DE2811080C2 - Durch Spannungsänderung abstimmbarer Hochfrequenz-Oszillator - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen durch Spannungsänderung abstimmbaren Hochfrequenz-Oszillator nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Abstimmbare Resonanzkreise mit einer Kapazitätsdiode, die in Oszillatoren verwendbar sind, sind bereits beschrieben worden, beispielsweise für Empfänger, die in den Frequenzbändern betrieben werden, die den Hörfunk- und Fernsehsendungen zugeteilt sind. So ist beispielsweise in der FR-PS 20 32 335 ein Oszillator mit Kapazitätsdiode für einen Fernsehempfänger beschrieben, der durch die gleiche Steuerspannung abstimmbar ist wie die Kapazitätsdioden-Resonanzkreise, die in den Hochfrequenzstufen liegen, damit die Umsetzung der empfangenen Schwingung auf die Zwischenfrequenz des Empfängers möglich ist. Da eine Kapazitätsdiode ein Schaltungselement mit nichtlinearer Strom-Spannungs-Kennlinie ist, verursacht ihr Vorhandensein in einem Resonanzkreis das Auftreten von Harmonischen.

Es sind auch bereits abstimmbare Oszillatorschaltungen beschrieben worden, die zwei gleichzeitig gesteuerte Kapazitätsdioden-Resonanzkreise enthalten; insbesondere wird bei einem in der FR-PS 20 03 205 beschriebenen Oszillator dieser Art eine Kopplung zwischen den beiden Resonanzkreisen angewendet, um die Bandbreite der Schaltung zu vergrößern.

Aus den Unterlagen der deutschen Patentanmeldung T 11 660 VIIIa/21a[hoch]4 ist andrerseits eine Schaltungsanordnung zur Oberwellendämpfung bei Hochfrequenzgeneratoren bekannt, die ein zwischen dem Hochfrequenzerzeuger und dem Verbraucher angeschlossenes Dämpfungsglied aufweist, das in Reihe mit einem Widerstand ein Hochpaßglied enthält, das für Schwingungen der Grundfrequenz eine Sperre bildet. Diese Schaltungsanordnung ist insbesondere für Hochfrequenzgeneratoren für die industrielle Anwendung bestimmt, die bei einer fest eingestellten Frequenz arbeiten, so daß das Problem der Aufrechterhaltung der Oberwellendämpfung bei einer Änderung der Betriebsfrequenz nicht besteht. Insbesondere sind keine Kapazitätsdioden zur Änderung der Abstimmfrequenz vorhanden, so daß auch die zuvor erwähnten Schwierigkeiten, die sich aus der Verwendung von Kapazitätsdioden ergeben, nicht auftreten.

Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung eines elektronisch mit Hilfe einer Kapazitätsdiode abstimmbaren Hochfrequenz-Oszillators, bei welchem der Anteil an Oberwellen (Klirrfaktor) begrenzt ist.

Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Durch die erfindungsgemäße Ausbildung des Hochfrequenz-Oszillators ist es möglich, zwischen dem Pegel der Grundschwingung und dem Pegel der zweiten

Harmonischen (ersten Oberschwingung) einen Abstand von wenigstens 15 dB zu erzielen; die Pegelabstände zwischen der Grundschwingung und den noch höheren Harmonischen sind noch größer.

Vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen des Erfindungsgegenstandes sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird anhand der Zeichnung beschrieben. In der Zeichnung zeigt

Fig. 1 das Schaltbild des Hochfrequenz-Oszillators,

Fig. 2 die Kennlinie der Frequenz als Funktion der an die Kapazitätsdioden angelegten Steuerspannung,

Fig. 3 ein Diagramm der Änderung des Temperaturkoeffizienten der Oszillatorfrequenz,

Fig. 4 Kurven der Frequenzabweichungen als Funktion der Temperatur im Betriebsfrequenzband,

Fig. 5 Kurven der Leistungsabweichungen als Funktion der Temperatur im Betriebsfrequenzband und

Fig. 6 eine praktische Realisierung der Oszillatorschaltung von Fig. 1.

