WO2007118597A1

WO2007118597A1 - Integrierte oszillatorschaltung mit wenigstens zwei schwingkreisen

Info

Publication number: WO2007118597A1
Application number: PCT/EP2007/002913
Authority: WO
Inventors: Samir El Rai; Ralf Tempel
Original assignee: Atmel Duisburg Gmbh
Priority date: 2006-04-12
Filing date: 2007-03-31
Publication date: 2007-10-25
Also published as: DE102006017189B4; DE102006017189A1; US20110102093A1

Abstract

Vorgestellt wird eine Integrierte Oszillatorschaltung (16) mit einer Verstärkerschaltung (22) und einem frequenzselektiven Rückkopplungsnetzwerk aus einem ersten Schwingkreis (18), und einem zweiten Schwingkreis (20). Die Oszillatorschaltung zeichnet sich dadurch aus, dass der erste Schwingkreis (18) ausschließlich ausgangsseitig mit der Verstärkerschaltung (22) verbunden und als ein Parallelschwingkreis aus einer ersten Kapazität (24) und einer ersten Induktivität (26) ausgebildet ist, und der zweite Schwingkreis (20) ausschließlich eingangsseitig (36, 38) mit der Verstärkerschaltung (22) verbunden und als ein Parallelschwingkreis aus einer zweiten Kapazität (32) und einer zweiten Induktivität (34) ausgebildet ist.

Description

Titel: Integrierte Oszillatorschaltung mit wenigstens zwei Schwingkreisen

Beschreibung

Die Erfindung betrifft eine Integrierte Oszillatorschaltung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Eine solche Oszillatorschaltung ist aus der WO 99/43079 bekannt. Diese Schrift zeigt ein differenzielles Oszillatordesign mit zwei Schwingkreisen, die über eine Verstärkerschaltung aus zwei Transistoren in Basisschaltung entdämpft werden. In der Terminologie der WO 99/43079 bestehen die Schwingkreise aus je einem Resonanzelement, einem Rückführpfad und einem differenziellen Kopplungselement. Das Resonanzelement soll bevorzugt induktive Elemente aufweisen, während der Rückführpfad z.B. kapazitiv realisierbar sein soll. Als Beispiel eines differenziellen Kopplungselements wird eine Kapazität angegeben. Beide Schwingkreise sind sowohl mit einem Eingang als auch mit einem Ausgang der Verstärkerschaltung verbunden.

Beim Gegenstand der WO99/43079 wird der Wechselanteil der Spannung an den Emittern der Transistoren bei einer bevorzugten Ausgestaltung (dort Fig. 2) durch einen kapazitiven Spannungsteiler bestimmt, der aus einer parallel zur Kollektor-Emitterstrecke des Transistors liegenden Kapazität und der Kapazität des zwischen den Emittern liegenden differenziellen Kopplungselements besteht. Dabei fallt über dem differenziellen Kopplungselement zwangsläufig immer ein gewisser AC-Anteil der Kollektorspannung zu Lasten der dadurch beschränkten Emitterspannung ab.

Wegen des Rückführpfades werden solche Oszillatoren auch als Feedback-Oszillatoren bezeichnet. Ferner sind auch sogenannte Reflexionsoszillatoren bekannt, zum Beispiel aus der Veröffentlichung „Optimizing MMIC Reflection-Type Oscillators", 2004 IEEE MTT-S Digest, Seite 1341 ff. Nach dieser Schrift besteht ein solcher Oszillator aus einem aktiven Bauelement, das über drei Impedanzen an eine AC-Masse angeschlossen ist. Dabei sind zwei Anschlüsse so an Masse angeschlossen, dass sich am dritten Anschluss eine negative Impedanz einstellt. Dort wird eine dritte Impedanz an die AC-Masse angeschlossen, um die Resonanzfrequenz einzustellen.

Wie bereits in der WO99/43079 ausgeführt wird, müssen beim Entwurf eines Oszillators immer Kompromisse zwischen Forderungen eingegangen werden, von denen eine häufig nur zu Lasten einer anderen erfüllt werden kann. Gefordert werden zum Beispiel eine Realisierbarkeit in hohen Stückzahlen zu möglichst geringen Kosten, ein geringer Platzbedarf der Oszillatorschaltung, ein geringer Stromverbrauch, ein großes Signal zu Rausch - Verhältnis, eine geringe Empfindlichkeit gegenüber herstellungsbedingten Streuungen der Schaltungseigenschaften und eine große Bandbreite einstellbarer Resonanzfrequenzen bei gleichzeitig hoher Schwingkreisgüte. Beim Gegenstand der WO 99/43079 soll eine hohe Güte durch kapazitive Schalter an den Kollektoren der Transistoren und variable voltage capacitor tuning zwischen den Emittern erreicht werden. Zusätzliche Abstimmbarkeit (tuning control) könne durch eine kapazitive Kopplung zwischen den Kollektoren des differenziellen Transistorpaars erzielt werden. Vor diesem Hintergrund besteht die Aufgabe der Erfindung in der Angabe einer weiter verbesserten Integrierten Oszillatorschaltung.

Diese Aufgabe wird bei einer Oszillatorschaltung der eingangs genannten Art dadurch gelöst, dass der erste Schwingkreis ausschließlich ausgangsseitig mit der Verstärkerschaltung verbunden und als ein Parallelschwingkreis aus einer ersten Kapazität und einer ersten Induktivität ausgebildet ist, und der zweite Schwingkreis ausschließlich eingangsseitig mit der Verstärkerschaltung verbunden und als ein Parallelschwingkreis aus einer zweiten Kapazität und einer zweiten Induktivität ausgebildet ist.

Dadurch werden die folgenden Vorteile erzielt:

Ein solcher zweiter Schwingkreis ermöglicht eine rauscharme Einstellung der Amplitude am Eingang der Verstärkerschaltung.

Außerdem wird der Bereich der möglichen Aussteuerung der Verstärkerschaltung vergrößert, wie man durch folgende Betrachtung sieht: Bei einem idealen Parallelschwingkreis ohne Ohm' sehen Widerstand wird der Wechselstromwiderstand im Resonanzfall unendlich groß, so dass der Parallelschwingkreis einen Stromfluss bei seiner Resonanzfrequenz sperrt. Bei der Verwendung eines solchen idealen Sperrkreises in einem frequenzselektiven Rückkopplungsnetzwerk fallt daher die ganze Wechselspannung über dem Sperrkreis ab, so dass am Eingang der Verstärkerschaltung eine maximale Spannungsamplitude zur Verfügung steht. Im Idealfall kann die Eingangsspannung den Wert der Ausgangsspannung erreichen. Als Folge wird die Verstärkerschaltung maximal ausgesteuert, was ein maximales Ausgangssignal erzeugt und damit zu einem guten Signal-Rausch- Verhältnis beiträgt.

