DE19721186C2 - Feldeffekttransistor-Oszillatorvorrichtung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Erzeugung elektromagne­ tischer Schwingungen, mit den im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmalen.

Die Vorrichtung ist geeignet, mit geringem schaltungstechnischen Aufwand modulierbare und elektrisch abstimmbare Signalquellen bis zu sehr hohen Frequenzen (einige 100 GHz) aufzubauen.

Die Vorrichtung ist insbesondere zum miniaturisierten, monolitisch integrierten Aufbau lokaler Signalquellen mit elektrisch variabler Frequenz (VCO: voltage controled oscillator) in integrierten Mikrowellen­ schaltungen (MMIC: monolithic microwave integrated circuit) geeignet.

Vorrichtungen zur Erzeugung elektromagnetischer Schwingungen mit Hilfe von Transistoren sind seit langem bekannt. Oszillatorschaltungs­ prinzipien, wie der Meißner-, Hartley-, Colpitts-, Huth-Kühn- oder Clapp-Oszillator, usw. sind bereits mit Hilfe von Elektronenröhren entwickelt worden (Diefenbach, Werner W.: Amateurfunk-Handbuch, 7. Auflage, 1966, Franzis-Verlag München, pp. 143-145.). Die Anpassung dieser Schaltungsprinzipien an modernere Bauelemente wie bipolare Transistoren oder unipolare Transistoren ist bis zum heutigen Tage weitgehend lückenlos erfolgt. So finden sich für nahezu alle mit bipolaren Transistoren realisierbare Oszillatorprinzipien die entsprechenden Realisationen mit Hilfe modernerer Feldeffekt­ transistoren (The ARRL Handbook for Radio Amateurs, published by: the American Radio Relay Leage, Newington, Sixty-Eight Edition, 1991, Chapter 10, pp. 1-24). Darüber hinaus existieren jedoch auch Oszillator-Prinzipien (LC-Oszillatoren in: ELRAD 1993, Heft 9, pp. 73-75) wie der sogenannte, bereits Anfang der 70er Jahre entwickelte, Peltz- Oszillator (Peltz, G.: Zweipolige Oszillatorschaltungen für Parallel- und Serienresonanz in: Funkschau 1991, Heft 15, pp. 465-466), deren Um­ setzung in Realisationen durch Feldeffekttransistoren bis zum heutigen Tage noch nicht vollständig durchgeführt worden sind.

Der Grund dafür liegt offensichtlich darin, daß Günter Peltz es in genialer Weise verstanden hat, die speziellen Eigenschaften von Bipolar­ transistoren bei galvanisch rückgekoppelten Differenzverstärkern - wie er berichtet - unter gleichzeitiger Ausnutzung sowohl der Basis-Emitter- Diode, als auch der Basis-Kollektor-Diode zum Aufbau zahlreicher Oszillatorschaltung zu verwenden. So gelingt es ihm, mit zwei Bipolar­ transistoren, mit nur einem einzigen Widerstand und einem aus einer Spule und einem Kondensator bestehenden Resonanzkreis einen voll­ ständigen Oszillator aufzubauen. Dies ist mit Feldeffektransistoren nicht möglich. Zwar sind Feldeffekttransistoren hinsichtlich des Kleinsignal­ ersatzschaltbildes äquivalente Bauelemente - das physikalische Verhalten dieser unipolaren Bauelemente unterscheidet sich jedoch beachtlich. So gibt es beispielsweise keine zwei Sperrschichtdioden; außerdem wird zur Ansteuerung kein Basisstrom, sondern lediglich eine Steuerspannung an der Gateelektrode benötigt. Bei galvanisch rückgekoppelten Schaltungen spielt dieser Umstand eine außerordentlich bedeutende Rolle.

Die Realisierung einer Oszillatorschaltung mit Hilfe von Feldeffekt­ transistoren, die ähnlich wie die von Günter Peltz entworfenen Oszilla­ toren mit galvanisch gekoppelten Transistoren arbeitet, wird von Alf Heinrich (Heinrich, A.: Einfacher LC-Generator als Frequenzzähler- Zusatz in: cq-DL 1990, Heft 10, pp. 638) beschrieben. Diese Schaltung beinhaltet die prinzipielle Lösung des Problems der Umsetzung der Schaltungen von Günter Peltz mit Hilfe von Feldeffekttransistoren. Beide Gateelektroden der dort verwendeten Feldeffekttransistoren liegen galvanisch auf Massepotential, die Gateelektrode des einen Feldeffekt­ transistors ist über eine Koppelkapazität mit der Drainelektrode des anderen Feldeffekttransistors hinsichtlich des Signalpfades vebunden. Beide Feldeffekttransistoren besitzen einen gemeinsamen Sourcewider­ stand. Ein Feldeffekttransistor arbeitet in Drainschaltung und liegt hinsichtlich des Signalpfades mit Hilfe von Kondensatoren mit der Drainelektrode auf Massepotential; der andere Feldeffekttransisor arbeitet in Gateschaltung und besitzt eine mit der Drainelektrode ver­ bundene Arbeitsimpedanz (Z), die durch Induktivitäten gebildet wird.

Dieser Schaltung muß sehr großen Respekt gezollt werden. Alf Heinrich berichtet, daß dieser Oszillator, je nach Induktionswert der Resonanzkreisspule, über einen Frequenzbereich von 100 kHz bis 180 MHz schwingt. Darin zeigt sich das außerordentliche Potential dieser Oszillatorschaltung, wie sie nur von Peltz-Oszillatoren her bekannt ist.

