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Die
Erfindung betrifft eine Integrierte Oszillatorschaltung nach dem
Oberbegriff des Anspruchs 1.
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Eine
solche Oszillatorschaltung ist aus der WO 99/43079 bekannt. Diese
Schrift zeigt ein differenzielles Oszillatordesign mit zwei Schwingkreisen, die über eine
Verstärkerschaltung
aus zwei Transistoren in Basisschaltung entdämpft werden. In der Terminologie
der WO 99/43079 bestehen die Schwingkreise aus je einem Resonanzelement,
einem Rückführpfad und
einem differenziellen Kopplungselement. Das Resonanzelement soll
bevorzugt induktive Elemente aufweisen, während der Rückführpfad z.B. kapazitiv realisierbar
sein soll. Als Beispiel eines differenziellen Kopplungselements
wird eine Kapazität angegeben.
Beide Schwingkreise sind sowohl mit einem Eingang als auch mit einem
Ausgang der Verstärkerschaltung
verbunden.
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Beim
Gegenstand der WO99/43079 wird der Wechselanteil der Spannung an
den Emittern der Transistoren bei einer bevorzugten Ausgestaltung (dort 2)
durch einen kapazitiven Spannungsteiler bestimmt, der aus einer
parallel zur Kollektor-Emitterstrecke des Transistors liegenden
Kapazität
und der Kapazität
des zwischen den Emittern liegenden differenziellen Kopplungselements
besteht. Dabei fällt über dem
differenziellen Kopplungselement zwangsläufig immer ein gewisser AC-Anteil
der Kollektorspannung zu Lasten der dadurch beschränkten Emitterspannung
ab.
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Wegen
des Rückführpfades
werden solche Oszillatoren auch als Feedback-Oszillatoren bezeichnet.
Ferner sind auch sogenannte Reflexionsoszillatoren bekannt, zum
Beispiel aus der Veröffentlichung „Optimizing
MMIC Reflection-Type Oscillators",
2004 IEEE MTT-S Digest, Seite 1341 ff. Nach dieser Schrift besteht
ein solcher Oszillator aus einem aktiven Bauelement, das über drei
Impedanzen an eine AC-Masse angeschlossen ist. Dabei sind zwei Anschlüsse so an
Masse angeschlossen, dass sich am dritten Anschluss eine negative
Impedanz einstellt. Dort wird eine dritte Impedanz an die AC-Masse
angeschlossen, um die Resonanzfrequenz einzustellen.
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Wie
bereits in der WO99/43079 ausgeführt wird,
müssen
beim Entwurf eines Oszillators immer Kompromisse zwischen Forderungen
eingegangen werden, von denen eine häufig nur zu Lasten einer anderen
erfüllt
werden kann. Gefordert werden zum Beispiel eine Realisierbarkeit
in hohen Stückzahlen zu
möglichst
geringen Kosten, ein geringer Platzbedarf der Oszillatorschaltung,
ein geringer Stromverbrauch, ein großes Signal zu Rausch – Verhältnis, eine
geringe Empfindlichkeit gegenüber
herstellungsbedingten Streuungen der Schaltungseigenschaften und
eine große
Bandbreite einstellbarer Resonanzfrequenzen bei gleichzeitig hoher
Schwingkreisgüte.
Beim Gegenstand der WO 99/43079 soll eine hohe Güte durch kapazitive Schalter
an den Kollektoren der Transistoren und variable voltage capacitor
tuning zwischen den Emittern erreicht werden. Zusätzliche
Abstimmbarkeit (tuning control) könne durch eine kapazitive Kopplung
zwischen den Kollektoren des differenziellen Transistorpaars erzielt
werden.
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Vor
diesem Hintergrund besteht die Aufgabe der Erfindung in der Angabe
einer weiter verbesserten Integrierten Oszillatorschaltung.
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Diese
Aufgabe wird bei einer Oszillatorschaltung der eingangs genannten
Art dadurch gelöst, dass
der erste Schwingkreis ausschließlich ausgangsseitig mit der
Verstärkerschaltung
verbunden und als ein Parallelschwingkreis aus einer ersten Kapazität und einer
ersten Induktivität
ausgebildet ist, und der zweite Schwingkreis ausschließlich eingangsseitig
mit der Verstärkerschaltung
verbunden und als ein Parallelschwingkreis aus einer zweiten Kapazität und einer
zweiten Induktivität
ausgebildet ist.
