DE1947255A1

DE1947255A1 - Mikrowellen-Phasenschieber

Info

Publication number: DE1947255A1
Application number: DE19691947255
Authority: DE
Inventors: Dipiazza Gerald Charles
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1968-12-20
Filing date: 1969-09-18
Publication date: 1970-07-09
Also published as: GB1287108A; US3546636A; JPS4918416B1; FR2026609A1

Description

Western Electric Company Incorporated G, C. DiPiazza 6

New York, N. Y. 10007 V. St-A₁

Mikrowellen-Phasenschieber

Die Erfindung betrifft die Übertragung von Wellen und im einzelnen Mikrowellen-Koppelnetzwerke, die die Phase einer durchlaufenden Welle verschieben können.

Phasenschieber-Netzwerke werden gegenwärtig benutzt, um die Phasevon Radar Signalen für Strahlsteuerungszwecke zu verschieben. Bei modernen Radaranlagen ist es wünschenswert, dass die Phasenverschiebungen in digitalen Schritten erreicht werden, um die vom Radar-Rechner empfangenen digitalen Steuerbefehle direkt ausnutzen zu kön- nen. Alle bekannten breitbandigen Dioden-Phasenschieber machen einen Abstand von einer Viertelwellenlänge zwischen Diodenpaaren entlang einer Übertragungsleitung erforderlich und benötigen ausserdem mehrere solche Abschnitte für die grosse'n digitalen Bits. Beispielsweise sind für das 180 -Bit üblicherweise wenigstens vier Abschnitte erforderlich, von denen jeder eine Phasenverschiebung von 45 liefert, und für das 90 -Bit sind zwei solche Abschnitte nötig. Die Zahl der für einen vollständigen Phasenschieber erforderlichen Abschnitte und der notwendige Abstand von einer Viertelwellenlänge

009828/0920

1347255

zwischen den Diodenpaaren in jedem Abschnitt führt zu einem ziemlich langen Aufbau. Die Zahl der für diese grösseren Bits erforderlichen Abschnitte wird durch die praktischen Beschränkungen der erzielbaren Rückdämpf ungs gute jedes Abschnittes und deren Energieaufnahmefähigkeit vorgeschrieben.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, sowohl die Anzahl von Abschnitten herabzusetzen als auch das Erfordernis des Viertelwellenlängen-Abstandes zu beseitigen, so dass sich die Grosse des gesamten Phasenschiebers wesentlich herabsetzen lässt. Beide diese Probleme werden erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass eine weitere Diode zwischen jedes Diodenpaar unter Bildung eines pi-Netzwerks eingefügt . wird, wodurch nicht nur die Forderung nach einem Viertelwellenlängen-Abstand beseitigt sondern auch ein volles 180 -Phasenbit in einem einzigen Abschnitt mit drei Dioden erreicht wird. Nach der Erfindung hergestellte Phasenschieber liefern eine Rückdämpfung von wenigstens 12 dB bei einer Bandbreite von 18% im Vergleich zu einer Bandbreite von maximal etwa 3% für die bekannten belasteten Übertragungsleitungsanordnungen. Ausserdem bietet sich dieses neue Konzept für eine Herstellung unter Verwendung von Dünnfilm verfahr en an, da die Koppel- und Stichleitungen durch konzentrierte Bauteile ersetzt sind.

009 820/0920

Die Erfindung umfasst demnach einen digitalen Mikrowellen-Phasenschieber mit einer Vielzahl von Phasenschieberabschnitten, bei dem jeder Abschnitt drei vorzugsweise zu einem pi-Netzwerk verbundene Dioden enthält, von denen zwei in den beiden Querzweigen und die dritte im Längszweig liegt. Eine Vorspannungsschaltung spannt jeweils eine gewählte Anzahl der Dioden entgegengesetzt zu den restlichen Dioden vor. Wenn die Vorspannungen in einem Abschnitt umgekehrt werden, wird dieser Abschnitt von einem Tief passnetz werk in ein Hochpassnetzwerk oder umgekehrt umgeschaltet, wodurch die Phase dieses Abschnittes verschoben wird.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Ausführungsbeispiel der Erfindung, das insbesondere zur Einfügung in eine Koaxialleitung eingerichtet ist;

Fig. 2 das Schaltbild der in Fig. 1 gezeigten Bauteile; i

Fig. 3 eine geschnittene Teilansicht eines typischen Durchführungskondensators, der in den Vorspannungsschaltüngen nach Fig. 1 benutzt wird;