Die von Alf Heinrich vorgestellte grundsätzliche Schaltung stellt den Stand der Technik dar.

Für monolitisch integrierte Mikrowellenschaltungen (MMIC) mit Betriebsfrequenzen oberhalb von 10 GHz werden derzeit überwiegend Substratmaterialien aus 3-5-Halbleitern wie Gallium-Arsenid oder Indium-Phosphid verwendet. Als aktive Bauelemente haben sich für diese Substratmaterialien nahezu ausschließlich Feldeffekttransistoren (z. B. GaAs-FET) etabliert. Ein besonders für sehr hohe Betriebsfrequenzen geeigneter Feldeffekttransistor ist der Heterostructure Field Effect Transistor (HFET) bzw. der High Electron Mobility Transistor (HEMT) auf Basis eines Indium-Phosphid-Substrates. Mit diesen Feldeffekt­ transistoren werden MMIC-Betriebsfrequenzen von einigen 100 GHz möglich. Bipolare Transistoren sind für diesen Frequenzbereich nicht mehr geeignet.

Eine Feldeffektransistor-Oszillatorvorrichtung für den Frequenz­ bereich 26,5 GHz bis 29,5 GHz ist bekannt (Baumann, G.; Hollmann, D. und Heilig, R.: A 29 GHz DRO in Coplanar Waveguide Configuration with an AlGaAs HEMT, Digest: Third International Workshop on Integrated Nonlinear Microwave And Millimeterwave Circuits, Duisburg, October 1994, pp. 237-242). Als frequenzbestimmender Energiespeicher wird ein dielektrischer Resonator verwendet, der außerhalb der Oszillator­ struktur an das Streufeld eines mit der Gateelektrode verbundenen planaren Wellenleiters angekoppelt ist. Eine Feldeffekttransistor- Oszillatorvorrichtung nach diesem Grundprinzip stellt den industriellen Stand der Technik für Mikrowellenoszillatoren für Betriebsfrequenzen bis ca. 30 GHz dar. Sie besitzen eine hohe Frequenzstabilität und ein relativ geringes Phasenrauschen. Für vollständig monolithisch integrierte Schaltungen ist diese Oszillatorvorrichtung jedoch nicht geeignet, weil der zum Betrieb notwendige dielektrische Resonator viel zu große Abmessungen besitzt (sein Volumen ist einige zehntausendmal größer als ein HEMT) und daher nicht monolithisch integriert werden kann.

Ein Mikrowellenverstärker mit zwei Feldeffekttransistoren ist aus der US 4 390 851 bekannt. Dort wird ein monolithisch integrierter Mikro­ wellenverstärker beschrieben, der einen Signaleingangswiderstand und - davon getrennt - einen Signalausgangswiderstand besitzt, wobei der Signaleingangswiderstand mit einem in Gateschaltung betriebenen Feld­ effekttransistor verbunden ist, welcher wiederum über ein Anpassungs­ netzwerk, welches in dem vorgestellten Ausführungsbeispiel aus einer kurzen, hochohmigen Transmissionsleitung (short section of high impedance transmission line) besteht, mit einem zweiten Feldeffekt­ transistor, der in Drainschaltung betrieben wird, verbunden ist, wobei dieser in Drainschaltung betriebene Feldeffekttransistor seinerseits mit dem Signalausgangswiderstand verbunden ist. Die gesamte Schaltung ist auf einem GaAs-Substrat monolithisch integriert realisiert. Eine dreistufige Variante des Verstärkers wird ebenfalls vorgestellt. Das Ziel des Verstärkers ist es, Mikrowellensignale über einen weiten Frequenz­ bereich verlustarm und rauscharm zu verstärken und eine Impedanz­ anpassung zu ermöglichen.

Es kann eine gewisse Ähnlichkeit zum grundsätzlichen Schaltungs­ konzept der Feldeffekttransistor-Oszillatorvorrichtung festgestellt werden. Die Gemeinsamkeit liegt darin, daß der eine Feldeffekttransistor in Gateschaltung und der andere Feldeffekttransistor in Drainschaltung betrieben wird.

Im Gegensatz zur Feldeffekttransistor-Oszillatorvorrichtung werden jedoch zwei unterschiedliche Betriebsspannungen verwendet. Nur so kann verhindert werden, daß die galvanisch mit der Drainelektrode des in Gateschaltung betriebenen Feldeffekttransistors verbundene Gate­ elektrode des in Drainschaltung betriebenen Transistors verbrennt (burn out). Schon wegen der unterschiedlichen Betriebsspannungen ist diese Schaltung nicht besser geeignet.

Die Schaltung stellt jedoch lediglich einen Verstärker dar und läßt sich wegen des integrierten Anpassungsnetzwerkes auch nicht als Oszillator mit vorbestimmter Signalfrequenz verwenden, selbst wenn der Ausgang und der Eingang des Verstärkers kurzgeschlossen würden, da dann keine Möglichkeit mehr besteht, frequenzbestimmende Resonanz­ kreiselemente anzuschließen. Zwar würden sich möglicherweise Schwingungen ergeben, deren Frequenz je nach Beschaffenheit des Anpassungsnetzwerkes variieren würde, für die Lösung der hier gestellten Aufgabe ist diese Schaltung jedoch nicht vorgesehen und auch nicht besser geeignet.

