JPS58124304A - マイクロ波発振器 - Google Patents
マイクロ波発振器Info
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- JPS58124304A JPS58124304A JP57005886A JP588682A JPS58124304A JP S58124304 A JPS58124304 A JP S58124304A JP 57005886 A JP57005886 A JP 57005886A JP 588682 A JP588682 A JP 588682A JP S58124304 A JPS58124304 A JP S58124304A
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- Japan
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- circuit
- line
- source
- drain
- gate
- Prior art date
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- Pending
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/18—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance
- H03B5/1841—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator
- H03B5/1847—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device
- H03B5/1852—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device the semiconductor device being a field-effect device
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明はマイクロ波発振器に係り、特に電界効果トラン
ジスタ（ＦＥＴ）を使用したマイクロ波発振器に関する
ものである。
ジスタ（ＦＥＴ）を使用したマイクロ波発振器に関する
ものである。
電界効果トランジスタ（以下ＦＥＴと云う）を使用した
マイクロ波発振器は例えば第１図のような回路構成を有
している。
マイクロ波発振器は例えば第１図のような回路構成を有
している。
即ちＦＥＴ回路（１）の一方の端子対（４１） （４□
）には共振回路（２）が接続され、他方の端子対（５１
） （５□）には整合回路（３）が接続され、この整合
回路（３）の端子対（６１） （６□）から発振出力を
取り出すようになっている。
）には共振回路（２）が接続され、他方の端子対（５１
） （５□）には整合回路（３）が接続され、この整合
回路（３）の端子対（６１） （６□）から発振出力を
取り出すようになっている。
この共振回路（２）としては、発振周波数の安定度を良
くするために例えば一端に無反射終端抵抗（９）を接続
した伝送線路（８）と、この伝送線路（８）と結合する
誘電体共振器（力が装荷されている。
くするために例えば一端に無反射終端抵抗（９）を接続
した伝送線路（８）と、この伝送線路（８）と結合する
誘電体共振器（力が装荷されている。
ここで第１図に示すマイクロ波発振器において、ＦＥＴ
回路（１）の特性を８パラメータ（Ｓ１１）（Ｓ１□）
（８２１）（８２□）で表わし、端ｆ対（４ｔ） （
４ｇ）から共振回路（２）側を見込んだ反射係数をイ、
端子対（５１） （５□）からＦＥＴ回路（１）側を見
込んだ反射係数をＦ９とするとの関係があり、発振する
だめの必要条件はＩＦＤＩ＞１である。
回路（１）の特性を８パラメータ（Ｓ１１）（Ｓ１□）
（８２１）（８２□）で表わし、端ｆ対（４ｔ） （
４ｇ）から共振回路（２）側を見込んだ反射係数をイ、
端子対（５１） （５□）からＦＥＴ回路（１）側を見
込んだ反射係数をＦ９とするとの関係があり、発振する
だめの必要条件はＩＦＤＩ＞１である。
すなわち、ＦＥＴ回路（１）のＳパラメータが与えられ
るとｌ ｒｏ ｌン１を満足するだめの１γ１１には最
小値１γ、１．。１ｎが存在することになる。
るとｌ ｒｏ ｌン１を満足するだめの１γ１１には最
小値１γ、１．。１ｎが存在することになる。
また第１図に示した誘電体共掘器（力と伝送線路（８）
との距離（ｄ）に対する１γ１１には第２図の曲線００
）に示すような関係があり、１γ１ ｌ ｍｉｎに対応
する（ｄｍａｘ）が存在する。
との距離（ｄ）に対する１γ１１には第２図の曲線００
）に示すような関係があり、１γ１ ｌ ｍｉｎに対応
する（ｄｍａｘ）が存在する。
一方誘電体共撮器（７）を用いた発振器では、周波数、
安定性を良くするために共振器の（ＱＯ）および（Ｑｅ
ｘｔ）を大きくする必要があるが、（ｄ）が小さいほど
（Ｑｏ ） （Ｑｅｘｔ ）が小さくなる。
安定性を良くするために共振器の（ＱＯ）および（Ｑｅ
ｘｔ）を大きくする必要があるが、（ｄ）が小さいほど
（Ｑｏ ） （Ｑｅｘｔ ）が小さくなる。
即ち発振器の周波数、安定性の点からは（ｄ）を大きく
（ただしａ ＜ ｄｍａ□）とることが望ましいが、そ
の結果第２図と第（１）式よｐ＋７’ｏｌが小さくカる
だめ、発１辰しにくく出力も低下する。
（ただしａ ＜ ｄｍａ□）とることが望ましいが、そ
の結果第２図と第（１）式よｐ＋７’ｏｌが小さくカる
だめ、発１辰しにくく出力も低下する。
従って１γ１１韻。が小さくても１発振条件を満足する
ＦＥＴ回路（１）が実現できれば発振の容易さ、周波数
の安定性の両方を満足させることが可能となる。
ＦＥＴ回路（１）が実現できれば発振の容易さ、周波数
の安定性の両方を満足させることが可能となる。
