JPH09191230A - 同調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 バリコンが不要であって集積化に適した同調
回路を提供すること。 【解決手段】 同調回路１は、非反転回路５０と、それ
ぞれが入力される交流信号の位相を所定量シフトさせる
ことにより所定の周波数において合計で３６０°の位相
シフトを行う２つの移相回路１０Ｌおよび３０Ｃと、後
段の移相回路３０Ｃの出力側に設けられた抵抗６２およ
び６４からなる分圧回路６０と、分圧回路６０の出力を
非反転回路５０の入力側に帰還させる帰還抵抗７０と、
非反転回路５０の入力側に接続された可変抵抗７４とを
含んで構成されている。前段の移相回路１０Ｌにはアン
テナコイルを利用したインダクタ１７が含まれており、
アンテナで受信した電波が取り込まれる。後段の移相回
路３０Ｃには可変抵抗３６が含まれており、この抵抗値
を可変することにより同調周波数が可変される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ラジオ受信機等に
用いられる同調回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＡＭラジオ等の各種の受信機には種々の
周波数の信号が入力されるが、これらの信号の中から所
望の信号を選局して受信するには、入力回路にバンドパ
スフィルタの特性を持たせればよい。また、ＡＭラジオ
のように広範囲に渡って分布する複数の放送波の中の１
つを選局するには、このバンドパスフィルタの中心周波
数を任意に変化させればよいが、このようなバンドパス
フィルタがなかったため、スーパーヘテロダイン方式が
採用されている。このスーパーヘテロダイン方式は、バ
ンドパスフィルタの中心周波数を変えずに、放送局の周
波数をバンドパスフィルタの中心周波数に変換すること
で、所望の信号のみを取り出すものである。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来の受信機においては、入力回路をバーアンテナとバリ
コンによるＬＣ共振回路によって形成しており、バリコ
ンが不可欠の構成要素となっていた。また、スーパーヘ
テロダイン方式を用いた受信機においては、選択度を向
上させるために、この入力回路による同調周波数と局部
発振回路の発振周波数とを連動させる同調機構を有し、
この連動を２連バリコンによって行っていた。上述した
バリコンや２連バリコンは受信周波数に応じて所定の静
電容量を有するように作られていて大きさが決まってい
ることから、同調機構全体の小型化や集積化が難しかっ
た。

【０００４】また、スーパーヘテロダイン方式を用いた
従来の受信機の局部発振回路や中間周波増幅回路には局
部発振トランスや中間周波トランスが使用されており
（最近では中間周波増幅をセラミックフィルタを用いて
行うものもある）、これらのトランスは外付け部品であ
って、この点からも同調機構全体の集積化が難しかっ
た。

【０００５】本発明は、このような点に鑑みて創作され
たものであり、その目的はバリコンが不要であって集積
化に適した同調回路を提供することを目的とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ために、本発明の同調回路は、一方がＣＲ回路を含み、
他方がＬＲ回路を含む全域通過型の２つの移相回路を有
しており、２つの移相回路による全体の位相シフト量の
合計が３６０°（あるいは１８０°）となるような周波
数で所定の同調動作を行うように構成されている。特
に、一方の移相回路に含まれるＬＲ回路を構成するイン
ダクタはアンテナコイルが用いられており、このアンテ
ナコイルに到達する各種周波数の電波の中から、上述し
た２つの移相回路による位相シフト量の合計が３６０°
（あるいは１８０°）となる周波数のものだけが選択さ
れ、出力される。したがって、同調機構を構成する際
に、従来の受信機のようにアンテナコイルとバリコンに
よるＬＣ共振回路を構成する必要がない。また、本発明
の同調回路は、全域通過型の移相回路を用いているた
め、この同調回路を用いることにより、同調周波数を変
えたときの振幅変化がなく安定した出力を得ることがで
き、かならずしもスーパーヘテロダイン方式を採用しな
くとも受信機を構成することができる。

【０００７】

【発明の実施の形態】以下、本発明の同調回路を適用し
た一の実施形態について、図面を参照しながら具体的に
説明する。

【０００８】〔第１の実施形態〕図１は、第１の実施形
態の同調回路の構成を示す回路図である。同図に示す同
調回路１は、入力される交流信号の位相を変えずに出力
する非反転回路５０と、それぞれが入力信号の位相を所
定量シフトさせることにより所定の周波数において合計
で３６０°の位相シフトを行う２つの移相回路１０Ｌ、
３０Ｃと、後段の移相回路３０Ｃのさらに後段に設けら
れた抵抗６２および６４からなる分圧回路６０と、分圧
回路６０の出力を非反転回路５０の入力側に帰還させる
帰還抵抗７０と、帰還抵抗７０を介して帰還させた信号
の一部を分岐させるために設けられた可変抵抗７４とを
含んで構成されている。

【０００９】なお、非反転回路５０はバッファ回路とし
て機能するものであり、前段の移相回路１０Ｌの入力部
分で生じる信号の損失等を防止するために設けられてい
る。例えば、エミッタホロワ回路やソースホロワ回路等
により構成されている。直接接続した場合の損失等を最
小限に抑えるように帰還抵抗７０等の各素子の素子定数
を選定した場合には、この非反転回路５０を省略して同
調回路を構成してもよい。

