DE3234736C1 - Schaltung zur Gleichstromspeisung von Transistoren - Google Patents

Description

• F2 zu erfüllen, dessen Resonanzfrequenz gleich der Betriebsfrequenz des Verstärkers ist. Solche Schaltungen mit konzentrierten Elementen sind jedoch auf Frequenzen beschränkt, bei denen die Baugrößen der Induktivität und der Kapazität klein gegen die Wellenlänge sind. Bereits im Gigahertz-Bereich wird die Dimensionierung schwierig.
• Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für eine Schaltung der eingangs beschriebenen Art eine Lösung anzugeben, bei der der Widerstand im Gleichstromweg sowie der von der RF-Schaltung aus gesehene Querleitwert des Netzwerkes möglichst klein sind, außerhalb der Betriebsbandbreite bei keiner Frequenz ein Kurzschluß auftritt und und ferner die Schaltungsstruktur in Schichtschalttechnik, unter Vermeidung von Induktivitäten in Form von Spulen, realisierbar ist.
• Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung in der Weise gelöst, daß im Leitungsweg der Gleichstromzuführung zur Transistorelektrode ein Netzwerk in gedruckter Schaltungstechnik aus der Serienschaltung einer A/4-langen Leitung mit niedrigem Wellenwiderstand und einer A/4-langen Leitung mit hohem Wellenwiderstand eingeschaltet ist, an deren Leitungsübergang zwei weitere Leitungen hintereinander angeschaltet sind, von denen die eine, mit der Gleichstromquelle verbundene Leitung parallel zu einer Masseleitung'verläuft und mit dieser über Kondensatoren verbunden ist, daß ein ohmscher Widerstand zwischen der mit der Gleichstromquelle verbundenen Leitung und dem freien Ende der A/4-langen Leitung mit niedrigem Wellenwiderstand liegt und die A/4-lange Leitung mit hohem Wellenwiderstand mit ihrem zweiten Ende an eine Durchgangsleitung angeschlossen ist, die einerseits über ein Anpaßnetzwerk mit der betreffenden Transistorelektrode verbunden ist und andererseits mit einem Koppelkondensator zur Auskopplung der vom Transistor angegebenen RF-Leistung bzw. zur Einkopplung des Eingangssignals an den Transistor.
• Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen des Anmeldungsgegenstandes sind in den Unteransprüchen angegeben.
• Nachstehend wird die Erfindung anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert.
• Es zeigt F i g. 3 die Gleichstromzuführung für die Drainelektrode eines Transistors und F i g. 4 Ortskurven des komplexen Widerstandes R .
• Bei der Schaltung nach F i g. 3 ist lediglich die Stromzuführung für die Drainelektrode D eines Transistors Tr gezeigt, dessen Gate G nur andeutungsweise dargestellt ist. Die vom Transistor Tr abgegebene RF-Leistung fließt zunächst über ein einfaches Anpaßnetzwerk und danach über eine Leitung L 3 mit dem Wellenwiderstand Z3 und einen Koppelkondensator C3 zur nächsten Stufe des Verstärkers oder zum Ausgang des Verstärkers. Der Wellenwiderstand der Leitung L 3 beträgt meist 50 Ohm, der Kondensator C3 dient zur Trennung der Gleichspannungspotentiale. An die Durchgangsleitung L 3 ist die Serienschaltung einer ersten A/4-langen Leitung L 1 mit hohem Wellenwiderstand Z 1 und einer zweiten A/4-langen Leitung L 2 mit niedrigem Wellenwiderstand Z2 angeschlossen. Die Leitung L 2 rechteckförmiger Fläche kann auch als Kreissegment ausgebildet sein, wie dies in der Figur strichliert eingezeichnet ist. Am Leitungsübergang der beiden A/4-langen Leitungen L 1, L2 ist eine weitere Leitung L 4 mit dem Wellenwiderstand Z4 angeschlossen, an die sich eine mit der Gleichspannungsquelle verbundene Leiterbahn L 5 anschließt. Parallel zu dieser Leiterbahn L 5 verläuft eine Masseleitung M, die mit der Leiterbahn L 5 über Kondensatoren C 1, C2 verbunden ISt Die Leiterbahn L 5 ist ferner über einen Ohm'schen Widerstand R mit dem freien Ende der A/4-langen Leitung L2 niedrigen Wellenwiderstandes verbunden.