Fig. 1 zeigt die elektrische Schaltung des Oszillators mit kleinem Klirrfaktor. Der Oszillator enthält einen Hochfrequenz-Transistor 5 und einen die Oszillatorfrequenz bestimmenden Resonanzkreis mit einer Induktivität 2 und einer Kapazitätsdiode 3. Am Anschluß C wird die die Oszillatorfrequenz bestimmende Steuerspannung für die Kapazitätsdiode 3 angelegt. Der Ausgangskreis enthält einen Lastwiderstand 13, dem ein Widerstands-Spannungsteiler aus zwei Widerständen 14 und 15 parallelgeschaltet ist. Parallel zu dem Widerstand 15 liegt ein zweiter Resonanzkreis mit einer Induktivität 16 und eine Kapazitätsdiode 18. Die Last ist zwischen der Klemme S und Masse angeschlossen. Die Versorgungsspannung wird zwischen der Klemme B+ und Masse angelegt. Die Steuerschaltung für die Kapazitätsdiode 18 ist durch zwei Dioden 20 und 21 gebildet und weist einen Schwellenwert auf. Der Emitter des Transistors 5 ist an den Eingans-Resonanzkreis an einem Abgriff der Induktivität 2 angekoppelt. Die Schwingung bildet sich infolge der Kopplung aus, die durch eine im Basiskreis liegende Induktivität 6 und den Basis-Emitter-Kopplungswiderstand 1 bewirkt wird. Wie später noch erläutert wird, kann eine solche Schaltung nach der Technik der integrierten Hybridschaltungen hergestellt werden.

Die Funktionsweise der Schaltung von Fig. 1 soll anhand der Diagramme von Fig. 2 und 3 erläutert werden.

Fig. 2 zeigt den Verlauf der Oszillatorfrequenz als Funktion der Steuerspannung, die an die Kapazitätsdiode 3 des Abstimmkreises angelegt wird (Kurve 32) sowie die Steuerspannung, die an die Kapazitätsdiode 18 des zweiten Resonanzkreises angelegt wird (gestrichelte Kurve 31). Die Kurve 32 ist für eine Kapazitätsdiode charakteristisch; die Kennlinie für den Wert der Kapazität als Funktion der Vorspannung wird dem Benutzer vom Hersteller geliefert. Daraus kann die Änderung der Resonanzfrequenz des Resonanzkreises 2-3 abgeleitet werden, woraus sich die Kurve 32 ergibt. Es ist jedoch oft einfacher, die Kennlinien zu messen, denn die Induktivität 2 ist nicht immer konstant, insbesondere in dem Fall, daß die Hybrid-Technik angewendet wird.

Eine wesentliche Maßnahme besteht darin, daß an die Kapazitätsdiode 18 eine Steuerspannung angelegt wird, die in einem Teil des Frequenzbereichs von der an die Kapazitätsdiode 3 angelegten Steuerspannung verschieden ist. Wie durch die Kurve 31 dargestellt ist, wird an die Kapazitätsdiode 18 bis zu einer Oszillatorfrequenz f[tief]i eine konstante Spannung X[tief]o angelegt. Oberhalb der Frequenz f[tief]i wird an die Kapazitätsdiode 18 die gleiche Steuerspannung wie an die Kapazitätsdiode 3 angelegt.

Ein weiteres Merkmal der beschriebenen Schaltung besteht darin, daß der Induktivitätswert der Induktivität 16 größer als derjenige der Induktivität 2 ist; dies hat zur Folge, daß die Resonanzfrequenz des Schwingkreises 16-18 kleiner als diejenige des Schwingkreises 2-3 ist. Wie aus dem Schaltbild hervorgeht, ist der Wert X[tief]o durch die Lage des Abgriffs P an einem Spannungsteiler 22 bestimmt, der zwischen der Klemme B + und Masse angeschlossen ist. Dies bestimmt die Vorspannung der Diode 21 und den Schwellenwert, von welchem an die Steuerspannung C an die Diode 18 angelegt wird. Die Einstellung des Abgriffs P kann experimentell bestimmt werden, indem man bei jeder Frequenz des Betriebsfrequenzbereichs den Klirrfaktor misst. Die Erfahrung hat gezeigt: Wenn man die Abstimmfrequenz des Schwingkreises 16-18 auf einem Wert hält der unter dem Wert der Oszillatorfrequenz liegt, erhält man eine optimale Verringerung des Klirrfaktors.

Es wurde eine Schaltung dieser Art für das Frequenzband von 600 bis 1000 MHz gebaut, welche die folgenden Eigenschaften hatte:

Widerstand 14 20 Ohm

Widerstand 15 150 Ohm

Induktivität 16 15 nH

Die Kapazitätsdiode 18 war eine Diode mit einer Kapazität von 7,5 pF bei einer Sperrspannung V[tief]f = 1 V und einer Kapazität von 1,2 pF bei einer Sperrspannung V[tief]f = 45 V. Der Spannungswert X[tief]o betrug 2,5 V, und die entsprechende Frequenz f[tief]i betrug 625 MHz. Der Ausgangspegel des Oszillators bei der Grundfrequenz hatte den Wert

Der Pegelabstand zwischen der zweiten Harmonischen und der Grundschwingung wurde im Durchstimmband von 4 auf wenigstens 15 dB erhöht, wenn die beschriebene Schaltungsanordnung zu dem Oszillator hinzugefügt wurde.