Je nach Wahl der Induktivität und der Kapazität des zweiten Schwingkreises kann die

Amplitude der phasenrichtig zum Eingang zurückgekoppelten Spannung eingestellt werden. Dabei können Bauelemente mit festen Werten für die genannte Induktivität und Kapazität verwendet werden. Diese Werte können so festgelegt werden, dass sie zusammen mit Werten parasitärer Kapazitäten der Verstärkerschaltung zusammen eine Resonanzbedingung erfüllen. Diese parasitären Kapazitäten werden dann zumindest teilweise vom ersten Schwingkreis entkoppelt. Da die Bandbreite der Frequenz-Abstimmbarkeit von Schwingkreisen in der Regel durch feste, parasitäre Kapazitäten beschränkt wird, führt diese teilweise Entkopplung zu einer Verringerung der im ersten Schwingkreis wirksamen Kapazitäten und damit zu einer Vergrößerung der genannten Bandbreite, also des Frequenz-Abstimmbereichs des ersten Schwingkreises.

Alternativ kann insbesondere die Kapazität des zweiten Schwingkreises auch variabel sein, so dass die Amplitude der phasenrichtig zum Eingang zurückgekoppelten Spannung variierbar ist. Im Resonanzfall kann ein vergleichsweise großer Spannungswert eingestellt werden. Mit zunehmendem Abstand von der Resonanzfrequenz sinkt die Amplitude am Eingang der

Verstärkerschaltung. Ob sich der Resonanzfall oder ein bestimmter Abstand zum

Resonanzfall einstellt, kann durch Verändern der zweiten Schwingkreiskapazität eingestellt werden.

Bei einer Ausgestaltung der Verstärkerschaltung mit bipolaren Transistoren treten Transistorkapazitäten jeweils zwischen einer Wechselstrommasse und der Basis, dem Emitter und dem Kollektor auf. Durch die rauscharme Einstellung der Spannung der Amplitude am Eingang der Verstärkerschaltung, also am Emitter oder der Basis eines Transistors der Verstärkerschaltung, werden diese parasitären Transistorkapazitäten für eine Abstimmbarkeit der Frequenz der Oszillatorschaltung nutzbar gemacht. Diese Möglichkeit ergibt sich, weil die genannten Kapazitäten von der Signalamplitude am Eingang der Verstärkerschaltung abhängig sind. Diese Kapazitäten besitzen in der Regel große Werte, die häufig mehr als 50 % der Schwingkreiskapazität betragen. Entsprechend groß ist ihr Einfluss auf die Breite des Abstimmbereichs.

Eine bevorzugte Ausgestaltung zeichnet sich dadurch aus, dass die erste Induktivität über einen ersten Gleichstrompfad an ein erstes DC-Bezugspotenzial angeschlossen ist, und die zweite Induktivität über einen zweiten Gleichstrompfad an ein zweites DC-Bezugspotenzial angeschlossen ist. Durch den Anschluss der zweiten Induktivität an das zweite DC-Bezugspotenzial wird der für eine Entdämpfung der Schwingkreise und eine Arbeitspunkteinstellung der Verstärkerschaltung notwendige zweite Gleichstrompfad über die zweite Induktivität zu der Verstärkerschaltung geführt. Induktivitäten werden in der Regel metallisch ausgeführt und weisen im Idealfall einen verschwindend geringen Ohm' sehen Widerstand auf.

Bei solch geringen Ohm' sehen Widerstands werten spielen kleine Unterschiede in den Widerstandswerten, wie sie durch Prozessvariationen bei der Herstellung Integrierter Oszillatorschaltungen auftreten können, nur noch eine untergeordnete Rolle. Bei der üblichen Erzeugung der DC-Anbindung der Verstärkerschaltung mit Hilfe von Widerständen aus Halbleitermaterial oder mit Hilfe von aktiven Stromquellen oder Stromsenken, die Transistoren enthalten, treten dagegen durch Prozessvariationen vergleichsweise große Streuungen der Widerstandswerte auf.

Außerdem hängen die in den Zuleitungen auftretenden Rauschspannungen u_r vom Wert R ihrer Widerstände ab (uj? = 4k_ßTR, k_ß = Boltzmannkonstante, T = absolute Temperatur).

Wegen der kleinen Widerstandswerte der Induktivitäten wird durch die Erfindung eine rauscharme DC-Anbindung der Verstärkerschaltung mit verringerter Schwankungsbreite der Auswirkung von Prozessvariationen bereitgestellt.

Weitere Ausgestaltungen betreffen die Geometrie der Schwingkreis-Induktivitäten und der Anordnung von Kapazitäten. Die Induktivitäten können nahezu kreisförmig sein, aus mindestens einer Windung oder Transmissionsleitung bestehen, und durch einen Mittelabgriff, an den jeweils die Gleichstromversorgung angeschlossen ist, in linke Induktivitäten und rechte Induktivitäten aufgeteilt werden. Es versteht sich, dass andere Ausgestaltungen auch elliptische Leiterschleifen aufweisen können.

Die Induktivitätswerte beider Schwingkreisinduktivitäten sind bevorzugt gleich, können aber auch verschiedene Werte annehmen, wodurch ein weiterer Freiheitsgrad beim Schaltungsentwurf bereitgestellt wird.

Eine weitere Ausgestaltung weist rechteckförmige Leiterschleifen als Induktivitäten auf, bei denen benachbarte und parallel verlaufende Abschnitte LC als Kopplungskapazitäten dienen und zusammen mit dazu orthogonalen Abschnitten LL die Länge, beziehungsweise Fläche einer Leiterschleife und damit die Induktivität bestimmen.

Durch Veränderung der Längen LL und LC kann damit sowohl der Wert der Induktivität, der Wert der Kopplungskapazität und ein Anteil einer kapazitiven und transformatorischen Kopplung an der gesamten Kopplung variiert werden. Dadurch werden weitere Freiheitsgrade beim Schaltungsentwurf bereitgestellt.

