DE2802461C2

DE2802461C2 -

Info

Publication number: DE2802461C2
Application number: DE2802461A
Authority: DE
Inventors: Yoshikazu Tokio/Tokyo Jp Murakami; Yasutoshi Kanagawa Jp Komatsu
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1977-01-21
Filing date: 1978-01-20
Publication date: 1991-11-07
Also published as: DE2802461A1; NL190038B; JPS6047764B2; NL190038C; JPS5390850A; US4149127A; GB1587683A; NL7800790A; CA1101085A

Description

Die Erfindung betrifft einen integrierten Mikrowellenoszillator entsprechend dem Oberbegriff des Anspruches 1 und dem Gattungsbegriff des Anspruches 2.

Es wurden bereits Mikrowellenoszillatoren vorgeschlagen, die ein negatives Widerstandselement mit zwei Anschlüssen oder ein aktives Element mit drei Anschlüssen, z. B. einen Gallium-Arsen-Feldeffekttransistor (GaAs-FET) als Schwingungselement aufweisen. So wird beispielsweise in IEEE MTT-23, Nr. 8, S. 661 bis 667 "Design and property of microwave band oscillator using GaAs Schottky gate field effect transistor" vom August 1975 der Aufbau eines Oszillators beschrieben, der einen GaAs-FET als aktives Schwingungselement mit drei Anschlüssen verwendet. Die drei Anschlüsse sind jeweils mit Mikrostreifenleitungen zu einem Rückkopplungskreis verbunden. Die Vorteile des Oszillators mit einem GaAs- FET sind niedrige Störsignale, ein hoher Wirkungsgrad und eine niedrige Vorspannung im Vergleich zu einem Oszillator mit einer sogenannten "Gunn"- oder "Impatt"-Diode. Ein derartiger Oszillator hat jedoch den Nachteil, daß die Oszillatorfrequenz bei einer Temperaturänderung nicht konstant gehalten werden kann.

Bei einem Mikrowellenoszillator mit einem aktiven Element mit drei Anschlüssen als Schwingungselement gibt es zwei Arten, nämlich einen Serienrückkopplungsoszillator und einen Parallelrückkopplungsoszillator, deren Ersatzschaltbilder in den Fig. 1 und 2 gezeigt sind.

In Fig. 1, die einen Serienrückkopplungsoszillator zeigt, bezeichnet 1 einen GaAs-FET bzw. ein aktives Element mit drei Anschlüssen als Schwingungselement, 2, 3 und 4 dessen Steuer-, Drain- bzw. Sourceelektrode. 5 bezeichnet einen Serienrückkopplungskreis als Mitkopplungskreis, der aus einem induktiven oder kapazitiven Element 6 und 7 besteht. Wenn eines dieser Elemente 6 und 7 induktiv ist, ist das andere kapazitiv. Die Steuerelektrode 2 ist mit dem einen Ende eines kapazitiven oder induktiven Elements 6 des Mitkopplungskreises 5 verbunden, die Sourceelektrode 4 ist in gleicher Weise mit dem einen Ende eines induktiven oder kapazitiven Elements 7 des Mitkopplungskreises 5 und die Drainelektrode 3 ist mit dem einen Ende einer Lastimpedanz 8 verbunden. Die anderen Enden dieser Elemente 6, 7 und 8 sind miteinander verbunden.

In Fig. 2, die einen Parallelrückkopplungskreis zeigt, bezeichnet 1 in gleicher Weise einen GaAs-FET als aktives Element mit drei Anschlüssen, der als Schwingungselement verwendet ist, und 9 einen Parallelrückkopplungskreis als Mitkopplungskreis. Der Parallelrückkopplungskreis 9 ist aus einem induktiven oder kapazitiven Element 10 und 11 gebildet, die so gewählt sind, daß, wenn eines von diesen induktiv, das andere kapazitiv ist. Das induktive oder kapazitive Element 10 ist zwischen die Steuerelektrode 2 und die Sourceelektrode 4 des GaAs-FETs 1 und das kapazitive oder induktive Element 11 ist zwischen die Steuerelektrode 2 und die Drainelektrode 3 geschaltet. Ein Lastadmittanzelement 12 ist zwischen die Drainelektrode 3 und die Sourceelektrode des GaAs-FETs 1 geschaltet.

