CN103636125A - 离散时间滤波器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于对输入信号进行滤波的离散时间滤波器，所述离散时间滤波器包括切换电容器网络，所述切换电容器网络包括：输入端（102）以及输出端（104）；在所述输入端（102）与所述输出端（104）之间并联布置的某一数目的切换电容器路径（101、103、105、107），每一切换电容器路径（101、103、105、107）包括一个电容器；以及开关电路（121、125、127），所述开关电路用于在不同的时刻对各个电容器进行切换，以输出经滤波的输入信号。

Description

离散时间滤波器

技术领域

本发明涉及一种用于对输入信号进行滤波的离散时间滤波器。

背景技术

接收器为一种电子电路，该类电子电路接收频率高的RF信号并将该RF信号下变频到基带以进行进一步的处理及解调。这些接收器通常会将微弱的所需RF信号放大，并过滤掉不需要的邻近信号及相关的阻塞信号（blocker）。通常可通过改变接收器的本地振荡器的LO频率来对接收器进行调谐，以接收在某一频带中的特定信道。

多频带接收器可以从具有不同频率的两个或两个以上的不同频带中接收信号。因为这些频带可能彼此相距较远，所以多频带接收器应该是可调谐或可编程的，以便覆盖所有所需的频带。

多标准接收器可以接收不同标准的信号。这些标准的主要区别之一在于信号带宽。因此，多标准接收器的带宽必须是可选择的，以便覆盖不同的标准。但是，在不同标准中，对于接收器的其他要求，例如接收频率、灵敏度、线性、滤波要求等可能会不同。单个的多频带/多标准接收器可以使用可编程的接收频率和输入带宽，而不是针对不同的频带或标准使用多种不同的接收器。

如图15所示的常规超外差式接收器架构1500提供了在中频（IF）下的高质量滤波、IF下的无闪烁增益，但是使用了固定中频。超外差式接收器架构1500中频率为f_RF=f_LO+f_IF的所接收的射频信号，首先经过预先选择级1501、低噪声放大器1503、RF混频器1505、中频（IF）滤波器1507、IF放大器1509、IF混频器1511、信道选择器1513、基带增益级1515以及模数转换器1517，然后进入数字调制解调器1519进行进一步处理。

但是，由于混频器1605的正交运算，即如图16中的频率图1600中所描绘的将频率为ω₁的所需频带与本地振荡器（LO）频率ω_LO相乘，所需频带1601的镜像1603在中频IF处混叠，导致在频率为ω_IF的IF频带中形成不需要的混叠分量1609。低通滤波器1607用于镜像抑制（imagerejection）。

接收器应支持多频带多标准操作，以便覆盖较大范围的通信标准。另一方面，为节约成本，希望能将接收器高度集成，成为单个芯片，优选地能在纳米级CMOS工艺中进行集成。零差式架构（包括ZIF以及LIF）是一种常见的接收器结构，这是由于其广受认可的单片集成能力。图17图示了常见的零差式接收器架构1700。零差式接收器架构1700中所接收的频率为f_RF=f_LO的射频信号首先经过预先选择级1701、低噪声放大器1703、混频器1705、信道选择器1707、基带增益级1709以及模数转换器1711，然后进入数字调制解调器1713，以进行进一步处理。

但是，零差式接收器架构中存在若干技术问题，需要给予这些问题特别关注，以使得这一架构能适用于不同的通信标准。图18中描绘了不同的干扰现象，图18中所描绘的零差式接收器具有低噪声放大器1801、混频器1803、低通滤波器1805、增益级1407以及模数转换器1809。

DC偏移是ZIF（零中频）结构中的常见问题，该问题源于通过LNA放大器1801放大的或未通过LNA放大器1801放大的本地振荡器（LO）信号cosω_LOt的自混频（self-mixing）或下变频混频器1803处的强干扰，如图18所示。如果LO泄漏到达天线，那么DC偏移会更加严重。在这种情况下，随着不断变化的天线环境，会引起时变DC偏移。因此，通常需要将DC偏移消除技术用于ZIF（零中频）。由于LO频率基本上与输入RF频率相同，因此该LO泄漏可高于具有不同LO频率的接收器的情况。在一些情况下，需要进行LO泄漏校准。此外，二阶互调（IM2）是ZIF中的常见问题，这通常需要进行IP2校准。在ZIF结构中，通常，接收器增益中的小部分是在RF级提供，而大部分是在BB级提供。因此，基带（BB）放大器的闪烁噪声增大了系统的总本底噪声（NF）。设计师通常通过在BB中使用大型晶体管来尝试着将总本底噪声降到最低。此外，由于第一滤波是在BB中执行，并且考虑到在BB之前的RF增益，所以第一BB滤波器必须高度线性。基于运算放大器（Opamp）的或基于Gm-C的双二阶滤波器是用于这一目的的为人所熟知的模块，但它消耗很多电力。

人们认为，如图19中所描绘的超外差式架构可以解决上述问题。超外差式接收器架构1900中频率为f_RF=f_LO+f_IF的所接收的射频信号，首先经过预先选择级1905、低噪声放大器1907、RF混频器1909、外部（芯片外）中频（IF）滤波器1903、IF放大器1911、IF混频器1913、信道选择器1915、基带增益级1917以及模数转换器1919，然后进入数字调制解调器1921进行进一步处理。

但是，如图19中所描绘的常规超外差式架构1900会带来其自身的一系列问题。按照惯例，IF滤波器1903作为昂贵的芯片外部件来实施。然后，需要为I/O缓冲器提供大功率，以驱动芯片外滤波器1903。此外，芯片外滤波器1903只能通过接合线（bond wire）来存取，而接合线会带来寄生电感及寄生电容。另外，具有固定频率IF滤波器的接收器需要两个独立的本地振荡器，一个用于实现从RF到IF的下变频，而另一个用于实现从IF到BB到下变频。