Zusätzliche Kapazitäten, die zwischen die parallel verlaufenden Abschnitte LC geschaltet sind, ermöglichen eine Optimierung der Eingangs- und/oder Ausgangsimpedanz von als Verstärkern arbeitenden Transistoren der Verstärkerschaltung. Wenn die Verstärkerschaltung mit Basisschaltungen von Bipolartransistoren arbeitet, werden die zusätzlichen Kapazitäten zwischen Kollektor und Emitter geschaltet, was eine optimierte Impedanzanpassung ermöglicht. Diese trägt dann zu einer maximalen Leistungsverstärkung und Rauschanpassung und damit auch zu einem maximalen Signal/Rausch- Verhältnis bei.

An Stelle einer reinen Rechteckform, Kreisform oder elliptischen Form können andere Ausgestaltungen auch Leiterschleifen mit stückweise geraden Abschnitten in regelmäßiger oder unregelmäßiger sowie konvexer oder konkaver Vieleckform und oder Leiterschleifen mit stückweise gekrümmten konkaven oder konvexen Abschnitten oder aus gekrümmten und geraden Abschnitten zusammengesetzte Mischformen aufweisen.

Weitere Ausgestaltungen zeichnen sich durch eine rein transformatorische oder zumindest teilweise transformatorische Rückkopplung aus, die durch eine zueinander benachbarte Anordnung der Schwingkreisinduktivitäten der beiden Parallelschwingkreise erzielt wird. Die transformatorische Kopplung besitzt den Vorteil eines vereinfachten Schaltungsaufbaus und eines verringerten Platzbedarfs, da keine Kapazitäten für eine kapazitive Kopplung erforderlich sind.

Weitere Vorteile ergeben sich aus der Beschreibung und den beigefügten Figuren.

Es versteht sich, dass die vorstehend genannten und die nachstehend noch zu erläuternden Merkmale nicht nur in der jeweils angegebenen Kombination, sondern auch in anderen Kombinationen oder in Alleinstellung verwendbar sind, ohne den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen.

Zeichnungen

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigen, jeweils in schematischer Form:

Fig. 1 ein bekanntes Blockschaltbild einer Oszillatorschaltung;

Fig. 2 ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung, das nach einem differenziellen

Prinzip arbeitet; Fig. 3 eine erste Ausgestaltung einer Verstärkerschaltung mit Transistoren in

Basisschaltung; Fig. 4 eine Ausgestaltung einer Verstärkerschaltung mit Transistoren in

Emitterschaltung;

Fig. 5 Ausgestaltungen von einstellbaren Kapazitäten; Fig. 6 mögliche geometrische Ausgestaltungen der Schwingkreisinduktivitäten und der

Anordnung von Kapazitäten; Fig. 7 Ausgestaltungen von Oszillatorschaltungen mit einer transformatorischen

Rückkopplung; Fig. 8 eine Ausgestaltung einer Oszillatorschaltung in einem single ended — Entwurf, und

Fig. 9 eine Ausgestaltung der Erfindung als Reflexionsoszillator.

Dabei bezeichnen gleiche Bezugszeichen in allen Figuren jeweils gleiche Elemente. Im Einzelnen zeigt Fig. 1 das bekannte Prinzip einer Feedback-Oszillatorschaltung 10, die generell aus einer Verstärkerschaltung 12 mit einem frequenzselektiven Rückkopplungsnetzwerk 14 besteht. Die Verstärkerschaltung 12 verstärkt ein Eingangssignal Ul zu einem Ausgangssignal U2 = A*U1. Das Rückkopplungsnetzwerk 14 selektiert eine Resonanzfrequenz aus dem Ausgangssignal U2 und fuhrt das Ausgangssignal der selektierten Frequenz in gedämpfter Form als Signal U3 = k*U2 an den Eingang zurück. Eine stabile Schwingung des Ausgangssignals U2 stellt sich bekanntlich dann ein, wenn die Amplitude des rückgeführten Signals U3 gleich der Amplitude des Eingangssignals Ul ist. Bezeichnet man das Produkt aus Verstärkung A und Dämpfung k als Schleifenverstärkung g, muss g also gleich 1 sein. Ferner muss die Phasenverschiebung zwischen Ul und U3 eine konstruktive Interferenz erlauben, im Idealfall also ein ganzzahliges Vielfaches von 2π betragen. Diese Zusammenhänge gelten ganz allgemein und sind bekannt (Vergleiche Tietze Schenk, Halbleiterschaltungstechnik, 9. Auflage Seiten 458, 459). Man kann das Rückkopplungsnetzwerk noch weiter unterteilen in einen ersten Teil 14.a, der die Frequenz selektiert, und einen zweiten Teil 14.b, der das selektierte Signal zum Eingang zurückführt.

Fig. 2 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung mit einer Integrierten Oszillatorschaltung 16, die mit differenziellen Signalen arbeitet. Die Oszillatorschaltung 16 weist einen ersten Schwingkreis 18, einen zweiten Schwingkreis 20 und eine beide Schwingkreise 18, 20 entdämpfende Verstärkerschaltung 22 auf. Der erste Schwingkreis 18 ist ein Parallelschwingkreis mit einer ersten Kapazität 24 und einer ersten Induktivität 26 und ist an erste Anschlüsse 28, 30 der Verstärkerschaltung 22 angeschlossen, die Ausgänge der Verstärkerschaltung 22 bilden. Die erste Kapazität 24 liegt zwischen den beiden ersten Anschlüssen 28, 30. An den ersten Anschluss 28 ist auch ein Ende einer Teilinduktivität 26.1 der ersten Induktivität 26 angeschlossen. An den zweiten Anschluss 30 ist auch ein Ende einer Teilinduktivität 26.2 der ersten Induktivität 26 angeschlossen. Das jeweils komplementäre Ende der beiden Teilinduktivitäten 26.1, 26.2 ist zusätzlich über einen ersten Gleichstrompfad 27, also ohne Zwischenschaltung von Kapazitäten, an ein erstes DC- Bezugspotenzial VCC angeschlossen. Die Verbindung der beiden Teilinduktivitäten 26.1, 26.2 bildet eine Wechselstrommasse 51. Analog ist der zweite Schwingkreis 20 ebenfalls ein Parallelschwingkreis mit einer zweiten Kapazität 32 und einer zweiten Induktivität 34. Er ist an zweite Anschlüsse 36, 38 der Verstärkerschaltung 22 angeschlossen, die Eingänge der Verstärkerschaltung bilden. Die zweite Kapazität 32 liegt zwischen den beiden zweiten Anschlüssen 36, 38. An jeden der zweiten Anschlüsse 36, 38 ist jeweils eine Teilinduktivität 34.1, 34.2 der zweiten Induktivität 34 angeschlossen. Das jeweils komplementäre Ende der Teilinduktivitäten 34.1, 34.2 der zweiten Induktivität 34 ist über einen zweiten Gleichstrompfad 35, also ohne Zwischenschaltung von Kapazitäten, an ein zweites DC-Bezugspotenzial VEE angeschlossen. Die Verbindung der beiden Teilinduktivitäten 34.1, 34.2 bildet ebenfalls eine Wechselstrommasse 51.