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Dadurch
werden die folgenden Vorteile erzielt:
Ein solcher zweiter
Schwingkreis ermöglicht
eine rauscharme Einstellung der Amplitude am Eingang der Verstärkerschaltung.
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Außerdem wird
der Bereich der möglichen Aussteuerung
der Verstärkerschaltung
vergrößert, wie
man durch folgende Betrachtung sieht: Bei einem idealen Parallelschwingkreis
ohne Ohm'schen Widerstand
wird der Wechselstromwiderstand im Resonanzfall unendlich groß, so dass
der Parallelschwingkreis einen Stromfluss bei seiner Resonanzfrequenz sperrt.
Bei der Verwendung eines solchen idealen Sperrkreises in einem frequenzselektiven
Rückkopplungsnetzwerk
fällt daher
die ganze Wechselspannung über
dem Sperrkreis ab, so dass am Eingang der Verstärkerschaltung eine maximale
Spannungsamplitude zur Verfügung
steht. Im Idealfall kann die Eingangsspannung den Wert der Ausgangsspannung
erreichen. Als Folge wird die Verstärkerschaltung maximal ausgesteuert,
was ein maximales Ausgangssignal erzeugt und damit zu einem guten
Signal-Rausch-Verhältnis
beiträgt.
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Je
nach Wahl der Induktivität
und der Kapazität
des zweiten Schwingkreises kann die Amplitude der phasenrichtig
zum Eingang zurückgekoppelten Spannung
eingestellt werden. Dabei können
Bauelemente mit festen Werten für
die genannte Induktivität und
Kapazität
verwendet werden. Diese Werte können
so festgelegt werden, dass sie zusammen mit Werten parasitärer Kapazitäten der
Verstärkerschaltung
zusammen eine Resonanzbedingung erfüllen. Diese parasitären Kapazitäten werden
dann zumindest teilweise vom ersten Schwingkreis entkoppelt. Da
die Bandbreite der Frequenz-Abstimmbarkeit von Schwingkreisen in
der Regel durch feste, parasitäre Kapazitäten beschränkt wird,
führt diese
teilweise Entkopplung zu einer Verringerung der im ersten Schwingkreis
wirksamen Kapazitäten
und damit zu einer Vergrößerung der
genannten Bandbreite, also des Frequenz-Abstimmbereichs des ersten
Schwingkreises.
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Alternativ
kann insbesondere die Kapazität des
zweiten Schwingkreises auch variabel sein, so dass die Amplitude
der phasenrichtig zum Eingang zurückgekoppelten Spannung variierbar
ist. Im Resonanzfall kann ein vergleichsweise großer Spannungswert
eingestellt werden. Mit zunehmendem Abstand von der Resonanzfrequenz
sinkt die Amplitude am Eingang der Verstärkerschaltung. Ob sich der
Resonanzfall oder ein bestimmter Abstand zum Resonanzfall einstellt,
kann durch Verändern
der zweiten Schwingkreiskapazität
eingestellt werden.
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Bei
einer Ausgestaltung der Verstärkerschaltung
mit bipolaren Transistoren treten Transistorkapazitäten jeweils
zwischen einer Wechselstrommasse und der Basis, dem Emitter und
dem Kollektor auf. Durch die rauscharme Einstellung der Spannung
der Amplitude am Eingang der Verstärkerschaltung, also am Emitter
oder der Basis eines Transistors der Verstärkerschaltung, werden diese
parasitären
Transistorkapazitäten
für eine
Abstimmbarkeit der Frequenz der Oszillatorschaltung nutzbar gemacht.
Diese Möglichkeit
ergibt sich, weil die genannten Kapazitäten von der Signalamplitude
am Eingang der Verstärkerschaltung
abhängig
sind. Diese Kapazitäten
besitzen in der Regel große
Werte, die häufig
mehr als 50 % der Schwingkreiskapazität betragen. Entsprechend groß ist ihr
Einfluss auf die Breite des Abstimmbereichs.
