DE4090507C2 - Oszillatorschaltung - Google Patents
OszillatorschaltungInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine Oszillatorschaltung, etwa
eine spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung mit einer
miniaturisierten Streifenleitung bzw. Mikrostriplei
tung. Insbesondere betrifft die Erfindung eine Oszilla
torschaltung mit einem Schwing- oder Resonanzkreis
(resonant circuit) mit Mikrostripleitung, deren
Leitungsbreite und Leitungslänge minimiert sind, wobei
die Mikrostripleitung und eine zusätzliche Kapazitäts
komponente als einstückiges Schaltungs(bau)element
ausgebildet sind und darüber hinaus die Schwing(ungs)
frequenz durch Trimmen einer an die Mikrostripleitung
angeschlossenen Stichleitung abgeglichen bzw. einge
stellt wird, und an die Oszillatorschaltung ein Ver
stärker in Kaskodenschaltung bzw. Kaskodenverstärker
(cascode connecting amplifier) angeschlossen ist, der
die durch Laständerungen verursachte Schwankung der
Schwingfrequenz vermindert.
Es ist bekannt, daß eine für durch Autotelefon und
Satellitenfunk repräsentierte ortsunabhängige Nachrich
tenübertragung bzw. Mobilfunk (mobile communications)
benutzte Oszillatorschaltung eine Mikrostripleitung und
einen dielektrischen Koaxialresonator als Resonator
eines Schwingkreises umfaßt.
Jedoch weist ein Oszillator mit Mikrostripleitung im
allgemeinen im Vergleich zu dem Oszillator mit dielek
trischem Koaxialresonator ein schlechtes C/N-Verhältnis
(C: Trägerwelle, N: Rauschen) auf, so daß in der Praxis
mit Ausnahme eines Teils der Produkte der Unterhaltungs
elektronik, wo Kosten eine größere Bedeutung beigemes
sen wird, der dielektrische Koaxialresonator weithin
verwendet wird.
Fig. 7 ist ein Schaltbild der Oszillatorschaltung mit
dem Schwingkreis nach Art des dielektrischen Koaxial
resonators.
Die Oszillatorschaltung ist eine aus einem Schaltkreis
6a mit negativem Widerstand (negative resistance
circuit), der aus einem aktiven Element besteht, und
einem Schwingkreis 6b mit einem dielektrischen Koaxial
resonator 61 bestehende Colpitts-Oszillatorschaltung.
Eine Anschlußklemme Vt ist ein Steuerspannungs-An
schluß, eine Anschlußklemme M ist ein Modulations-An
schluß, eine Anschlußklemme B ist ein Strom(versor
gungs)-Anschluß und eine Klemme P ist ein Ausgangs-An
schluß.
Ein Transistor Q1 ist in dem aus dem aktiven Element
bestehenden Schaltkreis 6a mit negativem Widerstand an
seinem Kollektor an Masse gelegt.
Der Schwingkreis 6b besteht aus einem dielektrischen
Koaxialresonator 61, einem variablen oder Regel-Kon
densator Cv, dessen Kapazität sich mit Steuerspannungen
verändert, Ableitkondensatoren C1, C2, einem Kondensa
tor C3 zum Festlegen des Regel- bzw. Einstellbereiches
der spannungsgesteuerten Oszillator- bzw. Schwingfre
quenz (voltage control oscillation frequency), einem
Clapp-Oszillator-Kondensator (clap capacitor) 4 und dgl.
Der in diesem Schwingkreis 6b verwendete dielektrische
Koaxialresonator 61 weist gemäß Fig. 8(a) eine sich von
der Oberseite 71 bis zum Boden eines dielektrischen
Blockes erstreckende (durchgehende) Bohrung 72 auf,
wobei auf dessen Außenseite ein äußerer Leiter 74 und
auf der Innenfläche der Bohrung 72 ein innerer Leiter
75 gebildet sind. Darüber hinaus sind auf der der
Oberseite 71 gegenüberliegenden Fläche (nicht darge
stellt) der äußere Leiter 74 und der innere Leiter 75
(leitend) verbunden. Diese Leiter 74 und 75 sind aus
Silber o. dgl. geformt.
Wenn die Länge des dielektrischen Koaxialresonators 61
mit l0 festgelegt ist, tritt Resonanz bei der Frequenz
1/4 λg auf (λg: Leiterwellenlänge entlang der Leitung),
und bei l0 < 1/4 λg zeigt der Koaxialresonator eine
Induktivität, die durch die Oszillatorschaltung als die
Induktivität des Schwingkreises für Schwingung genutzt
wird.
Die Beziehung zwischen der Wellenlänge λg, bei der der
dielektrische Koaxialresonator in Resonanz ist und der
Länge l0 des dielektrischen Koaxialresonators 61 ist im
Äquivalent- oder Ersatzschaltbild von Fig. 8(b)
dargestellt; sie läßt sich ausdrücken zu:
Darin bedeuten:
c: Lichtgeschwindigkeit im freien Raum,
f0: Resonanzfrequenz,
εr: relative Dielektrizitätskonstante,
n: beliebige ganze Zahl.
c: Lichtgeschwindigkeit im freien Raum,
f0: Resonanzfrequenz,
εr: relative Dielektrizitätskonstante,
n: beliebige ganze Zahl.
Hierbei beträgt, wenn der dielektrische
Koaxialresonator 61 mit der Dielektrizitätskonstante εr
von 90 benutzt wird, um die Resonanzfrequenz auf
900 MHz zu setzen, die Länge l0 ungefähr 8,8 mm. Die
äquivalente Induktivität L0 beträgt dabei etwa 1,55 nH,
und die äquivalente Kapazität beträgt ungefähr 20 pF.
