JPS59134904A - 電圧制御発振器 - Google Patents
電圧制御発振器Info
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- JPS59134904A JPS59134904A JP978083A JP978083A JPS59134904A JP S59134904 A JPS59134904 A JP S59134904A JP 978083 A JP978083 A JP 978083A JP 978083 A JP978083 A JP 978083A JP S59134904 A JPS59134904 A JP S59134904A
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- Japan
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- capacitor
- capacitance
- resonator
- conductor
- voltage controlled
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- Pending
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/18—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance
- H03B5/1841—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（発明の属する技術分野〕
本発明は、ディジタル周波数シンセサイザ等に用いられ
る電圧制御発振器に関する。
る電圧制御発振器に関する。
近年、ディジタル技術の進歩により、ＶＨＦ、ＵＨＦ帯
の移動無線装置に受信用局部発振器あるいは、送信用発
振器として、ディジタル周波数シンセサイザが使われて
いる。現在１５０ Ｍｌｌｚ帯、４００Ｍ）Ｉｚ帯の移
動無線回線の割当て周波数の不足にともない、移動無線
回線周波数は８００ ＭＨｚ帯で広帯域へと移りつつあ
る。この広帯域化にともない移動無線装置に使用される
ディジタル周波数シンセサイザ用電圧制御発振器の生産
も広帯域特性を持つ発振器の量産が必要になってくる。
の移動無線装置に受信用局部発振器あるいは、送信用発
振器として、ディジタル周波数シンセサイザが使われて
いる。現在１５０ Ｍｌｌｚ帯、４００Ｍ）Ｉｚ帯の移
動無線回線の割当て周波数の不足にともない、移動無線
回線周波数は８００ ＭＨｚ帯で広帯域へと移りつつあ
る。この広帯域化にともない移動無線装置に使用される
ディジタル周波数シンセサイザ用電圧制御発振器の生産
も広帯域特性を持つ発振器の量産が必要になってくる。
従来、この種の広帯域を持つ電圧制御発振器（以下ｒＶ
ｃＯＪと略称する。）の回路−例を第１図に示す。ｌは
共振回路、２は負性抵抗回路である。Ｌｌは発振周波数
に対して１／４波長以下となる長さのマイクロストリッ
プラインである。上記Ｌ１はその一端Ａが接地してあり
、他端ＢはコンデンサＣ２を介して負性抵抗回路２のト
ランジスタＴＲに接続されている。また他端Ｂは高イン
ピーダンス端となり、この他端ＢよりコンデンサＣ１を
介して、バリキャップダイオードＤ１およびチョークコ
イルＬ２に接続され、このＬ２は、位相制御（Ａ Ｐ
Ｃ，）端子Ｐ３に接続されている。
ｃＯＪと略称する。）の回路−例を第１図に示す。ｌは
共振回路、２は負性抵抗回路である。Ｌｌは発振周波数
に対して１／４波長以下となる長さのマイクロストリッ
プラインである。上記Ｌ１はその一端Ａが接地してあり
、他端ＢはコンデンサＣ２を介して負性抵抗回路２のト
ランジスタＴＲに接続されている。また他端Ｂは高イン
ピーダンス端となり、この他端ＢよりコンデンサＣ１を
介して、バリキャップダイオードＤ１およびチョークコ
イルＬ２に接続され、このＬ２は、位相制御（Ａ Ｐ