【００１０】図２は、図１に示した前段の移相回路１０
Ｌの構成を抜き出して示したものである。同図に示す前
段の移相回路１０Ｌは、２入力の差分電圧を所定の増幅
度で増幅して出力する差動増幅器１２と、入力端２２に
入力された信号の位相を所定量シフトさせて差動増幅器
１２の非反転入力端子に入力するインダクタ１７および
抵抗１６（これらのインダクタ１７、抵抗１６により第
２の直列回路が構成される）と、入力端２２に入力され
た信号の位相を変えずにその電圧レベルを約１／２に分
圧して差動増幅器１２の反転入力端子に入力する抵抗１
８および２０（これら２つの抵抗１８、２０により第１
の直列回路が構成される）とを含んで構成されている。
なお、インダクタ１７に直列に接続されたキャパシタ１
９は直流電流阻止用であり、そのインピーダンスは動作
周波数において極めて小さく設定され、すなわち大きな
静電容量を有している。

【００１１】このような構成を有する移相回路１０Ｌに
おいて、インダクタ１７はアンテナコイルが用いられて
おり、例えばＡＭ受信機やＦＭ受信機のアンテナコイル
を使用することができる。

【００１２】図２に示す入力端２２に所定の交流信号が
入力されると、差動増幅器１２の反転入力端子には、入
力端２２に印加される電圧Ｅi を抵抗１８と抵抗２０と
によって約１／２に分圧した電圧が印加される。

【００１３】一方、入力信号が入力端２２に入力される
と、差動増幅器１２の非反転入力端子には、インダクタ
１７と抵抗１６の接続点に現れる信号が入力される。イ
ンダクタ１７により構成されるＬＲ回路の一方端には入
力信号が入力されているため、入力信号の位相をこのＬ
Ｒ回路によって所定量シフトした信号の電圧が差動増幅
器１２の非反転入力端子には印加される。差動増幅器１
２は、このようにして２つの入力端子に印加される電圧
の差分を所定の増幅度で増幅した信号を出力する。

【００１４】図３は、移相回路１０Ｌの入出力電圧とイ
ンダクタ等に現れる電圧との関係を示すベクトル図であ
る。

【００１５】同図に示すように、抵抗１６の両端に現れ
る電圧ＶR1とインダクタ１７の両端に現れる電圧ＶL1
は、互いに位相が９０°ずれており、これらをベクトル
的に加算したものが入力電圧Ｅi となる。したがって、
入力信号の振幅が一定で周波数のみが変化した場合に
は、図３に示す半円の円周に沿って抵抗１６の両端電圧
ＶR1とインダクタ１７の両端電圧ＶL1とが変化する。

【００１６】また、差動増幅器１２の非反転入力端子に
印加される電圧（抵抗１６の両端電圧ＶR1）から反転入
力端子に印加される電圧（抵抗２０の両端電圧Ｅi ／
２）をベクトル的に減算したものが差分電圧Ｅo ′とな
る。この差分電圧Ｅo ′は、図３に示した半円におい
て、その中心点を始点とし、電圧ＶR1と電圧ＶL1とが交
差する円周上の一点を終点とするベクトルで表すことが
でき、その大きさは半円の半径Ｅi ／２に等しくなる。

【００１７】差動増幅器１２の出力電圧Ｅo はこの差分
電圧Ｅo ′を所定の増幅度で増幅したものとなる。した
がって、上述した移相回路１０Ｌにおいて、出力電圧Ｅ
o は入力信号の周波数によらず一定であって、全域通過
回路として動作する。

【００１８】また、図３から明らかなように、電圧ＶR1
と電圧ＶL1とは円周上で直角に交わるため、入力電圧Ｅ
i と電圧ＶR1との位相差は周波数ωが０から∞まで変化
するに従って０°から９０°まで変化する。そして、移
相回路１０Ｌ全体の位相シフト量φ1 はその２倍であ
り、周波数に応じて０°から１８０°まで変化する。

【００１９】同様に、図４は図１に示した後段の移相回
路３０Ｃの構成を抜き出して示したものである。同図に
示す後段の移相回路３０Ｃは、２入力の差分電圧を所定
の増幅度で増幅して出力する差動増幅器３２と、入力端
４２に入力された信号の位相を所定量シフトさせて差動
増幅器３２の非反転入力端子に入力するキャパシタ３４
および可変抵抗３６（これらのキャパシタ３４、可変抵
抗３６により第２の直列回路が構成される）と、入力端
４２に入力された信号の位相を変えずにその電圧レベル
を約１／２に分圧して差動増幅器３２の反転入力端子に
入力する抵抗３８および４０（これら２つの抵抗３８、
４０により第１の直列回路が構成される）とを含んで構
成されている。

【００２０】このような構成を有する移相回路３０Ｃに
おいて、所定の交流信号が入力端４２に入力されると、
差動増幅器３２の反転入力端子には、入力端４２に印加
される電圧Ｅi を抵抗３８と抵抗４０とによって約１／
２に分圧した電圧が印加される。

【００２１】一方、入力信号が入力端４２に入力される
と、差動増幅器３２の非反転入力端子には、キャパシタ
３４と可変抵抗３６の接続点に現れる信号が入力され
る。キャパシタ３４と可変抵抗３６により構成されるＣ
Ｒ回路の一方端には入力信号が入力されているため、入
力信号の位相をこのＣＲ回路によって所定量シフトした
信号の電圧が差動増幅器３２の非反転入力端子には印加
される。差動増幅器３２は、このようにして２つの入力
端子に印加される電圧の差分を所定の増幅度で増幅した
信号を出力する。