发明内容

本发明的目标是提供一种用于芯片上离散滤波器实施方案的高效概念方法。

此目标可以通过独立权利要求中的特征来实现。进一步的实施形式在从属权利要求、具体说明和附图中显而易见。

为了详细描述本发明，将使用以下术语、缩写和符号：

RF：射频，

IF：中频，

ZIF：零中频，

LIF：低中频，

LO：本地振荡器，

BB：基带，

BW：带宽，

LPF：低通滤波器，

BPF：带通滤波器。

根据第一方面，本发明涉及一种用于对输入信号进行滤波的离散时间滤波器，所述离散时间滤波器包括切换电容器网络，所述切换电容器网络包括：输入端和输出端；在所述输入端与所述输出端之间并联布置的某一数目的切换电容器路径，每一切换电容器路径包括一个电容器；以及开关电路，所述开关电路用于在不同的时刻对各个电容器进行切换以输出经滤波的输入信号。

因此，所述离散时间滤波器可以有效地在单个芯片上实施，进而节省空间及电力。

在根据第一方面的离散时间滤波器的第一可能实施形式中，所述开关电路用于从一个共同时钟信号的不同相位开始对各个电容器进行切换。

所述共同时钟信号可由本地振荡器来提供。因此，所述离散时间滤波器适宜于在集成电路内使用，而在这些集成电路中构建准确规定的电阻器及电容器的话会很不经济。

在根据第一方面本身或者根据第一方面的第一实施形式的离散时间滤波器的第二可能实施形式中，所述开关电路用于在所述并联的切换电容器路径上对所述电容器按顺序进行切换。

通过对所述电容器按顺序进行切换，可以达成在所述电容器之间的电荷共用（charge sharing），这样可以使得所述设计能够节省电力。

在根据第一方面本身或根据第一方面的前述实施形式中任一者的离散时间滤波器的第三可能实施形式中，所述开关电路用于周期性地对所述电容器进行切换。

切换可由时钟信号来控制，进而实现有效率的切换控制。

在根据第一方面本身或根据第一方面的前述实施形式中任一者的离散时间滤波器的第四可能实施形式中，所述周期性切换在一个输入样本的周期内完成。

所述输入样本的周期可由输入样本的持续时间来确定，所述输入样本的持续时间可对应于一个时钟信号的周期。所述时钟信号可由本地振荡器来提供。另外，可将所述输入样本有效率地分配给不同的切换路径，实现性能增益。

在根据第一方面本身或根据第一方面的前述实施形式中任一者的离散时间滤波器的第五可能实施形式中，所述开关电路包括所述数目的输入开关，所述数目的输入开关用于将各个电容器切换到所述输入端以对所述电容器进行充电。

所述输入开关提供了用于对电容器的充电操作进行控制的有效率的机制。

在根据第一方面本身或根据第一方面的前述实施形式中任一者的离散时间滤波器的第六可能实施形式中，所述开关电路包括所述数目的输出开关，所述数目的输出开关用于将各个电容器切换到所述输出端以按顺序地输出所述数目的经滤波的子信号，所述数目的经滤波的子信号联合表示经滤波的输入信号。

所述输出开关提供了用于对电容器的充电操作进行控制的有效率的机制。

在根据第一方面的第六实施形式的离散时间滤波器的第七可能实施形式中，所述开关电路包括所述数目的放电开关，每个重设开关经布置以将一个电容器切换到一个参考电位来放电。

所述放电开关提供了用于对充电切换进行控制的有效率的机制，确切地说是对电容器进行重设。

在根据第一方面的第六或第七实施形式的离散时间滤波器的第八可能实施形式中，所述离散时间滤波器包括一个转换放大器，所述转换放大器具有耦接到所述输入端的一个放大器输出端，所述转换放大器经布置以将在所述转换放大器的放大器输入端处的电压信号转换成一个电流信号，所述电流信号形成输入信号。

通过所述转换放大器，可以有效率地实现电压到电流的转换，从而提供所述离散时间滤波器的改善的动态范围。

在根据第一方面本身或根据第一方面的前述实施形式中任一者的离散时间滤波器的第九可能实施形式中，所述转换放大器为转导级（gmstage）。

因此，通过使用转导级，所述转换放大器可以整合到一个芯片中。

在根据第一方面本身或根据第一方面的前述实施形式中任一者的离散时间滤波器的第十可能实施形式中，所述离散时间滤波器包括耦接到所述输入端的输入电容器。

所述输入电容器可以有效率地用于存储所述输入信号。

在根据第一方面本身或根据第一方面的前述实施形式中任一者的离散时间滤波器的第十一可能实施形式中，所述离散时间滤波器包括耦接到所述输出端的输出电容器。

所述输出电容器可以有效率地用于存储所述输出信号。

在根据第一方面本身或根据第一方面的前述实施形式中任一者的离散时间滤波器的第十二可能实施形式中，所述数目等于或大于4个。

当使用大于或等于4个的数目时，可以实现相对于本地振荡器频率的充分的过采样率（oversampling rate）。

在根据第一方面本身或根据第一方面的前述实施形式中任一者的离散时间滤波器的第十三可能实施形式中，所述开关电路形成一个采样混频器，所述采样混频器用于以预定的采样率来对所述输入信号进行采样，以在所述数目的切换电容器路径中获得在不同时刻采样的所述数目的离散时间信号。