Wenn die Mitkopplungskreise 5 und 9 der Oszillatoren in den Fig. 1 und 2 durch Verwendung einer Mikrostreifenleitung gebildet werden, können sie als integrierter Mikrowellenoszillator verwendet werden.

Der praktische Aufbau des Serienrückkopplungsoszillators in Fig. 1 wird nun anhand der Fig. 3 beschrieben. In Fig. 3 bezeichnet 13 ein Substrat eines integrierten Mikrowellenkreises, das aus einem Dielektrikum, z. B. aus Al₂O₃, einer leitenden Schicht, die gleichmäßig auf dessen Rückseite gebildet ist, und einer leitenden Schicht eines bestimmten Musters auf der Vorderseite des Dielektrikums besteht. Der GaAs-FET 1 ist auf dem Substrat 13 als aktives Schwingungselement mit drei Anschlüssen gebildet. Die Gateelektrode 2 des FETs 1 ist mit einer Mikrostreifenleitung 15 verbunden, deren Anschlußende offen ist und die das Element 6 in Fig. 1 bildet, und die Sourceelektrode 4 des FETs 1 ist mit einer Mikrostreifenleitung 16 verbunden, die das Element 7 bildet und deren Anschlußende kurzgeschlossen ist. Das Anschlußende der Leitung 16 ist durch Verbindung mit einer Masseleitung 17 kurzgeschlossen. Die Drainelektrode 13 des FETs 1 ist mit einer Mikrostreifenleitung 18 verbunden, die wiederum über einen durch einen Spalt gebildeten Kondensator 19 zur Gleichstromunterdrückung mit einem HF-Ausgang 20 verbunden ist.

An dem Substrat 13 sind Hochimpedanz-Leitungen 21 und 22 vorgesehen, deren Anschlußenden mit der Leitung 15 verbunden sind, mit der die Steuerelektrode 2 verbunden ist, und eine Mikrostreifenleitung 18, mit der die Drainelektrode 3 verbunden ist. Positive und negative Gleichvorspannungen werden den Leitungen 21 und 22 zur Gate- und Drainelektrode des FETs 1 von außen zugeführt.

Die Leitungen 15 bis 18 der obigen Schaltung können kapazitive oder induktive Elemente entsprechend der Beziehung ihrer Länge zur Wellenlänge einer Mikrowelle sein. Hierzu sind die Längen der Leitungen 15 bis 18 geeignet gewählt.

Da das Ersatzschaltbild des Serienrückkopplungsoszillators der Fig. 3 das zuvor anhand der Fig. 1 beschriebene ist, wird dessen Arbeitsweise anhand der Fig. 1 erläutert. Nimmt man an, daß die Ausgangsimpedanz, gesehen zum aktiven Element 1, einschließlich des Mitkopplungskreises 5, von beiden Enden der Lastimpedanz 8 aus Z_out und die Lastimpedanz 8 ZL ist, wird die Schwingungsfrequenz f₀ des Oszillators als Frequenz bestimmt, die die Schwingungsbedingung erfüllt, d. h. die folgende Gleichung (1):

I_m (Z_out) + I_m (Z_L) = 0 (1)

in der I_m (Z_out) und I_m (Z_L) die imaginären Zahlenanteile von Z_out und Z_L darstellen.

Im Falle des Parallelrückkopplungsoszillators, der nicht gezeigt ist, dessen Ersatzschaltbild jedoch Fig. 2 zeigt, wird die Schwingungsfrequenz f₀ in gleicher Weise als Frequenz bestimmt, die die folgende Gleichung (2) erfüllt:

I_m (Y_out) + I_m (Y_L) = 0. (2)

Wenn die Funktion der linken Seite der Gleichung (1) oder (2) F ist, ist dies eine Funktion, deren Variable die Winkelfrequenz und alle Schaltungsparameter sind, die den Oszillator bilden, wie das aktive Element, die passiven Elemente, z. B. die Mikrostreifenleitungen, usw. Die jeweiligen Schaltungsparameter ändern sich entsprechend der Änderung der Temperatur T, so daß die Schaltungsparameter eine Funktion der Temperatur T sind. Die Funktion F ist eine Funktion der Winkelfrequenz ω und der Temperatur T. Daher kann die Funktion F ausgedrückt werden als F (ω, T). Dabei wird die Schwingungsbedingung durch die folgende Gleichung (3) ausgedrückt:

F (ω, T) = 0. (3)

Daher kann die Änderung der Winkelfrequenz ω der Schwingungsfrequenz für die Temperatur T oder durch die folgende Gleichung (4) ausgedrückt werden:

Aus der Gleichung (4) ergibt sich, daß, um die Temperaturänderung der Winkelfrequenz ω der Schwingungsfrequenz klein zu machen, es genügt, zu verringern oder zu erhöhen.