Fig. 4 zwei typische, von den bei der Erfindung benutzten Diodentmd 5

Schaltungen gebildeten Netzwerken;

Fig, 6 eine Dünnfilm-Version eines anderen Ausführungsbeispiels der Erfindung;

008828/0920

Fig, 7 das Schaltbild der Anordnung nach Fig. 6; Fig. 8 Kennlinien für die Phasenverschiebung der durch die An-

Ordnungen nach Fig. 1 und 6 gebildeten Netzwerke; Fig. 9 eine schematische Darstellung eines typischen n-Bit-Phasenschieber-und Vorspannungssteuer-Netzwerkes nach der Erfindung.

Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 wird in eine Koaxialleitung eingefügt. Am Eingangsanschluss 1 kommt ein Eingangssignal an, und am Anschluss 2 wird ein Ausgangssignal abgegeben. Die. "oaxialleitung und die zugehörigen Verbindungen sind nicht dargestellt. Das Eingangssignal am Anschluss 1 wird zu den Eingangsleitern 3 und 4 übertragen, die fest über die niedrige Impedanz eines Sperrkondensators Cl gekoppelt sind. Der Ausgangsleiter 5 ist mit.dem Eingangsleiter 4 über eine Diode D3 und eine kleine Serienspule 8 verbunden. Mit dem Eingangsleiter 4 ist über die niedrige Impedanz eines Sperrkondensators C2 eine-erste j im Quer zweig liegende Leitung 6 mit einem Bruchteil einer Wellenlänge gekoppelt. Diese Leitung wird durch eine Diode Dl abgeschlossen, deren unteres Ende zu einem leitenden und geerdeten Block 17 führt. Auf entsprechende Weise ist über die niedrige Impedanz eines Sperrkondensators C3 eine zweite, im Querzweig liegende Leitung 7 mit dem Bruchteil einer Wellenlänge an den Aüsgarigsleiter 5 gekoppelt. Das obere Ende dieser Leitung liegt über eine Diode D2 an

009828/0920 H , ; ^ ; j

dem leitenden, geerdeten Block 18. Die Länge der Leitungen 6 und 7 kann etwas grosser sein als eine Viertelwellenlänge bei der Betriebs frequenz. Bei einem praktischen Ausführungsbeispiel betrug diese Länge ziemlich genau ein Drittel einer Wellenlänge, so dass sie die Reaktanz der Diode so transformiert und invertiert, so dass der Wert der QuerzweigyReaktanz gleich dem negativen Wert der Reaktanz ihres Diodennetzwerkes wird. . :

Eine Gleichstromvorspannung für die Diode Dl wird über eine Trenninduktivität 9 und einen Durchführungskondensator C5 geliefert, der in Fig. 3 gezeigt ist. Das untere Ende der Induktivität 9 liegt am Vorspannungsanschluss 23 des Durchführungskondensators und. das obere Ende der Induktivität 9 am oberen Ende der ersten Querzweig-Leitung 6. Somit führt ein leitender Weg vom Anschluss 23 über die Trenninduktivität 9, die Leitung 6, die Diode Dl zum geerdeten Block 17.

Wie in Fig 3 dargestellt, ist der obere Teil des leitenden Vorspannungs- i

aufnahmeblocks 13 geschnitten gezeigt. Ein Vorspannungsleiter 23A ist durch den Block geführt und mit dem unteren Anschluss eines herkömmlichen Durchführungskondensators C5 verbunden, der hier im Schnitt mit nur drei Platten dargestellt ist. Es ist üblich, so viele Platten als notwendig einzufügen, um die gewünschte Kapazität gegen

009828/0920

Erde zu erhalten. Wenn der Kondensator "C 5 inseine Aufnahmeöffnung eingebracht ist, drückt eine Halteschraube 13A auf sein Gehäuse und hält ihn sicher in seiner Lage fest.