Die zuvor beschriebene Anordnung ist in Form einer integrierten Hybridschaltung auf dem gleichen Substrat wie der zugehörige Oszillator gebildet worden. Ihr Vorhandensein im Oszillatorgehäuse erfordert keine Änderungen der äußeren Anschlüsse. Die Widerstände 11 und 15 sowie der Widerstands-Spannungsteiler 22 werden durch Metallisierung des den Oszillator tragenden Substrats aus Aluminiumoxid gebildet. Die Induktivität 16 wird durch Metallisierung aus drei Windungen hergestellt, die ein Quadrat von 1,6 mm Seitenlänge umgeben. Das den Oszillator und die beschriebene Dämpfungsanordnung tragende Substrat ist in einem genormten TO8-Gehäuse von 14 mm Durchmesser mit vier Anschlußstiften enthalten. Diese Ausführungsform der Anordnung ergibt den Vorteil, daß sie einen Pegelabstand von wenigstens 15 dB zwischen der Grundschwingung und der zweiten Harmonischen ergibt und dennoch eine Realisierung mit sehr geringem Stromverbrauch ermöglicht.

Die Hybrid-Technik ergibt oft Anordnungen mit schlechter Temperaturstabilität, insbesondere wegen des Temperaturkoeffizienten der aktiven Schaltungselemente. Für die passiven Schaltungselemente sind nämlich Schichtzusammensetzungen bekannt, die den Temperaturkoeffizienten verringern. Bei der beschrie- benen Schaltung kann dieser Nachteil dadurch vermindert werden, daß die Kopplung zwischen dem Resonanzkreis 2-3 und dem Transistor 5 herabgesetzt wird, was jedoch die schädliche Wirkung haben könnte, daß das Frequenzband für eine an der Ausgangsklemme S verfügbare vorgegebene Leistung verringert wird; diese Verringerung kann durch eine besondere Bemessung des zweiten Resonanzkreises 16-18 und durch eine geeignete Wahl des Arbeitspunkts des Transistors kompensiert werden.

Diesem Zweck dienen die zuvor angegebenen Maßnahmen, den zweiten Resonanzkreis so auszubilden, daß seine Induktivität größer als die Induktivität des ersten Resonanzkreises ist, und ferner die Eigenresonanzfrequenz des zweiten Resonanzkreises in einem Teil des Betriebsfrequenzbands unter der durch den ersten Resonanzkreis bestimmten Oszillatorfrequenz zu halten, so daß die resultierende Impedanz induktiv ist. Dieses Ergebnis wird dadurch erhalten, daß der Spannungswert X[tief]O so eingestellt wird, daß der zweite Resonanzkreis in einem Drittel des Betriebsfrequenzbands induktiv bleibt.

Bei praktisch hergestellten Ausführungen hat die Erfahrung gezeigt, daß es günstig ist, eine Induktivität 16 zu verwenden, deren Induktivitätswert zwei- bis sechsmal größer als derjenige der Induktivität 2 ist, wobei zugleich die Ankopplung des Emitters an die Induktivität 2 an einem Punkt erfolgt, der zwischen der Mitte und einem Drittel der Induktivität 2 liegt, damit der beste Kompromiß zwischen der Temperaturstabilität und der Bandbreite erhalten wird. Der Ausgangspegel wird im Betriebsfrequenzband dadurch konstant gehalten, daß der Hochfrequenz-Transistor stark vorgespannt wird.

Fig. 3 zeigt den Verlauf des Temperaturkoeffizienten des Oszillators als Funktion der Kopplung zwischen dem Emitter 5 und dem Resonanzkreis 2-3. Die Kurven zeigen die Frequenzabweichung großes Delta Fin MHz von der Nennfrequenz F bei der Umgebungstemperatur als Funktion der Nennfrequenz unter den folgenden Bedingungen:

- Die Kurve A ist das Ergebnis von Messungen bei -10°C mit maximaler Kopplung (Emitter an das am nächsten bei Masse liegende Ende der Induktivität 2 angeschlossen);

- Die Kurve B ist das Ergebnis von Messungen, die bei der gleichen Temperatur durchgeführt worden sind, wobei der Emitter an eine Anzapfung der Induktivität 2 angekoppelt war, die die Induktivität 2 im Verhältnis 1 : 2 teilt;

- Die Kurve C ist das Ergebnis von Messungen bei 70°C und maximaler Kopplung;

- Die Kurve D ist das Ergebnis von Messungen bei 70°C und Ankopplung an die zuvor erwähnte Anzapfung der Induktivität 2.