Wie Fig. 3 zeigt, ist bei dem bekannten integrierten Mikrowellenoszillator der Rückkopplungskreis dadurch gebildet, daß die Anschlußenden der Leitungen, d. h. der Streifenleitungen, offen oder kurzgeschlossen sind. Daher ist es nicht möglich, den Wert von in der Gleichung (4) groß genug zu wählen, und daher kann die Temperaturänderung der Schwingungsfrequenz nicht klein genug gemacht werden.

Aus Stacy V. Bearse, "Mw Sources improving in tuning and stability" in MICROWAVES, März 1974, S. 36, 38, 40, ist es weiterhin bekannt, bei einem durch eine Diode gebildeten Oszillator mit zwei Anschlüssen einen dielektrischen Resonator an den Ausgang anzuschließen und dadurch eine Stabilisierung der Oszillatorfrequenz zu erreichen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen integrierten Mikrowellenoszillator entsprechend dem Oberbegriff des Anspruches 1 bzw. dem Gattungsbegriff des Anspruches 2 derart weiterzuentwickeln, daß bei einem einfachen Aufbau die Oszillatorfrequenz auch bei Temperaturänderungen konstant gehalten wird.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch die kennzeichnenden Merkmale der Ansprüche 1 und 2 gelöst.

Eine Weiterbildung der Erfindung ist Gegenstand des Unteranspruches und wird anhand der Beschreibung und der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen

Fig. 1 ein Ersatzschaltbild eines bekannten Serienrückkopplungs- Mikrowellenoszillators mit einem aktiven Halbleiterelement mit drei Anschlüssen,

Fig. 2 ein Ersatzschaltbild eines bekannten Parallelrückkopplungs- Mikrowellenoszillators,

Fig. 3 eine Aufsicht, aus der der Aufbau eines bekannten integrierten Mikrowellenoszillators hervorgeht,

Fig. 4 eine Aufsicht, aus der der Aufbau eines Beispiels eines erfindungsgemäßen Mikrowellenoszillators hervorgeht,

Fig. 5 ein Ersatzschaltbild der Schaltung der Fig. 4,

Fig. 6 und 9 Aufsichten, aus denen der praktische Aufbau weiterer Beispiele der Erfindung hervorgeht, und

Fig. 10 ein Kennliniendiagramm, aus dem die Stabilität der Schwingungsfrequenz des integrierten Mikrowellenoszillators im Vergleich zum Stand der Technik hervorgeht.

Anhand der Fig. 4 und 5 wird nun ein Beispiel eines integrierten Mikrowellenoszillators der Erfindung beschrieben.

Fig. 4 zeigt in Aufsicht den praktischen Aufbau des integrierten Mikrowellenoszillators der Fig. 5, die ein Ersatzschaltbild der Fig. 4 darstellt, wobei die gleichen Teile wie in den Fig. 1 und 3 mit den gleichen Bezugsziffern versehen sind.

In Fig. 4 wird das aktive Element als Schwingungselement durch einen GaAs-FET 1 mit HF-Eigenschaften gebildet. Der GaAs-FET 1 weist drei Anschlüsse auf, die mit Mikrostreifenleitungen verbunden sind. 24 bezeichnet einen dielektrischen Resonator, dessen Dielektrizitätskonstante z. B. zu 30 bis 40 gewählt ist und eine zylindrische Form hat. Die Sourceelektrode 4 des FETs 1 ist als zweiter Anschluß mit einer Mikrostreifenleitung 16 verbunden, deren Anschlußende zum Kurzschluß mit einem Masseleiter 17 verbunden ist und die daher ein Impedanzelement (Fig. 5) bildet. Die Steuerelektrode 2 des FETs 1 ist als dessen erster Anschluß mit einer Mikrostreifenleitung 23 verbunden, deren eines Ende mit dem dielektrischen Resonator 24 verbunden und deren anderen Ende offen ist, um ein Impedanzelement 26 (Fig. 5) zu bilden.