Da jedoch die Größe des dielektrischen Koaxialresona
tors 61 praktisch ein elektronisches Bauelement von
etwa einem Zentimeter im Quadrat bedingt und der
dielektrische Koaxialresonator präzise auf ein
vorbestimmtes Substrat (nicht dargestellt) der Oszilla
torschaltung gelötet werden muß, besteht dabei ein
Nachteil in der Erschwerung des Montageprozesses und
der Begrenzung der Miniaturisierung der gesamten
Oszillatorschaltung. Es ist auch möglich, den dielek
trischen Koaxialresonator 61 (Impedanz Z0 = 7 Ω,
Dielektrizitätskonstante εr = 90) des Schwingkreises 6b
durch eine Mikrostripleitung 81 gemäß Fig. 9 zu
ersetzen. Die dem genannten dielektrischen Koaxial
resonator 61 äquivalente Mikrostripleitung 81 ent
spricht den auf einem dielektrischen Substrat 82
(Aluminiumoxid-Substrat mit einer Dielektrizitäts
konstante εr = 9,6) durch einen Leiter mit der
Leitungsbreite W von 9 mm und der Leitungslänge L von
28,7 mm geformten (Leitungs-)Elementen.
Dies bedeutet, daß die praktische Ausbildung der dem
genannten dielektrischen Koaxialresonator 61 äquivalen
ten Mikrostripleitung 81 auf dem dielektrischen
Substrat 82 beispielsweise nach einem Dickfilm- oder
-schichtprozeß die praktische Miniaturisierung der
Oszillatorschaltung beträchtlich behindert, da die
Leitungsbreite W der Mikrostripleitung 81 mit etwa 9 mm
sehr groß ist.
Wenn die Leitungsbreite W verschmälert wird, um die Mi
krostripleitung 81 zu miniaturisieren, wächst der Leiter
widerstand an, und der Q-Wert wird erniedrigt, was letzt
lich einen Schwingkreis mit einer schlechten Selektivität
zur Folge hat, wodurch Rauschen bzw. Störsignal (noises)
nahe der Schwingfrequenz schwer zu unterdrücken ist bzw.
sind.
Im allgemeinen wird bei Verschmälerung der Leitungsbreite
W der Mikrostripleitung 1, wie dies in Fig. 5 durch die
gestrichelte Linie dargestellt ist, die Resonanzimpedanz
im Vergleich zu konstantbleibender Breite (ausgezogene
Linie) vermindert, woraus eine flache Kurve resultiert.
Wenn die Leitungsbreite W schließlich verringert wird, um
die Mikrostripleitung kompakt auszuführen, treten eine
Verringerung des Q-Wertes und eine Erhöhung des Leiterwi
derstandes ein, und die Miniaturisierung (minimization)
ist praktisch nicht möglich, so daß der dem genannten
dielektrischen Koaxialresonator äquivalente Resonator
(hinsichtlich der Kennwerte) nicht realisiert werden
kann.
In der DE-A-28 03 846 ist eine Oszillatorschaltung be
schrieben, bei der ein Feldeffekttransistor mit einer Re
sonanzschaltung gekoppelt ist. Die Resonanzschaltung ist
hierbei als Mikrostreifenleitung ausgebildet. Diesem Do
kument ist jedoch kein Hinweis zur Lösung der obigen Pro
bleme zu entnehmen, es behandelt vielmehr eine Kompensa
tion von Einflüssen der Umgebungstemperatur auf die Os
zillatorfrequenz.
Die Erfindung ist im Hinblick auf die oben beschriebenen
Probleme entwickelt worden; Aufgabe der Erfindung ist da
mit die Schaffung einer Oszillatorschaltung, die eine Mi
krostripleitung (d. h. miniaturisierte Streifenleitung) in
einem Schwingkreis aufweist, durch den ein ähnliche Kenn
werte aufweisender dielektrischer Koaxialresonator reali
siert und eine Miniaturisierung erreicht werden können.
Diese Aufgabe wird bei einer derartigen Oszillatorschal
tung durch die kennzeichnenden Merkmale gemäß Patentan
spruch 1 gelöst.
Gegenstand der Erfindung ist eine Oszillatorschaltung,
umfassend einen Schwingkreis mit einer Mikrostrip
leitung und einen aus einem aktiven Element bestehenden
Schaltkreis mit negativem Widerstand (negative
resistance circuit), wobei die Mikrostripleitung durch
Minimieren der Leitungsbreite und -länge ausgebildet
ist, um einen hochleitfähigen Leiter auf einem Substrat
mit niedriger Dielektrizitätskonstante zu bilden, wobei
ein Ende der Mikrostripleitung an Masse gelegt (bzw.
geerdet) ist, während ihr anderes Ende mit einer
zusätzlichen kapazitiven bzw. Kapazitäts-Komponente
(capacitance component) verbunden ist, wobei die
Schwing- oder Resonanzfrequenz der Mikrostripleitung
ausreichend höher als die Schwing(ungs)frequenz der
Oszillatorschaltung eingestellt ist, z. B. auf eine mehr
als doppelt so hohe Frequenz im GHz-Bereich, und wobei
die Resonanzfrequenz durch die zusätzliche Kapazitäts-
Komponente bis nahe an die Schwingfrequenz der
Oszillatorschaltung erniedrigt ist oder wird.
Erfindungsgemäß können die Mikrostripleitung und die
zusätzliche Kapazitäts-Komponente auf dem Substrat
niedriger Dielektrizitätskonstante als einstückiges
Schaltungs(bau)element ausgeführt sein.
Darüber hinaus wird, um das Abgleichen der Schwing
frequenz zu erleichtern, eine Stichleitung auf bzw. an
der Mikrostripleitung getrimmt, mit der die Stichlei
tung verbunden ist.
Zusätzlich ist ein Verstärker in Kaskodenschaltung
angeschlossen, um die Schwankung der Schwingfrequenz
unter Laständerungen zu minimieren.
Im folgenden sind bevorzugte Ausführungsformen der
Erfindung im Vergleich zum Stand der Technik anhand der
Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen
Oszillatorschaltung mit einer
Mikrostripleitung in einem Resonanz- oder
Schwingungsabschnitt,
Fig. 2(a) eine perspektivische Ansicht einer in einer
erfindungsgemäßen Oszillatorschaltung
verwendeten Mikrostripleitung,
Fig. 2(b) ein Äquivalent- oder Ersatzschaltbild der
Mikrostripleitung,
Fig. 3 eine graphische Darstellung des Verhältnis
ses zwischen einer charakteristischen bzw.