ところでＧａＡ、Ｆ Ｅ Ｔを用いたマイクロ波発振器
を実現するＦＥＴの接地方式としてはソース接地方式、
ケ゛−ト接地方式、ドレイン接地方式と３種類の接地方
式が考えられる。一方ＦＥＴの外囲器の形状は第３図に
示すように外囲器本体Ｑ０からゲート０クドレイン（１
階および２本のソース（１４□）（１４□）の各端子が
出ておシ、さらに外囲器本体（１１）の上向０■は側壁
に設けた金属パターン（１０を介してソース（１４１）
（１，４２）と同電位となっている。すなわちＦＥＴの
外囲器は回路を構成するときソース（１４１） （１４
□）を接地するのに都合の良い構造になっている。また
デー） （１２とドレイン０３）は同一線上に配置され
ていて入出力回路を構成しやすい構造になっている。
を実現するＦＥＴの接地方式としてはソース接地方式、
ケ゛−ト接地方式、ドレイン接地方式と３種類の接地方
式が考えられる。一方ＦＥＴの外囲器の形状は第３図に
示すように外囲器本体Ｑ０からゲート０クドレイン（１
階および２本のソース（１４□）（１４□）の各端子が
出ておシ、さらに外囲器本体（１１）の上向０■は側壁
に設けた金属パターン（１０を介してソース（１４１）
（１，４２）と同電位となっている。すなわちＦＥＴの
外囲器は回路を構成するときソース（１４１） （１４
□）を接地するのに都合の良い構造になっている。また
デー） （１２とドレイン０３）は同一線上に配置され
ていて入出力回路を構成しやすい構造になっている。
このだめ、ゲート接地やドレイン接地で使用する場合に
は、共振回路と出力側の整合回路を直角に配置しなけれ
ばならず、回路構成が複雑となシ、各線路間の相互干渉
によって不要な発振を起しやすいという問題点があった
。
は、共振回路と出力側の整合回路を直角に配置しなけれ
ばならず、回路構成が複雑となシ、各線路間の相互干渉
によって不要な発振を起しやすいという問題点があった
。
次に第４図により従来のソース接地形ＦＥＴ発振器の構
成例を説明する。図中第１図と同一符号は同一部分を示
す。
成例を説明する。図中第１図と同一符号は同一部分を示
す。
即ち、ＦＥＴ回路（１）の一方の端子対（４１）（４□
）には共振回路（２）が接続され、他方の端子対（５１
）’（５□）には整合回路（３）が接続されこの整合回
路（３）の端子対（６１）（６□）から発振出力を取り
出すようになっているのは第１図と同様であるが、ＦＥ
Ｔ回路（１）は次のように構成されている。即ち、ソー
ス（２２）、ゲート（２３）、ドレイン（２４）を有す
るｌｉ’ Ｅ Ｔ （２１）のゲート（２３）にはＲ，
Ｆチョーク（２８）を介してバイアス端子（２６）から
バイアス電圧（ＶＧ）が印加され、ドレイン端子（２４
）にはＲＦチョーク（２７）を介してバイアス端子（２
５）からバイアス電圧（ＶＤ）が印加され、またデー）
（２３）とドレイン（２４）間にはインダクタ（３２
）と直流阻止用キャパシタ（３３）からなる帰還回路（
３１）が接続され、また端子（４□）と共振回路（２）
、整合回路（３）と端子（６１）間にはそれぞれ直流阻
止用キャパシタ（２９） （３０）が設けられている。
）には共振回路（２）が接続され、他方の端子対（５１
）’（５□）には整合回路（３）が接続されこの整合回
路（３）の端子対（６１）（６□）から発振出力を取り
出すようになっているのは第１図と同様であるが、ＦＥ
Ｔ回路（１）は次のように構成されている。即ち、ソー
ス（２２）、ゲート（２３）、ドレイン（２４）を有す
るｌｉ’ Ｅ Ｔ （２１）のゲート（２３）にはＲ，
Ｆチョーク（２８）を介してバイアス端子（２６）から
バイアス電圧（ＶＧ）が印加され、ドレイン端子（２４
）にはＲＦチョーク（２７）を介してバイアス端子（２
５）からバイアス電圧（ＶＤ）が印加され、またデー）
（２３）とドレイン（２４）間にはインダクタ（３２
）と直流阻止用キャパシタ（３３）からなる帰還回路（
３１）が接続され、また端子（４□）と共振回路（２）
、整合回路（３）と端子（６１）間にはそれぞれ直流阻
止用キャパシタ（２９） （３０）が設けられている。
とのＦＥＴ回路は帰還回路（３１）の有無によってＳパ
ラメータの値が異なり、各々のＳパラメータから第１式
によりＦｏｌ＝１になる［γ１１ｍ１１を求めると帰還
回路（３１）を接続した方が１γ１１ｍ１ｎを小さくで
きる。
ラメータの値が異なり、各々のＳパラメータから第１式
によりＦｏｌ＝１になる［γ１１ｍ１１を求めると帰還
回路（３１）を接続した方が１γ１１ｍ１ｎを小さくで
きる。
このことは第２図に示す（ｄ）を大きくしても安定な発
振が得られることを示している。
振が得られることを示している。
このように従来のソース接地形ＦＥＴ発振器は帰還回路
（３１）をＦ Ｅ Ｔ （２１）のゲート端子（２３）
とドレイン端子（２４）間に設けているが、この構造で
は帰還回路（３１）をＰＥＴ外囲器の外部に設けなけれ
ばなら力いため、回路が複雑となり、壕だ正帰還として
働く周波数範囲が狭いという問題点があるし、まだ第４
図のソース接地形発振器ではドレイｙ （２４）に正の
電圧（ＶＤ）、ゲート（２３）に負の電圧（ｖＧ）を与
える２種類のバイアス電源が必要になるという問題点も
ある。
（３１）をＦ Ｅ Ｔ （２１）のゲート端子（２３）
とドレイン端子（２４）間に設けているが、この構造で
は帰還回路（３１）をＰＥＴ外囲器の外部に設けなけれ
ばなら力いため、回路が複雑となり、壕だ正帰還として
働く周波数範囲が狭いという問題点があるし、まだ第４
図のソース接地形発振器ではドレイｙ （２４）に正の
電圧（ＶＤ）、ゲート（２３）に負の電圧（ｖＧ）を与
える２種類のバイアス電源が必要になるという問題点も
ある。
本発明は前述の問題点に鑑みなされたものであり、簡単
な構造でありながら発振特性の優れたマイクロ波発振器
を提供することを目的としている。
な構造でありながら発振特性の優れたマイクロ波発振器
を提供することを目的としている。
即ち、本発明のマイクロ波発振器はドレイン、ゲート及
