JP2005236600A - 高周波２逓倍回路 - Google Patents

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Abstract

【課題】元信号から２倍の周波数の信号を生成する場合にＤＣ成分の出力を抑え効率よく２倍波を得るために９０度移相回路が必要であった。
【解決手段】ギルバートセル型ダブルバランスミキサにおいて入力端子に同一のＲＦ信号を入力し、出力を元信号の２倍の周波数に整合することによってＤＣオフセットを除去した２逓倍出力を得ることが出来る。本発明に係る回路構成によると、容易に集積が可能な回路を提供し、位相制御された元信号を必要とせず、単純な差動信号を入力するだけで効率よく２倍の周波数のみを出力させることができる。さらに共振回路においてＤＣショートすることによって出力にＤＣオフセット電圧を発生させなくすることが出来る。
【選択図】図１

Description

本発明はトランジスタのベースの高周波の差動信号が与えられ、コレクタ端子に元信号の２倍の周波数に共振する同調回路が接続された高周波２逓倍回路に関する。
近年、通信の高速化に伴って、携帯電話などで使われる周波数は１ＧＨｚから２ＧＨｚそして５ＧＨｚ帯というように高くなってきている。そこで問題になるのがＲＦ周波数を生成する技術であるが、これを解決する手段として低い周波数の元信号を所要の周波数まで逓倍する技術がある。
集積回路としてよく用いられている２逓倍回路には図３に示したような差動増幅器を用いたギルバートセル型ダブルバランスミキサ回路を応用したものがある。この回路では入力ＲＦｉｎ１とＲＦｉｎ２にそれぞれ９０度位相を変えた高周波差動信号を入力し抵抗負荷を介して２倍の信号を得ている。この動作原理を簡単に説明する。９０度位相が異なる入力はｓｉｎ波とｃｏｓ波として表すことができる。そしてダブルバランスミキサの周波数変換を数式で表すと式１のようなる。
ｙ＝ｓｉｎｆ＊ｃｏｓｆ＝１／２ｓｉｎ2ｆ ・・・・・式１
ここでｆは入力される信号の周波数を表している。結果的に式１から出力として元信号の２倍の周波数が発生するのである。
このようにダブルバランス型ミキサを用いたもので２倍の信号が得られることが分かるが、入力信号の位相差が９０度からずれると式１は成り立たなくなり、出力に入力の周波数が足された、すなわち２倍の周波数と入力の差の周波数であるＤＣ成分が発生することになる。このことは２倍の周波数信号の出力レベルも変化してしまうことも意味しており、実用上問題となる。実際の回路ではこのような位相差のずれ発生しないようにするために、良好な９０度移相を実現する移相回路と補正回路等が用いられている。しかしながらこのような回路を使用することは回路規模が増大してしまい、さらに消費電流も増加してしまう問題が存在する。一方簡単に出力に共振回路を用いる技術が提案されている。
以下、図４を参照しながら、特許文献１に示されているトランジスタ回路と共振回路を組み合わせた方法について説明する。この回路では基本的にベースに入力された高周波信号を、非線形性が強くなるようにバイアスされたトランジスタによって歪ませ、コレクタに接続された２倍の共振回路によって選択的に増幅するものである。
特許第２９９８７７３号公報
しかしながら、図４に示した前記特許第２９９８７７３号記載の回路の場合、単相回路であるために差動回路を用いる集積回路には適用できない。さらにこの回路においてはコレクタに接続された共振回路の周波数特性によって、入力信号である元信号出力を抑圧しているだけなので高い元信号の抑圧レベルを要求されるシステムでは採用できない。一方、図３に示した差動増幅器を用いたギルバートセル型ダブルバランス回路を応用した２逓倍器では、入力する元信号の成分は原理的には相殺され出力されない。実際には各トランジスタのばらつきによる非対称性によって理想的な掛け算が行われなくなり、元信号が出力されるが図４に示した回路構成に比べれば非常に小さな値となる。しかしながら前述したように入力される信号の９０度位相がずれることによって出力されるＤＣと２倍波の出力レベルが変化する。
前記に鑑み、本発明は、簡単にかつ効率よく２逓倍された信号を取り出すことを目的とする。
前記の目的を達成するため、本発明に係る半導体装置の製造方法は、第１のトランジスタと第２のトランジスタのエミッタと第５のトランジスタのコレクタを接続し、第３のトランジスタと第４のトランジスタのエミッタと第６のトランジスタのコレクタを接続し、第５のトランジスタのエミッタと第６のトランジスタのエミッタとを接続し、第１、４のトランジスタのベースともう一方を第５のトランジスタのベースに接続された第１のコンデンサと接続し、第２、３のトランジスタのベースともう一方を第６のトランジスタのベースに接続された第２のコンデンサと接続し、第１のトランジスタと第３のトランジスタのコレクタを接続し、第２のトランジスタのコレクタと第４のトランジスタのコレクタを接続した端子と第１のトランジスタのコレクタと第２のトランジスタのコレクタを接続した端子には２倍の周波数に共振する同調回路が接続され、第１のトランジスタのベース端子と第２のトランジスタのベース端子には差動入力の高周波帯域の信号源が与えられることを備えている。
またこの回路において２倍の周波数に共振する共振回路においてトランジスタのコレクタ端子間のＤＣをショートになるように共振回路を備えている。