Die Vorspannungen für die Dioden D2 und D3 werden auf ähnliche Weise zugeführt. Der Vorspannungsweg der Diode D2 geht vom Vorspannungsanschluss 26 des Durchführungskondensators C6 aus und führt über die Trenninduktivität 12, die zweite Querzweig-Leitung 7, die Diode D2 zum geerdeten Block 18. Der Vorspannungsweg der Diode D3 führt vom Anschluss 25 des Durchführungskondensators C4 über die Trenninduktivität 11, den Eingangsleiter 4, den in Reihe liegenden Leiter 8, die Diode D3, den Ausgangsleiter 5, die Trenninduktivität 10 und den geerdeten Anschluss 24 am leitenden Block 14. Die metallischen Eingangsund Ausgangsenden 19 bzw. 20 sind elektrisch und mechanisch mit den Vorspannungsaufnahmeblöcken 13, 15 und 16 Sowie dem Erdblock 14 verbunden. Diese Blöcke sind wiederum mechanisch und elektrisch an Erdblöcken 17 und 18 befestigt. Ausserdem ist eine metallische Grundplatte 21 elektrisch und mechanisch mit dieser geerdeten Anordnung verbunden. Beim endgültigen Zusammenbau wird eine entsprechende ·' obere Erdplatte (nicht gezeigt) mit den Eingangs- und Ausgangsblöcken 19 bzw. 20 durch eine Vielzahl von Schrauben und zugehörige Gewindebohrungen 22 befestigt. Die Eingangsleiter 3 und 4 sowie der Ausgangs-

98287 092

leiter 5, haben in.bekannter Weise einen geeigneten Abstand von den beiden Erdplatten, derart, dass sich der gewünschte Wellenwiderstand ergibt. . . . ._

Fig. 2 zeigt das Schaltbild der Anordnung nach Fig. 1, wobei entsprechende Bauteile gleiche Bezugsziffern tragen. Der Hauptsignalweg und das durch diesen Phasenschieber abschnitt gebildete Grundnetzwerk sind stark ausgezogen dargestellt,, während die Vorspannungswege nur dünn angegeben sind. Man sieht, dass die Dioden Dl, D2 und D3 ein pi-Netz- ™

werk zwischen dem Eingangs anschluss 1 und dem Aus gangs anschluss 2 bilden, und dass diese Dioden Belastungen ihrer jeweiligen Zweige des pi-Netzwerkes darstellen. Die obige-Erläuterung der Vorspannungskreise nach Fig. 1 gilt, in gleicher Weise für Fig. 2 und braucht daher nicht wiederholt zu werden. . .

Das Schaltbild der Fig. 2 zeigt die drei Dioden Dl, D2 und D3 als einfache Bauteile. Bei Mikrowellen-Frequenzen stellen sie jedoch ziemlich komplizierte Resonanz-Netzwerke dar. Eine vereinfachte Darstellung eines typischen Diodennetzwerkes gibt Fig. 4, in der die Diode Dl der Fig. 2 zwischen den Leiter 6 und Erde 17 geschaltet ist. Die Diode weist einen induktiven Reihenblindwiderstand X und einen kapazitiven Parallelblindwiderstand X auf. Es sei angenommen, dass die Diode in

0 0 9 8 2 8 / 0 9 2 0 ■.... ^ _r ,

y -■* @ y \ Lj

;■; - y ; ;■:. -/ : B- ■■'. /■■■■.//■.

diesem vereinfachten Netzwerk einen einfachen Ein-Äusschatter darstellt. Das Netzwerk ist auch auf der rechten Seite in F^g. 4 wiedergegeben, wo die Diode durch einen einfachen Schalter ersetzt ist. Es sei ausserdem darauf hingewiesen, dass bei der Betriebsfrequenz der kapazitive Blindwiderstand grosser als der induktive Blindwiderstand ist, so dass bei gfeöffnetem Schalter, d.h., bei gesperrter Diode, das gesamte Diodennetzwerk einen äquivalenten kapazitiven Blindwider stand zwischen der Leitung 6 und Erde 17 darstellt. Wenn andererseits die Diode.leitend ist, ist der kapazitive Blindwiderstand kurzgeschlossen, so dass dann das Netzwerk einen äquivalenten induktiven Blindwiderstand darstellt. Bei Umkehrung der Diodenvorspannung wird also die Reaktanz der Schaltung so geändert, dass sie dem negativen Wert der Reaktanz vor Umkehrung der Vor spannung entspricht. Da, wie obenerwähnt, die Leiter 6 und 7· in Fig. 2' als Transformatoren wirken, wird die Reaktanz der Dioden Dl und D2 im Effekt bezüglich ihres Vorzeichens in den Querzweigen umgekehrt. Ein kapazitives Diodennetzwerk macht seinen Querzweig induktiv und umgekehrt. Schaltet man Dioden dieses Typs in das Netzwerk nach Fig. 2 und spannt alle drei Dioden in Sperrichtung vor, so werden die Querzweige des pi-Netzwerkes induktiv sein und der Längszweig wird kapazitiv sein. Der induktive Blindwiderstand der kleinen Reihenspüle-8' kann zu dem induktiven Blindwiderstand X der Diode (Fig. 4) hinzugerechnet werden. Wenn andererseits die Dioden in Durch-