所述数目的采样的离散时间信号可以联合表示一个过采样的信号。此外，所述采样混频器使得所述离散时间滤波器对二阶非线性不敏感。

在根据第一方面本身或根据第一方面的前述实施形式中任一者的离散时间滤波器的第十四可能实施形式中，所述离散时间滤波器为低通滤波器或带通滤波器或信道选择器。

所述离散时间滤波器可以在基带以及在中频范围中操作。

根据第二方面，本发明涉及一种用于使用切换电容器网络对输入信号进行离散时间滤波的方法，所述切换电容器网络包括输入端以及输出端，某一数目的并联切换电容器路径布置在所述输入端与所述输出端之间，每个切换电容器路径包括电容器，所述方法包括在不同的时刻对各个电容器进行切换来对所述输入信号进行滤波以输出经滤波的输入信号。

在噪声指数与失真特性的取舍方面，本方法可以提供优势。

附图说明

图1所示为离散时间滤波器的方框图；

图2A、图2B所示为离散时间滤波器的方框图；

图3所示为离散时间滤波器的方框图；

图4所示为射频接收器的方框图；

图5所示为射频接收器的方框图；

图6所示为射频接收器的方框图；

图7所示为射频接收器的方框图；

图8所示为信号切换；

图9所示为离散时间滤波器的方框图；

图10所示为离散时间滤波器；

图11所示为性能参数图（performance diagram）；

图12所示为性能参数图；

图13所示为超外差式接收器的方框图；

图14所示为超外差式接收器的方框图；

图15所示为常规超外差式接收器架构的方框图；

图16所示为常规超外差式接收器架构中的所接收信号的频率图；

图17所示为常规零差式接收器架构的方框图；

图18所示为常规零差式接收器架构中的所接收信号的频率图；并且

图19所示为具有芯片外IF滤波的常规超外差式接收器架构的方框图。

具体实施方式

图1所示为根据一种操作形式的射频接收器的处理电路的离散时间滤波器100的方框图。离散时间滤波器100包括第一切换电容器路径101、第二切换电容器路径103、第三切换电容器路径105以及第四切换电容器路径107，这些切换电容器路径并联耦接在离散时间滤波器100的输入端102与输出端104之间。滤波器路径101、103、105和107中的每一者包括：第一开关121，第一开关121串联耦接到滤波器路径中，第一开关121的输入端耦接到离散时间滤波器100的输入端；电容器123，Cs，其将第一开关121的输出端并联到接地；第二开关125，其输入端耦接到第一开关121的输出端，并且其输出端耦接到接地；以及第三开关127，其耦接在第二开关125的输入端与离散时间滤波器100的输出端之间。开关121、125以及127形成开关电路，该开关电路用于在不同的时刻来切换每个电容器，以便输出经滤波的输入信号。

输入端102处的采样率可以描述为f_s-in=1/T_s，其中T_s为采样间隔，且子路径101、103、105和107中的每一者处的采样率可以描述为f_s-sub=(1/T_s)/4，即抽取因子为4。然而，由于子路径输出端按照时间交错的方式进行合并，因此原始数据速率得以恢复。离散时间滤波器100可以是差分或伪差分结构的单端版本（single-ended version）。

图2A及图2B中描绘的是具有示例性的两条切换电容器路径的离散时间滤波器的操作。

图2A中所示的离散时间滤波器另外还包括耦接到输入端102的第一历史电容器（history capacitor）201以及耦接到输出端104的第二历史电容器203。离散时间滤波器进一步包括耦接到输入端102的转导级（gmstage）205。转导级205接收例如在图2B中示例性示出的离散时间信号x[n]，其中在输出端104处输出滤波后的信号y[N*n]。图2B示出开关121、125以及127的示例性状态图，其中包括切换信号

图3所示为图1中示出的离散时间滤波器。

此外，提供了围绕图2所描述的历史电容器201、203以及转导级205。

如图3所描绘，输入到转导级205的输入信号可以是模拟信号或数字信号，该信号可以将电压信号转换为电流信号。如果该输入信号为模拟信号，那么开关121可以执行采样，例如过采样（oversampling）。通过使用四个切换电容器路径，可以执行过采样因子（oversampling factor）为4的过采样。但是，各个切换电容器路径可以使用输入信号的频率来操作。

图4所示为根据一种操作形式的射频接收器400的方框图。射频接收器400用于接收模拟射频信号402。射频接收器400包括采样混频器401、离散时间滤波器403，以及模拟放大器407。

采样混频器401用于使用预定采样率f_s对模拟射频信号402进行采样，以获得离散时间采样信号404，并将离散时间采样信号404向中频406移位，从而获得按照预定采样率f_s采样的中频离散时间信号408。处理电路403用于对在预定采样率f_s下的中频离散时间信号408进行离散时间处理。

模拟放大器407用于接收并放大模拟射频信号402，从而提供经放大的模拟射频信号422。采样混频器401耦接到模拟放大器407，并且用于从模拟放大器407接收经放大的模拟射频信号422。在一种操作形式中，模拟放大器407包括上文所述的转导级。

采样混频器401是包括同相路径410和正交路径412的正交混频器。采样混频器401包括采样器421和正交离散时间混频器423。采样器421用于对经放大的模拟射频信号422进行采样，从而提供离散时间采样信号404。正交离散时间混频器423的同相部分用于对离散时间采样信号404与本地振荡器425所产生的同相振荡器信号414进行混频。正交离散时间混频器423的正交部分用于对离散时间采样信号404与本地振荡器425所产生的正交振荡器信号416进行混频。正交离散时间混频器423在采样混频器401的输出端处提供两个离散时间采样子信号408a、408b，来表示离散时间采样信号408。在一种操作形式中，采样混频器401是直接采样混频器。在一种操作形式中，采样混频器401用于以某一过采样率来对模拟射频信号402进行过采样，并提供若干离散时间采样子信号408a、408b，这些子信号408a、408b联合表示离散时间采样信号408，每个离散时间采样子信号408a、408b表示通过对应于模拟射频信号402的频率的采样率进行采样的模拟射频信号402。