Die Drainelektrode 3 des FETs 1 ist als dessen Ausgangsanschluß mit der Mikrostreifenleitung 18 verbunden, um ein Element 28 als Last (Fig. 5) zu bilden. Die Leitung 18 ist über eine durch einen Spalt gebildete Kapazität 19, die zur Gleichstromunterdrückung dient, mit einem HF-Ausgang 20 verbunden. Zwischen den Ausgang 20 und die Masseleitung 17 ist ein Lastwiderstand (nicht gezeigt) geschaltet, der einen Widerstandswert von z. B. 50 Ω hat und dem das HF-Ausgangssignal zugeführt wird. Die Impedanzelemente 26, 27, und das Lastelement 28 bilden den Serienrückkopplungskreis 5. Wie bei dem bekannten Oszillator in Fig. 3 sind auf dem Substrat 13 Hochimpedanzleitungen 21 und 22 vorgesehen, über die negative und positive Gleichvorspannungen auf die Steuerelektrode 2 und die Drainelektrode 3 des FETs 1 gegeben werden.

Es wird nun die praktische Lagebeziehung zwischen den Leitungen 16, 18, 23 und dem dielektrischen Resonator beschrieben. Es wird angenommen, daß die Ausbreitungswellenlänge bei einer bestimmten Schwingungsfrequenz λ_g ist, und die Länge der mit der Steuerelektrode 2 verbundenen Leitung 23 gleich der Ausbreitungswelle λ_g gewählt ist. Eine Stichleitung 25 zur Einstellung der Frequenz ist vorgesehen, die von dem einen Ende A an der Steuerelektrode 2 um ¼ λ_g entfernt ist. Die Leitung 23 ist an der Stelle C, die von der Stelle B um ½ λ_g entfernt ist, mit dem zylindrischen Resonator 24 verbunden, dessen Dielektrizitätskonstante zu 30 bis 40 gewählt ist. Der Grund hierfür liegt darin, daß die Stromverteilung auf der Leitung 23 an dieser Anschlußstelle maximal wird und die Verbindung der Leitung 23 mit dem Resonator 24 möglichst groß ist. Das freie Ende der Leitung 23, das von dem Verbindungspunkt C um ¼ λ_g entfernt ist, ist offen. Bei einem integrierten Mikrowellenoszillator wird die Ausbreitungswellenlänge λ_g in Abhängigkeit von der Dielektrizitätskonstante usw. verkürzt.

Die Impedanz, gesehen in Richtung des Resonators 24 von der Stelle B auf der Leitung 23 aus, wo die Stichleitung 25 vorgesehen ist, wird eine reine Widerstandskomponente R bei der Resonanzfrequenz des Resonators 24. Dieser Wert R wird durch die Größe der Last Q des Resonators und den Kupplungsfaktor bestimmt und ist im Vergleich zu der charakteristischen Impedanz Z₀ der Mikrostreifenleitungen hoch, die die Übertragungswege der integrierten Mikrowellenschaltung sind. Die Impedanz, gesehen in Richtung des Rückkopplungskreises 5 von der Stelle A aus, die von der Stelle B um ¼ λ_g entfernt ist, hat einen Wert, deren Widerstandskomponente ist und deren Reaktanzkomponente X₁ durch die Länge der Stichleitung 25 bestimmt wird. Das Ersatzschaltbild des Oszillators der Fig. 4 ergibt sich daher wie in Fig. 5. In dem Ersatzschaltbild der Fig. 5 ist die Steuerelektrode 2 des FETs 1 mit einem Impedanzelement 26 verbunden, das der Impedanz des Resonators 24 entspricht, die Sourceelektrode 4 ist mit dem Impedanzelement 27 verbunden und die Drainelektrode 3 mit dem Element 28 als Last verbunden. Die anderen Enden der Elemente 26 bis 28 liegen an Masse.

Wenn die Größe der Widerstandskomponente der Impedanz Z₁, gesehen in Richtung des Rückkopplungskreises 5 von der Stelle A aus nicht ausreichend klein ist, wird der Wirkkomponente der Ausgangsimpedanz Z_out bei der bestimmten Schwingungsfrequenz nicht negativ, d. h., die Bedingung R_e (Z_out)<0 ist nicht erfüllt. Damit kann kein Oszillator, der bei dieser Frequenz schwingt, gebildet werden. Wenn dagegen die Größe der Widerstandskomponente durch geeignete Wahl der Länge der Stichleitung 25 ausreichend niedrig ist, kann die Reaktanzkomponente X₁ der Impedanz Z₁ so gewählt werden, daß sie die obige Frequenzbedingung bei der bestimmten Frequenz erfüllt und daher ist es möglich, eine bestimmte Schwingung zu erreichen.

