CN103828244B - 超外差式接收器及接收方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种超外差式接收器（100），所述超外差式接收器（100）包括：采样混频器（101），其用于使用预定采样速率（fs）对模拟射频信号（102）进行采样，以获得离散时间采样信号（104），并用于将所述离散时间采样信号（104）移向第一中频（|f_RF-f_LO|），从而获得以所述预定采样速率（fs）进行采样的中间离散时间信号（108）；离散时间滤波器（103），其用于以所述预定采样速率（fs）对所述中间离散时间信号（108）进行滤波，从而获得经滤波的信号（130）；以及离散时间混频器（109），其用于将所述经滤波的信号（130）移向第二中频（f_IF）。

Description

超外差式接收器及接收方法

技术领域

本发明涉及超外差式接收器和超外差式接收方法，尤其是用于接收模拟射频信号的超外差式接收方法。

背景技术

接收器是电子电路，其接收高频率RF信号并将该信号下变频到基带以便进行进一步处理和解调。这些接收器通常将微弱的所需RF信号放大，并滤掉不需要的邻近信号和周围的阻碍信号。通常可以通过改变接收器的本地振荡器的LO频率来对接收器进行调谐，从而接收某一频带中的特定信道。

多频带接收器能够从处于不同频率处的两个或两个以上不同频带接收信号。由于这些频带彼此间可能相距很远，因此多频带接收器应为可调谐的或可编程的，以覆盖所有所需频带。

多标准接收器可以接收不同标准的信号。这些标准之间的主要区别之一在于信号带宽。因此，多标准接收器的带宽必须是可选择的，以覆盖不同标准。然而，在不同标准中，接收器的其他要求可能不同，例如，接收频率、敏感度、线性度、滤波要求等。可以使用具有可编程接收频率和输入带宽的单个多频带/多标准接收器，而不是将针对不同频带或标准的多个不同接收器包含在内。

图11中所示的常规超外差式接收器架构1100在中频（IF）处实现了高质量滤波，在IF处提供了无闪烁增益，但是所使用的中频是固定的。超外差式接收器架构1100中接收到的频率为f_RF=f_LO+f_IF的射频信号在传送到数字基带处理器调制解调器1119以接受进一步处理之前，经过了预先选择级1101、低噪声放大器1103、RF混频器1105、中频（IF）滤波器1107、IF放大器1109、IF混频器1111、信道选择器1113、基带增益级1115以及模数转换器1117。

然而，由于混频器1205的正交操作将频率为ω₁的所需频带与本地振荡器（LO）频率ω_LO相乘，如图12中的频率图1200中所描绘，因此所需频带1201的镜像1203在中频IF处混叠，因而在频率为ω_IF的IF带中形成不需要的混叠部分1209。在RF混频器1105之后，使用低通滤波器1207对RF混频器1105的输出信号进行低通滤波。

接收器应支持多频带多标准操作，从而覆盖各种通信标准。另一方面，为节约成本，需要将接收器高度集成为单个芯片，优选在纳米级CMOS工艺中进行集成。零差式架构（包含ZIF和LIF）是常见的接收器结构，因为它具有公认的单片集成能力。图13图示了常见的零差式接收器架构1300。零差式接收器架构1300中接收到的频率为f_RF=f_LO的射频信号在传送到数字基带处理器调制解调器1313以接受进一步处理之前，经过了预先选择级1301、低噪声放大器1303、混频器1305、信道选择器1307、基带增益级1309以及模数转换器1311。

然而，零差式接收器架构存在若干技术问题，需要特别关注这些问题才能使这一架构适合不同的通信标准。图14中图示了不同的干扰现象，该图描绘了零差式接收器，所述零差式接收器具有低噪声放大器1401、混频器1403、低通滤波器1405、增益级1407以及模数转换器1409。

DC偏移是ZIF（零中频）结构中的常见问题，这个问题是由本地振荡器（LO）信号cosω_LOt的自混频或位于图14中所示下变频混频器1403处的强干扰源造成的，其中LO信号可以通过LNA放大器1401进行放大或不放大。如果LO泄漏到达天线，那么DC偏移会更加严重。此情况将导致时变DC偏移，具体取决于不断变化的天线环境。因此，通常需要将DC偏移消除技术用于ZIF（零中频）。由于LO频率实质上与输入RF频率相同，因此LO泄漏可能高于接收器具有不同LO频率的情况。在一些情况下，需要进行LO泄漏校准。此外，二阶互调制（IM2）也是ZIF中的常见问题，该问题通常需要IP2校准。在ZIF结构中，通常在RF级实现一小部分接收器增益，并在基带（BB）级实现大部分接收器增益。因此，基带（BB）放大器的闪烁噪声增大了系统的总本底噪声（NF）。设计者通常设法通过在BB中使用尺寸较大的晶体管来将闪烁噪声降至最低。此外，由于第一滤波是在BB中执行的，并且考虑到BB之前的RF增益，因此第一BB滤波器必须具有高线性度。基于操作放大器（opamp）或基于Gm-C的双二阶滤波器是人们所熟知的具有此用途的块，但它的耗电量较高。

人们认为，如图15中所描绘的超外差式架构可以解决上述问题。超外差式接收器架构1500中接收到的频率为f_RF=f_LO+f_IF的射频信号在传送到数字调制解调器1521以接受进一步处理之前，经过了预先选择级1505、低噪声放大器1507、RF混频器1509、外部（芯片外）中频（IF）滤波器1503、IF放大器1511、IF混频器1513、信道选择器1515、基带增益级1517以及模数转换器1519。

然而，如图15中所描绘的常规超外差式架构1500会带来其自身的一系列问题。按照惯例，IF滤波器1503作为昂贵的芯片外组件来实施。需要为I/O缓冲器提供较高电力，从而驱动芯片外滤波器1503。此外，只能经由提供寄生电感和电容的接合线到达芯片外滤波器1503。另外，具有固定频率IF滤波器的接收器需要两个独立的本地振荡器，一个用于实现从RF到IF的下变频，而另一个用于实现从IF到BB的下变频。