本発明に係る回路構成によると、容易に集積が可能な回路を提供し、位相制御された元信号を必要とせず、単純な差動信号を入力するだけで効率よく２倍の周波数のみを出力させることができる。さらに共振回路においてＤＣショートすることによって出力にＤＣオフセット電圧を発生させなくすることが出来る。
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態に係る回路構成について、図面を参照しながら説明する。
図１は本発明に係わる高周波２逓倍回路の一実施形態の電気的接続を示す回路図である。図１において高周波信号源１０３は２逓倍するための元信号を表すものであり、出力端子１０６と１０７に対して差動信号を発生させる。信号源１０３からの信号はトランジスタＱ１、Ｑ３のベースとトランジスタＱ２、Ｑ４のベースにそれぞれ入力される。同時にコンデンサを介してトランジスタＱ５とＱ６に差動入力される。この時、この回路は掛け算器と同じ動作を行い、元信号の２倍の周波数がトランジスタＱ１、Ｑ３とトランジスタＱ２、Ｑ４のコレクタ端に差動出力として発生される。このとき入力された元信号は掛け算器の動作に従って出力されず、入力信号を掛け合わせた信号のみが出力されるだけとなる。本発明の場合、入力周波数が同じであるために２倍の周波数と差の周波数であるＤＣ成分が出力されるがコレクタに接続された共振回路の周波数特性によって選択的に２倍の周波数成分が出力される。さらに同じ元信号をコンデンサを介して入力するだけなので従来のような入力信号を９０度位相する必要もなく簡単にＤＣオフセットを抑圧することができる。さらに図１の共振回路１０１に示したように出力端子１０４、１０５間を共振回路を構成するインダクタＬ１、Ｌ２によってＤＣショートの構成をとり、周波数変換におけるＤＣに対する周波数変換率をほぼゼロにすることが出来る。その結果、前述の生成される２つの周波数成分のひとつであるＤＣオフセットを発生することがなくなる。これによってトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のコレクタ−エミッタ間電圧が入力信号に依存しなくなり、安定に対称性を保ったまま動作をすることが出来るようになるのである。さらに２倍の高調波に対する利得は共振回路の周波数特性によって決まるので入力信号の位相には関係なくなる。ここで言う共振とは出力接続されるインピーダンスに対して整合が取れる周波数を指している。従って出力端子１０４、１０５に接続されるインピーダンスによって共振回路１０１のインダクタンスＬ１、Ｌ２、容量値Ｃ１の値は変わることは明らかである。
（第２の実施形態）
図２は本発明の第３、第４の請求項に係わる実施形態を示す高周波逓倍回路の一実施形態の電気的接続を示す回路図である。基本的な動作は前記の発明と同じであるので省略する。本発明では共振回路において共振周波数を決定しているインダクタＬ１、Ｌ２と可変容量ＣＶ１においてその容量を変化させ、希望の２倍の周波数に対する変換利得を変化することができる。ここで言う共振とは出力接続されるインピーダンスに対して整合が取れる周波数を指している。従って出力端子１０４、１０５に接続されるインピーダンスによって共振回路２０１のインダクタンスＬ１、Ｌ２、容量値の値は変わることは明らかである。さらに本発明による逓倍器においては入力信号の２倍だけでなく４倍、６倍、・・・という入力信号に対して偶数倍の信号が出力に発生する。このことと前述の共振回路の周波数を４倍、６倍の周波数に合わせることによって効率よく４倍、６倍の周波数成分を出力させることも可能になる。
（第３の実施形態）
図５は本発明の第５の請求項に係わる実施形態を示す可変利得型高周波逓倍回路の一実施形態を示すものである。基本的な動作は前述の第１の実施形態で示したものと同じなので省略する。本発明では第５と第６のトランジスタのベースに入力する元信号レベルを可変減衰器によって変化させることによって２逓倍出力の出力レベルを変化させることが可能となる。なおこの可変減衰器は可変利得器でも同じ効果が得られる。
なお第１から第５の発明に係わる高周波２逓倍回路においてはいずれのトランジスタにおいてもこれをＭＯＳＦＥＴ等の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）のいずれでもあっても良い。
以上説明したように、本発明は、２倍の周波数を出力させることに有用である。
高周波２逓倍回路の電気的接続を示す構成図 利得可変を可能にした高周波２逓倍回路の電気的接続を示す構成図 従来のギルバートセル型ダブルバランスミキサを用いた２逓倍回路の概略構成図 特許第２９９８７７３号で示されている共振回路を用いた高周波２逓倍の電気的接続を示す構成図 可変減衰器による利得制御機能をもった高周波２逓倍回路の電気的接続を示す構成図
符号の説明
１０１、２０１ 共振回路
１０２ 定電流源
１０３ 高周波信号源
１０４、１０５ 逓倍出力端子
３０１ 負荷回路
５０１ 可変減衰器
Ｌ１、Ｌ２ 共振回路１０１を構成するインダクタ
Ｃ１ 共振回路１０１を構成するコンデンサ
ＣＶ１ 共振回路２０１を構成する可変コンデンサ
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６ トランジスタ
Ｃ２、Ｃ３ 入力ＤＣカット用コンデンサ
Ｒ１、Ｒ２ 負荷回路３０１を構成する抵抗
ＲＦｉｎ１、ＲＦｉｎ２、 入力差動信号
ＲＦｏｕｔ 出力信号