Das zweite Bezugspotenzial VEE ergibt sich in der Ausgestaltung der Fig. 2 als Ausgangspotenzial einer Stromquelle 40, das auf eine Gleichstrommasse 42 bezogen ist. Die differenzielle Oszillatorschaltung 16 kommt am Eingang der Verstärkerschaltung 22 mit nur einer Stromquelle 40 aus, weil die beiden Teilinduktivitäten 34.1, 34.2 einen Fluss von Gleichströmen von dem Eingang 36 und 38 zur Wechselstrommasse 51 mit vernachlässigbaren Gleichspannungsabfällen erlauben. Die beiden Parallelschwingkreise 18, 20 in der Fig. 2 entsprechen dem oben genannten ersten Teil 14.a des Rückkopplungsnetzwerks 14, das die Frequenz selektiert. Der oben genannte zweite Teil 14.b, über den die eigentliche Rückkopplung erfolgt, ist in der Darstellung der Fig. 2 in die Verstärkerschaltung 22 integriert. An den Anschlüssen 44, 46 wird das Ausgangssignal der Oszillatorschaltung 16 bereitgestellt.

Es ist ein großer Vorteil, dass diese differenzielle Schaltung am Eingang der Verstärkerschaltung 22 nur eine Stromquelle 40 benötigt, weil dadurch DC-

Potenzialunterschiede an den Anschlüssen 36, 38 der Verstärkerschaltung 22 komplett verhindert werden. Solche Potenzialunterschiede können beim eingangs genannten Stand der

Technik durch fertigungsbedingte Streuungen der Eigenschaften der beiden Stromquellen auftreten und führen dort zu unterschiedlichen Arbeitspunkten von als Verstärkern dienenden Transistoren. Diese werden dann nicht mehr exakt differenziell ausgesteuert, was negative

Auswirkungen auf die Qualität des Ausgangssignals der Oszillatorschaltung hat. Durch den erfindungsgemäßen Anschluss des Eingangs 36, 38 der Verstärkerschaltung 22 über die zweite Induktivität 34 und den zweiten Gleichstrompfad 35 an das zweite DC- Potenzial VEE der Gleichstromversorgung wird insgesamt ein sehr niedriger Widerstand der Gleichstromversorgung erzielt. Wegen der differenziellen Ausgestaltung sind zwar nach wie vor getrennte Gleichstrompfadabschnitte zu den Anschlüssen 36, 38 des differenziellen Eingangs erforderlich. Diese Abschnitte werden aber durch die extrem niederohmigen Induktivitäten realisiert. Der Gesamtwiderstand der Gleichstromversorgung wird daher auf der Eingangsseite der Verstärkeranordnung durch Bauteile wie Widerstände oder Transistoren einer Stromquelle der Gleichstromversorgung dominiert, die in einem für beide Anschlüsse des differenziellen Eingangs gemeinsamen Schaltungsabschnitt angeordnet sind. Durch diese Einflüsse werden Unsymmetrien in der Gleichstromversorgung der Verstärkerschaltung fast vollständig vermieden.

Die Oszillatorschaltung 16 aus der Fig. 2 wird, wie auch die im Übrigen vorgestellten Oszillatorschaltungen, in einem üblichen Halbleiterherstellungsprozess als Integrierte Schaltung auf einem Halbleitersubstrat realisiert. Dabei werden die Induktivitäten 26, 34 bevorzugt durch strukturierte Leiterbahnabschnitte in Metallisierungsebenen gebildet. Die Kapazitäten 24, 32 werden beispielsweise mit einer dünnen Oxidschicht als Dielektrikum gebildet, die auf einer hochdotierten Schicht aus Halbleitermaterial liegt und durch eine Metallschicht bedeckt wird (MIS = metal insulator semiconductor - Struktur). Auch MIM- Strukturen (metal insulator metal) kommen in Frage.

Fig. 3 zeigt eine erste Ausgestaltung 22.1 einer Verstärkerschaltung 22, wie sie in der Fig. 2 verwendbar ist. In der Ausgestaltung 22.1 weist die Verstärkerschaltung 22 zwei

Bipolartransistoren 48, 50 in Basisschaltung auf, deren Basen miteinander verbunden sind und an einem Punkt der Verbindung eine Wechselstrommasse 51 bilden, an der kein AC-

Signal auftritt (AC-Ground). Der Kollektor eines ersten Transistors 48 bildet einen ersten

Anschluss 28 der Verstärkerschaltung 22 und der Kollektor des zweiten Transistors 50 bildet den anderen ersten Anschluss 30. Entsprechend bildet der Emitter des ersten Transistors 48 einen zweiten Anschuss 36 der Verstärkerschaltung 22 und der Emitter des zweiten Transistors 50 bildet den anderen zweiten Anschluss 38. Jeder Emitter bildet damit einen Eingang der Verstärkerschaltung 22 und jeder Kollektor bildet entsprechend einen Ausgang.

Je ein Eingang 36 (38) ist mit einem Ausgang 28 (30) über eine Rückführung verbunden, die in der Ausgestaltung der Fig. 3 jeweils eine Koppelkapazität 52 (54) enthält. Die Koppelkapazität 52, 54 bildet, vereinfachend gesprochen, jeweils einen AC-Kurzschluss, während sie Gleichströme blockiert. Sie erlaubt damit insbesondere für die Transistorfunktion notwendige Kollektor- und Emitter-DC-Potenziale. Im Übrigen besitzt sie einen im Vergleich zur ersten und zweiten Kapazität 24, 32 großen Kapazitätswert und wirkt daher nicht oder nur vernachlässigbar phasendrehend. Ein Signal am Kollektor eines der beiden Transistoren 48, 50 wird daher über die zugehörige Koppelkapazität 52, 54 mit vernachlässigbarer Phasendrehung auf den Emitter desselben Transistors 48, 50 zurückgekoppelt, wodurch der Transistor 48, 50 an seinem Emitter ausgesteuert wird. Bei einer solchen Aussteuerung folgt das Signal am Kollektor als Ausgang der Verstärkerschaltung 22.1 dem Eingangssignal am Emitter mit gleicher Phase.