Ein durch eine Spannung abstimmbarer Oszillator mit zwei Feldeffekt­ transistoren, der auch als monolithisch integrierte Schaltung vollständig mit einigen der erforderlichen Bauelementen auf einem Halbleiterkristall­ substrat realisiert werden kann, ist aus der US 5 159 346 bekannt. In diesem Oszillator werden die beiden Feldeffekttransistoren "ringförmig" miteinander verschaltet, d. h. beide Feldeffekttransistoren arbeiten in Sourceschaltung, die beiden Sourceelektroden sind unmittelbar mit­ einander verbunden, der Signalausgang an der Drainelektrode des ersten Feldeffekttransistors ist über einen Koppelkondensator mit dem Signal­ eingang an der Gateelektrode des zweiten Feldeffekttransistors und der Signalausgang an der Drainelektrode des zweiten Feldeffekttransistors ist über einen Koppelkondensator mit dem Signaleingang an der Gate­ elektrode des ersten Feldeffekttransistors verbunden. Dies ist lediglich eine Variante des sogenannten Franklin-Oszillators. Als frequenzbe­ stimmendes Element wird eine planare Resonanzleitung verwendet, die zwischen einer Drainelektrode und dem Massepotential angebracht ist. Bei einer Betriebsfrequenz, für die diese Resonanzleitung einer viertel Wellenlänge entspricht, wird der "ringförmig" rückgekoppelte zweistufige Verstärker instabil und beginnt zu oszillieren.

Der in der US 5 159 346 beschriebene Oszillator ist nicht besser geeignet, weil er sehr zahlreiche zusätzliche passive Bauelemente (Wider­ stände, Kondensatoren, Drosselspulen) zu einem halbwegs stabilen Betrieb benötigt. Insbesondere Drosselspulen sind monolithisch nur schwer zu realisieren und müssen in der Regel als diskrete Bauelemente der Schaltung zur Vervollständigung (z. B. im Gehäuse) hinzugefügt werden. Weiterhin besteht bei der in der US 5 159 346 vorgestellten Oszillatorschaltung die Gefahr, daß wegen der zahlreichen passiven Bauelemente auch bei anderen Frequenzen als der gewollten Betriebs­ frequenz (low frequency resonances) kontinuierliche Schwingungen auftreten. Dies wird auch in der US 5 159 346 korrekt erkannt und angegeben. Als Abhilfe oder zumindest Reduktion für diesen Effekt müssen gemäß der US 5 159 346 noch einmal zusätzliche Widerstände sowohl in der Spannungszuführung der Drainelektroden, als auch in der Spannungszuführung der Gateelektroden geschaltet werden.

Durch die relativ hohe Anzahl von Bauelementen benötigt diese Oszillatorschaltung zum Aufbau relativ viel Fläche und ist daher nicht besser geeignet.

Die Auskopplung der Hochfrequenzleistung erfolgt an einer Verbindungsstelle zwischen der Drainelektrode des einen Feldeffekt­ transistors und der Gateelektrode des anderen Feldeffekttransistors. Dies ist bei einem Franklin-Oszillator auch kaum anders möglich. Diese Stellen sind jedoch hochsensitiv hinsichtlich der Frequenz der erzeugten kontinuierlichen Schwingungen. Daher wird ja gerade dort - durch einen Kondensator galvanisch getrennt - die Abstimmspannung zugeführt, die eine geringe Beeinflussung der Gatekapazität bewirkt und dadurch die Betriebsfrequenz variieren läßt. Bei der in der US 5 159 346 vorgestellten Schaltung kommt es somit bei wechselnden Lasten (z. B. durch Rück­ wirkung bei Modulation) zu signifikanten Sprüngen in der Betriebs­ frequenz. Um diese zu vermeiden sind zusätzliche, sogenannte Buffer­ stufen notwendig, die die zum Aufbau des Oszillators erforderliche Fläche noch zusätzlich vergrößern. Die Empfindlichkeit hinsichtlich variierender Belastung ist ein weiterer Nachteil im Vergleich zu der hier vorgestellten Erfindung.

Eine erheblich rückwirkungsärmere Auskopplung wird in der US 1 585 079 vorgestellt. Dort werden ebenfalls zwei Feldeffekttransistoren ver­ wendet, die beide in Sourceschaltung betrieben werden und deren beide Sourceelektroden miteinander verbunden sind. Eine galvanische Kopplung der Gateelektrode mit der Drainelektrode des jeweils anderen Feldeffekttransistors macht die zusätzliche Zuführung negativer Vor­ spannungen an die Gateelektroden erforderlich, um Schäden an den empfindlichen Gateelektroden (z. B. durch burn out) zu vermeiden. Beide Feldeffekttransistoren arbeiten im Gegentaktbetrieb (push-pull) mit einem gemeinsamen Resonanzkreis, der in dem vorgestellten Schaltungs­ beispiel als nahezu kreisförmige planare Resonanzleitung realisiert ist. Durch eine Auskopplungsstelle bei etwa einem drittel der Gesamtlänge der Resonanzleitung wird der Einfluß schwankender Lasten auf den Resonanzkreis und somit auf die Betriebsfrequenz reduziert. Obwohl die US 1 585 079 bereits im Jahr 1976 angemeldet worden ist, zeigt sie eine Schaltung, die sich ebenfalls sehr gut für den Aufbau monolithisch integrierter Oszillatoren eignen würde. Auch die Anzahl der erforderlichen Bauelemente ist relativ gering, was zu sehr kleinen Flächen zum Aufbau der Schaltung führen würde.