Kenn-Impedanz Z0 und der Leitungsbreite W
einer Mikrostripleitung,
Fig. 4 ein Ersatzschaltbild, das einen Resonzanzab
schnitt einer Oszillatorschaltung, d. h. die
Verbindung zwischen einer Mikrostripleitung
und einer zusätzlichen Kapazitätskomponente
darstellt,
Fig. 5 eine graphische Darstellung des Verhältnis
ses zwischen der Schwing- oder Resonanzfre
quenz und der Resonanzimpedanz einer
Mikrostripleitung,
Fig. 6 ein Ersatzschaltbild für den Fall der
Betrachtung eines Leiterwiderstands einer
Mikrostripleitung,
Fig. 7 ein Schaltbild einer Oszillatorschaltung mit
einem dielektrischen Koaxialresonator in
einem herkömmlichen Schwingkreis,
Fig. 8(a) eine perspektivische Darstellung eines Bei
spiels für einen herkömmlichen dielektri
schen Koaxialresonator,
Fig. 8(b) ein Ersatzschaltbild des Koaxialresonators
nach Fig. 8(a),
Fig. 9 eine perspektivische Teilansicht für den
Fall, daß ein herkömmlicher Schwingkreis
durch eine Mikrostripleitung ersetzt wird,
Fig. 10(a) eine Draufsicht auf eine in einer erfin
dungsgemäßen Oszillatorschaltung verwendete
Mikrostripleitung mit einer kurzen
Stichleitung,
Fig. 10(b) das entsprechende Ersatzschaltbild,
Fig. 10(c) eine graphische Darstellung der Beziehung
zwischen dem Beschneiden (cutting) der
kurzen Stichleitung und den Schwingfrequen
zen,
Fig. 11(a) eine Draufsicht auf eine in einer erfin
dungsgemäßen Oszillatorschaltung verwendete
Mikrostripleitung mit einer kurzen
Stichleitung,
Fig. 11(b) das entsprechende Ersatzschaltbild,
Fig. 11(c) eine graphische Darstellung der Beziehung
zwischen dem Beschneiden der kurzen
Stichleitung und den Schwingfrequenzen,
Fig. 12(a) eine Draufsicht auf eine in einer erfindungs
gemäßen Oszillatorschaltung verwendete Mikro
stripleitung mit einer kurzen Stichleitung,
Fig. 12(b) das entsprechende Ersatzschaltbild,
Fig. 12(c) eine graphische Darstellung der Beziehung
zwischen dem Beschneiden der kurzen
Stichleitung und den Schwingfrequenzen,
Fig. 13 eine Draufsicht, in der eine Elektrode an
der Masseseite einer zusätzlichen mit einer
in einer erfindungsgemäßen Oszillatorschal
tung verwendeten Mikrostripleitung verbunde
nen Kapazitätskomponente vorgesehen ist,
wobei eine beliebige oder gegebene Anzahl
von kurzen Stichleitungen in gleichen
Abständen an die Elektrode angeschlossen
sind,
Fig. 14 eine Draufsicht auf eine in einer erfindungs
gemäßen Oszillatorschaltung verwendete
Mikrostripleitung mit einer zickzackförmigen
offenen Stichleitung,
Fig. 15 ein Schaltbild einer herkömmlichen Oszilla
torschaltung und
Fig. 16 ein Schaltbild einer Oszillatorschaltung, an
die ein erfindungsgemäßer Verstärker in
Kaskodenschaltung bzw. Kaskodenverstärker
(cascode connecting amplifier) angeschlossen
ist.
Im folgenden ist eine Oszillatorschaltung gemäß der
Erfindung im einzelnen beschrieben.
Die Oszillatorschaltung gemäß Fig. 1 umfaßt einen
Schaltkreis mit negativem Widerstand, der aus einem
aktiven Element besteht, und einem Schwingkreis b mit
einer miniaturisierten Streifenleitung, d. h.
Mikrostripleitung 1.
Der Schaltkreis a mit negativem Widerstand aus dem
aktiven Element ist durch Erdung des Kollektors eines
Verstärkungs-Transistors Q1 gebildet. Ein(e)
Anschluß(klemme) B des Verstärkerteils a ist ein
Stromversorgungs-Anschluß, ein(e) Anschluß(klemme) P
ist ein Ausgangs-Anschluß.
Ein Schwingkreis b umfaßt die Mikrostripleitung 1, eine
zusätzliche Kapazitäts-Komponente Cx, einen variablen
oder Regel-Kondensator Cv, dessen Kapazitätswert durch
die Steuerspannung verändert wird bzw. sich mit dieser
ändert, Ableitkondensatoren C1, C2, einen Kondensator
C3 zum Festlegen der Regel- oder Einstellbereiche der
spannungsgesteuerten oder Spannungsregel-Oszillator
frequenz (voltage control oscillation frequency), einen
Clapp-Kondensator (clap capacitor) C4 und dgl.. Ein
Anschluß Vt des Schwingkreises b ist ein Steuerspan
nungs-Anschluß, und ein Anschluß M ist ein Modulations-
Anschluß.
Die Mikrostripleitung des Schwingkreises b ist gemäß
Fig. 2(a) auf einem preisgünstigen Substrat mit
niedriger Dielektrizitätskonstante, etwa einem
Aluminiumoxid-Substrat, durch Ausbilden eines Leiters
mit einer Leitungsbreite W und einer Länge L, die
erheblich kleiner ist als bei der herkömmlichen
Anordnung, geformt. Der Leiter besteht vorzugsweise aus
einem hochleitfähigen Material, wie Kupfer.
Auf der Unterseite des Substrats 2, auf dem die
Mikrostripleitung 1 gebildet ist, ist ein Masseleiter 3
geformt, und ein Ende der Mikrostripleitung 1 ist über
eine durchgehende Bohrung 4 mit dem Masseleiter 3
verbunden.
Darüber hinaus ist eine zusätzliche Kapazitäts-Kompo
nente Cx an die Mikrostripleitung 1 angeschlossen.
Die zusätzliche Kapazitäts-Komponente oder das
-Element Cx dient zum Verringern der ausreichend hohen
Schwing- oder Resonanzfrequenz f1 der Mikrostrip
leitung 1, die durch die Miniatursierung der Mikro
stripleitung 1 erreicht wird, auf eine vorgesehene
(Anticipated) Resonanzfrequenz f0 nahe der
Schwingfrequenz der Oszillatorschaltung sie (es) ist
gebildet durch Verbinden von Kapazitäts-Komponenten
eines einstückigen Kondensators (5) mit dem anderen
Ende der Mikrostripleitung 1.