发明内容

本发明的目标是提供一种超外差式接收器的概念，所述超外差式接收器能够改善噪声抑制、实现灵活的带宽滤波以及提供有效的实施方案。

此目标可以通过独立权利要求中的特征来实现。进一步的操作形式容易从从属权利要求、具体说明和附图中了解到。

本发明基于以下发现：在具有延迟式抽取器的RF输入端具有高采样速率的离散时间接收器前端能改善所接收信号的本底噪声。所接收信号在RF级得到过采样，并且此高采样速率被用于进行RFDT混频并且至少维持到第一（全速率）DT滤波器之后。这样能实现对镜像频率和阻碍信号的有效滤波。通过使用DT正交IF混频器结构，能够实现负频率镜像频率抑制。多亏IF级处的滤波，基带处的线性度变得更加宽松，并且可以使用基于低电力消耗g_m级的有效DT滤波器来取代基于高线性双二阶操作放大器（opamp）的滤波器，所述g_m级基于简单逆变器。在DTIF混频器之后，DT信号可以下变频到基带（BB）。为了进行模数转换（ADC），可以准备通过若干滤波器和抽取器的BB信号路径。这在纳米级CMOS中是可实行的并且是优选的，所述纳米级CMOS具有充当极快开关的晶体管以及金属氧化物金属（MoM）和金属氧化物半导体（MOS）等高密度电容器。

本发明进一步基于以下发现：在具有延迟式抽取器的输入端使用高采样速率的超外差式接收器能提供极好的镜像频率抑制，并且易于实施。通过对混频器使用镜像频率抑制拓扑，IF级处的全速率IIR滤波器可以用于滤出IF混频器的混叠频率。通过使用可变的高IF频率，例如，可调IF，一个LO足以使整个接收器实现灵活的带宽滤波。在将所接收信号输送到ADC之前执行有效的离散时间基带滤波能进一步改善镜像频率抑制。

为了详细描述本发明，将使用以下术语、缩写和符号：

RF：射频，

IF：中频，

ZIF：零中频，

LIF：低中频，

LO：本地振荡器，

BB：基带，

BW：带宽，

LPF：低通滤波器，

BPF：带通滤波器。

根据第一方面，本发明涉及一种超外差式接收器，所述超外差式接收器包括：采样混频器，其用于使用预定采样速率对模拟射频信号进行采样，以获得离散时间采样信号，并用于将所述离散时间采样信号移向第一中频，从而获得以所述预定采样速率进行采样的中间离散时间信号；离散时间滤波器，其用于以所述预定采样速率对所述中间离散时间信号进行滤波，从而获得经滤波的信号；以及离散时间混频器，其用于将所述经滤波的信号移向第二中频。

所述采样混频器和所述离散时间混频器均可以经配置以按照预定采样速率进行操作。

根据第一方面的超外差式接收器可以避免ZIF（包含LIF）以及可能对二阶非线性敏感的超外差式架构所具有的缺点。

根据本发明第一方面的超外差式接收器可以完全集成而不具有芯片外IF滤波器，因此该接收器成本较低。由于可以通过电容器比和时钟速率精确地选择滤波带宽，因此根据本发明各方面的超外差式接收器对PVT的敏感度较低。所述接收器的IF频率可以是可选择的。例如，针对给定的输入RF频率，IF可以在f_LO/4、f_LO/8、f_LO/16等等之间选择。此能力能够在繁忙的环境中将一个IF改变为另一个IF，从而应对功率更强的阻碍信号。离散时间信号处理可以通过开关和电容器来完成。

根据本发明第一方面的超外差式接收器的结构允许使用基于逆变器的简单g_m级，而不是基于opamp的复杂结构，以进行信号处理和滤波。这样减少了电力消耗。

在根据第一方面的超外差式接收器的第一可行实施形式中，第二中频是基带频率。

根据第一实施形式的超外差式接收器可以将减少的LO泄漏提供给天线。

在根据第一方面本身或根据第一方面的第一实施形式的超外差式接收器的第二可行实施形式中，离散时间混频器经配置以按照大幅下降的采样速率进行操作，所述大幅下降的采样速率低于预定采样速率。

根据第二实施形式的超外差式接收器可以解决时变DC偏移问题，并且对闪烁噪声的敏感度可以较低。所述闪烁噪声通常在CMOS缩放时变严重，因此给集成过程带来很大阻碍，这一问题可以通过使用根据本发明第二实施形式的超外差式接收器来解决。

在根据第一方面本身或根据第一方面的任一前述实施形式的超外差式接收器的第三可行实施形式中，离散时间混频器是镜像频率抑制混频器。所述镜像频率抑制混频器可以将不需要的镜像频率信号所生产的下变频产物与所需模拟射频信号所生产的下变频产物分离开来。

因此，通过将不需要的镜像频率信号与所需RF信号分离开来，根据第三实施形式的超外差式接收器可以具有更高的准确度。

在根据第一方面本身或根据第一方面的任一前述实施形式的超外差式接收器的第四可行实施形式中，离散时间滤波器是低通滤波器或带通滤波器，尤其是复数带通滤波器。

因此，所述超外差式接收器能够对基带信号以及中频信号进行滤波。

在根据第一方面本身或根据第一方面的任一前述操作形式的超外差式接收器的第五可行实施形式中，离散时间滤波器用于在中间离散时间信号的同相分量与正交分量之间执行电荷共享，执行方式为，在离散时间滤波器的至少两个电容器之间共享电荷。