【００２２】図５は、移相回路３０Ｃの入出力電圧とキ
ャパシタ等に現れる電圧との関係を示すベクトル図であ
る。

【００２３】同図に示すように、可変抵抗３６の両端に
現れる電圧ＶR2とキャパシタ３４の両端に現れる電圧Ｖ
C1は、互いに位相が９０°ずれており、これらをベクト
ル的に加算したものが入力電圧Ｅi となる。したがっ
て、入力信号の振幅が一定で周波数のみが変化した場合
には、図５に示す半円の円周に沿って可変抵抗３６の両
端電圧ＶR2とキャパシタ３４の両端電圧ＶC1とが変化す
る。

【００２４】また、差動増幅器３２の非反転入力端子に
印加される電圧（可変抵抗３６の両端電圧ＶR2）から反
転入力端子に印加される電圧（抵抗４０の両端電圧Ｅi
／２）をベクトル的に減算したものが差分電圧Ｅo ′と
なる。この差分電圧Ｅo ′は、図５に示した半円におい
て、その中心点を始点とし、電圧ＶR2と電圧ＶC1とが交
差する円周上の一点を終点とするベクトルで表すことが
でき、その大きさは半円の半径Ｅi ／２に等しくなる。

【００２５】差動増幅器３２の出力電圧Ｅo はこの差分
電圧Ｅo ′を所定の増幅度で増幅したものとなる。した
がって、上述した移相回路３０Ｃにおいて、出力電圧Ｅ
o は入力信号の周波数によらず一定であって、全域通過
回路として動作する。

【００２６】また、図５から明らかなように、電圧ＶR2
と電圧ＶC1とは円周上で直角に交わるため、入力電圧Ｅ
i と電圧ＶR2との位相差は周波数ωが０から∞まで変化
するに従って９０°から０°まで変化する。そして、移
相回路３０Ｃ全体の位相シフト量φ2 はその２倍であ
り、周波数に応じて１８０°から０°まで変化する。

【００２７】このようにして、２つの移相回路１０Ｌ、
３０Ｃのそれぞれにおいて位相が所定量シフトされる。
しかも、図３および図５に示すように、移相回路１０
Ｌ、３０Ｃのそれぞれにおける入出力電圧の相対的な位
相関係は反対方向であって、所定の周波数において２つ
の移相回路１０Ｌ、３０Ｃの全体により位相シフト量の
合計が３６０°となる信号が出力される。

【００２８】また、後段の移相回路３０Ｃの出力は、出
力端子９２から同調回路１の出力として取り出されると
ともに、この移相回路３０Ｃの出力を分圧回路６０を通
した信号が帰還抵抗７０を介して非反転回路５０の入力
側に帰還されている。

【００２９】上述した２つの移相回路１０Ｌ、３０Ｃの
各利得を調整することにより、図１に示した非反転回路
５０、２つの移相回路１０Ｌ、３０Ｃ、分圧回路６０お
よび帰還抵抗７０を含んで形成される帰還ループのオー
プンループゲインが１以下になるように設定されてい
る。すなわち、分圧回路６０や帰還抵抗７０を通すこと
により信号振幅の減衰が生じるが、この減衰分を移相回
路１０Ｌ、３０Ｃによる増幅で補うことにより、同調回
路全体の帰還ループのオープンループゲインが１以下に
なるように設定されている。なお、移相回路１０Ｌ、３
０Ｃの各利得を調整する代わりに、非反転回路５０に１
以上の利得を持たせ、この値を調整してもよい。

【００３０】また、上述したように前段の移相回路１０
Ｌに含まれるインダクタ１７はアンテナコイルが用いら
れているため、このアンテナコイルを放送波が届く位置
に置いたときにその両端に起電力（交流信号）が生じ
る。このように、インダクタ１７は、所定のインダクタ
ンスを有するとインダクタとして機能すると同時に、所
定の交流信号を発生する信号源としての機能も有してい
る。

【００３１】ところで、インダクタ１７の両端に所定の
交流信号が発生すると、この交流信号は同調回路１の閉
ループを流れる信号に重畳されるが、等価的には、この
所定の交流信号を閉ループの外部から与えて閉ループ内
の信号に重畳してもよい。

【００３２】図６は、図１に示した同調回路の一部に対
応した等価回路を示す図である。図６に示した移相回路
１０Ｌ内のインダクタ１７′は、図１に示した移相回路
１０Ｌ内のインダクタ１７から信号源としての機能を取
り除いたものであり、単なるインダクタとして機能す
る。また、移相回路１０Ｌの前段には信号源７６が設け
られており、この信号源７６によって発生した所定の交
流信号が可変抵抗７４を介して移相回路１０Ｌに入力さ
れている。

【００３３】したがって、等価的には抵抗７０を介して
帰還される信号と信号源７６によって発生した信号とが
加算され、この加算された信号が前段の移相回路１０Ｌ
に入力されて閉ループ内を流れる。

【００３４】このように、２つの移相回路１０Ｌ、３０
Ｃによって所定の周波数における位相シフト量の合計が
３６０°となり、このとき２つの移相回路１０Ｌ、３０
Ｃを含んで形成される帰還ループのオープンループゲイ
ンを１以下に設定することにより、所定の周波数成分の
信号のみを通過させる同調動作が行われる。