Alternativ zu der Ausgestaltung nach der Fig. 3 kann die Verstärkerschaltung 22 auch zwei Bipolartransistoren 56, 58 in Emitterschaltung aufweisen, wie es in der Fig. 4 als Ausgestaltung 22.2 dargestellt ist. In diesem Fall sind die Emitter der beiden Transistoren 56, 58 miteinander verbunden und bilden an einem Punkt der Verbindung eine Wechselstrommasse 51, an der sich AC- Anteile beider Emitterpotentiale kompensieren (AC Ground). Wie bei der Ausgestaltung der Fig. 3 bildet der Kollektor eines ersten Transistors 56 der beiden Transistoren 56, 58 einen der beiden ersten Anschlüsse 28, 30 der Verstärkerschaltung 22 und der Kollektor des zweiten Transistors 58 der beiden Transistoren 56, 58 bildet den anderen der beiden ersten Anschlüsse 28, 30.

Abweichend vom Gegenstand der Fig. 3 bildet die Basis des ersten Transistors 56 einen der zweiten Anschlüsse 36, 38 der Verstärkerschaltung 22 und die Basis des zweiten Transistors 58 bildet den anderen der zweiten Anschlüsse 36, 38. Jede Basis bildet damit einen Eingang 36, 38 der Verstärkerschaltung 22 und jeder Kollektor bildet entsprechend einen Ausgang 28, 30. Je ein Ausgang 28 (30) ist mit einem Eingang 38 (36) über eine Rückführung verbunden, die jeweils eine Koppelkapazität 60, 62 enthält. Auch diese Koppelkapazitäten 60, 62 besitzen vergleichsweise hohe Kapazitätswerte, so dass ihre phasendrehende Wirkung vernachlässigt werden kann. Ein Signal am Kollektor eines der beiden Transistoren 56, 58 wird über die zugehörige Koppelkapazität 62, 60 auf die Basis des jeweils anderen Transistors 58, 56 zurückgekoppelt, so dass eine Kreuzkopplung 63 von Kollektoren und Basen der beiden Transistoren 56, 58 der Verstärkerschaltung 22 entsteht.

Bei einer Aussteuerung eines Transistors mit einem Eingangssignal an seiner Basis folgt das Ausgangssignal am Kollektor desselben Transistors dem Eingangssignal immer mit einer Phasenverschiebung von π. Der erste Parallelschwingkreis 18 liegt zwischen den Kollektoren der beiden Transistoren 56, 58 und erzeugt im Betrieb der Oszillatorschaltung 16 eine zusätzliche Phasenverschiebung von π. Durch die Kreuzkopplung 63 trifft das vom Kollektor des Transistors 58 zur Basis des Transistors 56 propagierende Signal dort insgesamt mit einer Phasenverschiebung von 2π zum Eingangssignal ein. Dies gilt auch umgekehrt, so dass die Phasen- Voraussetzung für eine Oszillation insoweit auch bei der Emitterschaltung der Ausgestaltung 22.2 erfüllt ist.

In jedem Fall zeigen die Figuren 3 und 4 Ausgestaltungen mit einer kapazitiven Kopplung zwischen einem Eingang und einem Ausgang differenzieller Verstärkerschaltungen. Aus der Emitterschaltung ergibt sich durch Vertauschen von Emitter und Kollektor der beiden Transistoren 56, 58 und gleichzeitigem Anpassen der DC-Potenziale VCC, VEE in einer weiteren Ausgestaltung eine Verstärkerschaltung mit zwei Bipolartransistoren in Kollektorschaltung.

Auch wenn die bisher beschriebenen Ausgestaltungen 22.1, 22.2 von Verstärkerschaltungen 22 unter Verwendung von bipolaren npn-Transistoren 48, 50, 56, 58 erläutert wurden, versteht es sich, dass korrespondierende Ausgestaltungen auch mit bipolaren pnp- Transistoren oder mit unipolaren Transistoren vom n-Kanal-Typ oder vom p-Kanal-Typ aufgebaut werden können.

In einer weiteren bevorzugten Ausgestaltung sind die Werte der ersten und/oder der zweiten Kapazität 24, 32 in der Fig. 2 kontinuierlich und/oder schrittweise einstellbar. Beispiele bekannter kontinuierlich einstellbarer kapazitiver Bauelemente sind Varaktor-, Kapazitäts-, Schottky-, MOS- und MEM-Dioden. Beispiele kapazitiver Bauelemente mit diskret änderbarem Kapazitätswert sind sogenannte CDAC-Schaltungen (CDAC = Capacitor digital- to-analog Converter, vergleiche zum Beispiel US 2005/0083221), geschaltete MIM- Kondensatoren (MIM = Metal-Insulator-Metal) und geschaltete PolyCaps. Wesentlich ist in jedem Fall, dass sich die Kapazitäten in Integrierte Schaltungen integrieren lassen, was für die genannten Ausgestaltungen zutrifft.

Die einstellbaren Kapazitäten sind schematisch in der Fig. 5 dargestellt. Fig. 5a zeigt eine Ausgestaltung der ersten Kapazität 24 mit einem einzelnen einstellbaren kapazitiven Bauteil. Fig. 5b zeigt eine Ausgestaltung der Kapazität 32 mit zwei einstellbaren kapazitiven Bauteilen, zwischen denen sich eine Wechselstrommasse 51 bildet. Die Kapazitäten 24 und 32 können gleiche oder unterschiedliche Bauelemente aufweisen und gleiche oder unterschiedliche Kapazitätswerte besitzen.