びソースを有するＦＥＴのドレインにバイアス回路及び
整合回路または共振回路を接続し、ゲートに共振回路ま
たはりアクタンス回路を接続し、ソースを伝送線路とゲ
ート自己バイアス抵抗からなる高インピーダンス回路を
介して接地した回路構成からなることを特徴としている
。
びソースを有するＦＥＴのドレインにバイアス回路及び
整合回路または共振回路を接続し、ゲートに共振回路ま
たはりアクタンス回路を接続し、ソースを伝送線路とゲ
ート自己バイアス抵抗からなる高インピーダンス回路を
介して接地した回路構成からなることを特徴としている
。
次に本発明の実施例の構成図を第５図により説明する。
図中第１図と同一部分は同一符号で示す。
即ち、ＦＥＴ回路（１）の一方の端子対（４１） （４
□）には共振回路（２）が接続され、他方の端子対（５
１）（５２）には整合回路（３）が接続され、この整合
回路（３）の端子対（６１）（６□）から発振出力を取
り出すようになっているのは従来のものと同様であるが
ＦＢＴ回路（１）は次のように構成されている。
□）には共振回路（２）が接続され、他方の端子対（５
１）（５２）には整合回路（３）が接続され、この整合
回路（３）の端子対（６１）（６□）から発振出力を取
り出すようになっているのは従来のものと同様であるが
ＦＢＴ回路（１）は次のように構成されている。
即ち、ソース（３２）、ケ゛−ト（３３）、ドレイン（
３４）を有するＦ ＥＴ （３１）のドレイン（３４）
はＲＦチョーク（３６）を介してバイアス端子（３５）
に接続され、またソース（３２）と接地間にはインピー
ダンス（ＺＳ）を有するインピーダンス回路（３７）が
設けられている。
３４）を有するＦ ＥＴ （３１）のドレイン（３４）
はＲＦチョーク（３６）を介してバイアス端子（３５）
に接続され、またソース（３２）と接地間にはインピー
ダンス（ＺＳ）を有するインピーダンス回路（３７）が
設けられている。
このインピーダンス回路（３７）は発振周波数において
インぎ−ダンス値（Ｚｓ）、ｉｔ流においては抵抗値（
１１）を示すものとする。すｈわち、抵抗値（Ｒ１）は
Ｆ ＥＴ （３１）のドレイン電流（Ｉａｓ）の設定値
が例えば２０ｍＡで、そのときのソース（３２）に対す
るノビート（３：３）の電圧（ｖｇｓ）をｖ、ニー１．
５Ｖとすると、Ｒ＝ ｌ Ｖｇｓ／ Ｉｄｓ ｌ ＝
７５Ωとすればよい。一方発橡周波数におけるインピー
ダンス値（Ｚ、）はＦ’ Ｉｉ３ Ｔ（３１）のマイク
ロ波特性によって決定される。−例として市販のＦ Ｅ
Ｔをソース接地した場合、周波数１００ＩＩｚにおける
Ｓノｇラメータを表に示す。
インぎ−ダンス値（Ｚｓ）、ｉｔ流においては抵抗値（
１１）を示すものとする。すｈわち、抵抗値（Ｒ１）は
Ｆ ＥＴ （３１）のドレイン電流（Ｉａｓ）の設定値
が例えば２０ｍＡで、そのときのソース（３２）に対す
るノビート（３：３）の電圧（ｖｇｓ）をｖ、ニー１．
５Ｖとすると、Ｒ＝ ｌ Ｖｇｓ／ Ｉｄｓ ｌ ＝
７５Ωとすればよい。一方発橡周波数におけるインピー
ダンス値（Ｚ、）はＦ’ Ｉｉ３ Ｔ（３１）のマイク
ロ波特性によって決定される。−例として市販のＦ Ｅ
Ｔをソース接地した場合、周波数１００ＩＩｚにおける
Ｓノｇラメータを表に示す。
表
この表のＳパラメータを用いて、Ｚ、（：Ｒ，モｊＸｓ
）をソース（３２）と接地間に接続したときの新たカＳ
パラメータを求め、（１）式より１１１１をＲｔ算する
ことにより第６図の曲線（３８） （３９）で示す結果
が得られる。第６図において実線で示す曲線（３８）は
Ｒ５−０としたときのＸ、に対する１γ１１の変化を表
わし、破線で示す曲線（３９）はｘ５−０と１７だとき
のＲ＝ｓに対する１γ１１の変化を表わしている。即ち
Ｒ３及びＩＸ、１が大きくなるにつれて１γ１１ｍ１゜
は小さくなり、Ｘ５二±ＯｏｆたはＲ８＝■で１γ１１
ｍ１ｎは最小となるので第１図に示した共振回路（２）
における誘電体共振器（７）と伝送線路（８）との間隔
（ｄ）を最も広くすることができる。すなわちソース（
３２）にある値以上の（Ｚ５）を接続すれば安定々発振
器が得られ、ＩＺ５１−（１）のインピーダンスを接続
したとき最も周波数安定度の良い発振器を実現すること
ができる。
）をソース（３２）と接地間に接続したときの新たカＳ
パラメータを求め、（１）式より１１１１をＲｔ算する
ことにより第６図の曲線（３８） （３９）で示す結果
が得られる。第６図において実線で示す曲線（３８）は
Ｒ５−０としたときのＸ、に対する１γ１１の変化を表
わし、破線で示す曲線（３９）はｘ５−０と１７だとき
のＲ＝ｓに対する１γ１１の変化を表わしている。即ち
Ｒ３及びＩＸ、１が大きくなるにつれて１γ１１ｍ１゜
は小さくなり、Ｘ５二±ＯｏｆたはＲ８＝■で１γ１１
ｍ１ｎは最小となるので第１図に示した共振回路（２）
における誘電体共振器（７）と伝送線路（８）との間隔
（ｄ）を最も広くすることができる。すなわちソース（
３２）にある値以上の（Ｚ５）を接続すれば安定々発振
器が得られ、ＩＺ５１−（１）のインピーダンスを接続
したとき最も周波数安定度の良い発振器を実現すること
ができる。
次に本実施例を誘電体基板上にマイクロストリップ線路
で構成した場合の具体例を第７図に示す。
で構成した場合の具体例を第７図に示す。
即ち、ｌｉ’ Ｅ Ｔ （４１）はソース（４２）、ゲ
ート（４３）、ドレイン（４４）を有しており、ゲート
（４３）にはその一端に無反射終端抵抗（４５）を接続
したマイクロストリップ線路による伝送線路（４６）と
、この伝送線路（４６）に電磁結合するように装荷され
た誘電体共］辰器（４７）からなる共振回路を接続する
。
ート（４３）、ドレイン（４４）を有しており、ゲート
（４３）にはその一端に無反射終端抵抗（４５）を接続
したマイクロストリップ線路による伝送線路（４６）と
、この伝送線路（４６）に電磁結合するように装荷され
た誘電体共］辰器（４７）からなる共振回路を接続する
。
まだソース（４２）には一端に開放端を有するマイクロ
ス） ＩＪツブ線路による伝送線路（４８）が接続され