【００３５】図７は、図１に示した同調回路１の構成を
部分的に図６に示した等価的な構成に置き換えた場合で
あって、２つの移相回路１０Ｌ、３０Ｃおよびその前後
に接続された非反転回路５０および分圧回路６０の全体
を伝達関数Ｋ1 を有する回路に置き換えたシステム図で
あり、伝達関数Ｋ1 を有する回路と並列に抵抗Ｒ0 を有
する帰還抵抗７０が、直列に帰還抵抗７０のｎ倍の抵抗
値（ｎＲ0 ）を有する抵抗７４が接続されている。図８
は、図７に示すシステムをミラーの定理によって変換し
たシステム図であり、変換後のシステム全体の伝達関数
Ａは、 Ａ＝Ｖo ／Ｖi ＝Ｋ1 ／｛ｎ（１−Ｋ1 ）＋１｝ ・・・(1) で表すことができる。

【００３６】ところで、前段の移相回路１０Ｌの伝達関
数Ｋ2 は、インダクタ１７と抵抗１６からなるＬＲ回路
の時定数をＴ₁ （インダクタ１７のインダクタンスを
Ｌ、抵抗１６の抵抗値をＲとするとＴ₁ ＝Ｌ／Ｒ）とす
ると、 Ｋ2 ＝ａ₁ （１−Ｔ₁ ｓ）／（１＋Ｔ₁ ｓ） ・・・(2) となる。ここで、ｓ＝ｊω、ａ₁ は移相回路１０Ｌの利
得であって１以上の値となる。

【００３７】また、後段の移相回路３０Ｃの伝達関数Ｋ
3 は、キャパシタ３４と可変抵抗３６からなるＣＲ回路
の時定数をＴ₂ （可変抵抗３６の抵抗値をＲ、キャパシ
タ３４の静電容量をＣとするとＴ₂ ＝ＣＲ）とすると、 Ｋ3 ＝−ａ₂ （１−Ｔ₂ ｓ）／（１＋Ｔ₂ ｓ） ・・・(3) となる。ここで、ａ₂ は移相回路３０Ｃの利得であって
１以上の値となる。

【００３８】また、分圧回路６０の利得をａ₃ （≦
１）、非反転回路５０の利得をａ₄ とするとともに、こ
れら分圧回路６０および非反転回路５０による信号の減
衰等を補うために２つの移相回路１０Ｌ、３０Ｃの利得
ａ₁ 、ａ₂ を設定すると、非反転回路５０、移相回路１
０Ｌ、３０Ｃおよび分圧回路６０を縦続接続した場合の
全体の伝達関数Ｋ1 は、 Ｋ1 ＝−｛１＋（Ｔｓ）² −２Ｔｓ｝／｛１＋（Ｔｓ）² ＋２Ｔｓ｝ ・・・(4) となる。なお、計算を簡単なものとするために、各移相
回路の時定数Ｔ₁ 、Ｔ₂をともにＴとした。この（４）
式を上述した（１）式に代入すると、 Ａ＝−｛１＋（Ｔｓ）² −２Ｔｓ｝ ／〔（２ｎ＋１）｛１＋（Ｔｓ）² ｝＋２Ｔｓ〕 ＝−｛１／（２ｎ＋１）｝〔｛１＋（Ｔｓ）² −２Ｔｓ｝ ／｛１＋（Ｔｓ）² ＋２Ｔｓ／（２ｎ＋１）｝〕 ・・・(5) となる。

【００３９】この（５）式によれば、ω＝０（直流の領
域）のときにＡ＝−１／（２ｎ＋１）となって、最大減
衰量を与えることがわかる。また、ω＝∞のときにもＡ
＝−１／（２ｎ＋１）となって、最大減衰量を与えるこ
とがわかる。さらに、ω＝１／Ｔの同調点（一般には各
移相回路の時定数が異なるので、ω＝１／√（Ｔ₁ ・Ｔ
₂ ）の同調点）においてはＡ＝１であって図６に示した
抵抗７０と７４の抵抗比ｎに無関係であって、図９に示
すように、同調帯域幅（すなわちＱ）と最大減衰量が任
意に設定可能なバンドパスフィルタとして動作すること
がわかる。

【００４０】また、上述した同調回路１は、前段の移相
回路１０Ｌに含まれるインダクタ１７をアンテナコイル
によって形成しているため、放送波等の各種の受信信号
を直接同調回路１に取り込むことかでき、従来不可欠で
あったバリコンが不要となる。このため、アンテナコイ
ルを除く同調回路１全体を半導体基板上に形成すること
ができ、集積化に適している。

【００４１】また、同調回路１の後段の移相回路３０Ｃ
に含まれる可変抵抗３６の抵抗値を可変することによ
り、閉ループを一巡したときに移相量の合計が３６０°
となる周波数を変えることができる。したがって、同調
回路１の中心周波数（同調周波数）を任意に変えること
ができ、必ずしも従来のようにスーパーヘテロダイン方
式を用いなくとも受信機を構成することが可能となっ
た。このため、スーパーヘテロダイン方式の受信機では
不可欠であった中間周波トランスや局部発振トランス等
が不要となり、同調機構全体、さらには受信機のほとん
どを半導体基板上に一体形成することも可能となった。

【００４２】また、前段の移相回路１０Ｌの入力側に接
続された可変抵抗７４の抵抗値を変えることにより同調
帯域幅、すなわちバンドパスフィルタのＱを可変するこ
とができる。これにより、同調回路１を用いて構成した
受信機において、混信が生じる場合には可変抵抗７４の
抵抗値を調整することにより同調帯域幅を狭くして混信
を防ぎ、反対に混信が少ない場合においては可変抵抗７
４の抵抗値を調整することにより同調帯域幅を広げて受
信信号を忠実に再現するといったことが可能であり、混
信状態に応じて最適な受信機の設計が可能となる。