Ｃ，）端子Ｐ３に接続されている。
この端子Ｐ３に周波数制御用のＶＣＯ制御電圧（「ＶＡ
ＰｃＪと称する。）を印加する。この電圧ＶＡＰＣの印
加電圧値を変化させることにより、ハリキャップダイオ
ードＤ１の容量を変化させ、共振器Ｌ１の共振点を変え
て、電圧制御共振器ＶＣＯの発振周波数（ｒ ｆ ＶＣ
ＯＪと称する。）を変化させている。ハリキャップダイ
オードＤ１はコンデンサＣ１を介して共振器Ｌ１の高イ
ンピーダンス他端Ｂに接続されているので周波数ｆ Ｖ
ＣＯの可変範囲が大きく、広帯域となっている。この出
力周波数ｆ ＶＣＯと制御電圧■＾ｐｃの関係を第２図
の図面符号３として示す。しかしハリキャンプダイオー
ドＤ１がコンデンサＣ１の容量値のわずかなばらつきに
より、変調感度 Ｋ ＶＣＯ＝ ｆ ＶＣＯ／Ｖ ＡＰＣが大きく異
なり、コンデンサＣ１の容量値が標準値より大の場合は
第２図図面符号４となり、小の場合は第２図の図面符号
５となり、標準値３よりずれる不都合を生ずることにな
る。この不都合はコンデンサＣ１の部品単体の容量値の
通常の偏差内で十分起こり得る。特にコンデンサＣ１の
部品単体のロフト間容量偏差値の変動である場合が多い
。上記変調感度Ｋ ＶＣＯがばらつく結果は、品質の不
均一という欠点のみにとどまらず、周波数シンセサイザ
としてＰＬＬループを組み込んだとき、ループゲインが
変調感度Ｋ ＶＣＯに比例してばらつくことになるので
、ループに変調をかけて変調器を構成するＰＬＬ変調方
式では、変調周波数特性がばらつくことになり性能的に
著しく不適となる。
ＰｃＪと称する。）を印加する。この電圧ＶＡＰＣの印
加電圧値を変化させることにより、ハリキャップダイオ
ードＤ１の容量を変化させ、共振器Ｌ１の共振点を変え
て、電圧制御共振器ＶＣＯの発振周波数（ｒ ｆ ＶＣ
ＯＪと称する。）を変化させている。ハリキャップダイ
オードＤ１はコンデンサＣ１を介して共振器Ｌ１の高イ
ンピーダンス他端Ｂに接続されているので周波数ｆ Ｖ
ＣＯの可変範囲が大きく、広帯域となっている。この出
力周波数ｆ ＶＣＯと制御電圧■＾ｐｃの関係を第２図
の図面符号３として示す。しかしハリキャンプダイオー
ドＤ１がコンデンサＣ１の容量値のわずかなばらつきに
より、変調感度 Ｋ ＶＣＯ＝ ｆ ＶＣＯ／Ｖ ＡＰＣが大きく異
なり、コンデンサＣ１の容量値が標準値より大の場合は
第２図図面符号４となり、小の場合は第２図の図面符号
５となり、標準値３よりずれる不都合を生ずることにな
る。この不都合はコンデンサＣ１の部品単体の容量値の
通常の偏差内で十分起こり得る。特にコンデンサＣ１の
部品単体のロフト間容量偏差値の変動である場合が多い
。上記変調感度Ｋ ＶＣＯがばらつく結果は、品質の不
均一という欠点のみにとどまらず、周波数シンセサイザ
としてＰＬＬループを組み込んだとき、ループゲインが
変調感度Ｋ ＶＣＯに比例してばらつくことになるので
、ループに変調をかけて変調器を構成するＰＬＬ変調方
式では、変調周波数特性がばらつくことになり性能的に
著しく不適となる。
本発明は、従来のこのような欠点を解除するためになし
たもので、変調感度の均一な電圧制御発振器の提供する
ことを目的とする。
たもので、変調感度の均一な電圧制御発振器の提供する
ことを目的とする。
（発明の要点〕
本発明は、セラミック基板またはガラス基板などの絶縁
基板上に構成された発振周波数に対してλ／４波長また
はλ／２波長以下となる長さのマイクロストリップライ
ンまたはヘリカルコイル等の分布定数線路により構成さ
れた共振器を備え、この共振器の高インピーダンス側に
コンデンサの一端を接続し、このコンデンサの他端には
印加する電圧により容量の変化するバリキャップ形のダ
イオードを備えた電圧制御発振器において、前記コンデ
ンサに並列になるように、上記基板上に導体の対パター
ンを形成し、その対パターンの間隙による容量により前
記コンデンサのバラツキを吸収して変調感度を均一なら
しめるように構成したことを特徴とする。
基板上に構成された発振周波数に対してλ／４波長また
はλ／２波長以下となる長さのマイクロストリップライ
