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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Frequenzteiler, wie er insbesondere
für Signale
im Gigahertzbereich verwendet werden kann.
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Für verschieden
Anwendungen in der Elektronik besteht ein Bedarf für Frequenzteiler
für sehr hohe
Frequenzen bis zu einigen 10 Gigahertz. Für derartig hohe Arbeitsfrequenzen
sind so genannte statische Frequenzteiler nicht mehr anwendbar,
stattdessen werden so genannte dynamische Frequenzteiler eingesetzt.
Zu diesen dynamischen Frequenzteilern gehören regenerative Frequenzteiler,
welche auf aktiven Gegentaktmischern beruhen, wie sie beispielsweise
in W. D. Kasperkovitz, „Frequency-dividers
for ultra-high frequencies",
Philips tech. Rev. 38, S. 54–68,
1978/79, erläutert
sind. Diese dynamischen Frequenzteiler werden herkömmlicherweise
in Bipolartechnik gefertigt.
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Beispiele
hierfür
sind in den 6 und 7 dargestellt. Der in 6 dargestellte Frequenzteiler
besteht aus einem aktiven Gegentaktmischer, welcher aus drei Transistorpaaren
T11 und T12, T7 und T8 und T9 und T10 sowie einer Stromquelle 5 besteht. Ein
Eingangssignal a wird an einem ersten Eingangsanschluss 31 und
ein invertiertes Eingangssignal a wird
an einem zweiten Eingangsanschluss 31 eines Eingangs 3 der
Schaltung zugeführt.
Ein Ausgangssignal b wird an einem ersten Ausgangsanschluss 41 an
einem Lastwiderstand R2 abgegriffen, ein invertiertes Ausgangssignal b wird an einem zweiten Ausgangsanschluss 42 an
einem Lastwiderstand R1 abgegriffen. Die Ausgangsanschlüsse 41 und 42 bilden den
Ausgang 4 des Frequenzteilers. VCC bezeichnet eine positive
Versorgungsspannung.
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Das
Ausgangssignal b und das invertierte Ausgangssignal b werden in den Mischer an die Transistoren
T7-T10 rückgekoppelt.
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Der
Mischer ist dabei als aktiver Mischer ausgestaltet, das heißt er wirkt
auch als Verstärkung. Im
Folgenden soll die Funktionsweise eines derartigen Frequenzteilers
kurz erläutert
werden, für
weitergehende Informationen wird auf den oben zitierten Artikel
von W. D. Kasperkovitz verwiesen.
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Angenommen,
das Eingangssignal a (auch als Pumpsignal bezeichnet) ist von der
Form cos 2ωt. Angenommen,
das Ausgangssignal b hat die Form cos ωt, so ergibt sich durch das
Mischen dieser Signale ein Signal der Form ½(cosωt +cos3ωt). Dieses Signal wird durch
den aktiven Mischer beispielsweise um einen Faktor 2 verstärkt. Durch
die Grenzfrequenz der Transistoren T7-T12, die Lastwiderstände R1 und
R2 sowie parasitäre
Kapazitäten
der Schaltung wird nun ein Tiefpassfilter gebildet, welcher die Komponente
mit der höheren
Frequenz, also diejenige der Form cos 3ωt, dämpft, so dass im Wesentlichen
ein Ausgangssignal der Form cos ωt
erzeugt wird, welches wiederum in den Mischer zurückgeführt wird.
Dies bedeutet, dass die Ausgabe eines Ausgangssignals b mit der
halben Frequenz des Eingangssignals a einen stabilen Zustand des
Frequenzteilers darstellt.
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7 zeigt eine Variante der
Schaltung aus 6. Hier
wird das Ausgangssignal b bzw. das invertierte Ausgangssignal b nicht direkt an den Lastwiderständen R2
und R1 abgegriffen, sondern über
die Emitterfolger, welche aus den Transistoren T13 und T14 und den
Widerständen
R4 und R5 bestehen. Diese dienen zur Entkoppelung und zur Pegelverschiebung.