Anhand der Fig. 6 wird nun ein weiteres Beispiel beschrieben, bei dem die gleichen Teile wie in Fig. 4 mit den gleichen Bezugsziffern versehen sind. Bei dem Beispiel der Fig. 6 ist das entgegengesetzte Ende der Leitung 23, mit der die Steuerelektrode 2 des FETs 1 verbunden ist, als nicht reflektierendes Ende ausgebildet; der übrige Schaltungsaufbau ist im wesentlichen gleich dem der Fig. 4. Bei einer anderen Frequenz als der Resonanzfrequenz des Resonators 24, mit Ausnahme der Resonanzfrequenz der Stichleitung 25, ist die Widerstandskomponente der Impedanz Z₁, gesehen in Richtung des Rückkopplungskreises 5 von der Stelle A aus, im wesentlichen gleich der charakteristischen Impedanz Z₀ der Leitung 23. Die Wirkkomponente der Lastimpedanz Z_out wird daher positiv, d. h. R_e (Z_out)<0, und die obige Schwingungsbedingung ist daher nicht vollständig erfüllt.

Anhand der Fig. 7 wird nun ein weiteres Beispiel beschrieben, bei dem die Leitung 23 verlängert und dann etwa L-förmig gebogen ist und ein Resonator 24 mit der Leitung 23 an der Stelle C und an der Stelle D gekoppelt ist, die von der Stelle C um λ_g (wobei n eine ganze Zahl ist) entfernt ist. Das freie Ende der Leitung 23 ist offen. Der übrige Schaltungsaufbau ist im wesentlichen gleich dem des obigen Beispiels.

Bei dem wie in Fig. 7 aufgebauten Oszillator kann der Resonator 24 mit der Leitung 23 mit einem hohen Kopplungsfaktor gekoppelt werden und daher kann der Widerstand R, gesehen in Richtung des Resonators 24 von der Stelle B aus, bei der Resonanzfrequenz weitaus größer im Vergleich zu dem der Fig. 4 gemacht werden. Daher kann die Widerstandskomponente der Impedanz Z₁, gesehen in Richtung des Rückkopplungskreises 5 von der Stelle A aus, sehr klein gemacht werden. Daher wird, selbst wenn kein aktives Element verwendet wird, das insbesondere hinsichtlich der HF-Kennlinie günstiger ist, die effektive Komponente der Ausgangsimpedanz Z_out, gesehen in Richtung des aktiven Elements 1 von der Drainelektrode 3 aus, einschließlich des Serienresonanzkreises 5, negativ bzw. R_e (Z_out)<0 ist erfüllt und daher kann die Ausgangsschwingungsbedingung erfüllt werden.

Fig. 8 zeigt ein weiteres Beispiel, bei dem das freie Ende der Leitung 23 in Fig. 7 als nicht reflektierendes Ende 29 ausgebildet ist; der übrige Schaltungsaufbau ist im wesentlichen gleich dem der Fig. 7. Bei dem Beispiel der Fig. 8 kann eine parasitäre Schwingung des Oszillators unterdrückt werden.

Bei den obigen Beispielen ist die Erfindung auf den Serienrückkopplungsoszillator angewandt, es ist jedoch auch möglich, sie auf den Parallelrückkopplungsoszillator anzuwenden, wie ihn Fig. 9 zeigt. In Fig. 9 ist die Steuerelektrode 2 des FETs 1 mit der Leitung 23 verbunden, die die gleiche Lage wie die Ausbreitungslänge λ_g bei der Mikrowellenschwingungsfrequenz hat, und die Leitung 23 ist mit dem Resonator 24 an der Stelle C gekoppelt, die von der Stelle A der Steuerelektrode 2 ¾ λ_g entfernt ist. Die Sourceelektrode 4 des RETs 1 an ihrem unteren Teil direkt mit einer Masseleitung 17 verbunden. Eine Mikrostreifenleitung 32 erstreckt sich rechtwinklig von der Leitung 23 an der Stelle B aus, die von der Stelle A der Steuerelektrode 2 um ¼ λ_g entfernt und an einer Stelle rechtwinklig gebogen ist, die von der Leitung 23 um ½ λ_g entfernt ist. Eine Mikrostreifenleitung 33 geht rechtwinklig von der Leitung 18 an einer Stelle aus, die von dem unteren Teil der Drainelektrode 3 um ¼ λ_g entfernt ist und rechtwinklig zum freien Ende des umgebogenen Teils der Leitung 32 hin rechtwinklig gebogen ist. Zwischen den gegenüberliegenden Enden der Leitungen 32 und 33 ist Spalt 34 gebildet. Auf diese Weise wird ein zweiter Rückkopplungskreis 9 gebildet. Bei dem Beispiel der Fig. 9 sind ähnlich den obigen Beispielen auf dem Substrat 13 Hochimpedanzleitungen 21 und 22 vorgesehen, durch die negative und positive Gleichvorspannungen auf die Steuerelektrode 2 und die Drainelektrode 3 des FETs 1 gegeben werden.