因此，超外差式接收器可以设计成节省空间的接收器，并且可以集成在单个芯片上。

在根据第一方面本身或根据第一方面的任一前述实施形式的超外差式接收器的第六可行实施形式中，所述预定采样速率是过采样速率，相对于采样混频器的本地振荡器的频率而言，所述过采样速率的过采样因子至少为2或至少为4。

根据第六实施形式的超外差式接收器可以完全集成而不具有芯片外IF滤波器，因此该接收器成本较低。

在根据第一方面本身或根据第一方面的任一前述实施形式的超外差式接收器的第七可行实施形式中，离散时间滤波器包括开关电容器网络，并且所述开关电容器网络包括：输入端和输出端；多个并联的开关电容器路径，这些开关电容器路径布置在所述输入端与所述输出端之间，每个开关电容器路径都包括开关电容器以及开关线路，这些开关线路用于在不同的时间点切换所述多个并联的开关电容器中的每个开关电容器，以输出经滤波的输入信号。

超外差式接收器可以用开关和电容器来执行离散时间信号处理。技术越先进，开关就越快并且电容器密度就越高。所以，此过程可以按照摩尔定律（Moore'slaw）进行扩展。

在根据第一方面第七实施形式的超外差式接收器的第八可行实施形式中，所述开关线路用于从公共时钟信号的不同相开始切换每个开关电容器。

根据第八实施形式的超外差式接收器可以有效地实现电荷共享，从而能节省电力并在低功率下操作。

在根据第一方面第七或第八实施形式的超外差式接收器的第九可行实施形式中，所述开关线路包括多个输入开关，所述输入开关用于将每个开关电容器切换到所述输入端以对所述开关电容器进行充电，所述开关线路进一步包括多个输出开关，所述输出开关用于将每个开关电容器切换到所述输出端，以便按顺序输出多个经滤波的子信号，这些经滤波的子信号共同表示所述经滤波的输入信号，并且所述开关线路进一步包括多个放电开关，每个放电开关经布置以将一个开关电容器切换到用于放电的参考电位。

开关线路可以精确地实现电荷共享，从而获得准确且节省电力的超外差式接收器。

在根据第一方面本身或根据第一方面的任一前述实施形式的超外差式接收器的第十可行实施形式中，采样混频器是正交混频器，所述正交混频器包括同相路径和正交路径，所述同相路径用于使用重复函数[10-10]生成同相振荡器信号，并且所述正交相路径用于使用重复函数[010-1]生成正交相振荡器信号。

重复函数[10-10]和[010-1]易于实施，因为它们仅由三个不同数字组成。

在根据第一方面本身或根据第一方面的任一前述实施形式的超外差式接收器的第十一可行实施形式中，采样混频器是正交混频器，所述正交混频器包括同相路径和正交路径，所述同相路径用于使用重复函数[11+√21+√21-1-1-√2-1-√2-1]生成同相振荡器信号，并且所述正交相路径用于使用重复函数[-1-√2-111+√21+√21-1-1-√2]生成正交相振荡器信号。

重复函数[11+√21+√21-1-1-√2-1-√2-1]和[-1-√2-111+√21+√21-1-1-√2]易于实施，因为它们仅由四个不同数字组成。

在根据第一方面本身或根据第一方面的任一前述实施形式的超外差式接收器的第十二可行实施形式中，离散时间混频器包括下采样器，所述下采样器用于提供移向第二中频的经滤波的信号，其中采样速率朝所述预定采样速率减小。

当采样速率的减小延迟至离散时间混频器的末级时，超外差式接收器的准确度得以提高，因为之前各级可以按照高采样速率来操作。

在根据第一方面本身或根据第一方面的任一前述实施形式的超外差式接收器的第十三可行实施形式中，所述超外差式接收器进一步包括用于将电压信号转换成电流信号的转换放大器，尤其是与所述离散时间滤波器的输出端连接的gm级。

使用放大器的超外差式接收器能提高自身的动态范围，并因此提供更高的准确度。

在根据第一方面本身或根据第一方面的任一前述实施形式的超外差式接收器的第十四可行实施形式中，采样混频器是正交采样混频器。

所述正交采样混频器在噪声系数与失真特性之间的权衡方面具有优势。

根据第二方面，本发明涉及一种超外差式接收方法，所述超外差式接收方法包括：使用预定采样速率对所述模拟射频信号进行采样，以获得离散时间采样信号；将所述离散时间采样信号移向第一中频，以获得以所述预定采样速率进行采样的中间离散时间信号；以所述预定采样速率对所述中间离散时间信号进行离散时间滤波，以获得经滤波的信号；以及将所述经滤波的信号移向第二中频。

附图说明

本发明的进一步实施例将参照以下附图进行描述，附图中：

图1所示为根据一种操作形式的超外差式接收器的框图；

图2所示为根据一种操作形式的超外差式接收器的框图；

图3所示为根据一种操作形式的超外差式接收器的离散时间滤波器的框图；

图4所示为根据一种操作形式的用于对离散时间滤波器的开关进行控制的一组开关信号；

图5所示为根据一种操作形式的超外差式接收器的框图；

图6所示为根据一种操作形式的超外差式接收器的后置滤波级的框图；

图7所示为根据一种操作形式的超外差式接收器的抗混叠滤波器的框图；

图8所示为根据一种操作形式的射频接收器的模拟放大器的框图，所述射频接收器采用连续时间表示；

图9所示为根据一种操作形式的射频接收器的模拟放大器的框图，所述射频接收器采用离散时间表示；

图10所示为根据一种操作形式的用于接收模拟射频信号的方法的示意图；

图11所示为常规超外差式接收器架构的框图；

图12所示为常规超外差式接收器架构中的所接收信号的频率图；

图13所示为常规零差式接收器架构的框图；

图14所示为常规零差式接收器架构中的所接收信号的频率图；并且

图15所示为具有芯片外IF滤波的常规超外差式接收器架构的框图。

具体实施方式

图1所示为根据一种操作形式的超外差式接收器100的框图。超外差式接收器100用于接收模拟射频信号102。超外差式接收器100包括采样混频器101、离散时间滤波器103、离散时间混频器109以及模拟放大器107。