ると共にとの伝送線路（４８）の開放端からλｇ／４（
λｇは線路波長）の位置は、抵抗（４９）を介して接地
されている。発振出力はドレイン（４４）から整合回路
（５０）および直流阻止用キャパシタ（５１）を介して
出力端子（５２）から取り出される。なお、Ｔ” Ｅ’
Ｔ’（４１）のドレインバイアス電圧は端子（５３）か
ら一端をキャパシタ（５４）によりマイクロ波を短絡し
た高インピーダンス線路（５５）を介して印加される。
ス） ＩＪツブ線路による伝送線路（４８）が接続され
ると共にとの伝送線路（４８）の開放端からλｇ／４（
λｇは線路波長）の位置は、抵抗（４９）を介して接地
されている。発振出力はドレイン（４４）から整合回路
（５０）および直流阻止用キャパシタ（５１）を介して
出力端子（５２）から取り出される。なお、Ｔ” Ｅ’
Ｔ’（４１）のドレインバイアス電圧は端子（５３）か
ら一端をキャパシタ（５４）によりマイクロ波を短絡し
た高インピーダンス線路（５５）を介して印加される。
このように構成し九ＦＥＴ発」辰器はソース（４２）に
接続された回路のインピーダンス（ＺＳ）が発振周波数
において純リアクタンス（ＸＳ）となり、ソース（４２
）の接続点から抵抗（４９）の接続点捷での長さを０か
らλｇ／２４で変えると第６図の曲線（３８）で示しだ
ｌｒｌｌｍＩｎの特性を示し、λｇ／４にしたときＸＳ
＝■となり、１γ１１ｍ１゜は最も小さくできる。
接続された回路のインピーダンス（ＺＳ）が発振周波数
において純リアクタンス（ＸＳ）となり、ソース（４２
）の接続点から抵抗（４９）の接続点捷での長さを０か
らλｇ／２４で変えると第６図の曲線（３８）で示しだ
ｌｒｌｌｍＩｎの特性を示し、λｇ／４にしたときＸＳ
＝■となり、１γ１１ｍ１゜は最も小さくできる。
この場合、発振周波数における（Ｚｓ）の値は抵抗（４
９）の直流における抵抗値（川には無関係であり、抵抗
（４９）を接続したことによる発振出力の減少は−１４
らない。まだ抵抗（４９）を接続したことによりＦ Ｂ
Ｔ （４１）は正の一つの電源で動作させ得ることに
なり、従来ゲート側に接続していたバイアス回路が不要
となり、その結果回路構成が簡単になる。
９）の直流における抵抗値（川には無関係であり、抵抗
（４９）を接続したことによる発振出力の減少は−１４
らない。まだ抵抗（４９）を接続したことによりＦ Ｂ
Ｔ （４１）は正の一つの電源で動作させ得ることに
なり、従来ゲート側に接続していたバイアス回路が不要
となり、その結果回路構成が簡単になる。
また、ソース（４２）に接続された回路は抵抗（４９）
を接続したことにより発振周波数より低い周波数では共
振回路を形成しないだめ不要モードにょる発振を抑える
ことが可能となる。
を接続したことにより発振周波数より低い周波数では共
振回路を形成しないだめ不要モードにょる発振を抑える
ことが可能となる。
なお第７図の具体例は（ｚ３）が純リアクタンス（Ｘｓ
）と々る場合について説明したが、これは第６図かられ
かるように（Ｚｓ）は（Ｒｓ）が０でなくても良く、１
Ｚｓｌが大きければ同様の効果が得られる。このためマ
イクロストリップ線路（４８）の長さはλｇ／２に限定
されるものではなく、また抵抗（４９）の接続位置もマ
イクロストリップ線路（４８）の開放端からの距離がλ
ｇ／４に限定されるものでもない。例えば、伝送線路（
４８）の長さをλｇ／４とし、その終端を抵抗（４９）
を介して接地しても、マイクロストリップ線路（４８）
の特性インピーダンス（Ｚｏ）を抵抗（４９）の値（Ｒ
Ｊより大きく選ぶことによ！６ （ｚｓ）は（Ｒ）よυ
大きく彦り、本発明の目的は達せられる。
）と々る場合について説明したが、これは第６図かられ
かるように（Ｚｓ）は（Ｒｓ）が０でなくても良く、１
Ｚｓｌが大きければ同様の効果が得られる。このためマ
イクロストリップ線路（４８）の長さはλｇ／２に限定
されるものではなく、また抵抗（４９）の接続位置もマ
イクロストリップ線路（４８）の開放端からの距離がλ
ｇ／４に限定されるものでもない。例えば、伝送線路（
４８）の長さをλｇ／４とし、その終端を抵抗（４９）
を介して接地しても、マイクロストリップ線路（４８）
の特性インピーダンス（Ｚｏ）を抵抗（４９）の値（Ｒ
Ｊより大きく選ぶことによ！６ （ｚｓ）は（Ｒ）よυ
大きく彦り、本発明の目的は達せられる。
更に伝送線路（４８）の長さを約λｇ／４とし、その終
端を短絡接地し、抵抗（４９）をソース（４２）と伝送
線路（４８）の間に接続すれば（ＺＳ）は大きくでき、
この場合も本発明の目的は達せられる。即ち、表に示し
たＳパラメータの特性を持つ’Ｆ’ＥＴにおいては第６
図かられかるように、１ｚｓｌが約２０Ω以上あれば本
発明の効果があることになる。／こだし、他のＦＥＴに
おいてはＩＺ５１の必要値が異なることは云うまでもな
い。
端を短絡接地し、抵抗（４９）をソース（４２）と伝送
線路（４８）の間に接続すれば（ＺＳ）は大きくでき、
この場合も本発明の目的は達せられる。即ち、表に示し
たＳパラメータの特性を持つ’Ｆ’ＥＴにおいては第６
図かられかるように、１ｚｓｌが約２０Ω以上あれば本
発明の効果があることになる。／こだし、他のＦＥＴに
おいてはＩＺ５１の必要値が異なることは云うまでもな
い。
前述の具体例はマイクロストリップ回路により構成した
、いわゆるマイクロ波集積回路（ＭＩＣ）によるマイク
ロ波発振器であるが、次にＦＥＴ回路（１）及び整合回
路（３）をＧａＡｓ外どの半導体基板上に形成したモノ
リシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）に適用した具
体例を第８図及び第９図により説明する。
、いわゆるマイクロ波集積回路（ＭＩＣ）によるマイク
ロ波発振器であるが、次にＦＥＴ回路（１）及び整合回
路（３）をＧａＡｓ外どの半導体基板上に形成したモノ
リシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）に適用した具