在一种操作形式中，采样器421是用于对电流进行采样的电流采样器。采样器421可以用连续时间（CT）sinc滤波器来表示，该CT sinc滤波器在1/Ti处具有第一陷波（first notch）并且对镜像频率进行抗混叠，其中Ti为采样时间。采样频率可以对应于输入-输出速率。在离散时间（DT）信号处理过程中，输入电荷q_in[n]被视作是输入采样信号，而输出电压V_out[n]被视作是输出采样信号，二者根据以下等式来计算：

$q_{\mathrm{in}}\left[n\right]=\underset{{\mathrm{nT}}_s}{\overset{{\mathrm{nT}}_s+T_i}{\∫}}{i}_{\mathrm{in}}\left(t\right)\mathrm{dt}$

$V_{\mathrm{out}}\left[n\right]=\frac{q_{\mathrm{in}}\left[n\right]}{C_s}$

在一种操作形式中，预定采样率f_s是过采样因子为4的过采样率，即，预定采样率f_s对应于本地振荡器频率的四倍，即f_s=4f_LO。

在一种操作形式中，同相路径410用于使用重复函数(repeatingfunction)[1 0-1 0]产生同相振荡器信号414。在一种操作形式中，正交相路径412用于使用重复函数[0 1 0-1]生成正交相振荡器信号416。在一种操作形式中，同相路径410用于使用重复函数[11+√21+√21-1-1-√2-1-√2-1]产生同相振荡器信号414。在一种操作形式中，正交相路径112用于使用重复函数[-1-√2-111+√21+√21-1-1-√2]产生正交相振荡器信号416。

在一种操作形式中，离散时间滤波器403包括：同相路径418，其耦接到采样混频器401的同相路径410；以及正交路径420，其耦接到采样混频器401的正交路径412。

在一种操作形式中，离散时间滤波器403形成信道选择器，例如开关，该开关可以是晶体管。

在一种操作形式中，离散时间滤波器403包括两个离散时间滤波器405，该两个离散时间滤波器405用于在同相路径与正交路径中以预定采样率f_s对中频离散时间信号408进行滤波。离散时间滤波器405是低通滤波器或带通滤波器，确切地说是复数带通滤波器（complex band-passfilter）。在一种操作形式中，离散时间滤波器403用于执行中频离散时间信号408的同相分量与正交分量（未图示）之间的电荷共用（chargesharing）。在一种操作形式中，离散时间滤波器403包括切换电容器电路。在一种操作形式中，中频指的是零频率区域内的零。离散时间滤波器403可以实施为如图1、图2或图3，或者如上文所描述的离散时间滤波器中的一者。

在一种操作形式中，采样混频器401可以视作是以四倍（4×）速率进行操作的四倍速率DT混频器（quad DT mixer）。四倍（4×）采样概念是用于在随后的级中保持原始的采样率，由此避免过早抽取。在一种操作形式中，进一步的IIR滤波器添加在抽取之前。

在一种操作形式中，射频接收器400被集成在单个芯片上，无需使用外部滤波器。

图5所示为根据一种操作形式的射频接收器500的方框图。射频接收器500用于接收模拟射频信号Vin(t)。射频接收器500包括采样混频器501、离散时间滤波器503，以及模拟放大器507。

采样混频器501用于使用预定采样率f_s对模拟射频信号Vin(t)进行采样，以获得离散时间采样信号，并将该离散时间采样信号向中频移位，从而获得按照预定采样率f_s进行采样的中频离散时间信号208。离散时间滤波器503用于以预定采样率f_s对中频离散时间信号508进行离散时间滤波。

模拟放大器507用于接收并放大对应于围绕图1所描述的模拟放大器507的模拟射频信号Vin(t)。采样混频器501耦接到模拟放大器507，并用于从模拟放大器507中接收经放大的模拟射频信号。

采样混频器501是四倍速率混频器（quadruple mixer），也称为四相混频器（quad mixer）或4x-混频器，包括第一路径508a、第二路径508b、第三路径508c以及第四路径508d。采样混频器501包括：第一开关509a，其用于通过第一控制信号来控制第一路径508a；第二开关509b，其用于通过第二控制信号

来控制第二路径508b；第三开关509c，其用于通过第三控制信号

来控制第三路径508c；以及第四开关509d，其用于通过第四控制信号

来控制第四路径508d。控制信号

以及

的表示如上文所述。

离散时间滤波器503包括：第一路径511a，其耦接到采样混频器501的第一路径508a；第二路径511b，其耦接到采样混频器501的第二路径508b；第三路径511c，其耦接到采样混频器501的第三路径508c；以及第四路径511d，其耦接到采样混频器501的第四路径508d。离散时间滤波器503的路径511a、511b、511c以及511d中的每一者包括：电容器C_h，其并联到接地；以及相应的滤波器505a、505b、505c、505d，该等相应的滤波器串联耦接到离散时间滤波器503的相应路径508a、508b、508c以及508d中。

在一种操作形式中，离散时间滤波器503中的相应路径508a、508b、508c以及508d中的每一者形成一阶全速率IIR低通滤波器。在一种操作形式中，离散时间滤波器503中的相应路径508a、508b、508c以及508d中的每一者提供的传递函数（transfer function）描述为下式：