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Eine
bevorzugte Ausgestaltung zeichnet sich dadurch aus, dass die erste
Induktivität über einen ersten
Gleichstrompfad an ein erstes DC-Bezugspotenzial angeschlossen ist,
und die zweite Induktivität über einen
zweiten Gleichstrompfad an ein zweites DC-Bezugspotenzial angeschlossen
ist.
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Durch
den Anschluss der zweiten Induktivität an das zweite DC-Bezugspotenzial
wird der für
eine Entdämpfung
der Schwingkreise und eine Arbeitspunkteinstellung der Verstärkerschaltung
notwendige zweite Gleichstrompfad über die zweite Induktivität zu der
Verstärkerschaltung
geführt.
Induktivitäten werden
in der Regel metallisch ausgeführt
und weisen im Idealfall einen verschwindend geringen Ohm'schen Widerstand
auf.
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Bei
solch geringen Ohm'schen
Widerstandswerten spielen kleine Unterschiede in den Widerstandswerten,
wie sie durch Prozessvariationen bei der Herstellung Integrierter
Oszillatorschaltungen auftreten können, nur noch eine untergeordnete
Rolle. Bei der üblichen
Erzeugung der DC-Anbindung der Verstärkerschaltung mit Hilfe von
Widerständen aus
Halbleitermaterial oder mit Hilfe von aktiven Stromquellen oder
Stromsenken, die Transistoren enthalten, treten dagegen durch Prozessvariationen vergleichsweise
große
Streuungen der Widerstandswerte auf.
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Außerdem hängen die
in den Zuleitungen auftretenden Rauschspannungen u_r vom Wert R
ihrer Widerstände
ab (u_r2 = 4kBTR,
kB = Boltzmannkonstante, T = absolute Temperatur).
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Wegen
der kleinen Widerstandswerte der Induktivitäten wird durch die Erfindung
eine rauscharme DC-Anbindung der Verstärkerschaltung mit verringerter
Schwankungsbreite der Auswirkung von Prozessvariationen bereitgestellt.
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Weitere
Ausgestaltungen betreffen die Geometrie der Schwingkreis-Induktivitäten und
der Anordnung von Kapazitäten.
Die Induktivitäten
können nahezu
kreisförmig
sein, aus mindestens einer Windung oder Transmissionsleitung bestehen,
und durch einen Mittelabgriff, an den jeweils die Gleichstromversorgung
angeschlossen ist, in linke Induktivitäten und rechte Induktivitäten aufgeteilt
werden. Es versteht sich, dass andere Ausgestaltungen auch elliptische
Leiterschleifen aufweisen können.
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Die
Induktivitätswerte
beider Schwingkreisinduktivitäten
sind bevorzugt gleich, können
aber auch verschiedene Werte annehmen, wodurch ein weiterer Freiheitsgrad
beim Schaltungsentwurf bereitgestellt wird.
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Eine
weitere Ausgestaltung weist rechteckförmige Leiterschleifen als Induktivitäten auf,
bei denen benachbarte und parallel verlaufende Abschnitte LC als
Kopplungskapazitäten
dienen und zusammen mit dazu orthogonalen Abschnitten LL die Länge, beziehungsweise
Fläche
einer Leiterschleife und damit die Induktivität bestimmen.
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Durch
Veränderung
der Längen
LL und LC kann damit sowohl der Wert der Induktivität, der Wert der
Kopplungskapazität
und ein Anteil einer kapazitiven und transformatorischen Kopplung
an der gesamten Kopplung variiert werden. Dadurch werden weitere
Freiheitsgrade beim Schaltungsentwurf bereitgestellt.
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Zusätzliche
Kapazitäten,
die zwischen die parallel verlaufenden Abschnitte LC geschaltet
sind, ermöglichen
eine Optimierung der Eingangs- und/oder Ausgangsimpedanz von als
Verstärkern
arbeitenden Transistoren der Verstärkerschaltung. Wenn die Verstärkerschaltung
mit Basisschaltungen von Bipolartransistoren arbeitet, werden die
zusätzlichen
Kapazitäten
zwischen Kollektor und Emitter geschaltet, was eine optimierte Impedanzanpassung ermöglicht.
Diese trägt
dann zu einer maximalen Leistungsverstärkung und Rauschanpassung und damit
auch zu einem maximalen Signal/Rausch-Verhältnis bei.