体例を第８図及び第９図により説明する。
先ず第８図に示すものは裏面に接地導体膜を形成したＧ
ａＡｓなどの半導体基板（６０）上にソース（６１１）
（６１□）ゲート（６２）ドレイン（６３）の各電極で
ＰＥＴを形成しである。このソース（６１１）（６１□
）には約λｇ／４のストリップ線路（６４１） （６４
□）を接続し、このストリップ線路（６４，） （６４
□）の端部においては誘電体膜（６５１） （６５□）
と接地電極（６６、）（６６□）によりキャパシタを形
成することによりマイクロ波を短絡し、同時にハツチン
グで示した抵抗（６７、） （６７゜）によって接地さ
れている。
ａＡｓなどの半導体基板（６０）上にソース（６１１）
（６１□）ゲート（６２）ドレイン（６３）の各電極で
ＰＥＴを形成しである。このソース（６１１）（６１□
）には約λｇ／４のストリップ線路（６４１） （６４
□）を接続し、このストリップ線路（６４，） （６４
□）の端部においては誘電体膜（６５１） （６５□）
と接地電極（６６、）（６６□）によりキャパシタを形
成することによりマイクロ波を短絡し、同時にハツチン
グで示した抵抗（６７、） （６７゜）によって接地さ
れている。
またデー） （６２）には線路（６８）を接続し、この
線路（６８）には図示しない共振回路が接続される。
線路（６８）には図示しない共振回路が接続される。
更にドレイン（６３）には整合回路兼バイアス回路とな
る線路（６９）が接続され、その他端はキャパシタ（７
０）でマイクロ波を短絡すると共にドレインバイアス電
極（７１）が形成され、とのドレインバイアス電極に正
のバイアス電圧を印加するようになっている。また線路
（６９）の出力側は誘電体膜（７２）と出力電極（７３
）とにより直流阻止用キャパシタを形成する。
る線路（６９）が接続され、その他端はキャパシタ（７
０）でマイクロ波を短絡すると共にドレインバイアス電
極（７１）が形成され、とのドレインバイアス電極に正
のバイアス電圧を印加するようになっている。また線路
（６９）の出力側は誘電体膜（７２）と出力電極（７３
）とにより直流阻止用キャパシタを形成する。
即ち、等価回路及び動作原理は第７図のＭＩＣと同様で
あるがソース（６１１） （６１□）に接続されたスト
リップ線路（６４１） （６４□）の終端は短絡終端と
なっている。
あるがソース（６１１） （６１□）に接続されたスト
リップ線路（６４１） （６４□）の終端は短絡終端と
なっている。
このようにマイクロ波で終端短絡となる約λｇ／４の長
さのス） ＩＪツブ線路（６４１） （６４□）の先端
に抵抗（６７１） （６７□）を接続しても効果は変ら
ない。まだストリップ線路（６４１） （６４□）の長
さはλｇ／４に限定されす、ソース（６１、） （６１
□）からストリップ線路（６４１）（６４□）側から見
たインピーダンス（ＺＳ）が第６図に示すように使用す
るＦＥＴのＳパラメータから求めた１γ１１ｍ１ｎを小
さくする値以上であれば本発明のマイクロ波発振器が実
現できる。このためス） ＩＪツゾ線路（６４１） （
６４□）の特性インピーダンスを抵抗（６７１）（６７
□）の値より大きくした場合ス） ＩＪツブ線路（６４
１）（６４□）の一端に誘電体膜（６５□）（６５□）
と接地電極（６６１）（６６□）とにより構成したキャ
パシタが不要となるととは第７図の具体例と同様である
。
さのス） ＩＪツブ線路（６４１） （６４□）の先端
に抵抗（６７１） （６７□）を接続しても効果は変ら
ない。まだストリップ線路（６４１） （６４□）の長
さはλｇ／４に限定されす、ソース（６１、） （６１
□）からストリップ線路（６４１）（６４□）側から見
たインピーダンス（ＺＳ）が第６図に示すように使用す
るＦＥＴのＳパラメータから求めた１γ１１ｍ１ｎを小
さくする値以上であれば本発明のマイクロ波発振器が実
現できる。このためス） ＩＪツゾ線路（６４１） （
６４□）の特性インピーダンスを抵抗（６７１）（６７
□）の値より大きくした場合ス） ＩＪツブ線路（６４
１）（６４□）の一端に誘電体膜（６５□）（６５□）
と接地電極（６６１）（６６□）とにより構成したキャ
パシタが不要となるととは第７図の具体例と同様である
。
次に第８図の具体例の変形例を第９図により説明する。
図中第８図と同一部分は同一符号で示し特に説明しない
。
。
ち
即。本変形例においては、ソース（６１、） （６１□
）に抵抗（６７□）（６７□）を接続し、この抵抗（６
７１） （６７２）に端部が接地電極（６６１） （６
６２）で接地されたマイクロストリップ線路（６４，）
（６４□）が接続されている。このような構造におい
ても本発明の目的は達成される。
）に抵抗（６７□）（６７□）を接続し、この抵抗（６
７１） （６７２）に端部が接地電極（６６１） （６
６２）で接地されたマイクロストリップ線路（６４，）
（６４□）が接続されている。このような構造におい
ても本発明の目的は達成される。
前述したように第８図及び第９図に示したＭＭＩＣによ
るマイクロ波発振器は構造が簡単であり、大幅に小形化
され、高性能が実現できる。
るマイクロ波発振器は構造が簡単であり、大幅に小形化
され、高性能が実現できる。
なお第８図及び第９図において抵抗（６７、） （６７
□）は半導体基板にダイオードを形成し、このダイオー
ドを使用しても良いし、まだデー） （６２）に接続す
る共振器も誘電体共振器に限定されるものではなく、電
子同調付きの共振器を接続すれば広帯域の電子同調発振
器を実現することができる。
□）は半導体基板にダイオードを形成し、このダイオー
ドを使用しても良いし、まだデー） （６２）に接続す
る共振器も誘電体共振器に限定されるものではなく、電
子同調付きの共振器を接続すれば広帯域の電子同調発振
器を実現することができる。
まだ以上説明したマイクロ波発振器はＦＥＴのゲ′−ト
に共」辰器、ドレインに整合回路を接続した場合を示し
たが、ゲートにリアクタンス回路を接続し、ドレインに
共振回路を接続する、いわゆる透過形のマイクロ波発振