【００４３】図１０は、第１の実施形態の他の構成を示
す回路図であり、図１に示した同調回路１に対して、前
段および後段の移相回路１０Ｌ、３０Ｃをそれぞれ移相
回路３０Ｌ、１０Ｃに置き換えた構成を有している。

【００４４】図１０に示した前段の移相回路３０Ｌは、
２入力の差分電圧を所定の増幅度で増幅して出力する差
動増幅器３２と、移相回路３０Ｌの入力端に入力された
信号の位相を所定量シフトさせて差動増幅器３２の非反
転入力端子に入力する抵抗３５およびインダクタ３７
（これらの抵抗３５、インダクタ３７により第２の直列
回路が構成される）と、移相回路３０Ｌの入力端に入力
された信号の位相を変えずにその電圧レベルを約１／２
に分圧して差動増幅器３２の反転入力端子に入力する抵
抗３８および４０（これら２つの抵抗３８、４０により
第１の直列回路が構成される）とを含んで構成されてい
る。なお、インダクタ３７に直列に接続されたキャパシ
タ３９は直流電流阻止用であり、そのインピーダンスは
動作周波数において極めて小さく設定され、すなわち大
きな静電容量を有している。

【００４５】このような構成を有する移相回路３０Ｌ
は、基本的には図２に示した移相回路１０Ｌ内の抵抗１
６とインダクタ１７の配置を入れ換えたものであり、入
出力信号間の関係は図４に示した移相回路３０Ｃと同じ
となる。したがって、移相回路３０Ｌの入出力信号間の
関係は、図５に示したベクトル図において、電圧ＶR2を
インダクタ３７の両端電圧ＶL2に、電圧ＶC1を抵抗３５
の両端電圧ＶR3にそれぞれ置き換えるだけでよい。

【００４６】同様に、図１０に示した後段の移相回路１
０Ｃは、２入力の差分電圧を所定の増幅度で増幅して出
力する差動増幅器１２と、移相回路１０Ｃの入力端に入
力された信号の位相を所定量シフトさせて差動増幅器１
２の非反転入力端子に入力する可変抵抗１５およびキャ
パシタ１４（これらの可変抵抗１５、キャパシタ１４に
より第２の直列回路が構成される）と、移相回路１０Ｃ
の入力端に入力された信号の位相を変えずにその電圧レ
ベルを約１／２に分圧して差動増幅器１２の反転入力端
子に入力する抵抗１８および２０（これら２つの抵抗１
８、２０により第１の直列回路が構成される）とを含ん
で構成されている。

【００４７】このような構成を有する移相回路１０Ｃ
は、基本的には図４に示した移相回路３０Ｃ内の可変抵
抗３６とキャパシタ３４の配置を入れ換えたものであ
り、入出力信号間の関係は図２に示した移相回路１０Ｌ
と同じとなる。したがって、移相回路１０Ｃの入出力信
号間の関係は、図３に示したベクトル図において、電圧
ＶR1をキャパシタ１４の両端電圧ＶC2に、電圧ＶL1を可
変抵抗１５の両端電圧ＶR4にそれぞれ置き換えるだけで
よい。

【００４８】このように、同調回路１Ａを構成する２つ
の移相回路３０Ｌ、１０Ｃは、入出力信号間の関係をみ
ると、図１に示した同調回路１を構成する２つの移相回
路３０Ｃ、１０Ｌと等価であり、前段の移相回路３０Ｌ
にアンテナコイルによって形成されたインダクタ３７を
含んでいることから、図１に示した同調回路１と同様
に、任意に同調周波数を変えることができ、バリコンが
不要であって集積化に適しているという特長を有してい
る。

【００４９】〔第２の実施形態〕上述した第１の実施形
態の同調回路１、１Ａは、各同調回路を構成する２つの
移相回路による位相シフト量の合計が３６０°となる周
波数で所定の同調動作を行っていたが、２つの移相回路
による位相シフト量の合計が１８０°となる周波数で所
定の同調増幅を行うようにしてもよい。

【００５０】図１１は、第２の実施形態の同調回路１Ｂ
の詳細な構成を示す回路図である。同図に示す同調回路
１Ｂは、入力される交流信号の位相を反転して出力する
位相反転回路８０と、それぞれが入力される交流信号の
位相を所定量シフトさせることにより所定の周波数にお
いて合計で１８０°の位相シフトを行う２つの移相回路
１０Ｌおよび１０Ｃと、後段の移相回路１０Ｃのさらに
後段に設けられた抵抗６２および６４からなる分圧回路
６０と、分圧回路６０の出力を位相反転回路８０の入力
側に帰還させる帰還抵抗７０と、帰還抵抗７０を介して
帰還させた信号の一部を分岐するために設けられた可変
抵抗７４とを含んで構成されている。

【００５１】前段の移相回路１０Ｌは、その詳細構成お
よび入出力信号の位相関係は図２および図３を用いて説
明した通りであり、例えば抵抗１６とインダクタ１７か
らなるＬＲ回路の時定数をＴ₁ とすると、ω＝１／Ｔ₁
近傍の周波数において位相シフト量φ1 がほぼ９０°と
なる。