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An
Stelle einer reinen Rechteckform, Kreisform oder elliptischen Form
können
andere Ausgestaltungen auch Leiterschleifen mit stückweise
geraden Abschnitten in regelmäßiger oder
unregelmäßiger sowie
konvexer oder konkaver Vieleckform und oder Leiterschleifen mit
stückweise
gekrümmten
konkaven oder konvexen Abschnitten oder aus gekrümmten und geraden Abschnitten
zusammengesetzte Mischformen aufweisen.
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Weitere
Ausgestaltungen zeichnen sich durch eine rein transformatorische
oder zumindest teilweise transformatorische Rückkopplung aus, die durch eine
zueinander benachbarte Anordnung der Schwingkreisinduktivitäten der
beiden Parallelschwingkreise erzielt wird. Die transformatorische Kopplung
besitzt den Vorteil eines vereinfachten Schaltungsaufbaus und eines
verringerten Platzbedarfs, da keine Kapazitäten für eine kapazitive Kopplung erforderlich
sind.
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Weitere
Vorteile ergeben sich aus der Beschreibung und den beigefügten Figuren.
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Es
versteht sich, dass die vorstehend genannten und die nachstehend
noch zu erläuternden Merkmale
nicht nur in der jeweils angegebenen Kombination, sondern auch in
anderen Kombinationen oder in Alleinstellung verwendbar sind, ohne
den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen.
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Zeichnungen
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Ausführungsbeispiele
der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden in
der nachfolgenden Beschreibung näher
erläutert.
Es zeigen, jeweils in schematischer Form:
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1 ein
bekanntes Blockschaltbild einer Oszillatorschaltung;
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2 ein
erstes Ausführungsbeispiel
der Erfindung, das nach einem differenziellen Prinzip arbeitet;
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3 eine
erste Ausgestaltung einer Verstärkerschaltung
mit Transistoren in Basisschaltung;
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4 eine
Ausgestaltung einer Verstärkerschaltung
mit Transistoren in Emitterschaltung;
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5 Ausgestaltungen
von einstellbaren Kapazitäten;
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6 mögliche
geometrische Ausgestaltungen der Schwingkreisinduktivitäten und
der Anordnung von Kapazitäten;
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7 Ausgestaltungen von Oszillatorschaltungen
mit einer transformatorischen Rückkopplung;
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8 eine
Ausgestaltung einer Oszillatorschaltung in einem single ended – Entwurf,
und
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9 eine
Ausgestaltung der Erfindung als Reflexionsoszillator.
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Dabei
bezeichnen gleiche Bezugszeichen in allen Figuren jeweils gleiche
Elemente. Im Einzelnen zeigt 1 das bekannte
Prinzip einer Feedback-Oszillatorschaltung 10, die generell
aus einer Verstärkerschaltung 12 mit
einem frequenzselektiven Rückkopplungsnetzwerk 14 besteht.
Die Verstärkerschaltung 12 verstärkt ein
Eingangssignal U1 zu einem Ausgangssignal U2 = A·U1. Das Rückkopplungsnetzwerk 14 selektiert
eine Resonanzfrequenz aus dem Ausgangssignal U2 und führt das
Ausgangssignal der selektierten Frequenz in gedämpfter Form als Signal U3 =
k·U2
an den Eingang zurück. Eine
stabile Schwingung des Ausgangssignals U2 stellt sich bekanntlich
dann ein, wenn die Amplitude des rückgeführten Signals U3 gleich der
Amplitude des Eingangssignals U1 ist. Bezeichnet man das Produkt
aus Verstärkung
A und Dämpfung
k als Schleifenverstärkung
g, muss g also gleich 1 sein. Ferner muss die Phasenverschiebung
zwischen U1 und U3 eine konstruktive Interferenz erlauben, im Idealfall
also ein ganzzahliges Vielfaches von 2π betragen. Diese Zusammenhänge gelten
ganz allgemein und sind bekannt (Vergleiche Tietze Schenk, Halbleiterschaltungstechnik,
9. Auflage Seiten 458, 459). Man kann das Rückkopplungsnetzwerk noch weiter
unterteilen in einen ersten Teil 14.a, der die Frequenz
selektiert, und einen zweiten Teil 14.b, der das selektierte
Signal zum Eingang zurückführt.