采样混频器101用于使用预定采样速率f_s对频率为f_RF的模拟射频信号102进行采样，以获得离散时间采样信号104，并将离散时间采样信号104移向第一中频|f_RF-f_LO|（f_LO是由106生成的本地振荡器频率），从而获得以预定采样速率f_s进行采样的中间离散时间信号108。

离散时间滤波器103用于以预定采样速率f_s对中间离散时间信号108进行离散时间处理，从而获得经滤波的信号130。离散时间混频器109用于将经滤波的信号130移向第二中频f_IF2，所述f_IF2通常是基带或dc频率。

模拟放大器107用于接收并放大模拟射频信号102，从而提供放大的模拟射频信号122。采样混频器101耦合到模拟放大器107，并且用于从模拟放大器107接收放大的模拟射频信号122。在一种操作形式中，模拟放大器107包括下文中参照图8和图9所描述的g_m级（即，跨导放大器）。

采样混频器101是包括同相路径110和正交路径112的正交混频器。采样混频器101包括采样器121和正交离散时间混频器123。采样器121用于对放大的模拟射频信号122进行采样，从而提供离散时间采样信号104。正交离散时间混频器123的同相部分用于对离散时间采样信号104与本地振荡器125所生成的同相振荡器信号114进行混频。正交离散时间混频器123的正交部分用于对离散时间采样信号104与本地振荡器125所生成的正交振荡器信号116进行混频。在一种操作形式中，采样混频器101是直接采样混频器。在一种操作形式中，采样混频器101用于以过采样速率对模拟射频信号102进行过采样，并提供许多离散时间采样子信号，所述离散时间采样子信号共同表示离散时间采样信号108。

在一种操作形式中，采样器121是用于对综合电流或电荷进行采样的电流采样器。采样器121可以用连续时间（CT）sinc滤波器来表示，所述CTsinc滤波器在1/Ti处具有第一陷波（firstnotch）并且对折叠频率进行抗混叠，其中Ti为采样时间。采样频率可以对应于输入-输出速率。在离散时间（DT）信号处理过程中，输入电荷q_in[n]被视作是输入采样信号，并且输出电压V_out[n]被视作是输出采样信号，这些可以参照以下方程：

$\begin{array}{c}{q}_{\mathrm{in}}\left[n\right]=\underset{n{T}_s}{\overset{n{T}_s+T_i}{\∫}}{i}_{\mathrm{in}}\left(t\right)\mathrm{dt}\\ V_{\mathrm{out}}\left[n\right]=\frac{q_{\mathrm{in}}\left[n\right]}{C_s}\end{array}.$

在一种操作形式中，预定采样速率f_s是过采样因子为4的过采样速率，即，预定采样速率f_s对应于本地振荡器频率的四倍，即f_s=4f_LO。

在一种操作形式中，同相路径110用于使用重复函数[10-10]生成同相振荡器信号114。在一种操作形式中，正交相路径112用于使用重复函数[010-1]生成正交相振荡器信号116。在一种操作形式中，同相路径110用于使用重复函数[11+√21+√21-1-1-√2-1-√2-1]生成同相振荡器信号114。在一种操作形式中，正交相路径112用于使用重复函数[-1-√2-111+√21+√21-1-1-√2]生成正交相振荡器信号116。

在一种操作形式中，离散时间滤波器103包括：同相路径118，其耦合到采样混频器101的同相路径110；以及正交路径120，其耦合到采样混频器101的正交路径112。

在一种操作形式中，离散时间滤波器103用于以预定采样速率fs对中间离散时间信号108进行滤波。在一种操作形式中，离散时间滤波器103是低通滤波器或带通滤波器，尤其是复数带通滤波器。在一种操作形式中，离散时间滤波器103可以用于在中间离散时间信号108的同相与正交分量（未图示）之间执行电荷共享。在一种操作形式中，离散时间滤波器103包括开关电容器电路。

在一种操作形式中，采样混频器101可以视作是以四倍（4×）速率进行操作的四DT混频器。四倍（4×）采样概念用于在后续级中保持原始采样速率，从而避免提前抽取。在一种操作形式中，进一步的IIR滤波器添加在抽取器之前。

在一种操作形式中，超外差式接收器100被集成在单个芯片上而不使用外部滤波器。

图2所示为根据一种操作形式的超外差式接收器200的框图。超外差式接收器200用于接收模拟射频信号，所述模拟射频信号接收自天线271。超外差式接收器200包括：采样混频器201，其可以对应于参照图1所描述的采样混频器101；离散时间滤波器203，其可以对应于参照图1所描述的离散时间滤波器103；以及离散时间混频器和滤波器部分209，其前端部分可以对应于参照图1所描述的离散时间混频器109。超外差式接收器200包括预先选择增益级251、低噪声放大器（LNA）253以及RF增益级207，它们可以对应于参照图1所描述的模拟放大器107。

从天线271接收的模拟射频信号在被提供给模数转换器之前，经过了预先选择增益级251、低噪声放大器（LNA）253、RF增益级207、采样混频器201、离散时间滤波器203以及离散时间混频器和滤波器209。

采样混频器201用于在采样器221中使用预定采样速率f_s对接收自RF增益级207的输出信号进行采样，以获得离散时间采样信号，并在正交混频器223中将离散时间采样信号移向第一中频f_IF=|f_RF-f_LO|，从而获得以预定采样速率f_s进行采样的中间离散时间信号。正交混频器223包括：同相路径，其提供所处理中间离散时间信号的同相分量；以及正交路径，其提供所处理中间离散时间信号的正交分量。