$H\left(z\right)=\frac{V_{\mathrm{out}}\left(z\right)}{q_{\mathrm{in}}\left(z\right)}=\frac{\frac{1}{C_h+C_s}}{1-\frac{C_h}{C_h+C_s}{z}^{-1}}$

根据一种操作形式，离散时间滤波器503形成一阶全速率IIR滤波器或FIR，其中有四个抽头（tap）用于抗混叠，可选的抽取因子为4。

在一种操作形式中，离散时间滤波器503实施为如图1、图2或图3，或者如上文所描述的离散时间滤波器中的一者。

采样混频器501可对应于围绕图4所描述的采样混频器401。离散时间滤波器503可以对应于围绕图4所描述的离散时间滤波器403。模拟放大器507可以对应于围绕图4所描述的模拟放大器507。

图6所示为根据一种操作形式的射频接收器的方框图。与图5所示的射频接收器的不同之处在于，图6所示的射频接收器包括电容器C_h2，该等电容器C_h2耦接到每个离散时间滤波器505a、505b、505c、505d的输出端，进而形成复合式离散时间滤波器601，例如二阶IIR滤波器，例如低通滤波器。围绕图4所描述的离散时间滤波器403以及围绕图5所描述的离散时间滤波器503可以包括复合式离散时间滤波器601。

每一路径的二阶传递函数可表示如下：

$H\left(z\right)=\frac{V_{\mathrm{out}}\left(z\right)}{q_{\mathrm{in}}\left(z\right)}=\frac{\frac{1}{C_{h1}+C_s}}{1-\frac{C_{h1}}{C_{h1}+C_s}{z}^{-1}}\×\frac{\frac{C_s}{C_{h2}+C_s}}{1-\frac{C_{h2}}{C_{h2}+C_s}{z}^{-1}}$

图7所示为根据一种操作形式的射频接收器的方框图。与图6所示的射频接收器的不同之处在于，图7所示的射频接收器进一步包括复合式离散时间滤波器701，复合式离散时间滤波器701布置在复合式离散时间滤波器601的下游。确切地说，复合式离散时间滤波器601中的离散时间滤波器505a、505b、505c、505d的输出端分别（以级联方式）串联耦接到复合式离散时间滤波器601中的离散时间滤波器505a、505b、505c、505d的输入端。离散时间滤波器505a、505b、505c、505d的输出端分别以电容器C_h3结束。根据一种操作形式，复合式离散时间滤波器701形成一阶IIR低通滤波器。

围绕图4所描述的离散时间滤波器403以及围绕图5所描述的离散时间滤波器503可以进一步包括复合式离散时间滤波器701。

图8所示为用于对根据上文所述的任一操作形式的离散时间滤波器的开关进行控制的一组切换信号的曲线图800。第一切换信号

是脉冲时间为Ti且采样时间为Ts的脉冲信号。第二切换信号

是脉冲时间为Ti且采样时间为Ts的脉冲信号。第三切换信号

是脉冲时间为Ti且采样时间为Ts的脉冲信号。第四切换信号

是脉冲时间为Ti且采样时间为Ts的脉冲信号。在这一实施方案中，采样时间Ts对应于脉冲时间Ti。这四个切换信号的脉冲的脉冲时间Ti相对于彼此在时间上移位。当第一切换信号

从高信号电平降到低信号电平，即脉冲结束时，第二切换信号

从低信号电平升到高信号电平，即脉冲开始。相同条件适用于第二脉冲信号

与第三脉冲信号第三脉冲信号

与第四脉冲信号

以及第四脉冲信号

与第一脉冲信号

之间的关系。

图9所示为根据一种操作形式的离散时间滤波器的方框图，该离散时间滤波器由（以级联方式）串联连接的第一离散时间滤波器901与第二离散时间滤波器903组成。第一离散时间滤波器901可实施为例如图1所示。第二离散时间滤波器903包括并联布置的两个离散时间滤波器905及907，根据图10所示的操作形式，该两个离散时间滤波器905及907中的每一者具有如图1所示的结构。此外，在第一离散时间滤波器901的输入端及输出端处，布置有电容器Ch2及Ch3。第二离散时间滤波器903的输出端以电容器Ch4结束。

第一离散时间滤波器901可以形成基带（BB）选择滤波器，而第二离散时间滤波器903可以形成抗混叠FIR滤波器（例如，4个抽头），即抽取兼输出IIR滤波器。进而，可以实施双二阶窄带离散时间滤波器。

围绕图4所描述的离散时间滤波器403以及围绕图5所描述的离散时间滤波器503可以包括第一离散时间滤波器901和/或第二离散时间滤波器903的特征。

图11所示为根据一种操作形式的射频接收器的性能参数图1100，其中执行了根据本文本所述原理的离散时间滤波。图1100描绘了常规RF接收器的IIR滤波器输出信号1101，其中在抽取之后执行IIR滤波，即，IIR滤波器输出信号1101携带有因抽取所产生的镜像。图1100进一步描绘了根据本发明的各方面的射频接收器的IIR滤波器输出信号1103，其中在抽取之前执行IIR滤波。相对于常规RF接收器的IIR滤波器输出信号1101来说，根据本发明各方面的射频接收器的IIR滤波器输出信号1103，其性能在虚像频率（alias frequency）0、-fs/4和-fs/2处及附近处提高了约30dB。