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2 zeigt
ein erstes Ausführungsbeispiel der
Erfindung mit einer Integrierten Oszillatorschaltung 16,
die mit differenziellen Signalen arbeitet. Die Oszillatorschaltung 16 weist
einen ersten Schwingkreis 18, einen zweiten Schwingkreis 20 und
eine beide Schwingkreise 18, 20 entdämpfende
Verstärkerschaltung 22 auf.
Der erste Schwingkreis 18 ist ein Parallelschwingkreis
mit einer ersten Kapazität 24 und
einer ersten Induktivität 26 und
ist an erste Anschlüsse 28, 30 der
Verstärkerschaltung 22 angeschlossen,
die Ausgänge
der Verstärkerschaltung 22 bilden.
Die erste Kapazität 24 liegt
zwischen den beiden ersten Anschlüssen 28, 30.
An den ersten Anschluss 28 ist auch ein Ende einer Teilinduktivität 26.1 der
ersten Induktivität 26 angeschlossen.
An den zweiten Anschluss 30 ist auch ein Ende einer Teilinduktivität 26.2 der
ersten Induktivität 26 angeschlossen.
Das jeweils komplementäre
Ende der beiden Teilinduktivitäten 26.1, 26.2 ist
zusätzlich über einen
ersten Gleichstrompfad 27, also ohne Zwischenschaltung
von Kapazitäten,
an ein erstes DC-Bezugspotenzial
VCC angeschlossen. Die Verbindung der beiden Teilinduktivitäten 26.1, 26.2 bildet
eine Wechselstrommasse 51.
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Analog
ist der zweite Schwingkreis 20 ebenfalls ein Parallelschwingkreis
mit einer zweiten Kapazität 32 und
einer zweiten Induktivität 34.
Er ist an zweite Anschlüsse 36, 38 der
Verstärkerschaltung 22 angeschlossen,
die Eingänge
der Verstärkerschaltung
bilden. Die zweite Kapazität 32 liegt
zwischen den beiden zweiten Anschlüssen 36, 38.
An jeden der zweiten Anschlüsse 36, 38 ist
jeweils eine Teilinduktivität 34.1, 34.2 der
zweiten Induktivität 34 angeschlossen.
Das jeweils komplementäre
Ende der Teilinduktivitäten 34.1, 34.2 der
zweiten Induktivität 34 ist über einen
zweiten Gleichstrompfad 35, also ohne Zwischenschaltung
von Kapazitäten,
an ein zweites DC-Bezugspotenzial VEE angeschlossen. Die Verbindung
der beiden Teilinduktivitäten 34.1, 34.2 bildet
ebenfalls eine Wechselstrommasse 51.
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Das
zweite Bezugspotenzial VEE ergibt sich in der Ausgestaltung der 2 als
Ausgangspotenzial einer Stromquelle 40, das auf eine Gleichstrommasse 42 bezogen
ist. Die differenzielle Oszillatorschaltung 16 kommt am
Eingang der Verstärkerschaltung 22 mit
nur einer Stromquelle 40 aus, weil die beiden Teilinduktivitäten 34.1, 34.2 einen
Fluss von Gleichströmen
von dem Eingang 36 und 38 zur Wechselstrommasse 51 mit
vernachlässigbaren Gleichspannungsabfällen erlauben.
Die beiden Parallelschwingkreise 18, 20 in der 2 entsprechen dem
oben genannten ersten Teil 14.a des Rückkopplungsnetzwerks 14,
das die Frequenz selektiert. Der oben genannte zweite Teil 14.b, über den
die eigentliche Rückkopplung
erfolgt, ist in der Darstellung der 2 in die
Verstärkerschaltung 22 integriert.
An den Anschlüssen 44, 46 wird
das Ausgangssignal der Oszillatorschaltung 16 bereitgestellt.