00 9 828/092 0 ... ■ >,/

lassrichtung vorgespannt sind, werden die Querzweige kapazitiv und der Reihenzweig mit der Diode D3 induktiv sein.

Ein alternatives Netzwerk kann für die Dioden vorgesehen sein, indem äussere Reaktanzen auf die in Fig. 5 gezeigte Weise hinzugefügt werden. Dies soll genauer anhand von Fig. 6 beschrieben werden. Die Bezugsziffern auf der linken Seite in Fig. 5 entsprechen der Diode Dl in Fig. 6. Der Kondensator ClO ist ein Nebenschlusskondensator, während der Kondensator C12 eine Reaktanz X liefert, die kleiner sein muss als der induktive Blindwiderstand X_x bei der Betriebsfrequenz. Dann wirkt die Diode Dl bei einer Vorspannung in Durchlassrichtung als geschlossener Schalter, der den induktiven Blindwiderstand X_T kurzschliesst, so dass das Netzwerk kapazitiv ist, während bei einer Vorspannung der Diode in Sperrichtung das Netzwerk einen induktiven Blindwiderstand darstellt.

Die Erfindung bietet sich besonders für eine Herstellung unter Verwendung von Dünnfilmverfahren an. Ein Ausführungsbeispiel nach diesen Verfahren ist in Fig. 6 gezeigt. Das die Anordnung nach Fig. 6 wiedergebende Schaltbild ist in Fig. 7 dargestellt. Die Bezugsziffern sich entsprechender Bauteile sind in den beiden Figuren gleich. Alle Bauteile in Fig, 6 mit Ausnahme der drei Dioden sind aus einem dünnen Film

009S2S/Q920

194725

auf einer Unterlage 80 hergestellt, die von einer die Unterlage tragenden Grundplatte 70 umgeben wird. Der Eingangs anschluss 61 ist mit den Eingangsleitern 63 und 64 verbunden, die über die niedrige Impedanz eines Sperrkondensators C7 gekoppelt sind. Die Ausgangsleiter 66 und 67 sind mit dem Aus gangs anschluss 62 verbunden und über die niedrige Impedanz eines Sperrkondensators C8 gekoppelt. Beide Sperrkondensatoren C7 und C8 sind unter Anwendung der Dünnfilmtechnologie hergestellt. Beispielsweise wird der Kondensator C7 durch einen.auf der Unterseite der Unterlage 80 angeordneten, die Leiter 63 und 64 überlappenden Leiter gebildet, wie durch die gestrichelten Linien angedeutet. Der Kondensator C8 ist auf die gleiche Weise hergestellt.

Die Dioden Dl und D2 liegen in den Querzweigen eines pi-Netzwerkes und die Diode D3 im Längszweig. Das ist deutlicher in Fig. 7 zu erkennen. Bei den Dioden Dl und D2 wird das Diodennetzwerk der in Fig. gezeigten Art verwendet und bei der Diode D3 das Netzwerk der in Fig. angegebenen Art. Bei dieser Anordnung werden alle drei Dioden zur Umschaltung des Netzwerkes von einer Phasenbedingung zur anderen entweder in Durchlassrichtung oder in Sperrichtung vorgespannt. Da . die Schaltungen der Dioden Dl und D2 identisch sind, soll nur die Schaltung der Diode Dl erläutert werden. Wie in den Fig. 6 und 7 gezeigt, verläuft der Vorspannungsstromkreis für die Diode Dl vom Vorspan-

009828/0920

nungsanschluss 71 über die Diode Dl/ einen Anschluss des Kondensators Cl2 und eine Spule Ll nach Erde bei 70. Die Spule Ll stellt den in Fig. 5 schematisch angegebenen induktiven Blindwiderstand X dar. Bei der Betriebsfrequenz leitet der auf die gleiche Weise wie der Kondensator C7 gebildete Kondensator ClO Signalströme von der Diode nach Erde ab. Wenn daher die Diode Dl leitet, ist die Spule Ll für Signalfrequenzen im wesentlichen kurzgeschlossen. Der Kondensator C12 wird durch ineinandergreifende Platten auf der gleichen Seite der Unterlage 80 entsprechend üblichen Dünnfilmverfahren gebildet. Eine Plattengruppe ist direkt mit dem oberen Ende der Spule Ll und der Diode Dl verbunden, und die andere Plattengruppe ist einstückig mit dem Leiter 64 hergestellt.