Trotzdem ist die US 1 585 079 nicht besser geeignet, weil der frequenz­ bestimmende Resonanzkreis, bzw. die frequenzbestimmende Resonanz­ leitung, unmittelbar mit beiden Drainelektroden verbunden ist. Durch den relativ hohen Wert der parasitären Drain-Source-Kapazität von Feldeffekttransistoren eignet sich die in der US 1 585 079 dargestellte Oszillatorschaltung nicht für sehr hohe Betriebsfrequenzen. Die Not­ wendigkeit einer zusätzlichen negativen Vorspannung zur Speisung der Gateelektroden ist ein zusätzlicher Nachteil im Vergleich zu der hier vorgestellten Erfindung.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, mit Hilfe von Feldeffekt­ transistoren, eine elektrisch abstimmbare und modulierbare Oszillatorvorrichtung für Betriebsfrequenzen im Mikrowellenbereich mit minimalem Bauteileaufwand aufzubauen, die zur vollständigen monolithischen Integration geeignet ist.

Diese Aufgabe wird bei der Feldeffekttransistor-Oszillatorvorrichtung mit den Merkmalen des Oberbegriffs des Patentanspruchs 1 durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst.

Zweckmäßige Weiterbildungen der Erfindung gehen aus den Unter­ ansprüchen hervor.

Die mit der Erfindung erzielten Vorteile bestehen insbesondere darin, daß sämtliche notwendigen Bauelemente monolithisch realisiert werden können, (da keine hochohmigen Widerstände und keine dielektrischen Resonatoren verwendet werden müssen), daß die Schwingfrequenz ohne nachträgliche Änderung der monolithischen Strukturen in weiten Bereichen variabel ist und zur elektrischen Einstellung der Schwingfrequenz keine zusätzlichen Bauelemente (z. B. Varaktordioden) notwendig sind, daß die erforderliche Resonanzkreisgüte der Resonatorstrukturen sehr gering sein kann, welche dadurch in ihren physikalischen Abmessungen stark reduziert werden können und somit wenig Kristallfläche beanspruchen, wodurch sich eine signifikante Kostenersparnis in der Produktion ergibt.

Zur erläuternden Beschreibung der Feldeffekttransistor-Oszillator­ vorrichtung sind einige Abbildungen gegeben. Es zeigt

Fig. 1 ein ausführliches Ersatzschaltbild mit herkömmlichen Bau­ elementen zur Erläuterung des physikalischen Grundprinzips der Feld­ effekttransistor-Oszillatorvorrichtung,

Fig. 2 ein Ausführungsbeispiel mit Hochfrequenz-Resonanzleitungen, sowie Anordnungen zur Frequenzvariation bzw. Modulation,

Fig. 3 ein Ausführungsbeispiel mit planaren Leiterstrukturen als Hochfrequenz-Resonanzleitungen, mit einer integrierten interdigitalen Kapazität als Koppelkondensator und einer automatischen Frequenzstabilisierung mit Hilfe eines Thermistors,

Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel mit geschlitzten planaren Leiter­ strukturen zur signifikanten Erhöhung der Resonanzkreisgüte und Verbesserung des Phasenrauschens,

Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel mit Bandfilterstruktur als frequenz­ bestimmendes Netzwerk,

Fig. 6 ein Ausführungsbeispiel mit einem Helical-Filter als frequenz­ bestimmendes Netzwerk,

Fig. 7 ein Ersatzschaltbild zur Erläuterung des sich aus Fig. 1 ergeben­ den Grundprinzips der Feldeffekttransistor-Oszillatorvorrichtung,

Fig. 8 ein Ausführungsbeispiel der Feldeffekttransistor-Oszillator­ vorrichtung für hohe Betriebsfrequenzen mit einer Spule als frequenz­ bestimmenden Energiespeicher,

Fig. 9 ein Ausführungsbeispiel der Feldeffekttransistor-Oszillator­ vorrichtung mit einer kapazitiv beschwerten Hochfrequenz-Resonanz­ leitung und einem temperaturabhängigen Widerstandsnetzwerk zur automatischen Frequenzkorrektur,

Fig. 10 ein Ausführungsbeispiel einer abstimmbaren Feldeffekt­ transistor-Oszillatorvorrichtung, welche durch Ausnutzung der innerhalb der Feldeffekttransistoren vorhandenen, intrinsicher Energiespeicher ohne zusätzliche äußere Energiespeicher oder Hochfrequenz-Resonanz­ leitungen auskommt.

Das in Fig. 1 gezeigte Ersatzschaltbild ist geeignet, die Funktions­ weise der Feldeffekttransistor-Oszillatorvorrichtung zu erläutern. Ein Feldeffekttransistor (T1) arbeitet in Drainschaltung, d. h. seine Drainelektrode (D1) ist im Betrieb unmittelbar mit dem positiven (+) Pol der Betriebsspannung (UB) verbunden. Den Arbeitswiderstand bildet der Sourcewiderstand (RS1), der zusammen mit dem Ableitwiderstand (RG1) für eine automatische Gatevorspannung sorgt. Damit die Gleichspannung an der Gateelektrode (G1) vom Signalpfad entkoppelt ist, wird zur Über­ tragung von Wechselspannungssignalen ein Koppelkondensator (CK) verwendet.

Ein weiterer Feldeffekttransistor (T2) arbeitet in Gateschaltung, d. h. seine Gateelektrode (G2) ist im Betrieb unmittelbar mit dem negativen (-) Pol der Betriebsspannung (UB) bzw. mit der Betriebserde verbunden. Der Sourcewiderstand (RS2) dient der Einkopplung der Eingangssignal­ spannung (US4) und sorgt für die Gatevorspannung. Die Impedanz (Z) ist der Arbeitswiderstand bzw. die Arbeitsimpedanz der Schaltung. Ein Abblockkondensator (CB) verhindert, daß sich parallel zur Betriebs­ spannung (UB) eine Signal-Teilspannung bildet, was bei einer realen Spannungsquelle, wie z. B. eine Trockenbatterie mit endlichem Innen­ widerstaned, möglich wäre.