ンまたはヘリカルコイル等の分布定数線路により構成さ
れた共振器を備え、この共振器の高インピーダンス側に
コンデンサの一端を接続し、このコンデンサの他端には
印加する電圧により容量の変化するバリキャップ形のダ
イオードを備えた電圧制御発振器において、前記コンデ
ンサに並列になるように、上記基板上に導体の対パター
ンを形成し、その対パターンの間隙による容量により前
記コンデンサのバラツキを吸収して変調感度を均一なら
しめるように構成したことを特徴とする。
以下添付図面により、本発明の詳細な説明する。
第３図は本発明の原理図であり、第１図の共振回路１の
コンデンサＣ１に並列に前記変調感度が均一になるよう
な補正コンデンサＣａを追加した回路図である。Ｌｌ、
Ｌ２、Ｃ１、Ｄｌ、Ａ、ＢおよびＴＲ，抵抗Ｒ２、Ｒ３
、コンデンサＣ３、Ｃ４、Ｃ５、チョークコイルＬ３よ
りなる負性抵抗回路、コンデンサＣ２，０６等は前記第
１図どおりである。
コンデンサＣ１に並列に前記変調感度が均一になるよう
な補正コンデンサＣａを追加した回路図である。Ｌｌ、
Ｌ２、Ｃ１、Ｄｌ、Ａ、ＢおよびＴＲ，抵抗Ｒ２、Ｒ３
、コンデンサＣ３、Ｃ４、Ｃ５、チョークコイルＬ３よ
りなる負性抵抗回路、コンデンサＣ２，０６等は前記第
１図どおりである。
第４図はセラミック基板９上に第３図に該当する回路を
構成した実施例である。その斜線部分が導体パターンで
あり、そのＡ端とＥ端は接地してあり、Ｒ３端は位相制
御（Ａ Ｐ Ｃ）端子である。
構成した実施例である。その斜線部分が導体パターンで
あり、そのＡ端とＥ端は接地してあり、Ｒ３端は位相制
御（Ａ Ｐ Ｃ）端子である。
コンデンサＣ１を接続する両導体パターンからこのコン
デンサＣ１に並列に接続された導体パターンにて、複数
個の面積の異なる間隙による等価なコンデンサＣａ１、
Ｃａ２、Ｃａ３・・・・・・・・・を構成し、導体パタ
ーン６．７．８・・・・・・・・・にて接続する。
デンサＣ１に並列に接続された導体パターンにて、複数
個の面積の異なる間隙による等価なコンデンサＣａ１、
Ｃａ２、Ｃａ３・・・・・・・・・を構成し、導体パタ
ーン６．７．８・・・・・・・・・にて接続する。
ここで、間隙長および導体パターンにて形成される各々
の異なる容量は、コンデンサ０１部品型体の容量偏差内
に設定する。この場合、共振器Ｌ１のＢ端とバリキャッ
プダイオードＤ１との間の総合総容量Ｃは、 Ｃ−Ｃｒ ＋ Ｃａ １＋ Ｃａ ２ ＋ （：、 Ｂ
３＋浮遊容量となる。
の異なる容量は、コンデンサ０１部品型体の容量偏差内
に設定する。この場合、共振器Ｌ１のＢ端とバリキャッ
プダイオードＤ１との間の総合総容量Ｃは、 Ｃ−Ｃｒ ＋ Ｃａ １＋ Ｃａ ２ ＋ （：、 Ｂ
３＋浮遊容量となる。
いまコンデンサＣ１の部品単体の容量がばらついた場合
間隙によるコンデンサＣａｉ ＋Ｃａ２＋Ｃａ３にて補
正する。すなわちコンデンサＣａ １、Ｃａ２またはＣ
ａ３に接続されているパターン導体６．７または８をそ
の補正すべき容量値に応じてカッティングする。第５図
に導体パターン６．８をカッティングし、Ｃａ２のみを
残した例を記す。このようにカッティングすることによ
りＣ１の容量バラツキが補正でき、その結結果、変調感
度のバラツキが押さえられ、製品の均一化が可能である
。
間隙によるコンデンサＣａｉ ＋Ｃａ２＋Ｃａ３にて補
正する。すなわちコンデンサＣａ １、Ｃａ２またはＣ
ａ３に接続されているパターン導体６．７または８をそ
の補正すべき容量値に応じてカッティングする。第５図
に導体パターン６．８をカッティングし、Ｃａ２のみを
残した例を記す。このようにカッティングすることによ
りＣ１の容量バラツキが補正でき、その結結果、変調感
度のバラツキが押さえられ、製品の均一化が可能である
。
第６図はガラス基板１０上に第３図の回路を構成した実
施例である。この場合にはコイルＬ１としてヘリカルコ
イルを用いている。この場合も、補正用のコンデンサＣ
ａ１、Ｃａ２、Ｃａ３を導体パターンにて形成するが、
コンデンサＣ１の両端の接続パターンと、コンデンサＣ