Wie bereits angegeben., ist das Netzwerk für die Diode D3 von der in Fig. 4' gezeigten Art. Sein Vorspannungsstromkreis enthält die Viertelwellenlängen'-Mäander leiter 68 und 69, die beide bei der Betriebsfrequenz als Drosselspulen wirken'. Das obere Ende der Drosselspule 68 ί ist über einen NeBenschlusskondensator· C9'"mit Erde verbunden, der auf die gleiche Weise wie der Kondensator C7 hergestellt ist. Das obere Ende der Drosselspule 69 liegt dagegen direkt an der Grundplatte 70. Das untere Ende der Drosselspule 68 ist mit dem .Leiter 66 und das untere Ende der Drosselspule 69 mit dem Leiter. 64 verbunden.

009828/0920

Der Kondensator CI3 wird durch ineinandergreifende Dünnfilmplatten auf der Oberseite der Unterlage 80 in gleicher Weise wie die Kondensatoren C12 und C14 gebildet. Er stellt Teil des in Fig. 4 schematisch gezeigten kapazitiven Blindwiderstandes X_c dar. Der in Fig. 4 angegebene induktive Diodenblindwiderstarid X_T wird durch die Spule L3

X-I

vergrössert, die entsprechend Fig. 6 direkt zwischen-den Leitern 65 und 64 liegt. *

In den Fig. 1 und 6 sind getrennte Vorspannungsanschlüsse für jede der drei Dioden dargestellt. Diese Anordnung gibt die Möglichkeit, jeder Diode individuelle Vor spannungs ströme zuzuführen, die so bemessen sind, dass sie deren Impedanzanforderungen genügen. Ein bequemes Verfahren zur Zuführung dieser Ströme aus einer einzigen Spannungsquelle besteht darin, einen getrennten Widerstand (nicht gezeigt) in Reihe mit jedem Vorspannungsanschluss zu schalten.

Alle drei Dioden in Fig. 7 werden gleichzeitig in Durchlassrichtung ; vorgespannt. Da aber die Diode im Längszweig dem Netzwerk nach Fig. 4 entspricht, während die Dioden in den Querzweigen dem Netzwerknach Fig 5 entsprechen, wird der Längszweig induktiv und die beiden Querzweige werden kapazitiv. Wenn andererseits die „$rei Dioden in Fig. 7 in ■.-Sp" er richtung vorgespannt sind, wird das Netzwerk im Längs zweig kapazitiv und die beiden Netzwerke in den Querzweigen werden

009828/0920

induktiv. Diese beiden Netzwerke sind schematisch in Fig. 8 zusammen mit ihren als Funktion der Frequenz aufgetragenen Phasenkennlinien dargestellt.

Fig. 8 zeigt eine typische Kennlinie für jedes Netzwerk. Wenn der Längszweig induktiv ist und die beiden Querzweige kapazitiv sind, bildet das Netzwerk ein Tiefpassfilter mit einer Kennlinie entsprechend der oberen Kurve. Wenn dagegen der Längszweig kapazitiv ist und die beiden Querzweige induktiv sind, ergibt sich ein Tiefpassfilter mit der durch die untere Kurve dargestellten Kennlinie. Die beiden Kennlinien lassen sich so ausbilden, dass sie bei der Betriebsfrequenz f im wesentlichen parallel zueinander über einen beträchtlichen Frequenzbereich verlaufen. Darüberhinaus kann bei der Betriebsfrequenz das Tiefpassnetzwerk so ausgebildet werden, dass sich eine gegebene positive Phasenverschiebung ergibt. Wenn die Vorspannungen der Dioden umgekehrt werden, lässt sich das dann entstehende Hochpassnetzwerk so ausbilden, dass sich eine negative Phasenverschiebung im wesentlichen gleicher Grosse ergibt, so dass das gesamte Phasen-Inkrement gemäss Fig. 8 Δ β beträgt. Da die beiden Kurven im Bereich der Betriebsfrequenz nahezu parallel verlaufen, ändert auch eine beträchtliche Frequenzabweichung von der Frequenz f_ das gesamte Phasen-Inkrement nicht. Folglich ist die durch diese Schaltung bewirkte Phasenverschiebung mit Bezug auf die Frequenz sehr stabil.