Durch das Festlegen der Leitungsbreite W und der Länge
L der Mikrostripleitung 1 ist die vorgesehene Frequenz
f0 auf 900 MHz eingestellt.
Bei Verwendung des herkömmlichen dielektrischen
Koaxialresonators 61 gelten:
charakteristische (Kenn-)Impedanz z0: | 7 Ω |
äquivalente Induktivität L0: | 1,55 nH |
äquivalente Kapazität C0 | 20 pF |
Die Leitungsbreite W der äquivalenten Mikrostripleitung
muß daher aufgrund der charakteristischen Impedanz Z0
ungefähr 9 mm betragen. Erfindungsgemäß wird zum Zwecke
der Miniaturisierung die Leitungsbreite W der
Streifenleitung 1 auf z. B. 1 mm eingestellt.
Durch Verkleinern der Leitungsbreite W der Mikrostrip
leitung 1 wird die charakteristische Impedanz Z0 gemäß
Fig. 3 zu ungefähr 38,80 Ω. Hierbei sind die
Kennwert-Meßbedingungen nach Fig. 3 folgende:
Resonanzfrequenz = 900 MHz; Dielektrizitätskonstante εr
des Substrates 2 = 9,6; Dicke h des Substrates 2 =
0,635 mm; Dicke t der Mikrostripleitung 1 = 14 µm.
Gemäß Fig. 2(b) weist die Ersatzschaltung der
Mikrostripleitung 1, deren Leitungsbreite W minimiert
ist, die äquivalente Induktivität L0 und die
äquivalente Kapazität C0 auf. Die äquivalente
Induktivität L0 beträgt dabei
mit:
Z0 = charakteristische Impedanz
f0 = Resonanzfrequenz.
Z0 = charakteristische Impedanz
f0 = Resonanzfrequenz.
Die äquivalente Induktivität L0 (in) der Mikrostrip
leitung 1, deren charakteristische Impedanz Z0 gleich
38.8 [Ω] ist, beträgt 8,7 nH, was ungefähr dem
Sechsfachen derjenigen des herkömmlichen dielektrischen
Koaxialelementes 61 entspricht. Darüber hinaus wird
auch der Leiterwiderstand der Mikrostripleitung 1
größer, woraus ein niedriger Q-Wert folgt.
Um eine angestrebte Charakteristik (beispielsweise
1,55 nH) der äquivalenten Induktivität L0 zu erhalten,
kann in der vorstehenden Gleichung (3) die
Resonanzfrequenz f0 durch die hinreichend höhere
Resonanzfrequenz f1 im Verhältnis zu der
charakteristischen Impedanz Z0 ersetzt werden. Das
heißt, die Resonanzfrequenz kann auf ungefähr 4,7 GHz
festgelegt werden.
Aus den Gleichungen (1) und (2) ergibt sich die
Leitungslänge 1 der Mikrostripleitung 1 zu
Die Beziehung zwischen dem Q-Wert bei Parallelresonanz
und L0 entspricht:
Zp = Q 2 π f0 L0 (4')
Darin bedeuten:
l = Länge der Mikrostripleitung,
c = Lichtgeschwindigkeit im Vakuum bzw. freien Raum
f0 = Resonanzfrequenz
εl = effektive relative Dielektrizitätskonstante
Zp = Impedanz bei Resonanz bzw. Resonanzimpedanz
l = Länge der Mikrostripleitung,
c = Lichtgeschwindigkeit im Vakuum bzw. freien Raum
f0 = Resonanzfrequenz
εl = effektive relative Dielektrizitätskonstante
Zp = Impedanz bei Resonanz bzw. Resonanzimpedanz
Demgemäß kann die Länge des Elementes oder die
Leitungslänge 1 der Mikrostripleitung 1 verkürzt
werden, um die ausreichend hohe Resonanzfrequenz f1 zu
erhalten. Dadurch können die Leitungsbreite W der
Mikrostripleitung 1 auf 1,0 mm und die Leitungslänge 1
auf 6,2 mm minimiert werden.
Obgleich der Q-Wert der Mikrostripleitung 1 durch
Vermindern der Leitungsbreite W, wie oben beschrieben,
erniedrigt werden kann, wird er gemäß der Gleichung
(4') durch die Gestaltung der Leitungslänge 1 verbes
sert, so daß die Mikrostripleitung 1 miniaturisiert
werden kann.
Zum Anbringen einer solchen miniaturisierten Mikrostrip
leitung 1 am Schwingkreis b kann im Verhältnis zu der
charakteristischen Impedanz Z0 eine ausreichend hohe
Resonanzfrequenz f1 (4,7 GHz) im wesentlichen
korrigiert und auf die Frequenz f0 (900 MHz) nahe der
Schwingfrequenz der Oszillatorschaltung erniedrigt
werden.
Eine spezielle Korrektureinrichtung ist, wie in dem von
der gestrichelten Linie in Fig. 1 umrahmten Resonanz
teil R gezeigt, zum Parallelschalten einer zusätzlichen
Kapazitäts-Komponente Cx mit einem Ende der Mikrostrip
leitung 1 vorgesehen.
Wie in der Ersatzschaltung nach Fig. 4 gezeigt, sind
eine äquivalente Induktivitäts-Komponente L0 an einem
Teil der Mikrostripleitung 1 und eine äquivalente
Kapazitäts-Komponente C0 parallelgeschaltet; die
zusätzliche Kapazitäts-Komponente Cx ist zu der
äquivalenten Kapazitäts-Komponente C0 parallel
geschaltet. Hierbei ist die Resonanzfrequenz f0 die
ausreichend hohe Resonanzfrequenz f1 der Mikrostrip
leitung 1, und letztere beträgt das m-fache der
ersteren.