图12所示为根据一种操作形式的射频接收器的性能参数图1200，其中执行了根据本文本所述原理的离散时间滤波。图1200描绘应用了FIR滤波和向下采样（down-sampling）的常规RF接收器的第一输出信号1201。图1200描绘应用了FIR滤波、向下采样和IIR滤波的常规RF接收器的第二输出信号1201，其中IIR滤波在向下采样之后进行。图1200描绘应用了FIR滤波、IIR滤波和向下采样的根据本发明各方面的射频接收器的第三输出信号705，其中向下采样在FIR滤波之后以及IIR滤波之后进行。根据本发明各方面的射频接收器的第三输出信号1205，相对于常规RF接收器的第一输出信号1201来说，性能在向下采样所涉及的虚像频率0、-fs/4和-fs/2处及附近处提高了至少30dB，并且，相对于常规RF接收器的第二输出信号1203来说，性能在向下采样所涉及的虚像频率0、-fs/4和-fs/2处及附近处提高了至少10到15dB。相比于第一输出信号1201和第二输出信号1203的陷波，第三输出信号1205的陷波显示出更宽的带宽。

图13所示为根据一种操作形式的超外差式接收器1300的方框图，其中所有的离散时间滤波器可根据本文本所述原理来实施。

超外差式接收器1300用于接收模拟射频信号，该模拟射频信号接收自天线1371。超外差式接收器1300包括：采样混频器1301，其可对应于上文所述的采样混频器；离散时间滤波器1303，其可对应于围绕图1所述的离散时间滤波器；以及离散时间混频器1309，其可对应于上文所述的离散时间混频器。超外差式接收器1300包括预先选择增益级1351、低噪声放大器（LNA）1353以及RF增益级1307，该RF增益级1307可以是模拟放大器。

从天线1371接收的模拟射频信号，经过预先选择增益级1351、低噪声放大器（LNA）1353、RF增益级1307、采样混频器1301、离散时间滤波器1303以及离散时间混频器1309，然后提供给模数转换器。

采样混频器1301用于在采样器1321中使用预定采样率f_s对接收自RF增益级1307的输出信号进行采样，以获得离散时间采样信号，并在正交混频器1323中将该离散时间采样信号移向第一中频f_LO，从而获得以预定采样率f_s进行采样的中频离散时间信号。正交混频器1323包括：同相路径，其提供经处理的中频离散时间信号的同相分量；以及正交路径，其提供经处理的中频离散时间信号的正交分量。

离散时间滤波器1303包括DT IF滤波器1305，DT IF滤波器1305用于以预定采样率f_s对该中频离散时间信号进行离散时间处理，从而获得具有同相分量和正交分量的经滤波信号。离散时间混频器1309用于将该经滤波的信号移向第二中频f_IF。

离散时间混频器1309包括：IF增益级1307和DT四倍速率IF混频器，该DT四倍速率IF混频器包括第一混频器部件1355、第二混频器部件1357、第三混频器部件1359、第四混频器部件1361、第一加法器1363和第二加法器1365。离散时间混频器1309进一步包括DT信道选择滤波器1366、抗混叠滤波器1367以及下采样器1369。在DT四倍速率IF混频器中，位于DT四倍速率IF混频器的输入端处的同相路径经由第四混频器部件1361耦接到第一加法器1363，并且经由第三混频器部件1359耦接到第二加法器1365；位于DT四倍速率IF混频器的输入端处的正交路径经由第一混频器部件1355耦接到第一加法器1363，并且经由第二混频器部件1357耦接到第二加法器1365。第一加法器1363的输出端形成DT四倍速率IF混频器的输出端处的正交路径，而第二加法器1365的输出端形成DT四倍速率IF混频器的输出端处的同相路径。DT四倍速率IF混频器的输出端处的同相路径和正交路径耦接到DT信道选择滤波器1366、抗混叠滤波器1367以及下采样器1369。

RF输入信号在RF级被采样，并且所有后续操作均在离散时间域（DT）内完成。因此，该框图被划分为两个部分：连续时间（CT）和离散时间（DT）。首先，LNA1353放大所接收的RF电压信号，并且将该RF电压信号转换成电流信号。此放大操作能减少后续各级的输入相关噪声，并因此提高接收器的总本底噪声（NF）。接着，在采样器1321中对RF信号进行过采样，约为奈奎斯特（Nyquist）速率的两倍。这样能确保RF信号在采样后保持在同一频率，不发生下变频或频率变换。另外，采样镜像频率与所需RF信号相距甚远。此外，在随后的IF处的滤波级中保持这个高采样率还能实现更有效的滤波。采样率（f_s）的准确值以某一方式来选择，以具有针对RF混频器1323的简单的DT LO信号，即，[1 0-1 0]。

超外差式接收器1300能解决以下问题：超外差架构普遍因使用正交结构而遭受IF镜像频率的影响。而常规超外差式接收器不可能做到这点。因为，它需要用于正交（I和Q）信号的两个分开的路径，因此它使得所有硬件的数量加倍，包括昂贵的芯片外IF滤波器及其缓冲器。然而，在图13中所描绘的超外差式接收器1300的完全集成结构中，这并不构成问题。

DT正交RF混频器1323、1325使用正交DT LO信号将采样信号下变频到IF，并使输出采样率与输入采样率保持相同。在一种操作形式中，在此架构中的IF为LPF、BPF或复数BPF。此滤波器1323、1325至少以同一输入原始采样率进行操作，而无需引入额外的镜像频率。在一种使用LPF的操作形式中，其转角频率（corner frequency）略高于IF频率，例如，f_IF+BW/2。在一种使用BPF的操作形式中，其中心频率定位在f_IF。此外，在一种使用复数BPF的操作形式中，其中心频率会根据正交混频器操作而置于+f_IF或–f_IF处。在该操作形式中，使用全速率LPF。在一种操作形式中，此架构中使用了若干级联IF滤波器来改善此架构的滤波功能。此外，IF增益可以在这些IF滤波器之间进行分配。可以容易地将高IF频率选择为高于闪烁噪声转角频率，以避免NF降级。