离散时间滤波器203包括DTIF滤波器205，DTIF滤波器205用于以预定采样速率f_s对中间离散时间信号进行离散时间处理，从而获得具有同相和正交分量的经滤波信号。离散时间混频器209a（由块207、259、261、257、255、265以及263组成）用于将所述经滤波信号移向第二中频f_IF。

离散时间混频器和滤波器209包括：IF增益级207和DT四IF混频器，所述DT四IF混频器包括第一混频器组件255、第二混频器组件257、第三混频器组件259、第四混频器组件261、第一加法器263以及第二加法器265。离散时间混频器和滤波器209进一步包括DT信号选择滤波器266、抗混叠滤波器267以及下采样器269。在DT四IF混频器中，位于DT四IF混频器的输入端处的同相路径经由第四混频器组件261耦合到第一加法器263，并且经由第三混频器组件259耦合到第二加法器265；位于DT四IF混频器的输入端处的正交路径经由第一混频器组件255耦合到第一加法器263，并且经由第二混频器组件257耦合到第二加法器265。第一加法器263的输出端形成DT四IF混频器的输出端处的正交路径，并且第二加法器265的输出端形成DT四IF混频器的输出端处的同相路径。DT四IF混频器的输出端处的同相和正交路径耦合到DT信道选择滤波器266、抗混叠滤波器267以及下采样器269。

RF输入信号在RF级得到采样，并且所有后续操作均在离散时间域（DT）内完成。因此，该框图被划分为两个部分：连续时间（CT）和离散时间（DT）。第一LNA253放大所接收的RF电压信号，并且跨导放大器207将所述RF电压信号转换成电流信号。此放大能减少后续各级的输入相关噪声，并因此提高接收器的总噪声系数（NF）。因此，RF信号在采样器221中得到过采样（即，大体上对应于传统的直接采样）的速率比尼奎斯特速率（Nyquistrate）高约一倍。这样能确保RF信号在采样后保持在同一频率，不发生下变频或频率变换。另外，采样镜像频率与所需RF信号相差甚远。此外，在随后的IF处的滤波级中保持这个高采样速率还能实现更有效的滤波。采样速率（f_s）的准确值是以某一方式来选择的，从而能获得针对RF混频器223的直达DTLO信号，即，[10-10]。

超外差式接收器200能解决以下问题：超外差式架构普遍因使用正交结构而遭受IF镜像频率的影响。常规超外差式接收器很难做到这点。因为，这样需要针对复数（I和Q）信令的两个分离路径，因此这样使得包含昂贵的芯片外IF滤波器及其缓冲器在内的所有硬件加倍。然而，在图2中所描绘的超外差式接收器200的完全集成结构中，并不存在这个问题。

DT正交RF混频器223、225使用正交DTLO信号将采样信号下变频到IF，并使输出采样速率与输入采样速率保持相同。在一种操作形式中，在使用LPF、BPF或复数BPF配置的情况下，用滤波器205对此架构中的IF进行滤波。此滤波器205至少以同一原始输入采样速率进行操作，而无需引入额外的镜像频率。在一种使用LPF的操作形式中，滤波器205的转角频率略高于IF频率，例如，f_IF+BW/2。在一种使用BPF的操作形式中，滤波器205的中心频率定位在f_IF。此外，在一种使用复数BPF的操作形式中，滤波器205的中心频率根据正交混频器操作置于+f_IF或–f_IF。下文中，在参照图3所描述的操作形式中，使用了全速率LPF。在一种操作形式中，此架构中使用了若干级联IF滤波器来改善此架构的滤波功能。此外，IF增益可以分配给这些IF滤波器。高IF频率可以容易地选择，所述高IF频率高于闪烁噪声转角频率，从而能避免NF降低。

DT正交IF混频器255、257、259、261、263、265将IF信号下变频到具有负镜像频率抑制或正镜像频率抑制的基带（BB）在整个接收器仅具有一个本地振荡器（LO）的一种操作形式中，如果最终输出信号集中于dc处，那么f_IF等于f_LO除以某个整数。

一条由IIR滤波器266、FIR抗混叠滤波器267、抽取器269以及增益级构成的链为ADC准备信号。IIR滤波器266选择一个或一些邻近信道并且滤掉剩余信道。一些抽取器269使得IF混频器之后的高采样速率逐渐减小，每个抽取器269由FIR抗混叠滤波器267来保护。增益级提供足够的增益，从而使信号电平动态范围与ADC的动态范围相匹配。

在一种操作形式中，LNA253作为联合LNTA或后面具有g_m级207的公共LNA来实施。

RF处的采样速率可以根据以下RF和IF频率来计算：

$\left\{\begin{array}{c}{f}_{\mathrm{RF}}=f_{\mathrm{Lo}}{\±f}_{\mathrm{IF}}\\ f_{\mathrm{IF}}=f_{\mathrm{LO}}/N\end{array}\right.\⇒f_{\mathrm{LO}}=\frac{N}{N\±1}{f}_{\mathrm{RF}}.$

最简DT正交LO信号为LO_I=[10-10]以及LO_Q=[010-1]。因此，此处输入采样速率选择为：

f_s＝4×f_LO。

在一种操作形式中，使用下文中参照图3所描述的简单开关，在一个框201内同时实施RF采样器221和DT正交RF混频器223、225。通过为两个吉尔伯特单元（Gilbertcell）提供正交LO信号，例如，为了执行窗口集成采样，RF输入信号得到采样并且下变频到IF频率。在此级的输出端，样本存储在采样电容器中，