In einem Ersatzschaltbild kann die zusätzliche
Kapazitäts-Komponente Cx durch die Zusammenfügung der
Kapazitäts-Komponenten C0 und Cx nach Fig. 4 so
festgelegt werden, daß die Resonanzfrequenz f0 des
Resonanzteils R einschließlich der zusätzlichen
Kapazitäts-Komponente Cx und der Mikrostripleitung 1
gleich der Resonanzfrequenz f0 nahe der Schwingfrequenz
der Oszillatorschaltung wird:
Das heißt, gemäß den Gleichungen (5) und (6) kann für
die Kapazitäts-Komponente C0 die zusätzliche
Kapazitäts-Komponente Cx gesetzt werden zu
Cx = C0(m2 - 1).
Damit wird die vorgesehene Resonanzfrequenz f0 erzielt,
und der Resonanzteil R durch die Mikrostripleitung 1,
die hinsichtlich ihrer Kennwerte dem bisherigen
dielektrischen Koaxialresonator bei der gleichen
Resonanzfrequenz gleich oder überlegen ist, erreicht
oder realisiert.
Genauer gesagt: zur Miniaturisierung der Mikrostrip
leitung 1 und zur Verbesserung des Q-Wertes durch
Minimieren der Leitungslänge L und der Breite W der
Mikrostripleitung wird erfindungsgemäß die ausreichend
hohe resultierende Resonanzfrequenz f1 korrigiert und
auf die Resonanzfrequenz nahe der Schwingfrequenz eines
Oszillators durch Anschließen der zusätzlichen
Kapazitäts-Komponente Cx erniedrigt, wodurch die
Miniaturisierung der Mikrostripleitung 1, nämlich die
Miniaturisierung der Oszillatorschaltung, und dem
dielektrischen Koaxialresonator äquivalente Kenngrößen
leicht erzielt werden können. Ein Koeffizient m der
erfindungsgemäßen Schwingkreisfrequenz f0 (der
korrigierten Resonanzfrequenz f0 eines Resonators R,
der durch die Mikrostripleitung 1 und die zusätzliche
Kapazitäts-Komponente Cx gebildet ist) und der
Resonanzfrequenz f1 der Mikrostripleitung 1 liegt
vorzugsweise im Bereich 2 < m < 7.
Wenn der Koeffizient m den Wert 7 überschreitet, ist
ein sehr genaues Musterbilden (patterning) bei der
Herstellung der Streifenleitung 1 zwingend erforder
lich, was strukturell unzweckmäßig ist.
Wenn zudem der Koeffizient m kleiner als 2 ist, kann
die Größe der Mikrostripleitung 1 verglichen mit dem
herkömmlichen dielektrischen Koaxialresonator 61 nicht
ausreichend minimiert werden, so daß die erfindungs
gemäß angestrebte Wirkung nicht realisiert werden kann.
Weiterhin ist ein Leiterverlust in der Leitfähigkeit
der Mikrostripleitung 1 größtenteils auf die Leitungs
länge L und die Breite W der Mikrostripleitung 1
zurückzuführen.
Durch den Leiterverlust der Mikrostripleitung 1 ist
gemäß der Ersatzschaltung von Fig. 6 ein Leiterwider
stand r mit der äquivalenten Induktivitäts-Komponente
L0 in Reihe geschaltet. Wie es in dem Fall ist, in welchem
die Leitungsbreite W verschmälert wird, wenn der
Leiterwiderstand r anwächst (vgl. Fig. 5), ergibt sich
eine durch die gestrichelte Linie dargestellte Tendenz,
und der Q-Wert wird vermindert, bis schließlich das
C/N-Verhältnis des Schwingungsausgangssignals
vermindert wird.
Beim dargestellten Ausführungsbeispiel ist beim
Ausbilden der Mikrostripleitung 1 auf einem Substrat
mit niedriger Dielektrizitätskonstante, etwa einem
Aluminiumoxid-Substrat, ein Leiter mit einer Metall
basis bzw. mit einer Metallgrundlage aus einem hochleit
fähigen Material, wie Silber und Kupfer, wünschenswert.
Dies kann leicht durch Brennen eines Leiterbahnnetz
werks, das in der erfindungsgemäßen Oszillatorschaltung
notwendig und auf dem Aluminiumoxid-Substrat gebildet
ist, durch bzw. nach Bedrucken, z. B. mit massiver (in a
lump) Kupferpaste erreicht werden, wodurch die miniaturi
sierte Mikrostripleitung 1 in einem herkömmlichen
Herstellungsprozeß für ein Dickfilm-Schaltkreissubstrat
geformt werden kann, so daß dadurch erheblich zu der
Kostenverminderung beigetragen wird.
Beim beschriebenen Ausführungsbeispiel können, obgleich
ein Ende der Mikrostripleitung 1 mit einer zusätzlichen
Kapazität parallelgeschaltet und das andere Ende
elektrisch an Masse gelegt ist, die Induktivitäts-
Komponente und die Kapazitäts-Komponente unter
Berücksichtigung von Resonanzbedingungen zusätzlich an
Masse gelegt werden, falls notwendig.
Auch kann auf der Grundlage von Gleichung (4) eine
kostengünstige Oszillatorschaltung, wie die erfin
dungsgemäße, nicht hergestellt werden, obgleich die
relative Dielektrizitätskonstante εr erhöht werden
kann, um die Leitungslänge L der Mikrostripleitung 1 zu
verkürzen, da ein Substrat mit hoher Dielektrizitäts
konstante relativ teuer ist.
Erfindungsgemäß kann ein Resonanzteil oder -abschnitt R
durch die Mikrostripleitung 1 und die Kapazitäts-Kompo
nente Cx, die an deren anderem Ende als Einheit paral
lelgeschaltet ist, so daß ein einstückiges Schaltungs
bauelement gebildet wird, geformt werden. Gemäß Fig.
2(a) wird nämlich die Mikrostripleitung 1, die in einem
Druckprozeß beispielsweise auf einem keramischen dielek
trischen Aluminiumoxid-Substrat 2 gebildet ist, das
preisgünstiger ist und eine niedrige Dielektrizitätskon
stante (r = 20 oder weniger) aufweist, mit dem einstückig
mit ihr montierten Kondensator Cx verbunden und zu
einem auf der Unterseite des Substrates 2 gebildeten
End- oder Masseleiter 3 über eine Bohrung 4 kurzge
schlossen. Da der Resonanzteil R ein einstückiges
Schaltungs(bau)element ist, ist die Schaltungsgestal
tung einfach, und der Resonanzteil R kann durch das
Aluminiumoxid-Substrat 2 und die anderen Schaltkreise
mit einem Glas-Epoxid-Substrat gebildet werden, so daß
eine sehr preisgünstige Oszillatorschaltung vorgesehen
werden kann.