• Die elektrische Funktion der Schaltung wird nachfolgend beschrieben: Zunächst erzeugt die A/4-lange Leitung L2 mit niedrigem Wellenwiderstand (Leiterbahn größerer Breite) an der Sprungstelle zur A/4-langen Leitung mit hohem Wellenwiderstand (Leiterbahn geringer Breite) einen relativ breitbandigen Kurzschluß. Aus diesem Grund muß der Wellenwiderstand Z2 der Leitung L2 möglichst klein sein. Die Breitbandigkeit läßt sich noch erhöhen durch Ausbildung der Leitung L 2 als Kreissegment. Für diese Leitung L 2 sind auch andere Leitungsformen möglich.
• Der Kurzschluß bzw. die sehr niedrige Reaktanz wird durch die zweite A/4-lange Leitung L1 in einen hochohmigen Widerstand transformiert, der zu der zur Drainelektrode führenden Leitung L 3 parallel liegt. Für die Dimensionierung der Wellenwiderstände gilt Z1 >Z3>Z2, während die Länge A/4 nach der mittleren Übertragungsfrequenz der Verstärkerstufe bemessen ist.
• Die Zuführung des Betriebsstromes für den Transistor erfolgt über die Leitung L 5, die auch zur Versorgung mehrerer Stufen dienen kann, und die Leitung L 4. Da die Leitung L 4 an der sehr niederohmigen Stelle des Wellenwiderstandssprungs zwischen den Leitungen L 1 und L2 angekoppelt ist, spielt die Impedanz der Leitung L 4 nur eine geringe Rolle.
• Zweckmäßigerweise wird ein hoher Wellenwiderstand Z4 gewählt.
• Von besonderer Bedeutung ist der Ohm'sche Widerstand R, dessen Wirkung nachfolgend beschrieben wird: ohne den Ohm'schen Widerstand R ist bei etwa der halben Betriebsfrequenz des Verstärkers Schwingneigung gegeben, da nämlich für diese Frequenz die Leitungskombination der Leitungen L 2, L 1 gemeinsam A/4-lang ist und somit wegen des offenen Endes der Leitung L 2 ein Kurzschluß parallel zur Leitung L 3 erzeugt wird. Die Leitung verhält sich also bei dieser Frequenz wie ein Serienresonanzkreis.
• Am freien Ende der A/4-langen Leitung L 2 bildet sich ein Spannungsbauch aus, der erheblich höher ist als die RF-Spannung auf der Leitung L 3. Der an dieser Stelle angeordnete Ohm'sche Widerstand R bewirkt eine sehr starke Kreisdämpfung. Die Kondensatoren C1 und C2 besitzen hohe Kapazitätswerte; Über sie ist die Leitung L 5 mit der Masseleitung M verbunden. Der Ohm'sche Widerstand R ist an dieser Seite frei von RF-Spannung.
• Er liegt nur im RF-Weg, da er für Gleichstrom durch die Leitung L 4 überbrückt ist.
• Die Schaltung wird in vorteilhafter Weise so auf dem - in der Figur nicht dargestellten r Substrat angeordnet, das eine Kante 5 der Masseleitung M zugleich der Substratrand ist, so daß Durchkontaktierungen entfallen können. Die Vermeidung von Durchkontaktierungen gegen Masse führt zu einer wesentlichen Vereinfachung und Verringerung der Herstellungskosten.
• Fig.4 zeigt die Ortskurven des komplexen Widerstandes R bei Abschluß der zur Drainelektrode D des Transistors Tr führenden Leitung L 3 mit einem Wellenwiderstand von 50 Ohm und verschiedenen Widerstandswerten R. Für R gegen, also bei fehlendem Widerstand, tritt eine sehr kleine Impedanz auf. Die anderen Ortskurven zeigen deutlich die Wirkung des Dämpfungswiderstandes R. Man erkennt, daß der Wert des Widerstandes R unkritisch ist. Bei einem Widerstand R in der Größenordnung zwischen 10 Ohm und 60 Ohm ergeben sich in jedem Fall Reflexionsfaktoren, die klein genug sind, um keinen Beitrag zur Vergrößerung der Schwingneigung zu liefern.
• Bei Verstärkerstufen mit Feldeffekt-Transistoren kann bei Anwendung der Schaltung zur Speisung des Gate die Leitung L 4 entfallen. Der Widerstand R liegt dann zwar im Gleichstromweg, da diese Verstärkerstufen jedoch meist so dimensioniert sind, daß nur ein sehr geringer Gategleichstrom fließt, tritt kein störender Spannungsabfall auf.