Ansonsten ist die Funktionsweise der Schaltung von 7 gleich der Funktionsweise der Schaltung
von 6.
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Um
eine hohe Arbeitsfrequenz eines derartigen Frequenzteilers zu erzielen,
ist gleichzeitig eine hohe Bandbreite und eine hohe Mischverstärkung des
aktiven Gegentaktmischers erforderlich. Es wäre wünschenswert, derartige dynamische
Frequenz teiler auch mit MOS-Transistoren zu realisieren, um sie beispielsweise
in CMOS-Technologie herstellen zu können. In 8 ist eine der 6 entsprechende Schaltung mit MOS-Transistoren T1-T6
anstelle der Bipolartransistoren T7-T12 dargestellt.
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Aufgrund
der geringeren Steilheit von MOS-Transistoren im Vergleich zu Bipolartransistoren
ist jedoch eine derartige direkte Übernahme des bekannten Schaltungskonzepts
nicht erfolgversprechend. Um eine ausreichend hohe Mischverstärkung zu
erzielen, sind nämlich
bei Verwendung von TMOS-Transistoren
sehr hohe Werte für
die Arbeits- bzw. Lastwiderstände
R1 und R2 des Mischers erforderlich. In Verbindung mit den unvermeidlichen
parasitären
Kapazitäten
der Transistoren und der Verdrahtung (in 8 gestrichelt durch Kapazitäten C1 und
C2 angedeutet) bilden diese hochohmigen Lastwiderstände R1 und
R2 einen Tiefpass mit niedriger Frequenz. Dadurch sinkt die Mischverstärkung bei hohen
Frequenzen ab, und es ergibt sich eine niedrige maximale Arbeitsfrequenz
des Frequenzteilers.
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In
den Druckschriften
DE
35 33 104 A1 und
EP
0 195 299 D1 werden daher zusätzliche Verstärker, insbesondere
Transimpedanzverstärker,
vorgesehen. Durch geeignete Dimensionierung kann die Ausgangsimpedanz
eines derartigen Transimpedanzverstärkers eine induktive Charakteristik
aufweisen. Durch Resonanzüberhöhung kann
dabei die Bandbreite der Mischverstärkung gegenüber der in
6 bzw.
8 dargestellten
herkömmlichen Schaltung
erhöht
werden. Bei Verwendung von CMOS-Technologie ist die so erzielbare
Bandbreite allerdings noch nicht ausreichend zur Erzielung hoher
Arbeitsfrequenzen. Zudem ist durch die Verwendung eines zusätzlichen
Verstärkers
ein erhöhter Schaltungsaufwand
und eine höhere
Versorgungsspannung nötig.
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Es
ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Frequenzteiler
bereitzustellen, welcher sich auch für hohe Frequenzen im Bereich
von einigen 10 Gigahertz eignet, welcher in CMOS-Technologie realisierbar
ist und welcher einfach aufgebaut ist.
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Diese
Aufgabe wird gelöst
durch einen Frequenzteiler nach Anspruch 1 und einen Frequenzteiler
nach Anspruch 2. Die abhängigen
Ansprüche
definieren vorteilhafte oder bevorzugte Ausführungsformen des Frequenzteilers.
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Der
erfindungsgemäße Frequenzteiler
umfasst einen Frequenzmischer, wobei dem Frequenzmischer ein Eingangssignal
zuführbar
ist, wobei an einem Ausgang des Frequenzteilers ein Ausgangssignal
abgreifbar ist und wobei das Ausgangssignal zu dem Frequenzmischer
zur Mischung mit dem Eingangssignal rückgekoppelt wird. Erfindungsgemäß umfasst
der Frequenzteiler weiterhin zwischen einen Ausgang des Frequenzmischers 1 und
den Ausgang des Frequenzmischers geschaltete Bandpassfiltermittel 2.