器についても全く同様な効果がある。この場合、第５図
の（２）はリアクタンス回路であり、（３）は共振回路
となる。（２）がリアクタンス回路の時、１γ、ｉ中１
であり、（Ｚ３）を変えたときのＦＤを第１式を用いて
計算すると、ＩＺ、１が太きいほど１７’ＤＩは大きく
なる。
に共」辰器、ドレインに整合回路を接続した場合を示し
たが、ゲートにリアクタンス回路を接続し、ドレインに
共振回路を接続する、いわゆる透過形のマイクロ波発振
器についても全く同様な効果がある。この場合、第５図
の（２）はリアクタンス回路であり、（３）は共振回路
となる。（２）がリアクタンス回路の時、１γ、ｉ中１
であり、（Ｚ３）を変えたときのＦＤを第１式を用いて
計算すると、ＩＺ、１が太きいほど１７’ＤＩは大きく
なる。
このことは、ドレインに接続する共振回路の反射係数を
小さくできることを意味し、前述したマイクロ波発振器
と同様に安定なマイクロ波発振器を実現することが可能
となる。
小さくできることを意味し、前述したマイクロ波発振器
と同様に安定なマイクロ波発振器を実現することが可能
となる。
以上述べたように本発明によれば、Ｆ Ｔ８ ’Ｉ”の
ソースに発振周波数において高インピーダンスになる回
路を接続することにより、共振器のＱｅｘｔを高くする
ことができ、発振周波数の安定なマイクロ波発振器を得
ることができる。壕だ電子同調伺きの共振器を接続した
時には電子同調感度の品いマイクロ波発振器が得られる
。更にゲート側にバイアス線路を必要とせずドレインに
のみ正のバイアス電圧を印加すれば良いのでマイクロ波
発振器としての構成が簡単になる等の効果があり、その
工業的価値は極めて犬である。
ソースに発振周波数において高インピーダンスになる回
路を接続することにより、共振器のＱｅｘｔを高くする
ことができ、発振周波数の安定なマイクロ波発振器を得
ることができる。壕だ電子同調伺きの共振器を接続した
時には電子同調感度の品いマイクロ波発振器が得られる
。更にゲート側にバイアス線路を必要とせずドレインに
のみ正のバイアス電圧を印加すれば良いのでマイクロ波
発振器としての構成が簡単になる等の効果があり、その
工業的価値は極めて犬である。
第１図は従来のマイクロ波発振器の回路構成を示すブロ
ック図、第２図は誘電体共振器と伝送線路の距離と共振
回路の反射係数Ｉγ１１の関係を示す曲線図、第３図は
ＦＥＴの外囲器構造を示す斜視図、第４図は従来の帰還
型ソース接地形のマイクロ波発振器の回路構成図、第５
図は本発明のマイクロ波発振器の一実施例の回路構成を
示すブロック図、第６図はソースに接続するインピーダ
ンス回路の抵抗値及びリアクタンス値に対する１γ１ｍ
１ｎの関係を示す曲線図、第７図乃至第９図は本発明の
具体例を示す図であり、第７図はマイクロ波発振器をＭ
ＩＣで構成した回路図、第８図及び第９図はマイクロ波
発振器をＭＭＩＣで構成したそれぞれ異なる回路図であ
る。 １・・・マイクロ波発振器 ２・・・共振回路またはりアクタンス回路３・・・整合
回路または共振回路 ７．４７・・・誘電体共振器 ８ 、４６ 、４８・・・伝送線路 １２ 、２３ 、３３ 、４３ 、６２・・・ゲート１
４１．１４□、 ２２ 、３２ 、４２ 、６１１．６
１□・・・ソース１３ 、２４ 、３４ 、４４ 、６
３・・・ドレイン３７・・・インピーダンス回路 ６４８．６４□・・・マイクロストリップ線路４９ 、
６７１．６７□・・・抵抗 ２１ 、３１ 、４１・・・ＦＥＴ 代理人 弁理士 井 上 −男 ｑ リ （ト 一二
ック図、第２図は誘電体共振器と伝送線路の距離と共振
回路の反射係数Ｉγ１１の関係を示す曲線図、第３図は
ＦＥＴの外囲器構造を示す斜視図、第４図は従来の帰還
型ソース接地形のマイクロ波発振器の回路構成図、第５
図は本発明のマイクロ波発振器の一実施例の回路構成を
示すブロック図、第６図はソースに接続するインピーダ
ンス回路の抵抗値及びリアクタンス値に対する１γ１ｍ
１ｎの関係を示す曲線図、第７図乃至第９図は本発明の
具体例を示す図であり、第７図はマイクロ波発振器をＭ
ＩＣで構成した回路図、第８図及び第９図はマイクロ波
発振器をＭＭＩＣで構成したそれぞれ異なる回路図であ
る。 １・・・マイクロ波発振器 ２・・・共振回路またはりアクタンス回路３・・・整合
回路または共振回路 ７．４７・・・誘電体共振器 ８ 、４６ 、４８・・・伝送線路 １２ 、２３ 、３３ 、４３ 、６２・・・ゲート１
４１．１４□、 ２２ 、３２ 、４２ 、６１１．６
１□・・・ソース１３ 、２４ 、３４ 、４４ 、６
３・・・ドレイン３７・・・インピーダンス回路 ６４８．６４□・・・マイクロストリップ線路４９ 、
６７１．６７□・・・抵抗 ２１ 、３１ 、４１・・・ＦＥＴ 代理人 弁理士 井 上 −男 ｑ リ （ト 一二
Claims (1)
- ドレイン、ゲート及びソースを有する電界効果トランジ
スタと、前記ドレインに接続されたバイアス回路及び整
合回路または共振回路と、前記ゲートに接続された共振
回路またはりアクタンス回路と、前記ソースと接地端子
間に接続された伝送線路及びゲート自己バイアス抵抗と
からなる高インピーダンス回路とからなる回路構成を具
備することを特徴とするマイクロ波発振器。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57005886A JPS58124304A (ja) | 1982-01-20 | 1982-01-20 | マイクロ波発振器 |
| DE3301492A DE3301492C2 (de) | 1982-01-20 | 1983-01-18 | Mikrowellenoszillator |
| FR8300684A FR2520170B1 (fr) | 1982-01-20 | 1983-01-18 | Oscillateur a transistor a effet de champ |