【００５２】また、後段の移相回路１０Ｃの入出力信号
間の関係は、上述した第１の実施形態で説明したよう
に、図３に示したベクトル図において、電圧ＶR1をキャ
パシタ１４の両端電圧ＶC2に、電圧ＶL1を可変抵抗１５
の両端電圧ＶR4にそれぞれ置き換えるだけでよく、例え
ばキャパシタ１４と可変抵抗１５からなるＣＲ回路の次
定数をＴ₁ ′とすると、ω＝１／Ｔ₁ ′近傍の周波数に
おいて位相シフト量φ1′がほぼ９０°となる。

【００５３】このように、２つの移相回路１０Ｌおよび
１０Ｃの全体による位相シフト量の合計が所定の周波数
において、φ1 ＋φ1 ′＝１８０°となる。

【００５４】また、２つの移相回路１０Ｌ、１０Ｃの前
段に接続された位相反転回路８０は、入力される交流信
号の位相を反転するものであり、例えば、エミッタ接地
回路やソース接地回路あるいはオペアンプと抵抗を組み
合わせた回路によって実現される。

【００５５】このように、所定の周波数において、２つ
の移相回路１０Ｌおよび１０Ｃによって位相が１８０°
シフトされ、さらにその前段に接続された位相反転回路
８０によって位相が反転され、これら３つの回路の全体
による位相シフト量の合計が３６０°となる。

【００５６】また、後段の移相回路１０Ｃの出力は出力
端子９２から同調回路１Ｂの出力として取り出されると
ともに、後段の移相回路１０Ｃの出力を分圧回路６０を
通した信号が帰還抵抗７０を介して位相反転回路８０の
入力側に帰還されている。

【００５７】このように、一方の移相回路１０Ｌにアン
テナコイルで形成したインダクタ１７を含めるととも
に、分圧回路６０の出力を帰還抵抗７０を介して位相反
転回路８０の入力側に帰還させ、移相回路１０Ｌ、１０
Ｃの利得を調整してこの帰還ループのオープンループゲ
インを１以下に設定することにより、所定の同調動作を
行わせることができる。したがって、図１に示した同調
回路１等と同様に、任意に同調周波数を変えることがで
き、バリコンが不要であって集積化に適しているという
特長を有している。なお、移相回路１０Ｌ、１０Ｃの各
利得を調整する代わりに、位相反転回路８０に１以上の
利得を持たせ、この値を調整するようにしてもよい。

【００５８】図１２は、第２の実施形態の同調回路の他
の構成を示す回路図である。同図に示す同調回路１Ｃ
は、図１１に示した同調回路１Ｂに含まれる２つの移相
回路１０Ｌ、１０Ｃの代わりに、図１０に示した同調回
路１Ａに含まれる前段の移相回路３０Ｌと、図１に示し
た同調回路１に含まれる後段の移相回路３０Ｃとを用い
て構成されている。

【００５９】前段の移相回路３０Ｌの入出力信号間の関
係は、上述した第１の実施形態で説明したように、図５
に示したベクトル図において、電圧ＶR2をインダクタ３
７の両端電圧ＶL2に、電圧ＶC1を抵抗３５の両端電圧Ｖ
R3にそれぞれ置き換えるだけでよく、例えばインダクタ
３７と抵抗３５からなるＬＲ回路の時定数をＴ₂ ′とす
ると、ω＝１／Ｔ₂ ′近傍の周波数において位相シフト
量φ2 ′がほぼ９０°となる。（正確には位相が反転し
た後さらに位相遅れ方向にほぼ９０°の位相シフトが行
われる）。

【００６０】また、後段の移相回路３０Ｃは、その詳細
構成および入出力信号の位相関係は図４および図５を用
いて説明した通りであり、例えば可変抵抗３６とキャパ
シタ３４からなるＣＲ回路の時定数をＴ₂ とすると、ω
＝１／Ｔ₂ 近傍の周波数において、位相シフト量φ2 が
ほぼ９０°となる（正確には移相回路３０Ｌと同様に、
位相が反転した後さらに位相遅れ方向にほぼ９０°の位
相シフトが行われる）。

【００６１】このように、２つの移相回路３０Ｌおよび
３０Ｃの全体による位相シフト量の合計が所定の周波数
においてφ2 ′＋φ2 ＝１８０°となり、前段に接続さ
れた位相反転回路８０によって位相が反転され、これら
３つの回路の全体による位相シフト量の合計が３６０°
となる。

【００６２】また、後段の移相回路３０Ｃのさらに後段
に接続された分圧回路６０の出力は、出力端子９２から
同調回路１Ｃの出力として取り出されるとともに、帰還
抵抗７０を介して位相反転回路８０の入力側に帰還され
ている。

【００６３】このように、一方の移相回路３０Ｌにアン
テナコイルで形成したインダクタ３７を含めるととも
に、分圧回路６０の出力を帰還抵抗７０を介して位相反
転回路８０の入力側に帰還させ、この帰還ループのオー
プンループゲインを１以下に設定することにより、所定
の同調動作を行わせることができる。したがって、図１
に示した同調回路１や図１１に示した同調回路１Ｂ等と
同様に、任意に同調周波数を変えることができ、バリコ
ンが不要であって集積化に適しているという特長を有し
ている。

【００６４】なお、本発明は上記実施形態に限定される
ものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施
が可能である。

