタＱ１１Ａ，Ｑ１１Ｂのベースに接続される。
【００５０】
差動対の入力段トランジスタＱ１１Ａ，Ｑ１１Ｂに対応して、図１中のＱ１２，Ｑ１３，Ｑ１４に相当するカスコードトランジスタもＱ１２ＡとＱ１２Ｂ，Ｑ１３とＱ１３Ｂ，Ｑ１４ＡとＱ１４Ｂのように対で設けられており、これらのカスコードトランジスタ対はそれぞれ利得制御回路１４からの差動信号によって相補的にオン／オフするように制御される。出力整合回路は、二つのインダクタＬ１２Ａ，Ｌ１２Ｂと二つのキャパシタＣ１２Ａ，Ｃ１２Ｂからなっており、この出力整合回路を介して信号出力端子１５Ａ，１５Ｂから差動出力信号が取り出される。
【００５１】
このように差動化した構成においても、カスコードトランジスタ対の数を増やすことにより、３段階さらにはそれ以上の多段階に利得切り替えを行うことが可能な増幅器を実現できることは明らかである。
【００５２】
次に、図７を用いて本実施形態の効果について具体的に述べる。図７は、図６に示した増幅器におけるバイアス制御回路１２を図４のように構成し、バイアス制御回路１２により入力段トランジスタＱ１１Ａ，Ｑ１１Ｂのバイアス電流を切り替えたときの入力反射特性を示している。
【００５３】
図４に示した構成のバイアス制御回路１２において、トランジスタＱ５１とＱ５２のエミッタ面積比及び抵抗Ｒ５１とＲ５２の値の比を種々変化させ、スイッチとして機能するトランジスタＭ５１，Ｍ５２をオン／オフさせることにより、バイアス電流を制御する。この場合、トランジスタＭ５１は常にオン状態となっており、トランジスタＱ５１にはＶ_Ｔリファレンス回路により発生される基準電圧で定まる一定の電流が常に流れている。トランジスタＭ５２をオン／オフさせることによって、トランジスタＱ５２に電流が流れるか否かを制御している。トランジスタＱ５１，Ｑ５２に流れる電流の合計によって、バイアス電流の値が決まる。
【００５４】
図７の横軸は周波数、縦軸は入力反射特性を示すためのＶＳＷＲ（電圧定在波比）を表している。各曲線の上に付された［Ａ／Ｂ］は、トランジスタＱ５２の電流Ｉ_Ｑ５２　とトランジスタＱ５１，Ｑ５２の合計の電流Ｉ_Ｑ５１＋Ｉ_Ｑ５２　との電流比を示している。例えば、［０／１２］はトランジスタＱ５１のみに常に一定の電流が流れていることを示しており、［４／８］は合計で１２単位となる電流のうち、４単位分の電流を制御できるようにしたことを示している。入力ＶＳＷＲの値は、入力インピーダンスの整合がとれていれば１．０となり、整合がずれてくると１よりも大きな値となる。ＬＮＡでは通常、回路の安定性確保のために、所望の周波数帯（例えば２．１〜２．２ＧＨｚ）において入力ＶＳＷＲの値が２．０以下に収まるように設計がなされる。
【００５５】
図７によると、例えば上記の電流比Ｉ_Ｑ５２／Ｉ_Ｑ５１＋Ｉ_Ｑ５２　が［５／７］、すなわちバイアス電流の制御幅が７１％のときは、入力ＶＳＷＲの値は所望の周波数帯の高域側で２．０を越えている。これに対して、電流比がバイアス電流の制御幅５０％に相当する［４／８］までであれば、入力ＶＳＷＲの値は２．０以下に収まっている。従って、この結果からもバイアス電流の制御幅は５０％以下であることが好ましいことが分かる。
【００５６】
以上の実施形態で説明した増幅器においては、バイアス制御信号として２値化信号を用いたが、連続値の信号を用いてバイアス電流を連続的に制御することも可能である。これにより利得の切り替えを連続的にあるいは、滑らかに行うことができる。さらに、これまでの実施形態では入力段トランジスタ及びカスコードトランジスタにバイポーラトランジスタを用いた例について説明したが、ＭＯＳトランジスタのような電界効果トランジスタを用いた回路でも同様に実視できることはいうまでもない。カスコードトランジスタに電界効果トランジスタを用いた場合、前述したバイポーラトランジスタのエミッタ面積の関係をゲート幅（Ｗ）とゲート長（Ｌ）の比Ｗ／Ｌに置き換えて考えればよいことか明らかである。
