DE2826767C3

DE2826767C3 - Schaltungsanordnung zur Erzeugung und stabilen Verstärkung breitbandiger RF-Signale

Info

Publication number: DE2826767C3
Application number: DE2826767A
Authority: DE
Inventors: Othmar 7150 Backnang Tegel
Original assignee: Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Current assignee: Bosch Telecom GmbH
Priority date: 1978-06-19
Filing date: 1978-06-19
Publication date: 1981-12-17
Also published as: ATA429079A; CA1139851A; DE2826767A1; JPS551797A; DE2826767B2; FR2429519B1; FR2429519A1; AT378870B; US4270099A; BR7903840A

Description

Gegenstand der Erfindung ist eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung und stabilen Verstärkung breitbandiger HF-Signale, bestehend aus einem für den Betriebsfrequenzbereich unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen rechteckförmigen Hohlleiter, in dem mindestens ein aktives Halbleiterbauelement mit -,0 Gleichspannungszuführung angeordnet ist, und aus einem für die Betriebsfrequenz ausgelegten Hohlleiter, der unter Zwischenschaltung einer Querschnittsanpassung mit dem unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiter gekoppelt ist, wobei Abstimmelemente y, vorgesehen sind in Form von einer oder mehreren in die Hohlleiter hineinragenden Schraube(n) und einem den unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiter an einem Ende abschließenden Kurzschlußschieber.

Zur Erzeugung und Verstärkung von HF-Signalen mit «> Halbleiterbauelementen stehen neben bipolaren Transistoren für Frequenzen bis ca. S GHz für höhere Frequenzbereiche vorwiegend FET-Transistoren sowie Gunn- und Impatt-Dioden zur Verfügung.

Will man im Frequenzbereich größer als 5 GHz mit _hi Trägerfrequenzanlagen bei Ausgangsleistungen > 1 W und gleichzeitig hoher Stufenverstärkung (2OdB) z. B. mehr als lOOOGesorächskanäle odet andere Breitbandsignale übertragen, so verwendet man injektionssynchronisierte Impatt-Oszillatoren. Für die obigen Forderungen sind Synchronisierbandbreiten von über 100 MHz notwendig, um eine verzerrungsfreie Übertragung zu gewährleisten. Der Zusammenhang zwischen Synchronisierbandbreite Aynchr.. dem Verhältnis von Eingangs- und Ausgangsleistung (Stufenverstärkung)

der Frequenz des freilaufenden Oszillators fa und der externen Güte Q_c ist für den injektionssynchronisierttn Oszillator durch die bekannte Beziehung

HL (Λ±.Υ

gegeben.

Gunn- und Impatt-Dioden finden genauso wie in injektionssynchronisierten Oszillatoren auch in breitbandigen Rcflcxionsverstärkerii Anwendung. Den grundsätzlichen Aufbau, der für einen injektionssynchronisierten Oszillator bzw. einen Reflexionsverstärker der gleiche ist, zeigt die F i g. 1 mit einer an Tor 3 des Zirkulator angeschlossenen Schaltungsanordnung 1, die ein oder mehrere aktive Halbleiterbauelemente — z. B. Gunn- oder hapatt-Dioden — enthält.

Prinzipielle Ersatzschaltbilder von Impatt- und Gunn-Dioden mit Gehäuse sind in den F i g. 2a und 2b angegeben. Dabei stellt in F i g. 2a das Netzwerk 2 das Ersatzschaltbild der Impatt-Diode mit dem negativen Widerstand 3 und das Netzwerk 4 das Ersatzschaltbild des Diodengehäuses dar (vgl. M.S. Gupta: »Large signal equivalent circuit for Impatt-Diode characterization and its application to amplifiers«. IEEE-Trans. Microwave Theory Tech, Vol. MTT-21, No v. 1973, S. 689—694).

Ebenso zeigt die F i g. 2b das Ersatzschaltbild 5 der Gunn-Diode mit dem negativen Widerstand 6 (vgl. Gunn Diode Circuit Handbook, Niicrowave Association /HB 9000/Febr. 1971, S. 8) und das Gehäuseersatzschaltbild 7. Die Eingangsimpedanz der beiden Ersatzschaltungen sei Zd=Rd+JXd, wobei Rd einen negativen Wert annimmt, aufgrund des negativen Wirkwiderstandes der Impatt- bzw. Gunn-Diode. Die Reaktanz Xd kann sowohl kapazitiv als auch induktiv sein.