DT正交IF混频器1355、1357、1359、1361、1363、1365通过负镜像频率抑制或正镜像频率抑制，将IF信号下变频到基带（BB）。在整个接收器仅具有一个本地振荡器（LO）的操作形式中，f_IF等于f_LO除以某个整数。

一条由IIR滤波器1366、FIR抗混叠滤波器1367、抽取滤波器1369以及增益级构成的链路用来准备用于ADC的信号。IIR滤波器1366选择出一个或一些邻近信道并且滤除其余信道。一些抽取滤波器（decimation）269使得IF混频器之后的高采样率逐渐减小，每个抽取滤波器269由FIR抗混叠滤波器1367来保护。增益级提供足够的增益，从而使信号电平动态范围与ADC的动态范围相匹配。

在一种操作形式中，LNA1353实施为联合LNA或共同LNA，继之以转导级1307。

RF处的采样率可以根据以下RF和IF频率来计算：

$\left\{\begin{array}{c}{f}_{\mathrm{RF}}=f_{\mathrm{LO}}\±f_{\mathrm{IF}}\\ f_{\mathrm{IF}}=f_{\mathrm{LO}}/N\end{array}\right.\⇒f_{\mathrm{LO}}=\frac{N}{N\±1}{f}_{\mathrm{RF}}.$

最简DT正交LO信号为LO_I=[1 0-1 0]与LO_Q=[0 1 0-1]。因此，此处输入采样率选择为：

f_s=4×f_LO。

在一种操作形式中，使用开关在一个框1301中同时实施RF采样器1321及DT正交RF混频器1323、1325。通过为两个吉尔伯特单元（Gilbertcell）提供正交LO信号，例如，为了执行窗口整合采样（window integrationsampling），RF输入信号被采样并且下变频到IF频率。在此级的输出端，样本存储在采样电容器中。

在一种操作形式中，此结构中的DT IF混频器1355、1357、1359、1361、1363、1365由一些简单的开关或三阶镜像抑制混频器或者甚至更高级的结构来实施。在一种操作形式中，使用了简单的开关。在一种操作形式中，IF混频器的正交IF LO信号为IF_I=[1 0-1 0]和IF_Q=[0 1 0-1]。但是，其采样率被缩减为原来的N分之一。在IF混频器之后将IF处的N个样本并入采样电容器中能形成时间上均一的加权N抽头FIR滤波器，该滤波器在向下折叠所需信号之前，更大程度地使虚像频率衰减。在此之前，虚像频率已经IF BPF滤波器衰减。

就在IF混频器1355、1357、1359、1361、1363、1365之后，IIR滤波器1366将带宽（BW）限制到所需信道。在BB信号处理过程中，可以按时间来完成抽取，例如，通过并入一些改变时钟率的样本，或者按空间来完成抽取，例如，通过一起对不同采样器添加不同样本。在图13中所描绘的超外差式接收器1300中，BB中使用了时间抽取。

超外差式接收器1300使用了充足的滤波，使得后续框的线性度要求得以宽松。因此，在一种操作形式中，其余增益是由低功率简单转导级来提供的，而不是通过使用高线性度opamp和反馈结构来提供。

在一种操作形式中，超外差式接收器1300是具有数字后端的DT超外差式接收器。在此操作形式中，RF增益主要用于将电压转换成电流。采样器可以是DT混频器或后续滤波器的一部分。DT四倍速率RF混频器用于在DT域内将信号下变频到IF频率。DT IF滤波器用于抑制IF混频器的镜像频率。通过使用IF增益，能实现信号的无闪烁放大。DT四倍速率IF混频器用于将信号下变频到基带。DT信道选择滤波器用作窄带IIR滤波器，以选择所需信道。下采样的执行方式为，用抗混叠滤波器进行抽取，以满足ADC采样率。

采样混频器1301可对应于围绕图4所描述的采样混频器401。离散时间滤波器1303可以对应于围绕图4所描述的离散时间滤波器403。模拟放大器1307可以对应于围绕图4所描述的模拟放大器407。