ａ１、Ｃａ２、Ｃａ ３の接続は、線材１１．１２．１
３にて行う構造である。コンデンサＣ１の容量バラツキ
を補正するに必要な容量Ｃａ １ 、Ｃａ ２ 、Ｃ”
３を適切に選び、線材１１．１２または１３にて接続
すると前記同様変調感度Ｋ ＶＣＯの均一化が図れる。
施例である。この場合にはコイルＬ１としてヘリカルコ
イルを用いている。この場合も、補正用のコンデンサＣ
ａ１、Ｃａ２、Ｃａ３を導体パターンにて形成するが、
コンデンサＣ１の両端の接続パターンと、コンデンサＣ
ａ１、Ｃａ２、Ｃａ ３の接続は、線材１１．１２．１
３にて行う構造である。コンデンサＣ１の容量バラツキ
を補正するに必要な容量Ｃａ １ 、Ｃａ ２ 、Ｃ”
３を適切に選び、線材１１．１２または１３にて接続
すると前記同様変調感度Ｋ ＶＣＯの均一化が図れる。
第７図は補正用のコンデンサＣａ１、Ｃａ２、Ｃａ３と
して面積は同一であるが間隙長の異なる複数のパターン
を設けた例である。この場合も前記同様コンデンサＣ１
の容量値のバラツキをパターン１４．１５または１６を
カッティングすることにより補正し、変調感度Ｋ ＶＣ
Ｏを均一化することが可能である。
して面積は同一であるが間隙長の異なる複数のパターン
を設けた例である。この場合も前記同様コンデンサＣ１
の容量値のバラツキをパターン１４．１５または１６を
カッティングすることにより補正し、変調感度Ｋ ＶＣ
Ｏを均一化することが可能である。
以上、すべて発振周波数の１／４波長以下となるマイク
ロストリップラインまたはヘリカルコイルを使用した共
振器を含む発振器について説明したが、１／２波長の共
振器を含む発振器についても本発明を同様に実施するこ
とができる。
ロストリップラインまたはヘリカルコイルを使用した共
振器を含む発振器について説明したが、１／２波長の共
振器を含む発振器についても本発明を同様に実施するこ
とができる。
以上詳しく説明したように、共振器とバリキャップとを
直列接続したコンデンサに並列に導体パターンにて間隙
を形成し、その接続を選択することにより上記コンデン
サの容量バラツキを安定かつ精度良く補正し、変調感度
の均一化された高品質の電圧制御発振器を得ることがで
きる。
直列接続したコンデンサに並列に導体パターンにて間隙
を形成し、その接続を選択することにより上記コンデン
サの容量バラツキを安定かつ精度良く補正し、変調感度
の均一化された高品質の電圧制御発振器を得ることがで
きる。
第１図はｌ／４波長共振器を含む従来の電圧制御発振器
の回路図。 第２図は従来回路における制御電圧と出力発振周波数特
性図。 第３図は本発明の原理図。 第４図は本発明第一実施例回路の構造図。 第５図は一部のパターンを切断した状態を説明する図。 第６図は本発明第二実施例の構造図。 第７図は本発明第三実施例の構造図。 ■・・・共振回路、２・・・負性抵抗回路、６〜８．１
１〜１６・・・導体パターン、９・・・セラミック基板
、１０・・・ガラス基板、１１〜１３・・・線材、Ｃ１
〜Ｃ６・・・コンデンサ、Ｄｌ・・・パリキャンプダイ
オード、Ｌｌ・・・共振器、Ｌ２〜Ｌ３・・・チョーク
コイル、Ｐｌ・・・出力端子、Ｐ２・・・電源端子、Ｐ
３・・・位相制御端子、Ｒ１−Ｒ３・・・抵抗、Ａ、Ｅ
・・・接地導体部、Ｂ・・・共振器高インピーダンス部
、Ｃａ １〜Ｃａ３・・・間隙による等価コンデンサ。 特許出願人 日本電気株式会社１．７、−１、代理
人 弁理１ ノ［出 直 孝 □５．）０ ０’Ｍ １ｍ１ｔｆｆ；Ｉｆ
の回路図。 第２図は従来回路における制御電圧と出力発振周波数特
性図。 第３図は本発明の原理図。 第４図は本発明第一実施例回路の構造図。 第５図は一部のパターンを切断した状態を説明する図。 第６図は本発明第二実施例の構造図。 第７図は本発明第三実施例の構造図。 ■・・・共振回路、２・・・負性抵抗回路、６〜８．１
１〜１６・・・導体パターン、９・・・セラミック基板
、１０・・・ガラス基板、１１〜１３・・・線材、Ｃ１
〜Ｃ６・・・コンデンサ、Ｄｌ・・・パリキャンプダイ
オード、Ｌｌ・・・共振器、Ｌ２〜Ｌ３・・・チョーク