Im folgenden ist der Frequenzabgleich mittels einer
erfindungsgemäß verwendeten kurzen Stichleitung
erläutert. In Fig. 10(a) ist die in einer erfindungs
gemäßen Oszillatorschaltung verwendete und auf einer
Seite mit kurzen Stichleitungen 101 1, 101 2, 101 3 und
101 4 ausgestattete Mikrostripleitung 1 dargestellt.
Dabei ist, wie in Fig. 2 dargestellt, auf der
Unterseite des Substrates 2, auf der die
Mikrostripleitung 1 ausgebildet ist, ein Masseleiter 3
vorgesehen, und ein Ende der Mikrostripleitung 1 ist
mit dem Masseleiter 3 über eine (durchgehende) Bohrung
4 verbunden. Wenn diese Schaltung gemäß Fig. 10(b) in
einem Ersatzschaltbild wiedergegeben wird, wird
ersichtlich, daß die angeschlossenen kurzen
Stichleitungen 101 1, 101 2, 101 3 und 101 4 mit Δl
gleichmäßig voneinander beabstandet sind. Der
Frequenzabgleich wird durch Beschneiden der kurzen
Stichleitungen 101 1, 101 2, 101 3, 101 4 in Reihenfolge
mittels eines Lasers o. dgl. bewirkt. In der Fig. 10(a)
stellt die gestrichelte Pfeillinie die Trimmrichtung
dar. Die Beziehung zwischen dem Beschneiden der kurzen
Stichleitungen 101 1, 101 2, 101 3, 101 4 und der Frequenz
entspricht der Darstellung von Fig. 10(c), worin
gezeigt ist, daß die Frequenz in dem Maße, in dem das
Beschneiden der kurzen Stichleitung 101 in Richtung
101 1, 101 2, 101 3 und 101 4 voranschreitet, abnimmt.
Mit dem Beschneiden der kurzen Stichleitungen 101 1,
101 2, 101 3, 101 4 verändert sich die Frequenz beim
Frequenzabgleich linear mit demselben Änderungsfaktor,
wie in Fig. 10(c) dargestellt. Auch kann durch Auswahl
der Breite und des Abstands der kurzen Stichleitung(en)
101 ein beliebiges Frequenzveränderungsverhältnis
eingestellt werden. Darüber hinaus kann die Frequenz
abgeglichen werden, ohne daß die Leistung der
Oszillatorschaltung, z. B. das C/N-Verhältnis,
verschlechtert wird. Zudem kann die kurze Stichleitung
101 beim Frequenzabgleich durch den Laser o. dgl. auf
einfache Weise kontinuierlich bzw. stufenlos getrimmt
werden.
Gemäß Fig. 11(a) sind kurze Stichleitungen (101 11,
101 12, 101 13, 101 14, 101 21, 101 22, 101 23, 101 24 auf
beiden Seiten der in der erfindungsgemäßen
Oszillatorschaltung verwendeten Mikrostripleitung 1
vorgesehen, wobei die kurzen Stichleitungen 101 nach
und nach abwechselnd in der Weise beschnitten werden,
daß einmal die kurze Stichleitung 101 auf einer Seite
und dann die Stichleitung 101 2 auf der anderen Seite
beschnitten wird. Bei Darstellung dieser Schaltung in
einem Ersatzschaltbild gemäß Fig. 11(b) ist
ersichtlich, daß die Frequenz in dem Maße, in dem das
Beschneiden der kurzen Stichleitung(en) 101 in der
Folge 101 11, 101 21, 101 13, ... voranschreitet,
allmählich abnimmt.
Dieses Beispiel ist auf den Fall anwendbar, in welchem
der Abstand zwischen den kurzen Stichleitungen 101
unter Herstellungsaspekten begrenzt ist oder die
Frequenzveränderung in kleinen Schritten vorgenommen
wird, wobei die Frequenzänderung in etwa halb so großen
Schritten wie beim vorherigen Ausführungsbeispiel
ausgeführt werden kann.
Gemäß Fig. 12(a) ist eine kurze Stichleitung 101 31 auf
der Seite der in einer erfindungsgemäßen Oszillator
schaltung verwendeten Mikrostripleitung 1 vorgesehen;
weitere kurze Stichleitungen 101 41, 101 42, 101 43, 101 44
sind an der Seite (neben) der kurzen Stichleitung 101 31
gleichmäßig voneinander beabstandet vorgesehen. Die
Frequenz wird durch Beschneiden der kurzen
Stichleitungen 101 41, 101 42, 101 43, 101 44 in dieser
Reihenfolge abgeglichen. Wenn diese Schaltung in einem
Ersatzschaltbild nach Fig. 12(b) dargestellt wird, läßt
sich die Frequenzänderung z. B. auf die in Fig. 12(c)
dargestellte Weise veranschaulichen.
Dieser Frequenzabgleich ist beispielsweise beim Schal
tungszusammenbau zweckmäßig, wo die Frequenzverände
rungen klein sind und der Feinabgleich notwendig ist.
Gemäß Fig. 13 ist an der Masseseite (Erdungsseite)
einer zusätzlich zu der in der erfindungsgemäßen
Oszillatorschaltung verwendeten Mikrostripleitung 1
hinzugefügten Kapazitäts-Komponente Cx eine Elektrode
vorgesehen, und kurze Stichleitungen 101 51, 101 52,
101 53, 101 54, ... sind in beliebiger Anzahl an der
Elektrode mit gleichen gegenseitigen Abständen
angeordnet.