| US06/458,940 US4547750A (en) | 1982-01-20 | 1983-01-18 | FET Oscillator exhibiting negative resistance due to high impedance at the source of an FET thereof |
| NLAANVRAGE8300203,A NL189432C (nl) | 1982-01-20 | 1983-01-20 | Microgolfoscillator met veldeffecttransistor (fet). |
| US06/767,025 US4630003A (en) | 1982-01-20 | 1985-08-19 | FET oscillator exhibiting negative resistance due to high impedance at the source of an FET thereof |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57005886A JPS58124304A (ja) | 1982-01-20 | 1982-01-20 | マイクロ波発振器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58124304A true JPS58124304A (ja) | 1983-07-23 |
Family
ID=11623372
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57005886A Pending JPS58124304A (ja) | 1982-01-20 | 1982-01-20 | マイクロ波発振器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US4547750A (ja) |
| JP (1) | JPS58124304A (ja) |
| DE (1) | DE3301492C2 (ja) |
| FR (1) | FR2520170B1 (ja) |
| NL (1) | NL189432C (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6256004A (ja) * | 1985-05-21 | 1987-03-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | マイクロ波発振器 |
| JPS62135002A (ja) * | 1985-12-06 | 1987-06-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | マイクロ波発振器 |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6122656A (ja) * | 1984-07-10 | 1986-01-31 | Nec Corp | 発振用トランジスタ素子 |
| EP0202652B2 (en) * | 1985-05-21 | 1999-03-17 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Microwave oscillator |
| FR2641426B1 (fr) * | 1988-12-30 | 1991-03-15 | Labo Electronique Physique | Dispositif semiconducteur integre incluant un diviseur de frequences pour applications hyperfrequences |
| US5317286A (en) * | 1992-11-09 | 1994-05-31 | Honeywell Inc. | Power combining oscillator |
| US5578970A (en) * | 1993-03-19 | 1996-11-26 | Nguyen; Thai M. | BICMOS monolithic microwave oscillator using negative resistance cell |
| EP0829953A3 (en) * | 1996-09-13 | 1998-05-20 | Denso Corporation | Frequency multiplier and voltage controlled oscillator |
| US6137237A (en) | 1998-01-13 | 2000-10-24 | Fusion Lighting, Inc. | High frequency inductive lamp and power oscillator |
| US6313587B1 (en) | 1998-01-13 | 2001-11-06 | Fusion Lighting, Inc. | High frequency inductive lamp and power oscillator |
| JP2004228946A (ja) * | 2003-01-23 | 2004-08-12 | Mitsubishi Electric Corp | 半導体集積回路装置 |
| US6756936B1 (en) | 2003-02-05 | 2004-06-29 | Honeywell International Inc. | Microwave planar motion sensor |
| DE102006009467A1 (de) * | 2006-03-01 | 2007-09-06 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Oszillator mit mitgeführtem Verstärker |