Durch Einsatz eines Bandpassfilters anstelle der herkömmlichen
Tiefpassfilterung kann die Arbeitsfrequenz insbesondere bei Verwendung
von CMOS-Transistoren zu höheren
Bereichen hin verschoben werden.
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Alternativ
zu der expliziten Bereitstellung eines Bandpassfilters kann mit
dem Ausgang des Frequenzmischers mindestens eine Induktivität als Last verschaltet
sein.
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Bevorzugt
ist die mindestens eine Induktivität dabei derart ausgelegt, dass
ein durch die mindestens eine Induktivität und mindestens eine Kapazität des Frequenzmischers,
beispielsweise eine parasitäre
Kapazität,
gebildeter Resonanzkreis um eine Frequenz, welche der halben Frequenz
des Eingangssignals entspricht, eine maximale Impedanz aufweist.
Durch diese Maßnahme
ist die Mischverstärkung
für Signale
mit halber Frequenz des Eingangssignals groß, und es wird eine Frequenzteilung durch
einen Faktor 2 erreicht. Dabei kann die Arbeitsfrequenz des Frequenzteilers
auch bei Verwendung von CMOS-Technologie einige 10 Gigahertz betragen.
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Der
Frequenzmischer ist dabei bevorzugt als aktiver Mischer ausgestaltet
und umfasst einen Gegentaktmischer.
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Die
mindestens eine Induktivität
kann dabei mehrere Induktivitäten
und zusätzliche
Kapazitäten umfassen,
um die Bandbreite des Frequenzteilers zu erhöhen.
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Bevorzugt
ist an dem Eingang sowohl das Eingangssignal als auch das invertierte
Eingangssignal zuführbar,
und an dem Ausgang kann dann das Ausgangssignal sowie das invertierte
Ausgangssignal abgegriffen werden.
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Der
erfindungsgemäße Frequenzteiler
kann ganz oder teilweise mit MOS-Transistoren insbesondere in CMOS-Technologie,
aufgebaut sein, prinzipiell eignet sich die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
jedoch auch zur Realisierung mit Bipolartransistoren oder HBT-Transistoren.
Der Frequenzteiler kann als integrierte Schaltung ausgestaltet sein.
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Die
Erfindung wird im Folgenden unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung
anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele
näher erläutert. Es zeigen:
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1 ein Blockdiagramm eines
erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels
eines Frequenzteilers,
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2 eine schaltungstechnische
Realisierung eines weiteren erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels eines Frequenzteilers,
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3 einen Vergleich der Lastimpedanz
des erfindungsgemäßen Frequenzteilers
aus 2 mit herkömmlichen
Frequenzteilern,
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4 eine Modifikation des
Ausführungsbeispiels
aus 2,
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5 einen Vergleich der Lastimpedanz
des Ausführungsbeispiels
aus 2 mit dem modifizierten
Ausführungsbeispiel
aus 4,
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6 einen herkömmlichen
Frequenzteiler,
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7 einen weiteren herkömmlichen
Frequenzteiler, und
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8 eine Übertragung des herkömmlichen Frequenzteilers
aus 6 auf eine Schaltung
mit MOS-Transistoren.
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In 1 ist ein Blockschaltbild
eines ersten Ausführungsbeispiels
der Erfindung dargestellt. Dabei wird einem Mischer 1 ein
Eingangssignal a das Ausgangssignal des Mischers wird von einem
Bandpassfilter 2 bandpassgefiltert.
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Hierdurch
wird das Ausgangssignal b erzeugt, welches zum Mischen mit dem Eingangssignal
a in den Mischer 1 rückgekoppelt.
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Die
prinzipielle Funktionsweise dieses Aufbaus entspricht der in der
Beschreibungseinleitung unter Bezugnahme auf 6 beschriebenen, wobei ein Bandpassfilter
statt des herkömmlichen
Tiefpassfilters vorgesehen ist. Das heißt, für eine Teilung der Frequenz
des Eingangssignals a durch zwei wird der Bandpassfilter 2 so
ausgelegt sein, dass er Signale mit dieser halbierten Frequenz passieren
lässt und
so insbesondere die in der Beschreibungseinleitung erläuterten
Anteile des Mischsignals mit höherer
Frequenz unterdrückt.