In dem Bereich, in dem die Verstärkerstufe eine stabile Verstärkung nach der bekannten Beziehung

R, - R_n

mit Ri. dem Lastwiderstand, haben soll, muß durch eine Schaltungsanordnung im Bereich des aktiven Halbleiterbauelements dafür gesorgt werden, daß die Reaktanz Xo durch den Blindanteil der Last Xl kompensiert wird (Xl= -Xd)- Schwierigkeiten bestehen vorwiegend bei der breitbandigen Realisierung der erwünschten Lasttransformation, da einmal der Betrag des Diodenwirkwiderstandes z. B. bei Impatt-Dioden sehr niederohmig (ίΟ,ΒΩ) und der induktive oder kapazitive Blindanteil relativ hochohmig (20 Ω — 40 Ω) sein kann, was einer hohen Diodengüte von etwa 20 entspricht. Zudem stellen die Dioden mit Gehäuse, wie aus F i g. 2a und ?b hervorgeht, mehrkreisige Anordnungen dar, die ihre Impedanz auch noch durch Fertigungsstreuungen und durch die Wahl des Arbeits-Dunktes bzw. der Aussteuerune erheblich ändern

(Unterschied zwischen Klein- und GroBsignalbetrieb).

Aus der Literatur (HP Application Note 935 3/1972, S. 5, 12, 13, 24, 25) sind injektionssynchronisierte Oszillatoren und Reflexionsverstärker bekannt, die Koaxial- oder Koaxial-Hohlleiter-Anordnungen verwenden, bei denen die Transformation der Diodenimpedanz meistens einkreisig erfolgt. Es sind auch mehrkreisige Koaxial- und Streifenleitungsschaltungen bekannt, bei denen aber keine ausreichenden Abgleichmöglichkeiten vorhtriden sind, die Frequenzänderungen, Halbleiter- und Fertigungssstreuungen ausreichend aufnehmen können. Bei diesen Ausführungen werden externe Güten erreicht, die den Anforderungen an Breitbandigkeit nicht genügen.

Bei dem Festkörper-Oszillator aus der DE-OS 21 28 773 ist das Halbleiterelement in einem Hohlleiter angeordnet, der gegenüber dem für die Betriebsfrequenz ausgelegten Hohlleiter, über den das RF-Signal ausgekoppelt wird, eine lediglich reduzierte Höhe besitzt Der Hohlleiter mit reduzierter Höhe, dient zur Impedanzanpassung zwischen der Diode und dem für die Betriebsfrequenz ausgelegten Hohlleiter. Als Resonator dient ein weiterer Hohlleiter, dei über eine Koaxialleitung rechtwinklig auf dem Hohlleiter mit reduzierter Höhe angeordnet ist und durch den die Gleichstromvorspannung der Diode zugeführt wird. Dieser Oszillator ist mit einem Kurzschlußschieber im Hohlleiter mit reduzierter Höhe abstimmbar.

In der US-PS 38 95 314 ist ein Oszillator beschrieben, bei dem die Diode in einem Koaxialresonator untergebracht ist, der einen mit einer Abstimmschraube versehenen in seiner Höhe abgestuften Hohlleiter kreuzt

Mit derartigen Schaltungen sind keine so geringen Güten zu erzielen, so daß sich damit breitbandige 3-, Verstärker realisieren lassen.

In Elektrisches Nachrichtenwesen (ITT), Band 47, 1972, Nr. 4, S. 277—291 werden bereits die Vorteile von Oszillatoren erwähnt, die in Verbindung mit Grenzfrequenzhohlleitern aufgebaut sind.

Es wurue bereits ein breitbandiger Mikrowellen-Oszillator vorgeschlagen in der älteren Anmeldung P 27 10 164.0, der aus einem unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiter besteht, mit einem Längsschlitz in der Schmalseite des Hohlleiters, durch den die Energie in einen Koppelhohlleiter ausgekoppelt wird, dessen Querschnitt die Existenz der ausgekoppelten Grundwelle zuläßt. In der Nähe dieser Auskopplung befinden sich das aktive Halbleiterbauelement und mindestens eine veränderbare Zusatzkapazität. Mit Hilfe dieser Anordnung lassen sich zwar kleinere externe Güten als mit älteren Lösungen erreichen, es ist aber niciit möglich, eine externe Güte zu erhalten, die kleiner ist als die Güte des Halbleiterbauelements. Um z. B. 1800 Gespräche mit einem injektionssynchronisierten Oszillator mit einer Stufenverstärkung von 20 dB zu übertragen, ist nach der Beziehung zwischen Synchronisierbandbreite, externer Güte und Stufenverstärkung (Formel s.o.) eine externe Güte <?_c£l0 erforderlich, womit diese weit unterhalb der Eigengüte (*20) z.B. einer Impatt-Diode liegt. Die obige Schaltungsanordnung läßt sich zudem nur sehr schwer mehrkreisig realisieren und ist in diesem Fall nicht einfach abzustimmen.