Claims (5)

  1. 第１のトランジスタと第２のトランジスタのエミッタと第５のトランジスタのコレクタを接続し、第３のトランジスタと第４のトランジスタのエミッタと第６のトランジスタのコレクタを接続し、第５のトランジスタのエミッタと第６のトランジスタのエミッタを接続し、第１、４のトランジスタのベースともう一方を第５のトランジスタのベースに接続された第１のコンデンサと接続し、第２、３のトランジスタのベースともう一方を第６のトランジスタのベースに接続された第２のコンデンサと接続し、第１のトランジスタと第３のトランジスタのコレクタを接続し、第２のトランジスタのコレクタと第４のトランジスタのコレクタを接続した端子と第１のトランジスタのコレクタと第２のトランジスタのコレクタを接続した端子には２倍の周波数に共振する同調回路が接続され、第１のトランジスタのベース端子と第２のトランジスタのベース端子には差動入力の高周波帯域の信号源が与えられることを特徴とする高周波２逓倍回路。
  2. 第１の請求項記載の回路の２倍の周波数に共振する共振回路において第１のトランジスタのコレクタ端子と第２のトランジスタのコレクタ端子間のＤＣ抵抗が０〜１０Ω以下になるように共振回路を構成したことを特徴とする請求項１記載の高周波２逓倍回路。
  3. 第１の請求項記載の回路の共振回路において共振回路を構成するコンデンサ容量値を制御する可変容量にすることによって出力電力を可変することを特徴とした高周波２逓倍回路。
  4. 第１の請求項記載の回路の共振回路において共振回路を構成するコンデンサ容量値を離散的に制御する可変容量にすることによって出力する周波数を２逓倍、４逓倍と切り替えることを特徴とする請求項１記載の高周波２逓倍回路。
  5. 第１の請求項記載の回路において第５、第６のトランジスタのベース入力と高周波信号源の間に可変減衰器を挿入し出力信号のレベルを可変にすることを特徴とする請求項１記載の高周波２逓倍回路。
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