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Ein
Bandpassfilter kann, wie weiter unten genauer erläutert, auf
einfache Weise für
höhere
Frequenzen ausgelegt werden als der herkömmlich verwendete Tiefpassfilter.
Zudem ist bei genügend
großer
Amplitude des Eingangssignals eine Mischung mit Oberwellen des Eingangssignals
möglich.
Bei konventionellen regenerativen Frequenzteilern ist dieser Effekt
unerwünscht,
da es aufgrund der Tiefpasscharakteristik der Mischverstär kung zu
Störungen
kommt. Im Fall des Ausführungsbeispiels
aus 1 wird jedoch ein
Bandpass verwendet, wodurch es möglich
ist, ein gewünschtes
Mischprodukt mit einer gewünschten
Frequenz selektiv zu verstärken. Dies
kann beispielsweise dazu genutzt werden, einen höheren Teilungsfaktor als eine
Frequenzteilung durch einen Faktor 2 zu erreichen. Beispielsweise kann
die Frequenz des Eingangssignals a durch vier geteilt werden, indem
der Bandpass auf eine Frequenz von ¾ der Frequenz des Eingangssignals
abgestimmt wird.
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Wie
im Folgenden gezeigt werden wird, ist es jedoch nicht nötig, den
Bandpassfilter als separate Stufe vorzusehen. Es ist vielmehr auf
einfache Weise möglich,
einen Mischverstärker
mit einer Bandpasscharakteristik zu realisieren.
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In 2 ist eine schaltungstechnische
Realisierung eines derartigen zweiten Ausführungsbeispiels der vorliegenden
Erfindung dargestellt. Die dargestellt Schaltung entspricht dabei
im Wesentlichen der unter Bezugnahme auf 6 bereits in der Beschreibungseinleitung
beschriebenen Schaltung.
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An
einem Eingang 3 ist an einem ersten Eingangsanschluss 31 das
Eingangssignal a und an einem Eingangsanschluss 32 ein
invertiertes Eingangssignal a einem
aktiven Mischverstärker
zuführbar.
Dieser ist beim vorliegenden Ausführungsbeispiel aus sechs MOS-Transistoren
T1-T6 sowie einer Stromquelle 5 aufgebaut. Die Funktion
der MOS-Transistoren T1-T6 entspricht dabei derjenigen der Bipolartransistoren
T7-T12 aus der Beschreibungseinleitung erläuterten 6. An einem Ausgang 4 kann an
einem ersten Ausgangsanschluss 41 das Ausgangssignal b
und an einem zweiten Ausgangsanschluss 42 ein invertiertes
Ausgangssignal b abgegriffen
werden. Das Ausgangssignal wird über die
Transistoren T1-T4 in den Mischer zur Mischung mit dem Eingangssignal
a bzw. dem invertierten Eingangssignal a rückgekoppelt.
Die Transistoren T1-T6 sind dabei wie in 2 gezeigt zu drei Transistorenpaaren
T1 und T2, T3 und T4 und T5 und T6 verschaltet.
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Im
Unterschied zu der in 6 gezeigten herkömmlichen
Schaltung sind die Lastwiderstände R1
und R2 durch Lastinduktivitäten
L1 und L2 ersetzt, welche jeweils einen Ausgangsanschluss 41, 42 mit
einer positiven Versorgungsspannung VDD verbinden. Sie können beispielsweise
in Form von Spiralinduktivitäten
zusammen mit den Transistoren auf einem Halbleiterchip integriert
werden. Zusammen mit parasitären
Kapazitäten
der Verdrahtung und der MOS-Transistoren T1-T6 einen Parallelresonanzkreis,
welcher für
die gewünschte
Frequenz eine hohe Lastimpedanz darstellt. Somit werden hohe Arbeitsfrequenzen
des Frequenzteilers ermöglicht.