Die Aufgabe der Erfindung ist daher, eine mehrkreisi- t,^r> ge Schaltungsanordnung zu schaffen, die entweder als injektionssynchronisierter RF-Leistungsoszillator zui Übertragung von b, dtbandigen Signalen oder als breitbandiger stabiler Reflexionsverstärker einfach aufgebaut ist, mit guten Abgleichmöglichkeiten für die Frequenz- und Lasttransformation, um auch externe Güten zu erreichen, die kleiner sind als die Eigengüte der Halbleiterbauelemente.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der für die Betriebsfrequenz ausgelegte Hohlleiter in axialer Richtung an den unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiter angeschlossen ist und die zwischen beiden Hohlleitern angeordnete Querschnittsanpassung aus einem oder mehreren Hohlleiterabschnitten besteht, die die gleiche Breite wie der für die Betriebsfrequenz ausgelegte Hohlleiter, aber eine ihm gegenüber reduzierte Höhe besitzen, daß der Kurzschlußschieber sich an dem Ende des unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiters befindet das dem Übergang auf den für die Betriebsfrequenz ausgelegten Hohlleiter gegenüberliegt und daß die Abstimmschraube(n) in dem (den) der Querschnittsanpassung dienenden Hohlleiterabschnitt(en) angebracht ist (sind).

Eine vorteilhafte Weiterbildung der 'schaltungsanordnung ist dadurch gegeben, daß der Kurzschlußschieber durch eine an den unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiter angeschlossene Blindleitung mit verschiebbarem Dielektrikum realisiert ist

Die Erfindung wird anhand des in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert

F i g. 1 zeigt den prinzipiellen Aufbau eines injektionssynchronisierten Oszillators bzw. ei.ies Reflexionsverstärkers;

F i g. 2a, 2b stellen die bekannten Ersatzschaltbilder der Impatt-Diode 2a bzw. Gunn-Diode 2b unter Berücksichtigung des Diodengehäsises dar;
F i g. 3 zeigt di« Draufsicht und
Fig.4 die Seitenansicht eines erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels der Schaltungsanordnung für einen injektionssynchronisierten Oszillator bzw. Reflexionsverstärker, im Schnitt,

Fig.5 die Ersatzschaltung der Anordnung nach F ig. 3,4;

F i g. 6 stellt ein zweikreisiges Sperrfilter dar, welches direkt an der Diode angeordnet wird, zur Unterdrükkung «on Schwingungen außerhalb des Betriebsbereichs und

F i g. 7 zeigt eine Vorspannungsschaltung, besonders für Impatt-Dioden, zur Unterdrückung von Schwingungen in den tieferen Frequenzbereichen.

In Fig.3 bzw. 4 ist eine Hohlleiteranordnung wiedergegeben, die aus einem für den Betriebsfrequenzbereich unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiter 8 und einem Übergang 9 zur Querschnittsanpassung auf den für die Betriebsfrequenz ausgelegten Hohlleiter 10 besteht Die hier dargestellte Schaltung ist eine zweikreisige Anordnung mit einer Diode 11 im unterhalb der Grenzfrequenz betriebene« Hohlleitsr 8, die induktiv gekoppelt ist, mit einer im Übergang 9 angeordneten kapazitiv wirkenden Abstimmschraube 12. Als induktiv wirkende Abstimmvorrichtung ist ein Kurzschlußschitoer 13 an der dem Ausgang des Hohlleiters 8 abgewandten Seite angebracht Neben den Abstimmvorrichtungen, Abstimmschrr.ube und Kurzschlußschieber, haben die DimeiiSionierung d^s unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiters 8 und des Übergangs 9 und der Abstand zwischen der Diode 11 und der rtbstimmschraube 12 Einfluß auf die Last- und Frequenztransformation.