在使用下文中参照图3所描述滤波器的一种操作形式中，全速率LPF用作IF滤波器。IF滤波器的正确阶数可以基于所需标准的不同要求来设定。

在一种操作形式中，此结构中的DTIF混频器255、257、259、261、263、265由一些简单开关或三阶镜像频率抑制混频器或者甚至更先进的结构来实施。在一种操作形式中，使用了简单开关。在一种操作形式中，IF混频器的正交IFLO信号为IF_I=[10-10]以及IF_Q=[010-1]。然而，所述正交IFLO信号的采样速率减少了N。在IF混频器之后将IF处的N个样本并入采样电容器中能形成时间上均匀的加权N抽头FIR滤波器，在向下折叠所需信号之前，该滤波器能更大程度地削减混叠频率，。在此之前，IF滤波器已削减了混叠频率。

就在IF混频器255、257、259、261、263、265之后，IIR滤波器266将带宽（BW）限制到所需信道。在BB信号处理过程中，可以按照时间完成抽取，例如，通过并入一些改变时钟速率的样本，或者按照空间完成抽取，例如，通过一起对不同采样器添加不同样本。在图2中所描绘的超外差式接收器200中，BB中使用了时间抽取器。

超外差式接收器200使用充足的滤波，以使后续各块的线性度要求变宽松。因此，在一种操作形式中，剩余增益是由低功率简单g_m级来提供的，而不是通过使用高线性度opamp和反馈结构来提供。

在一种操作形式中，超外差式接收器200是具有某种数字后端的DT超外差式接收器。在这种操作形式中，RF增益主要用于将电压转换成电流。采样器可以是DT混频器或后续滤波器的一部分。DT四RF混频器用于在DT域内将信号下变频到IF频率。DTIF滤波器用于消除IF混频器的镜像频率。通过使用IF增益，能实现信号的无闪烁放大。DT四IF混频器用于将信号下变频到基带。DT信道选择滤波器用作用于选择所需信道的窄带IIR滤波器。下采样由具有抗混叠滤波器的抽取器来执行，以满足ADC采样速率。

在下文中，说明了在选择适当IF频率时考虑的因素：

·较高IF（例如，f_LO/8）

·镜像频率远离所需信道

·第一主频处于f_RF±4f_IF距离处

·预先选择滤波器和已调谐LNA能显著改善镜像频率抑制

·接收器本身的镜像频率抑制较差：在f_RF±2f_IF处，为-50dB

·在IF级，需要较快开关以及具有较高BW的g_m

·较低IF（例如，f_LO/16）

·镜像频率抑制较佳，但更接近RF信号：在f_RF±2f_IF处，为-60dB

·在这个较低IF处，应考虑闪烁噪声转角

·动态IF

·在具有高电平阻碍信号的繁忙环境中，可以切换IF频率，从而使IF频率改善针对该特定阻碍信号的镜像频率抑制

·例如，f_RF=1.0625GHz，f_LO=1.0GHz，f_IF=f_LO/16=62.5MHz→f_img=812.5MHz

·f_RF=1.0625GHz，f_LO=944.4MHz，f_IF=f_LO/8=118MHz→f_img=590.3MHz

在一种操作形式中，超外差式接收器200执行具有以下步骤的方法：

·将RF信号转换成电流（第一g_m级）

·将RF信号下变频到IF频率（RF混频器）

·滤掉第二混频器的重要镜像频率（IF滤波器）

·第二g_m：更多增益，并且转换成电流

·下变频到基带

·基带信道选择滤波

·进行混叠保护抽取以减小采样速率

因此，超外差式接收器200具有以下优势：

·摆脱了明显的LO馈通

·LO频率与所接收RF信号不同，

·无闪烁增益，

·无外部IF滤波器，

·充分的离散时间操作

·通过电容器比和时钟频率对滤波器转角频率进行精确控制

·可扩展性：按照摩尔定律（Moore'sLaw）进行扩展。

图3所示为根据一种操作形式的超外差式接收器的离散时间滤波器300的框图。在一种操作形式中，离散时间滤波器300在参照图1所描述的同相路径110或正交路径112中用作离散时间滤波器105。在一种操作形式中，离散时间滤波器300如参照图2所描述。滤波器300还可以在其输入端或输出端或这两端通过并联连接的采样电容器（未图示）来扩大。

离散时间滤波器300包括第一滤波器路径301、第二滤波器路径303、第三滤波器路径305以及第四滤波器路径307，这些滤波器路径并联耦合（从结构意义上讲）在离散时间滤波器300的输入端302与输出端304之间。这四个滤波器路径301、303、305和307中的每一者包括：第一开关321，其串联耦合到滤波器路径中，第一开关321的输入端耦合到离散时间滤波器300的输入端；电容器323，Cs，其将第一开关321的输出信号分路到大地；第二开关325，其输入端耦合到第一开关321的输出端，并且其输出端耦合到大地；以及第三开关327，其耦合在第二开关325的输入端与离散时间滤波器300的输出端之间。

输入端302处的采样速率可以描述为f_s-in=1/T_s，其中T_s为采样时间，并且子路径301、303、305和307中的每一者处的采样速率可以描述为f_s-sub=(1/T_s)/4，即，可以大幅下降为原来的四分之一。然而，输出端304是子路径输出端的时间交错组合，因此全速率得到了存储。

图3中描绘的离散时间滤波器300只表示参照图1所描述离散时间滤波器103以及参照图2所描述离散时间滤波器203这两个组件中的一者。这些组件中的第一个组件用于对同相路径进行滤波，而第二个组件用于对正交路径进行滤波。