【００５７】
（第４の実施形態）
図８は、本発明の第４の実施形態として、上述した本発明の実施形態に基づく増幅器を受信系の低雑音増幅器に用いた携帯無線端末などの無線通信装置の概略的な構成を示している。
【００５８】
図８において、アンテナ８１は例えば基地局から送信される高周波信号を受信する。アンテナ８１から出力される受信信号は、送受切替器８２を介してＬＮＡ８３に入力される。ＬＮＡ８３によって増幅された受信信号は、例えば周波数変換、復調及びフィルタ処理などを行う図示しない受信処理回路系を経て受信ベースバンド信号となり、ベースバンド処理部８４に入力される。これにより受信信号のデータ再生が行われる。
【００５９】
一方、送信すべきデータに応じてベースバンド処理部８４によって生成される送信ベースバンド信号は、周波数変換、フィルタ処理及び変調などの処理を行う図示しない送信処理回路系を経て、電力増幅器８５から送受切替器８２を介してアンテナ８１に供給され、基地局に向けて送信される。
【００６０】
ＬＮＡ８３には、上述の第１〜第３の実施形態で説明したようなカスコードトランジスタによる入力段トランジスタの電流の振り分けと入力段トランジスタのバイアス電流制御との組み合わせによる利得切り替え機能を備えた増幅器が用いられる。ＬＮＡ８３への利得制御信号は、従来の無線通信端末と同様に、ベースバンド処理部８４から出力される。利得制御信号は実際にはＬＮＡ８３に対してのみならず、可変利得増幅器その他の回路ブロックへも適宜供給されるが、簡単のため図８ではベースバンド処理部８４からＬＮＡ８３への利得制御信号経路のみを示してある。
【００６１】
ここで、本実施形態の無線通信装置では、ベースバンド処理部８４により例えば図９に示すような手順に従って、ＬＮＡ８３の利得制御を行う。まず、ＬＮＡ８３の通常動作モードを低利得モードと定める。ベースバンド処理部８４によって、受信ベースバンド信号から受信信号レベルＶｒを観測して測定し（ステップＳ１）、Ｖｒが予め設定された第１の閾値Ｖｔｈ１以上か否かを調べる（ステップＳ２）。ＶｒがＶｔｈ１以上であれば、さらにＶｒが第２の閾値Ｖｔｈ２（ただし、Ｖｔｈ２＞Ｖｔｈ１）以上かどうかを調べる（ステップＳ３）。
【００６２】
ここで、Ｖｒ≧Ｖｔｈ２であれば低利得モードを維持する（ステップＳ５）。この低利得モードは、例えば第１の実施形態において図１中のカスコードトランジスタＱ１２，Ｑ１３，Ｑ１４のうちＱ１２とＱ１４をオン、Ｑ１３をオフにした状態に相当する。また、このときは入力段トランジスタＱ１１のバイアス電流を前述した５０％のバイアス電流制御範囲の最小値に設定する。
【００６３】
一方、ステップＳ２においてＶｒが第１の閾値Ｖｔｈ１に満たない受信信号が一定期間入力された場合、言い換えればＶｒがＶｔｈ１以上の受信信号が一定期間入力されなかった場合（ステップＳ４でＹＥＳ）、ＬＮＡ８３を低利得モードから高利得モードに変更する（ステップＳ６）。この高利得モードは、例えば第１の実施形態において図１中のカスコードトランジスタＱ１２，Ｑ１３，Ｑ１４のうちＱ１２とＱ１３をオン、Ｑ１４をオフにした状態に相当する。また、このときは入力段トランジスタＱ１１のバイアス電流を前述した５０％のバイアス電流制御範囲の最大値に設定する。
【００６４】
このような利得制御をＬＮＡ８３に対して行うと、無線通信装置が消費電流の少ない低利得モードで動作する期間の割合が増す。従って、無線通信装置が特に電池を電源とする携帯無線端末の場合、電池寿命が延びることになり、一回の充電で端末を使用できる時間を長くとることができる。