Claims (5)

1. Patentansprüche: 1. Schaltung zur Gleichstromspeisung von Transistoren in Verstärkerstufen oder Oszillatorstufen für Frequenzen im Gigahertz-Bereich, d a d u r c h g e -k en n ze ichn et, daß im Leitungsweg der Gleichstromzuführung zur Transistorelektrode ein Netzwerk in gedruckter Schaltungstechnik aus der Serienschaltung einer A/4-langen Leitung (L 2) mit niedrigem Wellenwiderstand und einer A/4-langen Leitung (L 1) mit hohem Wellenwiderstand eingeschaltet ist, an deren Leitungsübergang zwei weitere Leitungen (L4, L5) hintereinander angeschaltet sind, von denen die eine, mit der Gleichstromquelle verbundene Leitung (L 5) parallel zu einer Masseleitung (M) verläuft und mit dieser über Kondensatoren (C 1, C2) verbunden ist, daß ein Ohm'scher Widerstand (R) zwischen der mit der Gleichstromquelle verbundenen Leitung (L5) und dem freien Ende der A/4-langen Leitung (L2) mit niedrigem Wellenwiderstand liegt und die A/4-lange Leitung (L 1) mit hohem Wellenwiderstand mit ihrem zweiten Ende an eine Durchgangsleitung (L 3) angeschlossen ist, die einerseits über ein Anpaßnetzwerk mit der betreffenden Transistorelektrode verbunden ist und andererseits mit einem Koppelkondensator (C) zur Auskopplung der vom Transistor (Tr)abgegebenen RF-Leistung.
2. 2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Ohm'sche Widerstand (R) niederohmig ist.
3. 3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die A/4-lange Leitung (L 2) mit niedrigem Wellenwiderstand Rechteck- oder Kreissegmentform aufweist, wobei im letzteren Fall die Grundfläche an die Leitung (L 1) mit hohem Wellenwiderstand angeschlossen ist.
4. 4. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die mit der Gleichstromquelle verbundene Leitung (L 5) zur Stromzuführung für mehrere Transistorstufen dient.
5. 5. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Kante (S) der Masseleitung (M) zugleich der Substratrand des die Schaltung tragenden Substrats ist.

   Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltung zur Gleichstromspeisung von Transistoren in Verstärkerstufen oder Oszillatorstufen für Frequenzen im Gigahertz-Bereich.

   Bei RF-Verstärkerstufen sind in der Regel Gleichstromzuführungen erforderlich, über die, von Gleichstromquellen gespeist, das aktive verstärkende Element mit den notwendigen Betriebsspannungen bzw. Strömen versorgt wird. Von den Netzwerken zur Gleichstromzuführung wird verlangt, daß sie die Gleichstromenergie verlustlos übertragen, sonst aber die wechselstrommäßige Funktion der Schaltung nicht beeinflussen.