Die Arbeitsimpedanz kann für unterschiedliche Frequenzen jeweils unter­ schiedliche Werte besitzen. Wählt man für die Arbeitsimpedanz (Z) einen Schwingkreis, der aus einer Parallelschaltung einer Kapazität (C) mit einer Induktivität (L) besteht, so wird das physikalische Grundprinzip der Feldeffekttransistor-Oszillatorvorrichtung offensichtlich.

Durch das Schließen des Schalters (SW) wird die Betriebsspannung (UB) an die Schaltung angelegt und es wird im Schwingkreis durch den Einschaltstromstoß eine zunächst gedämpfte elektrische Schwingung mit einer durch die Werte der Energiespeicher (C, L) vorgegebenen Frequenz erzeugt. Diese Signalspannung (US1) wird als Eingangssignalspannung (US2) an die Gateelektrode (G1) des Feldeffekttransistors (T1) geführt und kann als Ausgangsspannung (US3) am Sourcewiderstand (RS1) abgegriffen werden. Sie wird als Eingangsspannung (US4) an die Source­ elektrode (S2) des zweiten Feldeffekttransistors geführt, wo sie wegen des Schwingkreises an der Drainelektrode (D2) mit hoher Verstärkung abgegriffen und erneut als. Eingangsspannung dem ersten Feldeffekt­ transistor (T1) zugeführt werden kann. Dadurch erzeugt diese Schaltung kontinuierliche Schwingungen mit einer durch den Kapazitätswert (C) und den Induktivitätswert (L) vorgegebenen Frequenz.

Fig. 2 zeigt ein Anwendungsbeispiel mit zahlreichen Veränderungen gegenüber der Schaltung zur Erläuterung des Grundprinzips.

Anstelle der beiden Sourcewiderstände (RS1, RS2) wir ein gemeinsamer Sourcewiderstand (RS) verwendet, dessen Widerstandswert der Parallel­ schaltung der beiden ursprünglichen Werte entspricht.

Als frequenzabhängige Arbeitsimpedanz wird nun eine Hochfrequenz- Resonanzleitung (HFD) verwendet. Sie ist an ihrem Ende durch den Abblockkondensator (CB) hinsichtlich des Hochfrequenzsignals kurz­ geschlossen. Beträgt die elektrische Länge (LD) der Hochfrequenz- Resonanzleitung (HFD) etwa eine viertel Wellenlänge oder ein ungerad­ zahliges Vielfaches davon, so verhält sich diese Hochfrequenz-Resonanz­ leitung (HFD) ähnlich wie ein Schwingkreis, d. h. die Spannung (UD) an der Drainelektrode (D2) des in Gateschaltung betriebenen Transistors (T2) wird bei diskreten Resonanzfrequenzen maximal.

Anstelle des Ableitwiderstandes (RG1) wird ebenfalls eine Hochfrequenz- Resonanzleitung (HFG) verwendet. Sie ist am Ende mit einem Kurzschluß (K) versehen. Die elektrische Länge (LG) beträgt etwa eine viertel Wellen­ länge oder ein ungeradzahliges Vielfaches davon. Dadurch werden alle Frequenzen, die nicht dieser elektrischen Länge entsprechen, von der Hochfrequenz-Resonanzleitung unterdrückt. Dies führt zu sehr spektral­ reinen Schwingungen (sehr hohe dBc-Werte).

Der Signalabgriff erfolgt zweckmäßigerweise an dem Verbindungspunkt (S) der beiden Sourceelektroden (S1, S2). Zur Erhöhung der Signal­ spannung kann eine zusätzliche Induktivität in Serie zum Source­ widerstand (RS) geschaltet werden. Dadurch kann zudem der Widerstandswert des Sourcewiderstandes (RS) gering gehalten werden und dadurch wiederum ein höherer Gesamtstrom durch beide Feldeffekt­ transistoren (T1, T2) fließen, wodurch die Ausgangsleistung der Feldeffekttransistor-Oszillatorvorrichtung erhöht werden kann.

Zur Variation der Frequenz und zur Modulation dient ein zusätzlicher Widerstand (RP). Parallel zu diesem Widerstand wird zweckmäßigerweise ein Kondensator (CM) gelegt, dessen Kapazitätswert so gewählt wird, daß zwar die Hochfrequenzsignale kurzgeschlossen werden, die zur Modulation verwendete Modulationsspannung (UF) bzw. der Modulationsstrom (IF) sollen durch diesen Kondensator nicht bedämpft werden.

Die Feldeffekttransistoren (T1, T2) besitzen parasitäre Kapazitäten und Induktivitäten, die vom jeweiligen inneren Aufbau abhängen. So besitzen Feldeffekttransistoren im SMD-Gehäuse Bonddrähte, deren Induktivitäts­ werte einige hundert Picohenry betragen können. Selbst bei monolithisch integrierten Feldeffekttransistoren führen die Leiterbahnanordnungen zu Induktivitäten von einigen zehn Picohenry. Noch ausgeprägter ist das kapazitive Verhalten des intrinsischen Feldeffekttransistors, d. h. des Feldeffekttransistors in der innersten kristallinen Struktur. Sowohl zwischen der Drain- und Sourceelektrode, als auch zwischen der Gate- und der Drainelektrode befinden sich Kapazitäten mit nicht zu vernachlässigenden Werten von einigen Femtofarrad. Diese intrinsischen Kapazitäten stellen eine kapazitive Last hinsichtlich der Hochfrequenz-Resonanzleitungen dar. Sie beeinflussen bei vorgegebener elektrischer Länge der Resonanz­ leitungen in signifikanter Weise die Resonanzfrequenzen dieser Leitungen. Die Werte dieser intrinsischen Kapazitäten hängen vom speziellen Aufbau des Feldeffekttransistors und von dessen Arbeitspunkt ab. Der Arbeitspunkt kann durch die Vorgabe des Stromes über die Sourceelektrode maßgeblich beeinflußt werden.