; 009828/OdaO

Fig. 9 zeigt das schematische Schaltbild eines vollständigen n-Bit-Phasenschiebers mit einem Eingangsanschluss 91 und einem Ausgangsanschluss 92. Jedes der Phasen-Bits enthält eines der in den Fig. 1 oder 6 gezeigten Netzwerke oder auch ein äquivalentes Netzwerk. Eine Vorspannungssteuerschaltung im Block 93 ist über Steuerleitungen mit jedem der Phasen-Bits gekoppelt. Jede dieser Leitungen stellt einen Steuerweg dar, der die drei Leiter, beispielsweise den Leiter 23A in Fig. 3, zur Steuerung der Vorspannungsströme für die drei Dioden in jedem Bit enthält.

Das vorliegend zur Erläuterung der Erfindung speziell offenbarte pi-Netzwerk kann durch ein äquivalentes T-Netzwerk ersetzt werden. Ausserdem kann eine Varaktor-Diode die PIN-Diode ersetzen, um zur Erzielung des gleichen Ergebnisses die Reaktanz in jedem Zweig des Netzwerkes zu ändern.

009828/0920

Claims

Patentansprüche

1.) Mikrowellen-Phasenschieber mit einer Vielzahl von Phasenschieberabschnitten, von denen jeder ein Phasen-Bit umfasst, dadurch gekennzeichnet, dass jeder der Abschnitte drei Resonanzkreise aufweist, von denen jeder eine Diode (Dl, D2, D3) enthält, die die Äquivalenzimpedanz ihres jeweiligen Resonanzkreises von einer ersten Reaktanz bei gesperrter Diode in eine zweite Reaktanz entgegengesetzten Vorzeichens bei leitender Diode ändern kann, und dass Vorspannungseinrichtungen (Fig. 9; 93, 94 und entweder Fig. 1: 9-C5-23,-10-11-C4-25, 12-C6-26 oder Fig. 6: 71-ClO-Ll, CIl, L2, 73-C9-68-69) vorgesehen sind, die eine beliebige Zahl der Dioden im Netzwerk in Durchlassrichtung und gleichzeitig die übrigen Dioden in Sperrichtung vorspannen.

2. Mikrowellen-Phasenschieber nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass jeder der Phasenschieberabschnitte ein einen Abschnitt f einer Übertragungsleitung enthaltendes pi-Netzwerk ist, dass die einen Längsabschnitt bildende Diode in Reihe mit einem Kondensator und der Übertragungsleitung eingeschaltet ist und dass die beiden, die zwei Querabschnitte bildenden Dioden je in Reihe mit einem Kondensator über der Übertragungsleitung liegen.

009828/0920'

3. Mikrowellen-Phasenschieber nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass wenigstens einer der drei Resonanzkreise in jedem Abschnitt wirkungsmässig ein Netzwerk mit einem kapazitiven Blindwiderstand parallel zu der Diode und einem induktiven Blindwiderstand in Reihe mit der Diode enthält, und dass der kapazitive Blindwiderstand bei der Betriebsfrequenz grosser als der induktive Blindwiderstand ist.

4. Mikrowellen-Phasenschieber nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass wenigstens einer der drei Resonanzkreise in jedem Abschnitt wirkungsmässig ein Netzwerk mit einem induktiven Blindwiderstand parallel zu der Diode und einem kapazitiven Blindwiderstand in Reihe mit der Diode enthält, und dass der induktive Blindwiderstand bei der Betriebsfrequenz grosser als der kapazitive Blindwiderstand ist.

5. Mikrowellen-Phasenschieber nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Vielzahl von Phasenschieber abschnitten in Reihe geschaltet ist, so dass die gesamte Phasenverschiebung die Summe der Phasenverschiebungen der Abschnitte wird und dass jeder Abschnitt ein digitales Phasenschieber-Bit einer digitalen n-Bit-Phasenänpasseinrichtung umfasst.

009328/0920