Es ist sehr deutlich zu erkennen, daß die Kurven B und D im gesamten Frequenzbereich zwischen den Kurven A und C liegen. Die temperaturbedingte Schwankung zwischen -10°C und 70°C wird also durch Verringerung der Kopplung zwischen dem Resonanzkreis und dem Eingangskreis des Transistors herabgesetzt.

Fig. 4 zeigt die Kennlinie der Temperaturabhängigkeit eines Oszillators nach Optimierung der Kopplung zwischen einem Transistor des Typs X100 und der Induktivität 2 des ersten Resonanzkreises. Die Kurven von Fig. 4 zeigen im gleichen Frequenzbereich wie im Diagramm von Fig. 3 die Abweichungen der Schwingungsfrequenz von der Nennfrequenz bei -3°C (Kurve E) und +50°C (Kurve F). Es ist zu erkennen, daß die temperaturbedingte Frequenzschwankung etwa bei 1550 MHz einen maximalen Wert von 73 ppm pro Grad Celsius aufweist.

Die Kopplung wirkt sich natürlich gleichzeitig auf die Bandbreite des Oszillators und auf dessen Ausgangsleistung aus.

Die Kurven von Fig. 5 zeigen die Änderung der Ausgangsleistung bei konstanter Kopplung als Funktion der Versorgungsspannung des Transistors. Die Kurve G entspricht einer Stormversorgung von 38 mA bei 15 V, wobei die Änderung des Pegels im Frequenzband etwa 2 dB beträgt.

Diese Änderung wird dadurch herabgesetzt, daß der Kollektorruhestrom I, des Transistors vergrößert wird, und es ist zu erkennen, daß unter diesen Bedingungen die Pegeländerung beträchtlich abnimmt. Für die Kurven G, H und I gelten die folgenden Stromversorgungsbedingungen:

Kurve G 15 V 38 mA

Kurve H 18 V 46 mA

Kurve I 20V 54 mA

Die Kurven von Fig. 5 gelten gleichfalls für den Transistor des Typs X100. Die Erfahrung hat jedoch gezeigt, daß bei Verwendung von anderen im Handel erhältlichen Höchstfrequenz-Transistoren, die Grenzfrequenzen von mehreren Gigaherz aufweisen, eine gute Leistungsstabilität (mit einer Änderung von weniger als 1 dB) im Betriebsfrequenzband dadurch erhalten werden kann, daß der Transistor so vorgespannt wird, daß der Ruhestrom größer als 30 mA ist. Die Wahl der Vorspannungsbedingungen ist andererseits durch die maximal zulässige Verlustleistung begrenzt, vor allem wenn es sich um mikrominiaturisierte Schaltungen handelt.

Die Messungen, deren Ergebnisse in den zuvor angeführten Diagrammen dargestellt sind, sind an den Klemmen des Lastwiderstandes 13 vorgenommen worden. Der Ausgangs-Resonanzkreis 16-18 beeinflußt diese Ergebnisse nicht. Die Anwendung des Widerstands-Spannungsteilers 14-15 und des zweiten Resonanzkreises 16-18 ergibt die Wirkung, daß die Last entkoppelt wird und der Oszillator gegenüber Laständerungen stabiler wird. Ferner wird durch die Anwendung dieser Ausgangsschaltung der Klirrfaktor im Ausgangssignal herabgesetzt.

Die Erfahrung hat gezeigt, daß die besten Ergebnisse dadurch erhalten werden, daß zwischen den Resonanzfrequenzen der Resonanzkreise 2-3 und 16-18 ein Frequenzabstand aufrechterhalten wird, der im Frequenzband 800-1800 MHz bei den zuvor beschriebenen Ausführungsformen zwischen 50 und 100 MHz liegt, wenn die Gütefaktoren der Resonanzkreise in der Nähe von 45 liegen; dies entspricht einer äquivalenten Induktivität des zweiten Resonanzkreises in der Größenordnung von 150 Ohm im unteren Drittel des Frequenzbands, wenn eine Last mit einem Nennwiderstand von 50 Ohm angenommen wird.