コイル、Ｐｌ・・・出力端子、Ｐ２・・・電源端子、Ｐ
３・・・位相制御端子、Ｒ１−Ｒ３・・・抵抗、Ａ、Ｅ
・・・接地導体部、Ｂ・・・共振器高インピーダンス部
、Ｃａ １〜Ｃａ３・・・間隙による等価コンデンサ。 特許出願人 日本電気株式会社１．７、−１、代理
人 弁理１ ノ［出 直 孝 □５．）０ ０’Ｍ １ｍ１ｔｆｆ；Ｉｆ
Claims (1)
- （１）絶縁基板上に形成された分布定数線路による共振
器と、 この共振器の高インピーダンス側に一端が接続されたコ
ンデンサ（Ｃ１）と、 このコンデンサの他端に接続され印加される電圧により
容量が変化するダイオード（Ｄｌ）とを含む電圧制御発
振器において、 上記基板上に小さい間隙を設けて形成された１以上の対
パターンを備え、 この対パターンの各電位が前記コンデンサに電気的に並
列に接続されるように構成されたことを特徴とする電圧
制御発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP978083A JPS59134904A (ja) | 1983-01-24 | 1983-01-24 | 電圧制御発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP978083A JPS59134904A (ja) | 1983-01-24 | 1983-01-24 | 電圧制御発振器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59134904A true JPS59134904A (ja) | 1984-08-02 |
Family
ID=11729751
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP978083A Pending JPS59134904A (ja) | 1983-01-24 | 1983-01-24 | 電圧制御発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59134904A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6079805A (ja) * | 1983-10-06 | 1985-05-07 | Oki Electric Ind Co Ltd | 電圧制御発振器における発振周波数調整方法 |
| WO1990012450A1 (en) * | 1989-03-31 | 1990-10-18 | Kyocera Corporation | Oscillator |
| JPH0423502A (ja) * | 1990-05-18 | 1992-01-27 | Hitachi Ltd | 電子チューナ用共振線のトリミング方法 |
| WO1992004764A1 (fr) * | 1990-09-07 | 1992-03-19 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Oscillateur commande en tension de type h.f. |
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| JPS5731206A (en) * | 1980-07-31 | 1982-02-19 | Toshiba Corp | Voltage control oscillator |
| JPS5786082A (en) * | 1980-11-18 | 1982-05-28 | Seiko Epson Corp | Oscillation circuit for electronic watch |
-
1983
- 1983-01-24 JP JP978083A patent/JPS59134904A/ja active Pending
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