Mit einstellbaren Kapazitäten 24, 32 bildet die Oszillatorschaltung 16 zum Beispiel einen voltage controlled oscillator VCO 16. Bei einem VCO 16 werden aus technologischen Gründen fast ausschließlich kapazitive Bauelemente als ansteuerbare Stellglieder zur Frequenzabstimmung benutzt. Dabei wird der Abstimmbereich, also die Bandbreite der einstellbaren Resonanzfrequenzen, mit zunehmender Frequenz durch parasitäre Kapazitäten des Schwingkreises und/oder der Verstärkerschaltung begrenzt. In der genannten Ausgestaltung, bei der die Kapazitäten beider Schwingkreise abstimmbar sind, wird der Anteil der insgesamt abstimmbaren Kapazität an der Gesamtkapazität der Anordnung, also an der Summe der abstimmbaren und parasitären Kapazitäten, im Vergleich zu einer Anordnung mit nur einer abstimmbaren Kapazität stark vergrößert, da sich die Summe der parasitären Kapazitäten beim Hinzufügen einer zweiten abstimmbaren Kapazität nicht oder nicht wesentlich ändert. Dabei ist besonders bevorzugt, dass die Kapazitäten 24, 32 unabhängig voneinander abstimmbar sind, um zusätzliche Freiheitsgrade beim Entwurf und Betrieb der Oszillatorschaltung 16 bereitzustellen. Im Ergebnis wird dadurch eine signifikante Vergrößerung des Frequenz-Abstimmbereichs der Oszillatorschaltung 16 erzielt. Dies gilt auch im Vergleich mit dem eingangs genannten Stand der Technik, der zwar mehrere Schwingkreise, aber keine zwei abstimmbaren Parallelschwingkreise zeigt. Bei gleicher Zählweise wie im eingangs genannten Stand der Technik kann man bei der differenziellen Ausgestaltung nach der Fig. 2 in Verbindung mit der Ausgestaltung 5b insgesamt vier Parallelschwingkreise identifizieren, von denen jeder aus einer der Teilinduktivitäten 26.1, 26.2, 34.1, 34.2 in Verbindung mit einem zugeordneten Anteil an den ersten und zweiten Kapazitäten 24, 32 besteht.

Fig. 6 zeigt mögliche geometrische Ausgestaltungen der Schwingkreis-Induktivitäten und der Anordnung von Kapazitäten. Fig. 6a zeigt eine Ausgestaltung einer Oszillatorschaltung 16 mit nahezu kreisförmigen ersten und zweiten Induktivitäten 26.k, 34.k. In jedem Fall besteht jede Schwingkreisinduktivität 26.k, 34.k aus mindestens einer Windung oder Transmissionsleitung. Durch einen Mittelabgriff, an den jeweils die Gleichstromversorgung 32 angeschlossen ist, werden die Induktivitäten 28, 26 in linke Induktivitäten 28.1, 26.1 und rechte Induktivitäten 28.r, 26. r aufgeteilt. Es versteht sich, dass andere Ausgestaltungen auch elliptische Leiterschleifen aufweisen können.

Die Induktivitätswerte beider Schwingkreisinduktivitäten 26.k, 34.k sind bevorzugt gleich, können aber auch verschiedene Werte annehmen, wodurch ein weiterer Freiheitsgrad beim

Schaltungsentwurf bereitgestellt wird. Dies gilt im Übrigen auch für die anderen ersten und zweiten Induktivitäten 26, 34 aus den anderen Ausgestaltungen, sofern dort nicht explizit etwas anderes beschrieben wird. Ferner zeigt die Fig. 6a jeweils erste und zweite Kapazitäten

24, 32 mit jeweils drei parallel geschalteten einstellbaren kapazitiven Bauteilen. Es versteht sich aber, dass damit keine Festlegung auf die Zahl drei oder die Art der Zusammenschaltung der kapazitiven Bauteile verbunden ist. Das gleiche gilt auch für den Aufbau der

Verstärkerschaltung, der in der Fig. 6 ohne Beschränkung der oben ausgeführten

Austauschbarkeit als Ausgestaltung mit bipolaren npn-Transistoren 48, 50 in Basisschaltung und Koppelkapazitäten 52, 54 dargestellt ist.

Fig. 6b zeigt eine Ausgestaltung einer Oszillatorschaltung 16 mit rechteckförmigen Leiterschleifen als Induktivitäten 26.r. 34.r, bei denen benachbarte und parallel verlaufende Abschnitte LC als Kopplungskapazitäten dienen und zusammen mit dazu orthogonalen Abschnitten LL die Länge, beziehungsweise Fläche einer Leiterschleife und damit die Induktivität bestimmen. Durch Veränderung der Längen LL und LC kann damit sowohl der Wert der Induktivität, der Wert der Kopplungskapazität und ein Anteil einer kapazitiven und transformatorischen Kopplung an der gesamten Kopplung variiert werden. Dadurch werden weitere Freiheitsgrade beim Schaltungsentwurf bereitgestellt. An Stelle einer reinen Rechteckform, Kreisform oder elliptischen Form können andere Ausgestaltungen auch Leiterschleifen mit stückweise geraden Abschnitten in regelmäßiger oder unregelmäßiger sowie konvexer oder konkaver Vieleckform und oder Leiterschleifen mit stückweise gekrümmten konkaven oder konvexen Abschnitten oder aus gekrümmten und geraden Abschnitten zusammengesetzte Mischformen aufweisen. Fig. 6b zeigt damit insbesondere eine Ausgestaltung mit einer gemischt transformatorischen und kapazitiven Kopplung zwischen einem Eingang und einem Ausgang der Verstärkerschaltung.

Zusätzliche Kapazitäten 52.1, 52.2, 54.1, 54.2, wie sie in der Fig. 6c dargestellt sind, ermöglichen eine Optimierung der Eingangs- und/oder Ausgangsimpedanz der als Verstärker arbeitenden Transistoren 48, 50. Bei der hier dargestellten Basisschaltung der Transistoren 48, 50, werden die zusätzlichen Kapazitäten 52.1, 52.2, 54.1, 54.2 zwischen Kollektor und Emitter geschaltet, was die optimierte Impedanzanpassung ermöglicht. Diese ergibt dann eine maximale Leistungsverstärkung und Rauschanpassung und damit auch ein maximales Signal/Rausch- Verhältnis.

Fig. 7 zeigt im Teil 7a ein Schaltbild einer Ausgestaltung einer Oszillatorschaltung 16.1 mit einer rein transformatorischen Rückkopplung. Dabei sind die Schwingkreisinduktivitäten

26.1, 34.1 und 26.2, 34.2 der beiden Parallelschwingkreise 18, 20 benachbart zueinander angeordnet, um eine transformatorische Kopplung zu erzielen. Die Kopplung erfolgt dadurch, dass das Magnetfeld der einen Schwingkreisinduktivität 26 die andere

Schwingkreisinduktivität 34 durchdringt und umgekehrt. Die transformatorische Kopplung besitzt den Vorteil eines vereinfachten Schaltungsaufbaus und eines verringerten

Platzbedarfs, da keine Kapazitäten für eine kapazitive Kopplung erforderlich sind. Ferner weist sie, wie auch jede induktive oder kapazitive Kopplung, den Vorteil einer galvanischen Trennung auf.