Durch die Änderung des Widerstandswertes (RP), durch die Zuführung einer Modulationsspannung (UF) oder durch die Zuführung eines Modulationsstromes (IF) werden die intrinsischen Kapazitätswerte variiert. Durch die Änderung des Kapazitätswertes der intrinsischen Rückwirkungskapazität zwischen den Gate- und Drainelektroden der Feldeffekttransistoren (T1, T2) ändert sich auch die Resonanzfrequenz der Hochfrequenz-Resonanzleitungen und damit die Frequenz der von der Feldeffekttransistor-Oszillatorvorrichtung erzeugten Schwingungen.

In der Praxis hat es sich bewährt, anstelle des Widerstandes (RP) einen bipolaren Transistor zu verwenden und mit Hilfe des Basisstromes dieses Transistors die Frequenz der Feldeffekttransistor-Oszillatorvorrichtung zu steuern. Anstelle des Transistors sind weitere geeignete elektronische Bauelemente denkbar.

Fig. 3 zeigt ein praxisorientiertes Ausführungsbeispiel einer Feld­ effekttransistor-Oszillatorvorrichtung. Beide Hochfrequenz-Resonanz­ leitungen (HFD, HFG) sind durch planare Wellenleiter (MLD, MLG) ersetzt. Diese sogenannten Mikrostreifenleitungen werden, wie die Leiter­ bahn einer gedruckten Schaltung, direkt auf das Substrat geätzt. Durch die Gestaltung der Feinstruktur als ineinander greifende Fingerstrukturen wird ein sogenannter Interdigitalkondensator (CID) erzeugt, der dem bisher verwendeten Koppelkondensator (CK) entspricht. Der Source­ widerstand ist durch einen Thermistor (NTC) ersetzt, dessen temperatur­ abhängiger Widerstandswert so gewählt ist, daß die temperaturabhängige Frequenzdrift der Oszillatorfrequenz durch die Feldeffekttransistoren für weite Temperaturbereiche automatisch kompensiert wird.

Planare Leiterstrukturen wie Mikrostreifenleitungen stellen offene Wellen­ leiter dar, d. h. sie strahlen elektromagnetische Energie wie Antennen ab. Das in Fig. 3 gezeigte Ausführungsbeispiel stellt also bereits einen temperaturkompensierten, frequenzstabilen Mikrowellen-Sender dar, wobei die planaren Wellenleiter (MLD, MLG) zusammen einen mit halber Wellenlänge angeregten Hertzschen Dipol bilden. Durch die dadurch bedingte überwiegende Anregung elektrischer Feldkomponenten im Nahfeld kann eine unerwünschte Frequenzdrift durch die Annäherung eines elektrisch leitenden Gegenstandes erfolgen. Abhilfe wird durch die ringförmige Gestaltung der planaren Wellenleiter geschaffen. So bilden beide planaren Wellenleiter insgesamt einen Kreis, der in der oberen Hälfte durch den Interdigitalkondensator (CID) verbunden ist, und der in der unteren Hälfte durch einen kleinen Spalt (zur Trennung der Gleichspannungspotentiale) aufgetrennt ist, über den der Abblock­ kondensator (CB) gelegt wird. Dadurch wird eine überwiegend die magnetischen Feldkomponenten im Nahfeld anregende Schleifenantenne gebildet, die weniger störempfindlich ist.

Fig. 4 zeigt eine weitere Ausgestaltung des zuvor erläuterten Ausführungsbeispiels. Die planaren Wellenleiter (MLG, MLD) sind tief eingekerbt. Dadurch werden die planaren Hochfrequenz-Resonanz­ leitungen durch die intrinsischen Kapazitäten und Widerstände der Feldeffekttransistoren (T1, T2) weniger belastet. Vorteilhaft ist die höhere Güte der Resonatoren, was zu einem verbesserten dBc-Wert des Oszillators führt. Nachteilig ist der reduzierte Abstimmbereich, weil die intrinsischen Kapazitäten der Feldeffekttransistoren (T1, T2) weniger Einfluß nehmen können. Die Auskopplung der Signalspannung (UO) erfolgt in bekannter Weise mit Hilfe eines Kondensators (CO).

Fig. 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel mit einem Bandfilter (BF) als frequenzbestimmendes Netzwerk. Das Bandfilter besteht aus zwei Schwingkreisen mit den Elementen (CB1, LB1) bzw. (CB2, LB2) und dem Bandfilterkoppelkondensator (CBK). Beide Induktivitäten sind zur Erhöhung der Resonanzkreisgüten angezapft.

Fig. 6 zeigt eine weitere Ausgestaltung des in Fig. 5 gezeigten Ausführungsbeispiels. Hierzu wird das Bandfilter (BF) durch ein auch für sehr hohe Frequenzen geeignetes, sogenanntes Helical-Filter (HF), ersetzt. Auch hier sind die in Eigenresonanz betriebenen Spulen des Helical-Filters (HF) zur Erhöhung der Resonanzkreisgüte angezapft.