【００６５】例えば、上述した各種の同調回路１等は、
位相シフトに着目すると２つの移相回路と非反転回路あ
るいは２つの移相回路と位相反転回路によって構成され
ており、これら３つの回路の全体によって所定の周波数
において合計の位相シフト量を３６０°にすることによ
り所定の同調動作を行うようになっている。したがっ
て、位相シフト量だけに着目すると、２つの移相回路の
どちらを前段に用いるか、あるいは３つの回路をどのよ
うな順番で接続するかはある程度の自由度があり、必要
に応じて接続順番を決めることができる。

【００６６】また、上述した同調回路１等においては、
一方の移相回路に可変抵抗を含ませたが、両方の移相回
路に可変抵抗を含むようにしてもよい。例えば、図１に
示した同調回路１において、前段の移相回路１０Ｌ内の
抵抗１６を可変抵抗１５に置き換える。このように、各
移相回路に可変抵抗を含ませた場合には、２つの移相回
路による移相量の合計が大きくなるため、同調回路全体
の同調周波数の可変範囲を大きく設定することができ
る。

【００６７】また、図１等に示した各種の同調回路１等
は、後段の移相回路のさらに後段に分圧回路６０を接続
したが、この分圧回路６０の分圧比を１に設定し、ある
いはこの分圧回路６０を省略して、後段の移相回路３０
Ｃの出力を抵抗７０を介して直接帰還させるようにして
もよい。

【００６８】また、上述した分圧回路６０は、後段の移
相回路のさらに後段に接続したが、２つの移相回路と分
圧回路６０をどのように接続するかは任意であり、その
順番を適当に決めることができる。但し、分圧回路６０
を最終段以外に接続した場合には、分圧回路６０の前段
の回路の出力端を出力端子９２に接続し、分圧前の信号
を同調回路の出力として取り出すようにする。

【００６９】また、上述した各同調回路は、２つの移相
回路内のＬＲ回路あるいはＣＲ回路に含まれる可変抵抗
の抵抗値を変えることにより同調周波数を変えるように
したが、ＣＲ回路に含まれるキャパシタの静電容量を変
えることによりこのＣＲ回路の時定数を変えて同調周波
数を変化させるようにしてもよい。具体的には、このキ
ャパシタを逆バイアス電圧可変によって静電容量が変更
可能な可変容量ダイオードや、ゲート電圧可変によって
ゲート容量が変更可能なＦＥＴに置き換えればよい。

【００７０】また、２つの移相回路内のＬＲ回路あるい
はＣＲ回路の時定数を変えるには、上述したような可変
素子ばかりでなく、抵抗値が固定の複数の抵抗あるいは
静電容量が固定の複数のキャパシタを用意しておいて、
スイッチ切り換えにより、択一的に選択してあるいは接
続状態を切り換えることにより、ＬＲ回路あるいはＣＲ
回路の時定数を不連続的に変化させるようにしてもよ
い。

【００７１】また、上述した各種の同調回路１等におい
ては、可変抵抗７４の抵抗値を変えることにより同調帯
域幅を変えるようにしたが、反対にこの可変抵抗７４を
抵抗値が固定の抵抗に置き換えるとともに抵抗７０を可
変抵抗に置き換えて、この可変抵抗の抵抗値を変えるよ
うにしてもよい。

【００７２】

【発明の効果】上述したように本発明の同調回路は、所
定の同調周波数を有するバンドパスフィルタとして動作
し、しかも一方の移相回路に含まれるインダクタをアン
テナコイルによって形成しているため、放送波等の各種
の受信信号を直接同調回路に取り込むことかでき、従来
不可欠であったバリコンが不要となる。このため、イン
ダクタを除く同調回路全体を半導体基板上に形成するこ
とができ、集積化に適している。

【００７３】また、少なくとも一方の移相回路に含まれ
る可変抵抗の抵抗値を可変することにより、同調回路の
閉ループを一巡したときに移相量の合計が３６０°とな
る周波数を変えることができるため、同調周波数を任意
に変えることができ、必ずしも従来のようにスーパーヘ
テロダイン方式を用いなくとも受信機を構成することが
可能となる。このため、スーパーヘテロダイン方式の受
信機では不可欠であった中間周波トランスや局部発振ト
ランス等が不要となり、同調機構全体、さらには受信機
のほとんどを半導体基板上に一体形成することも可能と
なる。

【００７４】また、前段の移相回路の入力側に接続され
た抵抗あるいは帰還抵抗の少なくとも一方の抵抗値を変
えることにより同調帯域幅、すなわちバンドパスフィル
タのＱを可変することができるため、例えば同調回路を
用いて構成した受信機において、混信が生じる場合には
同調帯域幅を狭くして混信を防ぎ、反対に混信が少ない
場合においては同調帯域幅を広げて受信信号を忠実に再
現するといったことが可能であり、混信状態に応じて最
適な受信機の設計が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施形態の同調回路の構成を示す回路図
である。