Die Verstärkerschaltung 22 kann auch bei der transformatorischen Kopplung zwei bipolare npn-Transistoren 48, 50 in Basisschaltung aufweisen, wie es in der Fig. 7a dargestellt ist. In Frage kommen aber auch sämtliche anderen der oben genannten Ausgestaltungen von Verstärkerschaltungen, also zwei bipolare Transistoren in Emitterschaltung oder Kollektorschaltung oder Realisierungen mit bipolaren pnp-Transistoren oder mit unipolaren Transistoren vom n-Kanal-Typ oder vom p-Kanal-Typ.

Fig. 7b zeigt eine mögliche geometrische Ausgestaltung der ersten und zweiten Induktivitäten 26, 34 und der Anordnung von Kapazitäten 24, 32 mit nahezu kreisförmigen, konzentrischen Schwingkreisinduktivitäten 26.kk, 34.kk. In jedem Fall besteht jede Schwingkreisinduktivität 26.kk, 34.kk aus mindestens einer Windung oder Transmissionsleitung. Die Induktivitätswerte beider Schwingkreisinduktivitäten 26.kk, 34.kk sind bei dieser Ausgestaltung zwangsläufig ungleich. Dies ist aber unproblematisch, weil die Resonanzfrequenz eines Parallelschwingkreises umgekehrt proportional zur Wurzel aus dem Produkt der Schwingkreisinduktivität und der Schwingkreiskapazität variiert. Mit anderen Worten: Wenn beide Schwingkreise auf dieselbe Resonanzfrequenz abgestimmt werden sollen, können Abweichungen zwischen den Induktivitäten durch entsprechende Abweichungen zwischen den Kapazitäten der Schwingkreise kompensiert werden.

Die bisher vorgestellten Ausgestaltungen bezogen sich auf Schaltungen für differenzielle Signale. Generell kann jede der oben vorgestellten differenziellen Schaltungen in der Mitte aufgeteilt werden. Die Mitte entspricht elektrisch jeweils einer Wechselstrommasse 51, also einem AC-Ground Potenzial, wobei die zugehörigen DC-Potenziale durchaus verschieden sein können. In nicht-differenziellen Oszillatorschaltungen können daher die Knoten der Wechselstrommasse über Blockkondensatoren CB mit Masse 42 verbunden werden, wobei zur Einstellung des Arbeitspunktes zusätzlich parallele Stromquellen vorzusehen sind. Die rechts und links von der Wechselstrommasse 51 verbleibenden Schaltungsteile stellen selbst Ausgestaltungen der Erfindung dar. Dies wird im Folgenden unter Bezug auf die Fig. 8 erläutert.

Fig. 8 zeigt eine Ausgestaltung einer Oszillatorschaltung 16 in einem Single ended - Entwurf. Die Oszillatorschaltung 16 weist einen ersten Schwingkreis 18, einen zweiten Schwingkreis 20, eine beide Schwingkreise entdämpfende Verstärkerschaltung 22 und eine Rückführung mit einer Kopplungskapazität 52 auf. Der erste Schwingkreis 18 ist ein Parallelschwingkreis, der eine erste Kapazität 24 und eine erste Induktivität 26 aufweist und ausschließlich ausgangsseitig an die Verstärkerschaltung 22 angeschlossen ist. Die erste Induktivität 26 ist zusätzlich über einen ersten Gleichstrompfad 27 an ein erstes DC-Bezugspotenzial VCC angeschlossen. Der zweite Schwingkreis 20 ist ebenfalls ein Parallelschwingkreis und weist eine zweite Kapazität 32 und eine zweite Induktivität 34 auf, die über einen zweiten Gleichstrompfad 35 an ein zweites DC-Bezugspotenzial VEE angeschlossen ist. Der zweite Parallelschwingkreis 20 ist ausschließlich eingangsseitig an die Verstärkerschaltung 22 angeschlossen. Das zweite Bezugspotenzial VEE ergibt sich in der Ausgestaltung der Fig. 8 als Ausgangspotenzial einer Stromquelle 40, das auf eine Gleichstrommasse 42 bezogen ist. Die Verstärkerschaltung 22 weist in der Ausgestaltung, die in Fig. 8 dargestellt ist, einen Bipolartransistor 48 in Basisschaltung auf, dessen Kollektor an den ersten Schwingkreis 18 und dessen Emitter an den zweiten Schwingkreis 20 angeschlossen ist. Hervorzuheben ist, dass die für die Funktion des Bipolartransistors notwendige DC-Anbindung des Emitters im Rahmen der hier vorgestellten Erfindung immer über eine Induktivität 34 des zweiten Schwingkreises 20 erfolgt.

Bis auf die abstrahierte Ausgestaltung der Fig. 1 weisen alle bisher beschriebenen Oszillatorschaltungen 16 eine kapazitive oder transformatorische Rückführung auf. Sie können daher dem Typ der Feedback-Oszillatoren zugeordnet werden. Die Erfindung ist aber nicht auf eine Verwendung bei Feedback-Oszillatoren beschränkt, sondern kann auch bei Reflexionsoszillatoren verwendet werden.