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Es
ist ein großer
Vorteil, dass diese differenzielle Schaltung am Eingang der Verstärkerschaltung 22 nur
eine Stromquelle 40 benötigt,
weil dadurch DC-Potenzialunterschiede
an den Anschlüssen 36, 38 der
Verstärkerschaltung 22 komplett
verhindert werden. Solche Potenzialunterschiede können beim eingangs
genannten Stand der Technik durch fertigungsbedingte Streuungen
der Eigenschaften der beiden Stromquellen auftreten und führen dort
zu unterschiedlichen Arbeitspunkten von als Verstärkern dienenden
Transistoren. Diese werden dann nicht mehr exakt differenziell ausgesteuert,
was negative Auswirkungen auf die Qualität des Ausgangssignals der Oszillatorschaltung
hat.
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Durch
den erfindungsgemäßen Anschluss des
Eingangs 36, 38 der Verstärkerschaltung 22 über die
zweite Induktivität 34 und
den zweiten Gleichstrompfad 35 an das zweite DC-Potenzial VEE der Gleichstromversorgung
wird insgesamt ein sehr niedriger Widerstand der Gleichstromversorgung
erzielt. Wegen der differenziellen Ausgestaltung sind zwar nach
wie vor getrennte Gleichstrompfadabschnitte zu den Anschlüssen 36, 38 des
differenziellen Eingangs erforderlich. Diese Abschnitte werden aber
durch die extrem niederohmigen Induktivitäten realisiert. Der Gesamtwiderstand
der Gleichstromversorgung wird daher auf der Eingangsseite der Verstärkeranordnung
durch Bauteile wie Widerstände
oder Transistoren einer Stromquelle der Gleichstromversorgung dominiert,
die in einem für beide
Anschlüsse
des differenziellen Eingangs gemeinsamen Schaltungsabschnitt angeordnet
sind. Durch diese Einflüsse
werden Unsymmetrien in der Gleichstromversorgung der Verstärkerschaltung
fast vollständig
vermieden.
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Die
Oszillatorschaltung 16 aus der 2 wird,
wie auch die im Übrigen
vorgestellten Oszillatorschaltungen, in einem üblichen Halbleiterherstellungsprozess
als Integrierte Schaltung auf einem Halbleitersubstrat realisiert.
Dabei werden die Induktivitäten 26, 34 bevorzugt
durch strukturierte Leiterbahnabschnitte in Metallisierungsebenen
gebildet. Die Kapazitäten 24, 32 werden
beispielsweise mit einer dünnen
Oxidschicht als Dielektrikum gebildet, die auf einer hochdotierten
Schicht aus Halbleitermaterial liegt und durch eine Metallschicht
bedeckt wird (MIS = metal insulator semiconductor – Struktur). Auch
MIM-Strukturen (metal
insulator metal) kommen in Frage.
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3 zeigt
eine erste Ausgestaltung 22.1 einer Verstärkerschaltung 22,
wie sie in der 2 verwendbar ist. In der Ausgestaltung 22.1 weist
die Verstärkerschaltung 22 zwei
Bipolartransistoren 48, 50 in Basisschaltung auf,
deren Basen miteinander verbunden sind und an einem Punkt der Verbindung eine
Wechselstrommasse 51 bilden, an der kein AC-Signal auftritt (AC-Ground).
Der Kollektor eines ersten Transistors 48 bildet einen
ersten Anschluss 28 der Verstärkerschaltung 22 und
der Kollektor des zweiten Transistors 50 bildet den anderen
ersten Anschluss 30. Entsprechend bildet der Emitter des
ersten Transistors 48 einen zweiten Anschuss 36 der Verstärkerschaltung 22 und
der Emitter des zweiten Transistors 50 bildet den anderen
zweiten Anschluss 38. Jeder Emitter bildet damit einen
Eingang der Verstärkerschaltung 22 und
jeder Kollektor bildet entsprechend einen Ausgang.
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Je
ein Eingang 36 (38) ist mit einem Ausgang 28 (30) über eine
Rückführung verbunden,
die in der Ausgestaltung der 3 jeweils
eine Koppelkapazität 52 (54)
enthält.
Die Koppelkapazität 52, 54 bildet, vereinfachend
gesprochen, jeweils einen AC-Kurzschluss, während sie Gleichströme blockiert.
Sie erlaubt damit insbesondere für
die Transistorfunktion notwendige Kollektor- und Emitter-DC-Potenziale.