Fig. 7 zeigt ein Ersatzschaltbild zur Erläuterung des sich aus Fig. 1 ergebenden Grundprinzips der Feldeffekttransistor-Oszillatorvorrichtung. Die frequenzabhängige Arbeitsimpedanz (Z) wird nun durch einen Kurzschluß ersetzt. Dies mag für den Fachmann im ersten Augenblick verwunderlich erscheinen, denn scheinbar liegen nun die Drainelektrode (D2) und die Gateelektrode (G2) wegen des Abblockkondensators (CB) auf dem gleichen Potential. Dies gilt jedoch nur für den äußeren Feldeffekttransistor!

Es wirken jedoch nach wie vor noch die intrinsischen Elemente (Kondensatoren, Induktivitäten und Widerstände) innerhalb des Feld­ effekttransistors. Daher sind die Gateelektrode (G2) und die Drain­ elektrode (D2) des in Gateschaltung betriebenen Feldeffekttransistors (T2) keineswegs hinsichtlich seiner Hochfrequenzsignale kurzgeschlossen. Darüber hinaus besteht ein Unterschied im Gleichspannungspotential zwischen beiden Elektroden (D2, G2).

Die Koppelkapazität (CK) ist durch den Fortfall der äußeren Arbeitsimpedanz (Z) nun mit dem positiven (+) Pol der Betriebsspannung (UB) verbunden, die durch den Abblockkondensator (CB) überbrückt ist. Dadurch wirkt die Koppelkapazität (CK) zusammen mit der Induktivität (LL) wie ein Schwingkreis mit parallel geschalteten Resonanzkreis­ elementen. Da die die Arbeitsimpedanz (Z) ersetzenden, intrinsischen Elementwerte sehr gering sind, würde die Feldeffekttransistor-Oszillator­ vorrichtung Signale mit sehr hohen Betriebsfrequenzen (einige 100 GHz) produzieren. Durch die Vorgabe einer niedrigeren Resonanzfrequenz, die durch den Koppelkondensator (CK) und die Induktivität (LL) bestimmt wird, kann nur bei dieser niedrigeren Resonanzfrequenz (einige GHz) das Potential an der Gateelektrode (G1) des in Drainschaltung betriebenen Feldeffekttransistors (T1) maximal werden.

Fig. 8 zeigt eine Weiterentwicklung des zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiels. Der Koppelkondensator (CK) wird ebenfalls entfernt und durch die intrinsische Rückwirkungskapazität zwischen der Gate- und der Drainelektrode des in Drainschaltung arbeitenden Feldeffekttransistors (T1) ersetzt. Diese außerordentlich einfach aufgebaute Feldeffekttransistor-Oszillatorvorrichtung liefert ein kontinuierliches Mikrowellensignal, dessen Frequenz z. B. durch eine Induktivität (LL) mit einstellbarem Wert und über die Variation des Wertes des Sourcewiderstandes (RS) eingestellt werden kann.

Fig. 9 zeigt ein Ausführungsbeispiel mit einer kapazitiv beschwerten Hochfrequenz-Resonanzleitung und einem temperaturabhängigen Widerstandsnetzwerk zur automatischen Korrektur einer temperatur­ bedingten Frequenzdrift des Ausgangssignals. Anstelle eines Schwing­ kreises wird in diesem Ausführungsbeispiel eine Hochfrequenz-Resonanz­ leitung in koaxialer Form (KL) verwendet, deren elektrische Länge etwa einer viertel Wellenlänge entspricht. Die Resonanzfrequenz wird durch eine zusätzliche Kapazität mit einstellbarem Wert (CT) eingestellt. Ein Widerstandsnetzwerk (RS, NTC, RP) besitzt einen temperaturabhängigen Werteverlauf, der eine temperaturbedingte Frequenzdrift durch Nachstellen des gemeinsamen Sourcestromes kompensiert.

Für die monolithisch integrierte Realisation dieses Ausführungsbeispiels wird anstelle der koaxialen Hochfrequenz-Resonanzleitung (KL) eine geeignete planare Leiterstruktur, wie z. B. eine Mikrostreifenleitung oder eine CPW-Leitung (CPW: coplanar waveguide), gewählt. Die elektrisch wirksame Länge eines planaren Wellenleiters läßt sich sehr exakt vorhersagen. Daher kann in einer monolithischen Realisation der zusätzliche Kondensator (CT) entfallen. Auch wird man anstelle des Thermistors (NTC) zweckmäßigerweise einen Transistor verwenden, der seine Steuersignale von einer PLL-Elektronik (PLL: phase-lock loop) erhält.

Fig. 10 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer abstimmbaren Feld­ effekttransistor-Oszillatorvorrichtung, welche durch Ausnutzung der innerhalb der Feldeffekttransistoren (T1, T2) vorhandenen intrinsischen Energiespeicher, ohne zusätzliche äußere Energiespeicher auskommt. Zur Erhöhung der Amplitude des erzeugten Mikrowellensignals kann ein zusätzlicher niederohmiger Widerstand (RZ) (ca. 1 Ω bis ca. 15 Ω) zwischen der Gateelektrode (G2) und der Betriebserde geschaltet sein. Frequenzbestimmend sind nun ausschließlich die intrinsischen Konden­ satoren und intrinsischen Induktivitäten. Weil keine äußeren Energie­ speicher vorhanden sind, ist der abgleichbare Frequenzbereich der Signalschwingung relativ groß. Nachteilig ist, daß die mittlere Frequenz der Schwingung vom Aufbau des Transistors weitestgehend vorgegeben ist. Dies ist jedoch in der Mikrowellentechnik weit verbreitet. So geben die mechanischen Abmessungen von Laufzeitröhren den Frequenzbereich für den Nennbetrieb vor. Beim Entwurf monolithisch integrierter Schaltungsstrukturen kann gleichzeitig auch die Geometrie der jeweils verwendeten Feldeffekttransistoren modifiziert werden. Prinzipiell ist es also möglich, je nach gewünschtem Frequenzbereich der Oszillator­ schwingung, die für den jeweiligen Anwendungsfall geeigneten Feldeffekt­ transistoren zu integrieren.