Fig. 9 zeigt eine Verstärkerschaltung 22, die in Verbindung mit dem Gegenstand der Fig. 1 einen Reflexionsoszillator ergibt. Die Verstärkerschaltung 22 weist zwei Bipolartransistoren

48, 50 auf, wie sie in ähnlicher Form in der Fig. 3 dargestellt sind. Abweichend vom Gegenstand der Fig. 3 sind die Basen der beiden Transistoren 48, 50 jedoch nicht direkt, sondern über eine Impedanz 64, 66 beispielsweise ein weiteres LC-Netzwerk, miteinander verbunden, wobei der Verbindungspunkt eine Wechselstrommasse 51 bildet. Damit wird das Schaltungsprinzip eines Reflexionsoszillators in differenzieller Form verwirklicht: Jeder der jeweils drei Anschlüsse der beiden Transistoren 48, 50 ist über eine Impedanz mit einer Wechselstrommasse verbunden, wobei sich am Emitter jeweils ein negativer Widerstand ergibt, über den die beteiligten Schwingkreise entdämpft werden. Dabei ist der wenigstens eine erste Anschluss über den ersten Parallelschwingkreis und der wenigstens eine zweite Anschluss über den zweiten Parallelschwingkreis und der dritte Anschluss über eine elektrische Wellen teilweise oder total reflektierende Impedanz 64, 66 mit einer Wechselstrommasse 51 verbunden. Im Fall einer total reflektierenden Impedanz 64, 66 kann auf die im Rahmen der anderen Ausgestaltungen beschriebenen Kopplungskapazitäten 52, 54 verzichtet werden. Bei einer teilweise reflektierenden Impedanz 64, 66 ist es vorteilhaft, zusätzlich separate Kopplungen durch Kapazitäten 52, 54 oder eine entsprechende Anordnung der Induktivitäten vorzusehen.

Claims

Patentansprüche

1. Integrierte Oszillatorschaltung (16) mit einer Verstärkerschaltung (22) und einem frequenzselektiven Rückkopplungsnetzwerk aus einem ersten Schwingkreis (18) und einem zweiten Schwingkreis (20) dadurch gekennzeichnet, dass der erste Schwingkreis (18) ausschließlich ausgangsseitig mit der Verstärkerschaltung (22) verbunden und als ein Parallelschwingkreis aus einer ersten Kapazität (24) und einer ersten Induktivität (26) ausgebildet ist, und der zweite Schwingkreis (20) ausschließlich eingangsseitig (36, 38) mit der Verstärkerschaltung (22) verbunden und als ein Parallelschwingkreis aus einer zweiten Kapazität (32) und einer zweiten Induktivität (34) ausgebildet ist.

2. Oszillatorschaltung (16) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Induktivität (34) und die zweite Kapazität (32) feste Werte besitzen.

3. Oszillatorschaltung (16) nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die festen Werte der zweiten Induktivität (34) und der zweiten Kapazität (32) zusammen mit Werten parasitärer Kapazitäten der Verstärkerschaltung (22) zusammen eine Resonanzbedingung erfüllen.

4. Oszillatorschaltung (16) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Kapazität (32) des zweiten Schwingkreises (20) einen einstellbaren Kapazitätswert aufweist.

5. Oszillatorschaltung (16) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Induktivität (26) über einen ersten Gleichstrompfad (27) an ein erstes DC-Bezugspotenzial (VCC) angeschlossen ist, und die zweite Induktivität (34) über einen zweiten Gleichstrompfad (35) an ein zweites DC-

Bezugspotenzial (VEE) angeschlossen ist.

6. Oszillatorschaltung (16) nach einem der Ansprüche 1 bis 5, gekennzeichnet durch eine kapazitive Kopplung (52) zwischen einem Ausgang (28) und einem Eingang (36) der Verstärkerschaltung (22) .

7. Oszillatorschaltung (16) nach einem der Ansprüche 1 bis 5, gekennzeichnet durch eine transformatorische Kopplung (26.1, 34.1) zwischen einem Ausgang (28) und einem Eingang (36) der Verstärkerschaltung (22).

8. Oszillatorschaltung (16.1) nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch eine transformatorische Kopplung zwischen kreisförmigen, konzentrischen ersten

Induktivitäten (26.kk) und zweiten Induktivitäten (34.kk).

9. Oszillatorschaltung (16) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Verstärkerschaltung (22.1, 22.2), die wenigstens einen Bipolartransistor (48, 50; 56, 58) in Basisschaltung, Emitterschaltung oder Kollektorschaltung aufweist.

10. Oszillatorschaltung (16) nach einem der Ansprüche 1 bis 8, gekennzeichnet durch eine Verstärkerschaltung (22), die wenigstens einen Unipolartransistor in Gateschaltung, Sourceschaltung oder Drainschaltung aufweist.

11. Oszillatorschaltung (16) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Kapazität (24) einen einstellbaren Kapazitätswert aufweist.

12. Oszillatorschaltung (16) nach Anspruch 4 und 11, gekennzeichnet durch unabhängig voneinander einstellbare Werte der ersten Kapazität (24) und der zweiten Kapazität (32).

13. Oszillatorschaltung (16) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Induktivitätswerte der ersten Induktivität (26) und der zweiten Induktivität (34) gleich sind.

14. Oszillatorschaltung (16.1) nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Induktivitätswerte der ersten Induktivität (26.kk) und der zweiten Induktivität (34.kk) verschieden sind.

15. Oszillatorschaltung (16) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Induktivität (26) und die zweite Induktivität (34) jeweils wenigstens eine rechteckförmige Leiterschleife aufweist.

16. Oszillatorschaltung (16) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Induktivität (26) und die zweite Induktivität (34) jeweils wenigstens eine Leiterschleife mit stückweise geraden Abschnitten in regelmäßiger oder unregelmäßiger sowie konvexer oder konkaver Vieleckform oder wenigstens eine Leiterschleife mit stückweise gekrümmten konkaven oder konvexen Abschnitten oder wenigstens eine aus gekrümmten und geraden Abschnitten zusammengesetzte Leiterschleife aufweist.

17. Oszillatorschaltung (16) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine differenzielle Verstärkerschaltung (22) .

18. Oszillatorschaltung (16) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine single ended Verstärkerschaltung (22).

19. Oszillatorschaltung (16) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Schwingkreis (18) mit wenigstens einem Ausgang (28, 30) der Verstärkerschaltung (22) und der zweite Schwingkreis (20) mit wenigstens einem Eingang (36, 38) der Verstärkerschaltung (22) verbunden ist.

20. Oszillatorschaltung (16) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Verstärkerschaltung (22) mit wenigstens einem ersten Anschluss (28), wenigstens einem zweiten Anschluss (36) und wenigstens einem dritten Anschluss, die jeweils über eine zugeordnete Impedanz mit einer Wechselstrommasse (51) verbunden sind, wobei der wenigstens eine erste Anschluss (28) über den ersten

Parallelschwingkreis (18) und der wenigstens eine zweite Anschluss (36) über den zweiten Parallelschwingkreis (20) und der dritte Anschluss über eine elektrische

Wellen teilweise oder total reflektierende Impedanz (64, 66) mit einer

Wechselstrommasse (51) verbunden ist.