Im Übrigen
besitzt sie einen im Vergleich zur ersten und zweiten Kapazität 24, 32 großen Kapazitätswert und wirkt
daher nicht oder nur vernachlässigbar
phasendrehend. Ein Signal am Kollektor eines der beiden Transistoren 48, 50 wird
daher über
die zugehörige Koppelkapazität 52, 54 mit
vernachlässigbarer
Phasendrehung auf den Emitter desselben Transistors 48, 50 zurückgekoppelt,
wodurch der Transistor 48, 50 an seinem Emitter
ausgesteuert wird. Bei einer solchen Aussteuerung folgt das Signal
am Kollektor als Ausgang der Verstärkerschaltung 22.1 dem
Eingangssignal am Emitter mit gleicher Phase.
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Alternativ
zu der Ausgestaltung nach der 3 kann die
Verstärkerschaltung 22 auch
zwei Bipolartransistoren 56, 58 in Emitterschaltung
aufweisen, wie es in der 4 als Ausgestaltung 22.2 dargestellt
ist. In diesem Fall sind die Emitter der beiden Transistoren 56, 58 miteinander
verbunden und bilden an einem Punkt der Verbindung eine Wechselstrommasse 51,
an der sich AC-Anteile beider Emitterpotentiale kompensieren (AC
Ground). Wie bei der Ausgestaltung der 3 bildet
der Kollektor eines ersten Transistors 56 der beiden Transistoren 56, 58 einen
der beiden ersten Anschlüsse 28, 30 der
Verstärkerschaltung 22 und
der Kollektor des zweiten Transistors 58 der beiden Transistoren 56, 58 bildet den
anderen der beiden ersten Anschlüsse 28, 30.
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Abweichend
vom Gegenstand der 3 bildet die Basis des ersten
Transistors 56 einen der zweiten Anschlüsse 36, 38 der
Verstärkerschaltung 22 und
die Basis des zweiten Transistors 58 bildet den anderen
der zweiten Anschlüsse 36, 38.
Jede Basis bildet damit einen Eingang 36, 38 der
Verstärkerschaltung 22 und
jeder Kollektor bildet entsprechend einen Ausgang 28, 30.
Je ein Ausgang 28 (30) ist mit einem Eingang 38 (36) über eine
Rückführung verbunden, die
jeweils eine Koppelkapazität 60, 62 enthält. Auch
diese Koppelkapazitäten 60, 62 besitzen
vergleichsweise hohe Kapazitätswerte,
so dass ihre phasendrehende Wirkung vernachlässigt werden kann. Ein Signal
am Kollektor eines der beiden Transistoren 56, 58 wird über die
zugehörige
Koppelkapazität 62, 60 auf
die Basis des jeweils anderen Transistors 58, 56 zurückgekoppelt,
so dass eine Kreuzkopplung 63 von Kollektoren und Basen
der beiden Transistoren 56, 58 der Verstärkerschaltung 22 entsteht.
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Bei
einer Aussteuerung eines Transistors mit einem Eingangssignal an
seiner Basis folgt das Ausgangssignal am Kollektor desselben Transistors
dem Eingangssignal immer mit einer Phasenverschiebung von π. Der erste
Parallelschwingkreis 18 liegt zwischen den Kollektoren
der beiden Transistoren 56, 58 und erzeugt im
Betrieb der Oszillatorschaltung 16 eine zusätzliche
Phasenverschiebung von π. Durch
die Kreuzkopplung 63 trifft das vom Kollektor des Transistors 58 zur
Basis des Transistors 56 propagierende Signal dort insgesamt
mit einer Phasenverschiebung von 2π zum Eingangssignal ein. Dies gilt
auch umgekehrt, so dass die Phasen-Voraussetzung für eine Oszillation
insoweit auch bei der Emitterschaltung der Ausgestaltung 22.2 erfüllt ist.
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In
jedem Fall zeigen die 3 und 4 Ausgestaltungen
mit einer kapazitiven Kopplung zwischen einem Eingang und einem
Ausgang differenzieller Verstärkerschaltungen.
Aus der Emitterschaltung ergibt sich durch Vertauschen von Emitter
und Kollektor der beiden Transistoren 56, 58 und
gleichzeitigem Anpassen der DC-Potenziale VCC, VEE in einer weiteren
Ausgestaltung eine Verstärkerschaltung
mit zwei Bipolartransistoren in Kollektorschaltung.