| DE102006024457B4 (de) * | 2006-05-24 | 2014-06-05 | Infineon Technologies Ag | Integrierte Schaltung zum Senden und/oder Empfangen von Signalen |
| DE102006024460B4 (de) * | 2006-05-24 | 2016-08-04 | Infineon Technologies Ag | Vorrichtung und Verfahren zur Durchführung eines Tests |
| WO2012027412A1 (en) * | 2010-08-23 | 2012-03-01 | De Rochemont L Pierre | Power fet with a resonant transistor gate |
| US9276524B2 (en) * | 2012-07-18 | 2016-03-01 | International Business Machines Corporation | High frequency oscillator circuit |
| US8816787B2 (en) | 2012-07-18 | 2014-08-26 | International Business Machines Corporation | High frequency oscillator circuit and method to operate same |
| CN104158494A (zh) * | 2014-09-08 | 2014-11-19 | 王少夫 | 一种振荡器电路 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56165411U (ja) * | 1980-05-09 | 1981-12-08 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US4097822A (en) * | 1976-08-09 | 1978-06-27 | Hewlett-Packard Company | Broad-band cavity-tuned transistor oscillator |
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| JPS6033009B2 (ja) * | 1978-12-29 | 1985-07-31 | 三菱電機株式会社 | マイクロ波発振装置 |
| JPS5726902A (en) * | 1980-07-25 | 1982-02-13 | Hitachi Ltd | Fet oscillation circuit |
| FR2490426B1 (fr) * | 1980-09-16 | 1986-04-11 | Thomson Csf | Oscillateur a transistor comportant un resonateur dielectrique qui lui confere une stabilite maximale et un bruit minimal en tres haute frequence |
-
1982
- 1982-01-20 JP JP57005886A patent/JPS58124304A/ja active Pending
-
1983
- 1983-01-18 US US06/458,940 patent/US4547750A/en not_active Expired - Lifetime
- 1983-01-18 DE DE3301492A patent/DE3301492C2/de not_active Expired
- 1983-01-18 FR FR8300684A patent/FR2520170B1/fr not_active Expired
- 1983-01-20 NL NLAANVRAGE8300203,A patent/NL189432C/xx not_active IP Right Cessation
-
1985
- 1985-08-19 US US06/767,025 patent/US4630003A/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56165411U (ja) * | 1980-05-09 | 1981-12-08 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPS6256004A (ja) * | 1985-05-21 | 1987-03-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | マイクロ波発振器 |
| JPS62135002A (ja) * | 1985-12-06 | 1987-06-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | マイクロ波発振器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| NL189432C (nl) | 1993-04-01 |
| DE3301492A1 (de) | 1983-08-18 |
| FR2520170A1 (fr) | 1983-07-22 |
| NL8300203A (nl) | 1983-08-16 |
| US4547750A (en) | 1985-10-15 |
| US4630003A (en) | 1986-12-16 |
| NL189432B (nl) | 1992-11-02 |
| FR2520170B1 (fr) | 1988-08-05 |
| DE3301492C2 (de) | 1986-08-28 |
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