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3 zeigt den Verlauf der
Lastimpedanz, hier mit Z bezeichnet, in Ohm abhängig von der Ausgangsfrequenz
fout des Ausgangssignals b in Gigahertz. Dabei stellt die Kurve
6 den
Verlauf der Ausgangsimpedanz eines herkömmlichen Frequenzteilers wie
in
6 gezeigt dar. Deutlich
ist die Tiefpasscharakteristik zu erkennen, das heißt, ein
Abfall der Lastimpedanz und somit auch der Mischverstärkung zu
hohen Frequenzen hin. Kurve
7 zeigt den Verlauf der Lastimpedanz
bei Verwendung eines Transimpedanzverstärkers, wie es in der bereits
eingangs zitierten
DE
35 33 104 A1 der Fall ist. Durch die Verwendung des Verstärkers wird
der Abfall der Verstärkung zu
etwas höheren
Frequenzen hin verschoben. Dies ist jedoch nach wie vor für viele
Anwendungen nicht ausreichend. Kurve
8 zeigt den Verlauf
der Lastimpedanz Z bei dem erfindungsgemäßen Frequenzteiler aus
2. Deutlich ist bei einer
Frequenz von etwa 20 Gigahertz ein Maximum der Lastimpedanz und somit
auch der Mischverstärkung
gegeben. Dies liegt wesentlich höher
als die mit herkömmlichen
Schaltungen realisierbaren Werte. Somit lässt sich mit einer erfindungsgemäßen Schaltung
eine wesentlich höhere
Arbeitsfrequenz auch mit MOS-Transistoren realisieren.
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4 zeigt eine Erweiterung
der in 2 dargestellten
Schaltung. Der aus den Transistoren T1-T6 und der Stromquelle 5 aufgebaute
aktive Gegentaktmischer bleibt dabei unverändert. Statt jeweils mit einer
Induktivität
sind die Ausgangsanschlüsse 41 und 42 nun
jeweils über
zwei Induktivitäten
L1 und L3 bzw. L2 und L4 mit der positiven Versorgungsspannung VDD
verbunden. Zwischen den Induktivitäten L1 und L3 bzw. L2 und L4
ist ein Anschluss an einen Kondensator C1 bzw. C2 vorgesehen, welcher
mit seinem jeweils anderen Anschluss mit Masse verbunden ist.
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Mit
einer derartigen Schaltungsanordnung kann eine größere Bandbreite
des Resonanzkreises erzielt werden. Dies ist in 5 dargestellt. Wiederum ist die Größe der Lastimpedanz
Z in Ohm über der
Ausgangsfrequenz, das heißt
der Frequenz des Ausgangssignals b, in Gigahertz angetragen. Kurve 8 zeigt
wiederum den Verlauf der Ausgangsimpedanz einer Schaltung wie in 2 dargestellt, während Kurve 9 den
Verlauf der Lastimpedanz der in 4 dargestellten
Schaltung zeigt. Deutlich ist eine Verbreiterung des Maximums zu
erkennen, was einer größeren Bandbreite
der Verstärkung
entspricht.
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Wie
schon erwähnt,
kann das hier vorgestellte erfindungsgemäße Schaltungskonzept besonders vorteilhaft
bei Schaltungen in CMOS-Technologie eingesetzt werden. Es ist jedoch
auch eine Realisierung mit anderen Technologien beispielsweise mit
Bipolartransistoren oder HEMTS („High Electron Mobility Transistors") möglich.
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Weiterhin
ist es denkbar, die Schaltung analog 7 zu
erweitern, das heißt,
das Ausgangssignal nicht direkt an den Induktivitäten abzugreifen, sondern
beispielsweise Sourcefolger analog den Emitterfolgern aus 7 einzusetzen.
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Selbstverständlich kann
das erfindungsgemäße Prinzip
prinzipiell auch bei anderen Frequenzmischern als den hier dargestellten
aktiven Gegentaktmischern angewendet werden.