Eine praktische Ausführung unter Anwendung der zuvor angegebenen Ergebnisse im Frequenzband 500-1000 MHz hat die folgenden Ergebnisse geliefert:

Fig. 6 zeigt den Entwurf einer praktischen Ausführung des beschriebenen Oszillators in Form einer integrierten Hybridschaltung ohne die Verbindungsleiter. Bei den verschiedenen Bestandteilen der Anordnung von Fig. 6 sind die Bezugszeichen angegeben, welche die entsprechenden Schaltungselemente im Schaltbild von Fig. 1 bezeichnen. Ohne daß auf die Einzelheiten der technologischen Ausführung der verschiedenen Schaltungselemente eingegangen werden soll, ist zu bemerken, daß die Kapazitätsdiode 3 in der Mitte der Spirale angebracht ist, welche die zugehörige Induktivität 2 bildet. Diese Einfügung ist besonders günstig, da sie die Verbindungen zwischen dem einstellbaren kapazitiven Schaltungselement und der zugehörigen Induktivität verkürzt, wodurch die von diesen Verbindungen verursachte Störinduktivität verkleinert wird. Auch sonst ist die räumliche Lage der verschiedenen Schaltungselemente mit Sorgfalt so gewählt worden, daß die Störimpedanzen der Verbindungsleiter auf ein Mindestmaß herabgesetzt sind.

Claims (8)

1. Durch Spannungsänderung abstimmbarer Hochfrequenz-Oszillator mit einem ersten Resonanzkreis, der eine erste Kapazitätsdiode enthält, an die eine die Oszillatorfrequenz bestimmende Steuerspannung angelegt ist, und mit einem Hochfrequenz-Transistor mit einer Grenzfrequenz von mehreren Gigahertz, dessen Emitter mit der Induktivität des ersten Resonanzkreises gekoppelt ist und an dessen Kollektor die Last angekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Kollektor des Hochfrequenz-Transistors (5) und Masse ein Widerstands-Spannungsteiler (14, 15) angeschlossen ist, daß die Last zwischen dem Abgriff (S) des Widerstands-Spannungsteilers (14, 15) und Masse angeschlossen ist, daß zwischen dem Abgriff (S) des Widerstands-Spannungsteilers (14,15) und Masse zusätzlich ein zweiter Resonanzkreis (16, 18) mit einer zweiten Kapazitätsdiode (18) angeschlossen ist, und daß eine Schaltungsanordnung (20, 21, 22) vorgesehen ist, welche an die zweite Kapazitätsdiode (18) eine der Steuerspannung der ersten Kapazitätsdiode (3) gleiche Steuerspannung anlegt, wenn die Steuerspannung der ersten Kapazitätsdiode (3) über einem vorbestimmten Schwellenwert liegt, und an die zweite Kapazitätsdiode (18) eine konstante Vorspannung (X[tief]o) anlegt, wenn die Steuerspannung der ersten Kapazitätsdiode (3) unter dem vorbestimmten Schwellenwert liegt.

2. Hochfrequenz-Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß dem Widerstands-Spannungsteiler (14, 15) ein Widerstand (13) parallelgeschaltet ist.

3. Hochfrequenz-Oszillator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität (16) des zweiten Resonanzkreises (16, 18) einen Wert hat, der zwei- bis sechsmal größer als der Wert der Induktivität (2) des ersten Resonanzkreises (2, 3) ist.

4. Hochfrequenz-Oszillator nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter des Transistors (5) an einer Anzapfung der Induktivität (2) des ersten Resonanzkreises (2, 3), die diese im Verhältnis 1 : 2 teilt, angeschlossen ist.

5. Hochfrequenz-Oszillator nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor (5) derart vorgespannt ist, daß der Kollektorruhestrom mehr als 30 mA beträgt.

6. Hochfrequenz-Oszillator nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die frequenzbestimmenden Schaltungselemente (2, 3; 16, 18) der beiden Resonanzkreise und die an die Kapazitätsdioden (3;18) angelegten Steuerspannungen derart bemessen sind, daß die Resonanzfrequenz des zweiten Resonanzkreises (16, 18) wenigstens in einem Teil des Durchstimmbereiches niedriger als die Resonanzfrequenz des ersten Resonanzkreises (2, 3) ist.

7. Hochfrequenz-Oszillator nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die die Steuerspannung für die zweite Kapazitätsdiode (18) liefernde Schaltungsanordnung zwei Dioden (20, 21) enthält, die einen durch Anlegen einer Vorspannung (X[tief]o) bestimmten Schwellenwert aufweisen.

8. Hochfrequenz-Oszillator nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die den Schwellenwert bestimmende Vorspannung (X[tief]o) am Abgriff (P) eines Potentiometers (22) abgenommen ist.