【００６５】
上記説明では、ＬＮＡ８３の利得切り替えを低利得と高利得の２段階に行と説明したが、さらに多段階に利得切り替えを行ってもよいことは言うまでもない。その場合、受信信号レベルの判定のための閾値を３つ以上用意しておけばよい。
【００６６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、入力インピーダンスの変動による回路特性の劣化を抑えつつ、消費電流の低減を可能とした広範囲の利得切り替え機能を持つ増幅器を実現できる。さらに、この増幅器を低雑音増幅器に用いて消費電流の低減を可能とした無線通信装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る増幅器の構成を示す回路図
【図２】同実施形態における利得切替回路の具体的な構成例を示す回路図
【図３】同実施形態における利得切替回路の他の具体的な構成例を示す回路図
【図４】同実施形態におけるバイアス制御回路の具体的な構成例を示す回路図
【図５】本発明の第２の実施形態に係る増幅器の構成を示す回路図
【図６】本発明の第３の実施形態に係る増幅器の構成を示す回路図
【図７】同実施形態におけるバイアス電流の最適制御範囲を説明するための入力ＶＳＷＲの周波数特性を示す図
【図８】本発明の第４の実施形態に係る無線通信装置の概略的な構成を示すブロック図
【図９】同実施形態における低雑音増幅器に対する利得制御の手順を示すフローチャート
【符号の説明】
１１，１１Ａ，１１Ｂ…信号入力端子
１２…バイアス制御回路
１３…制御入力端子
１４…利得切替回路
１５，１５Ａ，１５Ｂ…信号出力端子
８１…アンテナ
８２…送受切替器
８３…低雑音増幅器
８４…ベースバンド処理部
８５…電力増幅器

Claims

信号入力端子からの入力信号を受ける入力段トランジスタと；
前記入力段トランジスタに対してカスコード接続された複数のカスコードトランジスタと；
第１の制御信号に従って前記入力段トランジスタを流れる電流の信号出力端子側への分配比を少なくとも二段階に切り替えるように前記複数のカスコードトランジスタの少なくとも一つをオン／オフ制御する第１の制御回路と；
前記入力段トランジスタの動作点を決定すると共に、第２の制御信号に従って該入力段トランジスタのバイアス電流を制御する第２の制御回路と
を具備する増幅器。
前記複数のカスコードトランジスタは、エミッタ面積の異なる少なくとも二つのバイポーラトランジスタまたはゲート幅とゲート長の比が異なる少なくとも二つの電界効果トランジスタを含む請求項１記載の増幅器。
前記第２の制御回路は、前記第１の制御回路による前記オン／オフ制御と関連して前記第２の制御信号に従って前記入力段トランジスタのバイアス電流を制御する請求項１記載の増幅器。
前記第２の制御回路は、前記第１の制御回路の前記オン／オフ制御による少なくとも二段階の利得切り替えに対して、最大利得時に前記バイアス電流が相対的に大きくなり、最大利得時に前記バイアス電流が相対的に小さくなるように前記バイアス電流を制御する請求項３記載の増幅器。
前記第２の制御回路による前記バイアス電流の制御幅が５０％以内である請求項１、３または４のいずれか１項記載の増幅器。
請求項１乃至５のいずれか１項記載の増幅器を受信信号の増幅のための低雑音増幅器として用いた受信部を具備する無線通信装置。
前記受信信号のレベルを測定し、該受信信号のレベルと予め設定された閾値との大小関係に応じて請求項１における前記第１の制御信号を発生する手段をさらに具備する請求項６記載の無線通信装置。