Claims (10)

1. Elektrisch abstimmbare und modulierbare Oszillatorvorrichtung (VCO) mit zwei Feldeffekttransistoren (T1, T2),
wobei der eine Feldeffekttransistor (T1) in Drainschaltung und der andere Feldeffekttransistor (T2) in Gateschaltung betrieben wird und beide Feldeffekttransistoren (T1, T2) einen gemeinsamen Sourcewider­ stand (RS) besitzen und dadurch miteinander elektrisch verkoppelt sind,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Arbeitsimpedanz (Z) zwischen der Drainelektrode (D2) und der Versorgungsspannung (UB) des in Gateschaltung betriebenen Feld­ effekttransistors (T2) durch eine Hochfrequenz-Resonanzleitung (HFD) gebildet wird und die elektrisch wirksame Länge (LD) der Hochfrequenz- Resonanzleitung (HFD) in etwa einer viertel Wellenlänge entspricht,
daß der Ableitwiderstand (RG1) des in Drainschaltung betriebenen Feldeffekttransistors (T1) durch eine am Ende mit einem Kurzschluß (K) versehene Hochfrequenz-Resonanzleitung (HFG) gebildet wird und die elektrisch wirksame Länge (LG) in etwa einem viertel der Wellenlänge entspricht,
wobei die Resonanzleitungen (HFD) und (HFG) durch planare Wellenleiter (MLG, MLD) realisiert werden, die als metallisierte Flächen auf dem Substrat, auf dem die Oszillatorvorrichtung aufgebaut ist, aufgebracht sind,
wobei der Koppelkondensator (CK) zwischen der Drainelektrode (D2) des in Gateschaltung betriebenen Feldeffekttransistors (T2) und der Gateelektrode (G1) des in Drainschaltung betriebenen Feldeffekt­ transistors (T1) durch eine in die Leitungsstruktur integrierten, kapazitiv wirkenden Struktur, einem sogenannten Interdigitalkondensator (CID), realisiert wird.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die als Hochfrequenz-Resonanzleitungen wirkenden planaren Wellenleiter (MLG, MLD) mit Schlitzen in Längsrichtung versehen sind, die die Metalli­ sierungsflächen der planaren Wellenleiter (MLG, MLD) jeweils in zwei Teilbereiche derart aufteilen,
daß ein Teilbereich der Metallisierungsfläche des planaren Wellen­ leiters (MLG) unmittelbar mit der Gateelektrode (G1) des Feldeffekt­ transistors (T1) und ein Teilbereich der Metallisierungsfläche des planaren Wellenleiters (MLD) unmittelbar mit der Drainelektrode (D2) ver­ bunden ist,
wobei ein Interdigitalkondensator (CIG) ausschließlich zwischen denjenigen Teilbereichen der Metallisierungsflächen der planaren Wellen­ leiter (MLG, MLD), die nicht unmittelbar mit den Feldeffekttransistoren (T1, T2) verbunden sind, angeordnet ist.

3. Vorrichtung nach den Ansprüchen 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die planaren Wellenleiter (MLD und MLG) geradlinig ausgebildet sind und dadurch als Dipol-Antennen wirken.

4. Vorrichtung nach den Ansprüchen 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die planaren Wellenleiter (MLD und MLG) ringförmig ausgebildet sind und dadurch wie eine Magnetschleifen-Antenne (magnetic loop) wirken.

5. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der gemeinsame Sourcewiderstand (RS), durch einen weiteren, dazu in Serie geschalteten Widerstand (RP) ergänzt wird, wobei parallel zu diesem Widerstand (RP) zusätzlich ein Kondensator (CM) zur Ableitung von Hochfrequenzspannungen geschaltet ist.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zum Widerstand (RP) eine Signalspannung (UF) angelegt wird, und der Oszillator dadurch moduliert wird.

7. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß am Widerstand (RP) ein Signalstrom (IF) zugeführt wird, und der Oszillator dadurch moduliert wird.

8. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstände zwischen den Sourceelektroden (S1, S2) und dem Massepotential (RS bzw. RP) Widerstände oder ein Wider­ standsnetzwerke mit einstellbarem Widerstandswert sind, und die Schwingfrequenz des Oszillators durch das Einstellen des Widerstands­ wertes abgeglichen wird.

9. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstand (RP) durch ein elektronisches Bauelement, dessen Widerstandswert durch eine Spannung oder einen Strom eingestellt werden kann - z. B. durch einen Transistor - ergänzt oder ersetzt wird, und das hierdurch die Oszillatorvorrichtung zu einem elektrisch einstellbaren Oszillator (VCO) wird.

10. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der zusätzliche serielle Widerstand (RP) bzw. das Widerstandsnetzwerk einen temperaturabhängigen Wert besitzt, der so gewählt wird, daß die temperaturabhängige Drift der Oszillatorfrequenz durch den temperaturabhängigen Widerstand (NTC) selbständig kompen­ siert wird und die Frequenz der Oszillatorschwingung dadurch von der Umgebungstemperatur unabhängig ist.