Fig. 5 zeigt das Ersatzschaltbild der zweikreisigen

-Schaltungsanordnung, in dem die der Diode parallelgeschaltete veränderbare Induktivität 14 die Wirkung des Kurzschlußschiebers 13 und die variable Kapazität 15 die Wirkung der Abstimmschraube 12 wiedergibt. Die in den Längszweig geschaltete Induktivität 16 charakterisiert die Hohllcitcrabmcssungcn und den Absland /wischen Diode und Abstimmschraube.

Da einige der in Frage kommenden Halbleiterbauelemente außer in dem Betriebsfrequenzbereich auch bis zu sehr tiefen und sehr hohen Frequenzen einen negativen Widerstand bieten, ist es notwendig, durch eine entsprechende Schaltung in der Gleichspannungs-/uführung Schwingungen außerhalb des Betriebsbereichs zu verhindern. Dazu wird eine mehrkreisige koaxiale Bandsperre verwendet.

In Fig. 6 handelt es sich um eine zweikreisige λ/4 gekoppelte Bandsperre mit einem integrierten Abschlußwiderstand 17 und einem Transformationsstück 18, das unmittelbar mit der Diodenebene kurzgeschlossen is! närnüch in ö~r Forrrt dsG hjac*»c TVancfnrmationsstück gleichzeitig als Halterung für die Diode dient. Fig. 4 zeigt, wie die Bandsperre 20 in der Vorrichtung für die Gleichspannungszuführung 21 an der Diode Il angeordnet ist. Die Gleichstromspeisung, die je nach Art des Halbleiterbauelements, d. h. bei Gunn- oder Impatt-Dioden aus Konstant-Spannungs- oder Konstant-Stromquellen erfolgt, muß besonders bei Impatt-Dioden durch eine zusätzliche Schal'ung ergänzt werden, damit niederfrequente Schwingungen in der Gleichspannungszuführung, die von der Bandsperre nicht mehr erfaßt werden, vermieden werden. Eine solche Schaltung 19 wird, wie Fig / zeigt, an die Bandsperre 20 angeschlossen.

Die oben beschriebene Schaltungsanordnung bietet die Vorteile eines einfachen konzentrierlen Aufbaus und ermöglicht es mit relativ einfachen Mitteln genügend Abstimmelemente unterzubringen für mehrkreisige Schaltungen. Schon die einfache zweili.reisige Anordnung des Ausführungsbeispiels ist in der Lage, externe Güten zu erreichen, die weit unterhalb der Diodeneigengiite liegen. F.in injektionssynchronisierter Oszillator hatte mit dieser Schaltung unter der Verwendung einer Impatt-Diode mit einer Eigengüte von etwa 25 im GHz-Bereich folgende Daten:

Verstärkung £20 dB.
Synchronisierbandbreite S; 150 MH?.
externe Güte S 10.
Durchstimmbereich in der
Hochfrequenz-Ebene 2 10%.

Hierzu 2 Bhitt /cichnunucn

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung und stabilen Verstärkung breitbandiger HF-Signale, bestehend aus einem für den Betriebsfrequenzbereich unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen rechteckförmigen Hohlleiter, in dem mindestens ein aktives Halbleiterbauelement mit Gleichspannungszuführung angeordnet ist, und aus einem für die Betriebsfrequenz ausgelegten Hohlleiter, der unter Zwischenschaltung einer Querschnittsanpassung mit dem unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiter gekoppelt ist, wobei Abstimmelemente vorgesehen sind in Form von einer oder mehreren in die Hohlleiter hineinragenden Schraube(n) und einem den unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiter an einem Ende abschließenden Kurzschlußschieber, dadurch gekennzeichnet, daß der für die Betriebsfrequenz ausgelegte Hohlleitei (10) in axialer Richtung an den unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiter (8) angeschlossen ist und die zwischen beiden Hohlleitern angeordnete Querschnittsanpassung aus einem oder mehreren Hohlleiterabschnitten (9) besteht, die die gleiche Breite wie der für die Betriebsfrequenz ausgelegte Hohlleiter (10), aber eine ihm gegenüber reduzierte Höhe besitzen, daß der Kurzschlußschieber (13) sich an dem Ende des unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiters (8) befindet, das dem Übergang auf den für die Betriebsfrequenz ausgelegte·^ Hohlleiter (10) gegenüberliegt und daß die Abstimmschraube(n) in dem (den) der Querschnittsarrpassung dienenden Hohlleiterabschnitt(en) angebracht isi (sind).

2. Schaltungsanordnung naui Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kurzschlußschieber durch eine an den unterhalb der Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiter (8) angeschlossene Blindleitung mit verschiebbarem Dielektrikum realisiert ist.