Das Ersatzschaltbild des Beispiels in Fig. 9 ist ähnlich dem in Fig. 2. Bei dem Beispiel der Fig. 9 bilden die Leitung 23 und der mit dieser verbundene Resonator 24 ein Impedanzelement 10, und die Leitungen 32, 33 und die zwischen diesen gebildete Kapazität 34 bilden ein weiteres Impedanzelement 11. Die Leitung 18 bildet ein Impedanzelement 12.

Anhand der Fig. 10 wird nun die Wirkung der Stabilisierung der Schwingungsfrequenz des Mikrowellenoszillators erläutert. Fig. 10 ist ein Diagramm, das den Fall des bekannten Oszillators in Fig. 3 ohne Schwingungsfrequenz- Stabilisierungseinrichtung und den Fall des Oszillators mit dem dielektrischen Resonator zur Stabilisierung der Schwingungsfrequenz zeigt. Die Steilheit gm des FETs 1 ist als Parameter gewählt, die sich in Abhängigkeit von der Temperatur ändert, und die Temperaturänderungen der Schwingungsfrequenz der obigen Oszillatoren sind für den Fall gezeigt, daß sich die Steilheit gm des FETs 1 von ihrem Mittelwert aus um 10% ändert. Im Diagramm der Fig. 10 stellt die Abszisse die Änderungsgröße Δ gm/gmo der Steilheit gm und die Ordinate die Abweichung Δ f/f₀ der Schwingungsfrequenz für die Nennschwingungsfrequenz von 11 GHz dar. Im Diagramm der Fig. 10 stellt die durchgehende Linie 30 die Frequenzschwankung des bekannten Oszillators der Fig. 3 dar, während die strichpunktierte Linie 31 die Frequenzschwankung des Oszillators der Fig. 8 darstellt. Aus dem Diagramm der Fig. 10 ist ersichtlich, daß die Frequenzschwankung bei einer Temperaturänderung gegenüber dem Stand der Technik um etwa 5,7% verbessert ist.

Bei den Beispielen der Fig. 4 und 6 bis 8 ist die Stichleitung 24 für die Nennschwingungsfrequenz zur Erfüllung der Schwingungsbedingung vorgesehen. Es ist jedoch möglich, daß, wenn nur die Kopplung der Leitung 23 mit dem Resonator 24 ausreichend hoch gewählt wird, die Leitung 25 durch geeignete Einstellung der Länge zwischen den Stellen A und B bei gleicher Wirkung weggelassen werden kann. Dabei ist die Widerstandskomponente der Impedanz Z₁, gesehen von der Stelle A in Richtung des Rückkopplungskreises 5, nicht so groß. Wenn die Leitung 25 weggelassen wird und das freie Ende der Leitung 23 als nicht reflektierendes Ende 29 ausgebildet wird, wird durch die Stichleitung keine Resonanzfrequenz verursacht und es ist daher nicht möglich, daß irgendeine Störschwingung bei einer anderen Frequenz als der Resonanzfrequenz des Resonators 24 auftritt.

Bei dem integrierten Mikrowellenoszillator der Erfindung sind die Streifenleitungen, die den ersten Rückkopplungskreis bilden, mit dem ersten, zweiten und dem Ausgangsanschluß des aktiven Schwingungselements verbunden, und eine mit dem ersten oder zweiten Anschluß verbundene Streifenleitung, ist an einer bestimmten Stelle mit dem Resonator verbunden, so daß durch Kopplung eines Teils der Streifenleitungen, die den Rückkopplungskreis bilden, mit dem Resonator, der bei der Nennfrequenz in Resonanz ist, die Reaktanzkomponente des Rückkopplungskreises der Schwingungsfrequenz sehr nahegebracht werden kann und die Schwingungsfrequenz bei einer Temperaturänderung durch Einstellung des Faktors in der Gleichung (4) erheblich stabilisiert werden.