Beim Beschneiden der kurzen Stichleitungen 101 51,
101 52, 101 53, 101 54 ändert sich die Frequenz im
Frequenzabgleich linear mit dem gleichen
Änderungsverhältnis. Durch Auswählen der Breite und des
Abstands der kurzen Stichleitung(en) 101 kann auch ein
beliebiges oder gegebenes Frequenzänderungsverhältnis
eingestellt werden. Darüber hinaus kann die Frequenz
ohne Leistungsbeeinträchtigung der Oszillatorschaltung,
etwa bezüglich des C/N-Verhältnisses, abgeglichen
(eingestellt) werden. Zudem kann die kurze Stichleitung
101 mittels des Lasers o. dgl. im Frequenzabgleich auf
einfache Weise kontinuierlich oder stufenlos getrimmt
werden.
Gemäß Fig. 14 ist eine zickzackförmige offene
Stichleitung 101 61 an der einen Seite der bei der
erfindungsgemäßen Oszillatorschaltung verwendeten
Mikrostripleitung 1 vorgesehen. Die offene Stichleitung
101 61 wird nach und nach vom offenen Ende her
beschnitten.
Da die offene Stichleitung 101 61 zickzackförmig ist,
kann beim Frequenzabgleich das Beschneiden
kontinuierlich ausgeführt werden, und ist daher
einfach. Beim Beschneiden der zickzackförmigen offenen
Stichleitung 101 61 ändert sich die Frequenz jeweils
linear. Darüber hinaus kann durch Auswählen der
zickzackförmigen Länge der offenen Stichleitung 101 61
ein beliebiges Frequenzänderungsverhältnis eingestellt
werden. Zudem kann der Abgleich erfolgen, ohne daß die
Leistung der Oszillatorschaltung verschlechtert wird,
da die Frequenz durch Beschneiden der offenen
Stichleitung 101 61 abgeglichen wird.
Nachstehend ist eine Oszillatorschaltung beschrieben,
bei der erfindungsgemäß ein Verstärker in Kaskoden
schaltung (cascode connecting amplifier), der die durch
Laständerungen bedingten Schwankungen der Schwing
frequenz vermindert, angeschlossen ist.
Fig. 15 ist ein Schaltbild einer (spannungsgesteuerten)
Oszillatorschaltung (VCO) mit einem herkömmlichen
Schwingkreis.
Das Schaltbild umfaßt eine Oszillatorschaltung aus
einem Schwingkreis c, einem Schaltkreis d mit negativem
Widerstand und einem Verstärkerschaltkreis e, der den
Pegel verstärkt.
Der Schwingkreis c umfaßt eine Mikrostripleitung 1,
eine zusätzliche Kapazität Cx, einen variablen oder
Regel-Kondensator Cv, dessen Kapazität sich durch (mit)
Steuerspannungen ändert, einen Kondensator C16 zum
Festlegen des Regelbereichs (Einstellbereichs) der
spannungsgesteuerten Schwingfrequenz und einen
Koppelkondensator C17. Ein Anschluß Vt des
Schwingkreises c ist ein Steuerspannungs-Anschluß.
Der Schaltkreis d mit negativem Widerstand (negative
resistance circuit) enthält einen schwingenden oder
Oszillatortransistor Q11, dessen Kollektor über einen
Ableitkondensator C13 an Masse gelegt ist. Ein Anschluß
Vcc ist ein Stromversorgungs-Anschluß.
Im Verstärkerschaltkreis e ist der Emitter eines
Transistors Q12 an Masse gelegt. Ein Anschluß P ist ein
Ausgangs-Anschluß.
Da der Verstärkerschaltkreis e vorgesehen ist, damit
der Schwingungsfrequenzzustand des Schwingkreises nicht
durch den Impedanzzustand eines anzuschließenden Last
kreises beeinflußt wird, wird er auch Pufferverstärker
genannt.
Im praktischen Gebrauch funktioniert er jedoch aus den
folgenden Gründen nicht vollkommen:
Im Verstärkerschaltkreis e nach Fig. 15 ist der Emitter
des Verstärkertransistors Q12 an Masse gelegt. In einer
derartigen Schaltung verändert sich eine Eingangs
impedanz Zin des Verstärkerschaltkreises e, beeinflußt
durch eine Kapazität Cbc zwischen Basis und Kollektor
des Transistors Q12 im Verhältnis zu der Änderung einer
Lastimpedanz Z (allgemein als Miller-Effekt
bezeichnet). Die Eingangsimpedanz Zin ist mit einem
Teil verbunden, das die Schwingfrequenz im Schwingkreis
nach Fig. 15 festlegt, so daß die Änderung der
Eingangsimpedanz Zin nur der Schwankung der
Schwingfrequenz entspricht.
Fig. 16 ist ein Schaltbild einer Anordnung, bei der die
vorgenannten Probleme gelöst bzw. behoben sind.
Bei der Anordnung nach Fig. 16 umfaßt, ähnlich wie in
Fig. 15, eine Oszillatorschaltung c eine Mikrostrip
leitung 1, eine zusätzliche Kapazität Cx, einen
variablen oder Regel-Kondensator Cv, dessen Kapazität
sich durch (mit) Steuerspannungen ändert, einen
Kondensator C16 zum Festlegen des Regel- oder
Einstellbereichs der spannungsgesteuerten Schwing
frequenz, einen Koppelkondensator 17 und dgl.. Ein
Anschluß Vt ist ein Steuerspannungs-Anschluß. Oberhalb
eines Schwing- oder Oszillatortransistors Q11 ist ein
Verstärkertransistor Q12 in Kaskode(nschaltung)
angeschlossen, und seine Basis ist in einem Hochfre
quenzmodus über einen Ableitkondensator C14 an Masse
gelegt. Der mit Basis an Masse liegende Transistor Q12
ist über einen Emitter an eine vorgeschaltete Stufe
(front step) oder Schwing- bzw. Oszillatorstufe
(oscillating step) angeschlossen. Ein Verfahren zum
Verbinden des Verstärkers wird allgemein als
Kaskodenschaltung bezeichnet.
Ein(e) Anschluß(klemme) Vcc ist ein Stromversorgungs-
Anschluß, und ein(e) Anschluß(klemme) P ist ein
Ausgangs-Anschluß.