图4所示为根据一种操作形式的用于对离散时间滤波器的开关进行控制的一组开关信号的曲线图400。第一开关信号是脉冲时间为Ti并且复合采样时间（compositesampletime）为Ts的脉冲信号。第二开关信号是脉冲时间为Ti并且复合采样时间为Ts的脉冲信号。第三开关信号是脉冲时间为Ti并且复合采样时间为Ts的脉冲信号。第四开关信号是脉冲时间为Ti并且复合采样时间为Ts的脉冲信号。在此实施方案中，复合采样时间Ts对应于脉冲时间Ti。四个开关信号的脉冲就彼此的脉冲时间Ti而言具有时移。当第一开关信号从高信号电平下降到低信号电平时，即，脉冲结束时，第二开关信号从低信号电平上升到高信号电平，即，脉冲开始。相同情形适用于第二脉冲信号与第三脉冲信号第三脉冲信号与第四脉冲信号以及第四脉冲信号与第一脉冲信号之间的关系。

图5所示为根据一种操作形式的超外差式接收器500的框图。超外差式接收器500的结构对应于参照图2所描述的超外差式接收器200的结构，但是超外差式接收器500包括耦合在RF增益级207与采样器221之间的抗混叠滤波器511。离散时间混频器509对应于参照图2所描述的离散时间混频器209，但是在下游方向上包括额外的滤波级，所述额外的滤波级包括BB信道选择滤波器565、混叠保护滤波器567以及下采样器569。

所述额外的滤波级经配置以适应于不同ADC规范的要求，例如：GSM，例如，有关以9-MS/s进行14比特、100kHz噪声整形ΔΣ-ADC采样，或有关14比特、500kHz过采样ADC（1比特量化器），450-MS/s；LTE，例如，有关11比特、40MS/s尼奎斯特ADC（NyquistADC）和WCDMA，例如，有关9比特、8MS/s尼奎斯特ADC。

图6所示为根据一种操作形式的超外差式接收器的基带滤波级600的框图。基带滤波级600包括BB信道选择滤波器665以及具有抽取器和输出IIR滤波器的抗混叠FIR滤波器667。两个滤波器665和667的输入端和输出端均经由分路电容器C_h2、C_h3、C_h4耦合到大地。在一种操作形式中，BB信道选择滤波器665的结构对应于参照图3所描述的滤波器结构。在一种操作形式中，BB信道选择滤波器665的结构对应于参照图3所描述的滤波器结构。在一种操作形式中，具有抽取器和输出IIR滤波器的抗混叠FIR滤波器667的结构对应于下文中参照图7所描述的滤波器结构。在图6中所描绘的操作形式中，具有抽取器和输出IIR滤波器的抗混叠FIR滤波器667具有双二阶结构，所述双二阶结构具有两个四路径，这两个四路径包括四滤波器结构601、603。

后置滤波级600图示了参照图2所描述BB信道选择滤波器266的一种实施方案，以及参照图2所描述抗混叠滤波器267和下采样器269的一种实施方案。

图7所示为根据一种操作形式的超外差式接收器的抗混叠滤波器700的框图。抗混叠滤波器700具有双二阶结构，所述双二阶结构包括第一四滤波器701和第二四滤波器703，这两个四滤波器以并联方式实施于抗混叠滤波器700的输入端702与输出端704之间。

第一四滤波器701包括四个并联（从结构意义上讲）的滤波器路径，这些滤波器路径并联耦合在抗混叠滤波器700的输入端702与输出端704之间。这四个滤波器路径中的每一者包括：第一开关721，其串联耦合到滤波器路径中，第一开关721的输入端耦合到抗混叠滤波器700的输入端；电容器723，Cs，其将第一开关721的输出信号分路到大地；第二开关725，其输入端耦合到第一开关721的输出端，并且其输出端耦合到大地（即，执行电荷复位）；以及第三开关727，其耦合在第二开关725的输入端与抗混叠滤波器700的输出端704之间。

第二四滤波器703的结构对应于第一四滤波器701的结构。

抗混叠滤波器700可以对应于参照图2和图5所描述的抗混叠滤波器267，或者可以对应于参照图5所描述的抗混叠滤波器567。参照图2所描述的离散时间滤波器203可以包括抗混叠滤波器700。

图8所示为根据一种操作形式的射频接收器的模拟放大器800的框图，所述射频接收器采用连续时间表示。模拟放大器800包括可选的第一电容器801（其可以由驱动级的电容来表示）、g_m级803、采样器805以及第二电容器807。第一电容器801耦合到模拟放大器800的输入端，并将输入信号分路到大地。g_m级803的输入端耦合到模拟放大器800的输入端，并且g_m级803的输出端耦合到采样器805。采样器805的输出端耦合到模拟放大器800的输出端。模拟放大器800的输出信号由第二电容器807分路到大地。注意，此结构可以用在基带级中，如果用在基带级中，那么输入信号是采样电容器Ch上的电压，所述采样电容器Ch属于之前的离散时间级。

模拟放大器800可以对应于参照图1所描述的模拟放大器107，或参照图2和图5所描述的模拟放大器207或模拟放大器207b。

图9所示为根据一种操作形式的射频接收器的模拟放大器900的框图，所述射频接收器采用离散时间表示。输入信号x[n]会经过离散时间到连续时间（D到C）转换器901、零阶保持（ZOH）单元、滤波器905以及采样器907，并且通过那些功能单元转变为输出信号y[n]。所述转变可以用以下方程来表示：

x(t)＝x[n]，其中nT_s≤t＜(n+1)T_s

h(t)＝g_m/C_s，其中0≤t＜T_s

$y\left[n\right]=\underset{n{T}_s}{\overset{(n+1)T_s}{\∫}}x\left(t\right)\mathrm{dt}=\frac{g_m{T}_s}{C_s}x\left[n\right]$

因此，模拟放大器900对应于表示离散时间（DT）增益的g_m级。

模拟放大器900可以对应于参照图8所描述的模拟放大器800，或参照图1所描述的模拟放大器107，或参照图2和图5所描述的模拟放大器207或模拟放大器207b。

图10所示为超外差式接收方法1000的示意图。超外差式接收方法1000包括：使用预定采样速率对模拟射频信号1002进行采样1001，以获得离散时间采样信号1004；使离散时间采样信号1004向第一中频频移1003，以获得以预定采样速率进行采样的中间离散时间信号1006；以所述预定采样速率对所述中间离散时间信号1006进行离散时间滤波1005，以获得经滤波的信号1008；以及将经滤波的信号1008移1007向第二中频，所述第二中频可以是基带频率。