Wenn der Resonator so ausgebildet ist, daß der Temperaturkoeffizient Null wird bzw. die Temperaturkennlinie des Oszillators ausgeglichen wird, kann die Schwingungsfrequenz weiter stabilisiert werden.

Selbst wenn die Streifenleitungen mit dem ersten und dem Ausgangsanschluß des aktiven Schwingungselements verbunden sind, die Streifenleitung, die den Rückkopplungskreis zusammen mit diesen Streifenleitungen bildet, zwischen den ersten und dem Ausgangsanschluß geschaltet ist, und eine dieser Streifenleitungen, die nicht als Ausgang verwendet ist, an einer bestimmten Stelle mit dem Resonator verbunden ist, kann die Reaktanzkomponente des Rückkopplungskreises in der Nähe der Schwingungsfrequenz erheblich geändert und damit die Schwingungsfrequenz in ähnlicher Weise stabilisiert werden.

Bei den Beispielen der Fig. 6 und 8 ist ein richt reflektierendes Ende 29 an dem Substrat 13 gebildet, jedoch ist dies nicht stets notwendig, sondern es kann als koaxiales nicht reflektierendes Ende außerhalb des Substrats 13 ausgebildet sein, wobei die gleiche Frequenzstabilisierung erreicht wird.

Außerdem ist es selbstverständlich nicht notwendig, den dielektrischen Resonator 24 bei den obigen Beispielen zylindrisch auszubilden, sondern er kann bei gleicher Wirkung auch die Form eines Rechtecks haben.

Bei den obigen Beispielen ist der Resonator 24 mit der Streifenleitung 23 verbunden, die mit der Steuerelektrode 2 des FETs 1 verbunden ist, es ist jedoch selbstverständlich möglich, bei gleicher Wirkung den Resonator 24 mit der Streifenleitung 16 zu verbinden, die mit der Sourceelektrode 4 des FETs 1 verbunden ist.

Die Fig. 4, 6 bis 8 zeigen einen Serienrückkopplungsoszillator und Fig. 9 zeigt einen Parallelrückkopplungsoszillator, die beide zusammen mit der gleichen Wirkung zur Frequenzstabilisierung bei einer Temperaturänderung verwendet werden können.

Claims

1. Integrierter Mikrowellenoszillator, enthaltend

a) ein aktives Schwingungselement (GaAs-FET 1) mit einem ersten Anschluß (2), einem zweiten Anschluß (4) und einem Ausgangsanschluß (3),
b) sowie auf einem dielektrischen Substrat angeordnete Mikrostreifenleitungen, die mit den drei Anschlüssen verbunden sind und einen Serienrückkopplungskreis bilden,

dadurch gekennzeichnet,

c) daß an wenigstens einer Stelle (C, D) einer der mit dem ersten bzw. zweiten Anschluß verbundenen Mikrostreifenleitungen (23) ein dielektrischer Resonator (24) angekoppelt ist.

2. Integrierter Mikrowellenoszillator, enthaltend

a) ein aktives Schwingungselement (GaAs-FET 1) mit einem ersten Anschluß (2), einem zweiten Anschluß (4) und einem Ausgangsanschluß (3),
b) sowie auf einem dielektrischen Substrat angeordnete Mikrostreifenleitungen, die mit den drei Anschlüssen verbunden sind und einen Parallelrückkopplungskreis bilden,

dadurch gekennzeichnet,

3. Integrierter Mikrowellenoszillator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die mit dem Resonator (24) gekoppelte Mikrostreifenleitung (23) - in Richtung vom Anschluß auf den Resonator gesehen - zumindest ab einer Stelle (B) bei der Resonanzfrequenz des dielektrischen Resonators (24) als reiner Widerstand (R) arbeitet und die Reaktanz einer Impedanz - gesehen vom Anschluß der mit dem Resonator gekoppelten Mikrostreifenleitung in Richtung des Rückkopplungskreises - die Bedingung für eine Schwingung erfüllt.