【図２】図１に示す前段の移相回路の構成を示す回路図
である。

【図３】図２に示した移相回路の入出力電圧とインダク
タ等に現れる電圧の関係を示すベクトル図である。

【図４】図１に示す後段の移相回路の構成を示す回路図
である。

【図５】図４に示した移相回路の入出力電圧とキャパシ
タ等に現れる電圧の関係を示すベクトル図である。

【図６】図１に示した同調回路の一部に対応した等価回
路を示す図である。

【図７】同調回路内の２つの移相回路および分圧回路の
全体を所定の伝達関数を有する回路に置き換えた図であ
る。

【図８】図７に示す回路をミラーの定理によって変換し
た図である。

【図９】図１に示す同調回路の特性図である。

【図１０】第１の実施形態の同調回路の他の例を示す回
路図である。

【図１１】第２の実施形態の同調回路の構成を示す回路
図である。

【図１２】第２の実施形態の同調回路の他の例を示す回
路図である。

【符号の説明】

１ 同調回路 １０Ｌ、３０Ｃ 移相回路 １２、３２ 差動増幅器 １６、１８、２０、３８、４０ 抵抗 １７ インダクタ ３４ キャパシタ ３６、７４ 可変抵抗 ６０ 分圧回路 ７０ 帰還抵抗 ９２ 出力端子

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 抵抗値がほぼ等しい第１および第２の抵
   抗により構成されており、入力される交流信号が両端に
   印加される第１の直列回路と、アンテナコイルを用いて
   形成されたインダクタあるいはキャパシタによるリアク
   タンス素子と第３の抵抗により構成されており、前記交
   流信号が両端に印加される第２の直列回路と、前記第１
   の直列回路を構成する前記第１の抵抗および第２の抵抗
   の接続点の電位と前記第２の直列回路を構成する前記リ
   アクタンス素子と第３の抵抗の接続点の電位との差分を
   所定の増幅度で増幅して出力する差動増幅器とを含み、
   互いに移相方向が反対となる２つの移相回路を備え、 前記２つの移相回路を縦続接続し、後段の前記移相回路
   の出力を前段の前記移相回路の入力側に帰還させるとと
   もに、前記２つの移相回路のいずれかの出力を同調出力
   として取り出すことを特徴とする同調回路。
2. 【請求項２】 抵抗値がほぼ等しい第１および第２の抵
   抗により構成されており、入力される交流信号が両端に
   印加される第１の直列回路と、アンテナコイルを用いて
   形成されたインダクタあるいはキャパシタによるリアク
   タンス素子と第３の抵抗により構成されており、前記交
   流信号が両端に印加される第２の直列回路と、前記第１
   の直列回路を構成する前記第１の抵抗および第２の抵抗
   の接続点の電位と前記第２の直列回路を構成する前記リ
   アクタンス素子と第３の抵抗の接続点の電位との差分を
   所定の増幅度で増幅して出力する差動増幅器とを含み、
   互いに移相方向が反対となる２つの移相回路と、 入力される交流信号の位相を変えずに出力する非反転回
   路と、 を備え、前記２つの移相回路と前記非反転回路を縦続接
   続し、これら縦続接続された複数の回路の最終段の出力
   を初段の入力側に帰還させるとともに、前記縦続接続さ
   れた複数の回路の中のいずれかの出力を同調出力として
   取り出すことを特徴とする同調回路。
3. 【請求項３】 抵抗値がほぼ等しい第１および第２の抵
   抗により構成されており、入力される交流信号が両端に
   印加される第１の直列回路と、アンテナコイルを用いて
   形成されたインダクタあるいはキャパシタによるリアク
   タンス素子と第３の抵抗により構成されており、前記交
   流信号が両端に印加される第２の直列回路と、前記第１
   の直列回路を構成する前記第１の抵抗および第２の抵抗
   の接続点の電位と前記第２の直列回路を構成する前記リ
   アクタンス素子と第３の抵抗の接続点の電位との差分を
   所定の増幅度で増幅して出力する差動増幅器とを含み、
   互いに移相方向が同じとなる２つの移相回路と、 入力される交流信号の位相を反転して出力する位相反転
   回路と、 を備え、前記２つの移相回路と前記位相反転回路を縦続
   接続し、これら縦続接続された複数の回路の最終段の出
   力を初段の入力側に帰還させるとともに、前記縦続接続
   された複数の回路の中のいずれかの出力を同調出力とし
   て取り出すことを特徴とする同調回路。
4. 【請求項４】 請求項１〜３のいずれかにおいて、 前記２つの移相回路の少なくとも一方に含まれる前記第
   ２の直列回路の時定数を可変することにより、同調周波
   数を変化させることを特徴とする同調回路。
5. 【請求項５】 請求項４において、 前記第２の直列回路を構成する前記第３の抵抗の抵抗値
   を可変することにより、前記時定数を変化させることを
   特徴とする同調回路。
6. 【請求項６】 請求項１〜５のいずれかにおいて、 ２つの移相回路を含んで形成される閉ループの一部に分
   圧回路を挿入し、前記分圧回路に入力される交流信号を
   同調出力として取り出すことを特徴とする同調回路。
7. 【請求項７】 請求項１〜６のいずれかにおいて、 前記２つの移相回路を含んで形成される閉ループの一部
   に挿入された抵抗と、前記閉ループを流れる交流信号の
   一部を分岐するために設けられた抵抗とをさらに備えて
   おり、これら２つの抵抗の抵抗比を可変することによ
   り、同調帯域幅を変化させることを特徴とする同調回
   路。
8. 【請求項８】 請求項１〜７のいずれかにおいて、 前記２つの移相回路を含んで形成される閉ループのオー
   プンループゲインを１以下に設定することにより、発振
   しない状態で同調動作を行わせることを特徴とする同調
   回路。
9. 【請求項９】 請求項１〜８のいずれかにおいて、 前記インダクタを除く構成部品を半導体基板上に一体形
   成したことを特徴とする同調回路。