在下文中，说明了在选择适当IF频率时的考虑因素：

·较高IF（例如，f_LO/8）

·镜像频率远离所需信道

·第一优势频率出现在f_RF±4f_IF距离处

·预先选择滤波器和已调谐的LNA显著改善镜像抑制

·否则，接收器本身的镜频抑制会较差：在f_RF±2f_IF处，为-50dB

·在IF级，需要较快的切换以及具有较高BW的转导

·较低IF（例如，f_LO/16）

·较好的镜像抑制，但更接近RF信号：在f_RF±2f_IF处，为-60dB

·在此较低IF处，应考虑闪烁噪声转角

·动态IF

·在具有高电平阻塞信号的繁忙环境中，IF频率可以得到切换，

因此能够改善该特定阻塞信号的镜像抑制

·例如，f_RF=1.0625GHz,f_LO=1.0GHz,f_IF=f_LO/16=62.5MHz→f_img=812.5MHz

f_RF=1.0625GHz,f_LO=944.4MHz,f_IF=f_LO/8=118MHz→f_img=590.3MHz

在一种操作形式中，超外差式接收器1300实施具有以下步骤的方法：

·将RF信号转换成电流（第一转导级）

·将RF信号下变频到IF频率（RF混频器）

·滤除第二混频器的重要镜像频率（IF滤波器）

·第二转导：更多增益，并且将更多RF信号转换成电流

·下变频到基带

·基带信道选择滤波

·进行虚像频率保护抽取（Alias-Protected Decimation）以减小采样率

因此，超外差式接收器1300具有以下优势：

·摆脱了LO馈通

·LO频率与所接收RF信号不同，

·无闪烁增益，

·无外部IF滤波器，

·充分的离散时间操作

·通过电容比和时钟频率对滤波器转角频率进行精确控制

·可扩展性：按照摩尔定律（Moore's Law）进行扩展。

图14所示为根据一种操作形式的超外差式接收器1400的方框图，其中所有的离散时间滤波器可根据本文本所述原理来实施。超外差式接收器1400的结构对应于参照图13所描述的超外差式接收器1300的结构，但是超外差式接收器1400包括耦接在RF增益级1307与采样器1321之间的抗混叠滤波器1411。离散时间混频器1309对应于参照图13所描述的离散时间混频器1309，但是在下游方向上包括额外的滤波级，该额外的滤波级包括BB信道选择滤波器1465、虚像保护滤波器1467以及下采样器1469。

该额外的滤波级经配置以适应于不同ADC规范的要求，例如：GSM，例如，使用14比特，100kHz经噪声成形的ΔΣ-ADC，在9-MS/s之下进行采样，或使用14比特，500kHz过采样ADC（1比特量化器），在450-MS/s之下进行采样；LTE，例如，使用11比特，40MS/s奈奎斯特ADC（NyquistADC）；以及WCDMA，例如，使用9比特，8MS/s奈奎斯特ADC。

采样混频器1301可以对应于围绕图4所描述的采样混频器401。离散时间滤波器1313可以对应于围绕图4所描述的离散时间滤波器403。模拟放大器1307可以对应于围绕图4所描述的模拟放大器407。

Claims (16)

1.一种离散时间滤波器，用于对输入信号进行滤波，其特征在于，所述离散时间滤波器包括切换电容器网络，所述切换电容器网络包括：

输入端（102）及输出端（104）；

在所述输入端（102）与所述输出端（104）之间并联布置的某一数目的切换电容器路径（101、103、105、107），每一切换电容器路径（101、103、105、107）包括一个电容器；以及

开关电路（121、125、127），所述开关电路用于在不同的时刻对各个电容器进行切换，以输出经滤波的输入信号。

2.根据权利要求1所述的离散时间滤波器，其特征在于，所述开关电路（121、125、127）用于从一个共同时钟信号的不同相位开始对各个电容器进行切换。

3.根据权利要求1或2所述的离散时间滤波器，其特征在于，所述开关电路（121、125、127）用于在所述切换电容器路径（121、125、127）上对所述电容器按顺序进行切换。

4.根据前述权利要求中任一权利要求所述的离散时间滤波器，其特征在于，所述开关电路（121、125、127）用于周期性地对所述电容器进行切换。

5.根据权利要求4所述的离散时间滤波器，其特征在于，所述周期性切换在一个输入样本的周期内完成。

6.根据前述权利要求中任一权利要求所述的离散时间滤波器，其特征在于，所述开关电路（121、125、127）包括所述数目的输入开关（121），所述数目的输入开关（121）用于将各个电容器切换到所述输入端来给所述电容器充电。

7.根据前述权利要求中任一权利要求所述的离散时间滤波器，其特征在于，所述开关电路（121、125、127）包括所述数目的输出开关（127），所述数目的输出开关（127）用于将各个电容器切换到所述输出端以用于按顺序输出所述数目的经滤波的子信号，所述数目的经滤波的子信号联合表示经滤波的输入信号。

8.根据前述权利要求中任一权利要求所述的离散时间滤波器，其特征在于，所述开关电路（121、125、127）包括所述数目的放电开关（123），每一放电开关经布置以将一个电容器切换到一个参考电位来放电。

9.根据前述权利要求中任一权利要求所述的离散时间滤波器，其特征在于，进一步包括转换放大器（205），所述转换放大器（205）具有耦接到所述输入端的放大器输出端，所述转换放大器（205）经布置以将在所述转换放大器（205）的放大器输入端处的电压信号转换成一个电流信号，所述电流信号形成所述输入信号。

10.根据权利要求9所述的离散时间滤波器，其特征在于，所述转换放大器（205）为转导级。

11.根据前述权利要求中任一权利要求所述的离散时间滤波器，其特征在于，包括耦接到所述输入端的一个输入电容器。

12.根据前述权利要求中任一权利要求所述的离散时间滤波器，其特征在于，包括耦接到所述输出端的一个输出电容器。

13.根据前述权利要求中任一权利要求所述的离散时间滤波器，其特征在于，所述数目等于或大于4个。

14.根据前述权利要求中任一权利要求所述的离散时间滤波器，其特征在于，所述开关电路（121、125、127）形成采样混频器，所述采样混频器用于以预定的采样率来对所述输入信号进行采样，以在所述数目的切换电容器路径（101、103、105、107）中获得在不同时刻采样的所述数目的离散时间信号。

15.根据前述权利要求中任一权利要求所述的离散时间滤波器，其特征在于，所述离散时间滤波器为低通滤波器或带通滤波器或信道选择器。

16.一种用于使用切换电容器网络对输入信号进行离散时间滤波的方法，所述切换电容器网络包括输入端和输出端，在所述输入端与所述输出端之间布置有某一数目的并联切换电容器路径，每一切换电容器路径包括一个电容器，其特征在于，所述方法包括：

在不同的时刻对各个电容器进行切换来对所述输入信号进行滤波，以输出经滤波的输入信号。

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