Bei der in Fig. 16 dargestellten Schaltung sind
Schwing(ungs)bedingungen erfüllt, wenn der schwingende
oder Oszillatortransistor Q11 am Kollektor an Masse
liegt. Demgemäß muß ein Kondensator C13 ein Ableit
kondensator sein. Wenn jedoch mit dem Kondensator C13
im Hochfrequenzmodus eine vollkommene Ableitung
erfolgt, kann das Signal nicht zum Verstärkerschalt
kreis übertragen werden. Demgemäß muß der Kondensator
C13 so ausgewählt werden, daß er Schwingbedingungen des
Oszillatorteils erfüllt. Ein von der Kollektorseite des
Transistors Q11 im Oszillatorteil gesehener
Emittereingang des Verstärkerschaltkreises zeigt
(besitzt) im wesentlichen niedrige Impedanz. Wenn der
(Kapazitäts-)Wert des Kondensators C13 in diesem
Zustand etwas größer gewählt wird, liegt er in einem
ausreichenden Bereich für Schwingung. Wenn jedoch der
Kondensator C13 zu groß eingestellt oder gewählt wird,
kann das Signal abgeschwächt werden, so daß der
(Kapazitäts-)Wert des Kondensators C13 so eingestellt
wird, daß die Schwingung vollkommen stabil in dem
Bereich stattfindet, in dem der Signalpegel nicht
abgeschwächt wird.
Wie oben beschrieben, sind Schwankungen aufgrund der
Änderung der ausgangsseitig angeschlossenen Lastim
pedanz klein, da die Impedanz der Eingangsseite
(Emitterseite) des Verstärkers wesentlich niedriger
ist. Ebenso beeinflussen diese Schwankungen die
Schwingfrequenz nicht sehr, da die Verbindung zu dem
Kollektor der Oszillatorschaltung hergestellt ist und
der Betrieb der Oszillatorschaltung durch den an Masse
liegenden Kollektor gewährleistet wird.
Wie oben erwähnt, ändert sich die Schwingfrequenz durch
die Kaskodenschaltung sehr wenig, unabhängig vom Schalt
kreis, an den die Oszillatorschaltung angeschlossen
ist, oder von etwaigen Schwankungen der Lastimpedanz.
Wie oben im einzelnen beschrieben, ist die Erfindung
auf eine Oszillatorschaltung gerichtet, die einen
Schwingkreis mit einer Mikrostripleitung und einen aus
einem aktiven Element bestehenden Schaltkreis mit
negativem Widerstand umfaßt, in der die Mikrostrip
leitung durch Minimieren der Leitungsbreite und -länge
aufgebaut ist, um einen hochleitfähigen Leiter auf
einem Substrat mit niedriger Dielektrizitätskonstante
zu bilden, wobei ein Ende der Mikrostripleitung an
Masse gelegt ist und ihr anderes Ende parallel zu einer
Kapazitäts-Komponente geschaltet ist, wobei die Mikro
stripleitung bei einer ausreichend höheren Resonanzfre
quenz als der Schwingfrequenz der Oszillatorschaltung
in Resonanz gehalten wird (resonated), und wobei die
Resonanzfrequenz durch die Kapazitäts-Komponente bis in
die Nähe der Schwingfrequenz der Oszillatorschaltung
erniedrigt wird, so daß die Nachteile eines in einer
herkömmlichen Hochfrequenzoszillatorschaltung verwen
deten Resonators, nämlich die Nachteile der Verwendung
der Mikrostripleitung wie die Schwierigkeit bei der
Miniaturisierung und der Verschlechterung des Q-Wertes,
ausgeschaltet und ohne Verschlechterung von Kennwerten
(characteristically) vollständig vermieden werden
können. Darüber hinaus können die Nachteile bei der
Verwendung eines dielektrischen Koaxialresonators, wie
große Abmessungen der Oszillatorschaltung, Teilekosten
und Montagekosten, vollständig gelöst werden.
Da die Mikrostripleitung und eine an dem anderen Ende
der Mikrostripleitung parallelgeschaltete Kapazitäts-
Komponente als einstückiges Bauelement hergestellt
ist, kann die Schaltung einen einfachen Aufbau
besitzen, und wenn ein dielektrisches Substrat mit
einer niedrigen Dielektrizitätskonstante vorgesehen
wird, kann ein Resonator zu relativ geringen Kosten
realisiert werden.
Darüber hinaus kann erfindungsgemäß die Schwingfrequenz
einfach und genau abgeglichen werden, da eine Stich
leitung mit der Mikrostripleitung verbunden ist, um die
Schwingfrequenz abzugleichen.
Zudem kann die Schwankung der Schwingfrequenz aufgrund
von Laständerungen vermindert werden, da ein Verstärker
teil in Kaskodenschaltung erfindungsgemäß an den
Schaltkreis mit negativem Widerstand angeschlossen ist.
Claims (4)
1. Oszillatorschaltung, umfassend einen Schwingkreis
mit einer miniaturisierten Streifenleitung oder
Mikrostripleitung und einen aus einem aktiven Ele
ment bestehenden Schaltkreis mit negativem Wider
stand, wobei die Mikrostripleitung durch Minimieren
der Leitungsbreite und -länge ausgebildet ist, so
daß ein hochleitfähiger Leiter auf einem Substrat
mit niedriger Dielektrizitätskonstante gebildet ist,
wobei ein Ende der Mikrostripleitung an Masse liegt,
während ihr anderes Ende mit einer zusätzlichen Kapa
zitäts-Komponente verbunden ist, wobei die Resonanz
frequenz der Mikrostripleitung auf eine ausreichend
höhere Frequenz als die Schwing(ungs)frequenz der
Oszillatorschaltung eingestellt ist und wobei die
ausreichend hohe Resonanzfrequenz durch die zusätz
liche Kapazitäts-Komponente bis in die Nähe der
Schwingfrequenz der Oszillatorschaltung erniedrigt
ist.
2. Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die Mikrostripleitung und die
mit dem anderen Ende der Mikrostripleitung verbun
dene zusätzliche Kapazitäts-Komponente ein
Schaltungsbauelement bilden.
3. Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß eine Stichleitung (stub) mit der
Mikrostripleitung oder mit einem Verbindungsleiter
der zusätzlichen Kapazitäts-Komponente verbunden ist
und daß die Stichleitung zum Abgleich der Schwing
frequenz beschnitten bzw. getrimmt wird.
4. Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß ein Kaskoden-Verstärkerteil mit
dem Schaltkreis mit negativem Widerstand verbunden
ist.
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