Claims (17)

1.一种超外差式接收器(100)，其特征在于，包括：

采样混频器(101)，其用于使用预定采样速率(fs)对模拟射频信号(102)进行采样，以获得离散时间采样信号(104)，并用于将所述离散时间采样信号(104)移向第一中频(|f_RF-f_LO|)，从而获得以所述预定采样速率(fs)进行采样的中间离散时间信号(108)；

离散时间滤波器(103)，其用于以所述预定采样速率(fs)对所述中间离散时间信号(108)进行滤波，从而获得经滤波的信号(130)；以及

离散时间混频器(109)，其用于将所述经滤波的信号(130)移向第二中频(f_IF)。

2.根据权利要求1所述的超外差式接收器(100)，其特征在于，所述第二中频(f_IF)是基带频率。

3.根据权利要求1或权利要求2所述的超外差式接收器(100)，其特征在于，所述离散时间混频器(109)配置成按照大幅下降的采样速率进行操作，所述大幅下降的采样速率低于所述预定采样速率(fs)。

4.根据权利要求1所述的超外差式接收器(100)，其特征在于，所述离散时间混频器(109)是镜像频率抑制混频器。

5.根据权利要求1所述的超外差式接收器(100)，其特征在于，所述离散时间滤波器(103)是低通滤波器或带通滤波器。

6.根据权利要求5所述的超外差式接收器(100)，其特征在于，所述带通滤波器是复数带通滤波器。

7.根据权利要求1所述的超外差式接收器(100)，其特征在于，所述离散时间滤波器(103)用于在所述中间离散时间信号(108)的同相分量与正交分量之间执行电荷共享，执行方式为，在所述离散时间滤波器(103)的至少两个电容器之间共享电荷。

8.根据权利要求1所述的超外差式接收器(100)，其特征在于，所述预定采样速率(fs)是过采样速率，相对于所述采样混频器(101)的本地振荡器的频率(f_LO)而言，所述过采样速率的过采样因子至少为2或至少为4。

9.根据权利要求1所述的超外差式接收器(100)，其特征在于，所述离散时间滤波器(103)包括开关电容器网络(300)，并且其中所述开关电容器网络(300)包括：输入端(302)和输出端(304)；多个并联的开关电容器路径(301、303、305、307)，这些开关电容器路径布置在所述输入端(302)与所述输出端(304)之间，每个开关电容器路径(301、303、305、307)都包括开关电容器(323)以及开关线路(321、325、327)，这些开关线路用于在不同的时间点切换多个并联的开关电容器中的每个开关电容器(323)，以输出经滤波的输入信号(332)。

10.根据权利要求9所述的超外差式接收器(100)，其特征在于，所述开关线路(321、325、327)用于从公共时钟信号的不同相开始切换每个开关电容器(323)。

11.根据权利要求9或权利要求10所述的超外差式接收器(100)，其特征在于，所述开关线路(321、325、327)包括多个输入开关(321)，所述输入开关(321)用于将每个开关电容器(323)切换到所述输入端(302)，以对所述开关电容器(323)进行充电，其中所述开关线路(321、325、327)进一步包括多个输出开关(327)，所述输出开关(327)用于将每个开关电容器(323)切换到所述输出端(304)，以便按顺序输出多个经滤波的子信号(332a、332b、332c、332d)，这些经滤波的子信号共同表示所述经滤波的输入信号(332)，并且其中所述开关线路(321、325、327)进一步包括多个放电开关(325)，每个放电开关经布置以将一个开关电容器(323)切换到用于放电的参考电位。

12.根据权利要求1所述的超外差式接收器(100)，其特征在于，所述采样混频器(101)是正交混频器，所述正交混频器包括同相路径(110)和正交路径(112)，其中所述同相路径(110)用于使用重复函数[10-10]生成同相振荡器信号(114)，并且其中所述正交路径(112)用于使用重复函数[010-1]生成正交相振荡器信号(116)，或者其中所述同相路径(110)用于使用重复函数[11+√21+√21-1-1-√2-1-√2-1]生成同相振荡器信号(114)，并且其中所述正交路径(112)用于使用重复函数[-1-√2-111+√21+√21-1-1-√2]生成正交相振荡器信号(116)。

13.根据权利要求1所述的超外差式接收器(100)，其特征在于，所述离散时间混频器(109)包括下采样器(269)，所述下采样器(269)用于提供移向所述第二中频(f_IF)的经滤波的信号(270)，其中采样速率朝所述预定采样速率(fs)减小。

14.根据权利要求1所述的超外差式接收器(100、200)，其特征在于，进一步包括用于将电压信号转换成电流信号的转换放大器(207b)。

15.根据权利要求14所述的超外差式接收器(100)，其特征在于，所述转换放大器(207b)是与离散时间滤波器(203)的输出端连接的gm级。

16.根据权利要求1所述的超外差式接收器(100)，其特征在于，所述离散时间混频器(109)是正交混频器；并且其中所述采样混频器(101)是正交采样混频器。

17.一种超外差式接收方法(1000)，其特征在于，包括：

使用预定采样速率对模拟射频信号(1002)进行采样(1001)，以获得离散时间采样信号(1004)；

将所述离散时间采样信号(1004)移(1003)向第一中频，以获得以所述预定采样速率进行采样的中间离散时间信号(1006)；

以所述预定采样速率对所述中间离散时间信号(1006)进行离散时间滤波(1005)，以获得经滤波的信号(1008)；以及

将所述经滤波的信号(1008)移(1007)向第二中频。