   Anhand eines in Fig. 1 dargestellten prinzipiellen Aufbaus einer üblichen Verstärkerstufe für höhere Frequenzen, die beispielsweise mit einem GaAs-FET bestückt sein kann, sollen die Probleme der Gleichstromzuführung erläutert werden: Das an die Eingangsklemmen 1-1' angelegte RF-Signal gelangt über ein Anpaßnetzwerk A 1 an das Gate G des Transistors Tr, wird von diesem verstärkt und über ein Anpaßnetzwerk A 2 an einen Verbraucher Z abgegeben. Die Source S des Transistors liegt hierbei an Masse. Am Gate G liegt eine negative Gleichspannung, während die Drainelektrode D positiv vorgespannt ist.

   Es fließen Gleichströme, denen die RF-Signale überlagert sind. Die Höhe der Gleichspannungen an den Transistorelektroden bestimmt den Arbeitspunkt des Transistors. Von den Gleichspannungsquellen werden die Spannungen UG und UD abgegeben und über Netzwerke F 1 und F2 mit Filtercharakter an Gate und Drain geführt. Die Anpaßnetzwerke A 1 und A 2 müssen gleichstromdurchlässig sein. An die Netzwerke F1 und F2 werden folgende Forderungen gestellt: 1. Der Gleichstromwiderstand soll möglichst klein sein. Dies ist insbesondere bei dem in der Drainzuleitung liegenden Netzwerk F2 wichtig.

   Ohm'sche Widerstände haben eine Reduzierung der Verstärkung zur Folge.

   2. Hinsichtlich der Impedanz zur RF-Schaltung wird gefordert, daß im Frequenzbereich der Übertragungsbandbreite des Verstärkers die zum RF-Weg parallel liegenden Impedanzen der Netzwerke F 1 und F2 möglichst hoch sind, damit eine Beeinflussung der Verstärkerschaltung vermieden wird.

   3. Sehr wichtig ist das Verhalten außerhalb der Übertragungsbandbreite, da bei Nichtbeachtung die Verstärkerstufen sehr leicht eine unkontrollierte Schwingung zeigen können.

   Eine stabile Verstärkerstufe, also eine Stufe, die keine Schwingneigung zeigt, erhält man problemlos nur dann, wenn, vom Transistor aus gesehen, die Quell- und Abschlußreflexionsfaktoren Pl und P2 außerhalb der Stabilitätskreise K 2 liegen, wie sie im Smith-Diagramm nach Fig.2 eingezeichnet sind. K1 und K2 sind die Stabilitätskreise für den Eingang (Gate-Source) und den Ausgang (Drain-Source) des Transistors und pl und P2 sind die Reflexionsfaktoren von Quelle und Abschluß.

   Verändert man die Frequenz, dann ändern die Reflexionsfaktoren pl und P2 ihre Beträge Ip 1 und lp2 l und ihre Phasen 1 und 2. Die Phasen sind aber sehr stark abhängig von der Frequenz, d. h. die Zeiger drehen sich als Funktion der- Frequenz, weil jede Schaltungsstruktur eine geometrische Ausdehnung besitzt, deren elektrische Länge mit steigender Frequenz wächst. Das Eindringen der Zeiger in den schraffierten Bereich innerhalb der Stabilitätskreise K 1 und K 2 kann man breitbandig mit Sicherheit nur vermeiden, wenn Pl I und 1 P2 1 einen bestimmten Maximalwert nicht überschreiten. Dieser Maximalwert ist durch die Kreise R 1 und R 2 mit den Radien r 1 und r 2 gegeben. Die Forderungen an die Netzwerke F 1 und F2 sind nun sehr leicht zu definieren: Da pl und p2 durch die Parallelschaltung der Last oder der Quelle mit den Eingangsreaktanzen der Netzwerke F 1 und F2 und Transformation über die Anpaßnetzwerke A 1 und A 2 entstehen, genügt es, die Eingangsreaktanzen der Netzwerke F 1 und F2 hochohmig zu machen.

   Allerdings ist diese Bedingung im gesamten Frequenzbereich einzuhalten, in dem der Transistor nur bedingt stabil ist.

   Die vorstehend genannten Forderungen 1 bis 3 an Gleichstromzuführungen sind mit einem Parallelresonanzkreis anstelle des jeweiligen Netzwerkes F 1 bzw.