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Auch
wenn die bisher beschriebenen Ausgestaltungen 22.1, 22.2 von
Verstärkerschaltungen 22 unter
Verwendung von bipolaren npn-Transistoren 48, 50, 56, 58 erläutert wurden,
versteht es sich, dass korrespondierende Ausgestaltungen auch mit
bipolaren pnp-Transistoren
oder mit unipolaren Transistoren vom n-Kanal-Typ oder vom p-Kanal-Typ
aufgebaut werden können.
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In
einer weiteren bevorzugten Ausgestaltung sind die Werte der ersten
und/oder der zweiten Kapazität 24, 32 in
der 2 kontinuierlich und/oder schrittweise einstellbar.
Beispiele bekannter kontinuierlich einstellbarer kapazitiver Bauelemente
sind Varaktor-, Kapazitäts-,
Schottky-, MOS- und MEM-Dioden. Beispiele kapazitiver Bauelemente
mit diskret änderbarem
Kapazitätswert
sind sogenannte CDAC-Schaltungen (CDAC = Capacitor digital-to-analog converter,
vergleiche zum Beispiel US 2005/0083221), geschaltete MIM-Kondensatoren (MIM
= Metal-Insulator-Metal) und geschaltete PolyCaps. Wesentlich ist
in jedem Fall, dass sich die Kapazitäten in Integrierte Schaltungen
integrieren lassen, was für
die genannten Ausgestaltungen zutrifft.
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Die
einstellbaren Kapazitäten
sind schematisch in der 5 dargestellt. 5a zeigt
eine Ausgestaltung der ersten Kapazität 24 mit einem einzelnen
einstellbaren kapazitiven Bauteil. 5b zeigt eine
Ausgestaltung der Kapazität 32 mit
zwei einstellbaren kapazitiven Bauteilen, zwischen denen sich eine
Wechselstrommasse 51 bildet. Die Kapazitäten 24 und 32 können gleiche
oder unterschiedliche Bauelemente aufweisen und gleiche oder unterschiedliche
Kapazitätswerte
besitzen.
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Mit
einstellbaren Kapazitäten 24, 32 bildet die
Oszillatorschaltung 16 zum Beispiel einen voltage controlled
oscillator VCO 16. Bei einem VCO 16 werden aus
technologischen Gründen
fast ausschließlich
kapazitive Bauelemente als ansteuerbare Stellglieder zur Frequenzabstimmung
benutzt. Dabei wird der Abstimmbereich, also die Bandbreite der
einstellbaren Resonanzfrequenzen, mit zunehmender Frequenz durch
parasitäre
Kapazitäten
des Schwingkreises und/oder der Verstärkerschaltung begrenzt. In
der genannten Ausgestaltung, bei der die Kapazitäten beider Schwingkreise abstimmbar
sind, wird der Anteil der insgesamt abstimmbaren Kapazität an der
Gesamtkapazität
der Anordnung, also an der Summe der abstimmbaren und parasitären Kapazitäten, im
Vergleich zu einer Anordnung mit nur einer abstimmbaren Kapazität stark
vergrößert, da
sich die Summe der parasitären
Kapazitäten
beim Hinzufügen
einer zweiten abstimmbaren Kapazität nicht oder nicht wesentlich ändert. Dabei
ist besonders bevorzugt, dass die Kapazitäten 24, 32 unabhängig voneinander
abstimmbar sind, um zusätzliche
Freiheitsgrade beim Entwurf und Betrieb der Oszillatorschaltung 16 bereitzustellen.
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Im
Ergebnis wird dadurch eine signifikante Vergrößerung des Frequenz-Abstimmbereichs
der Oszillatorschaltung 16 erzielt. Dies gilt auch im Vergleich
mit dem eingangs genannten Stand der Technik, der zwar mehrere Schwingkreise,
aber keine zwei abstimmbaren Parallelschwingkreise zeigt. Bei gleicher
Zählweise
wie im eingangs genannten Stand der Technik kann man bei der differenziellen
Ausgestaltung nach der 2 in Verbindung mit der Ausgestaltung 5b insgesamt
vier Parallelschwingkreise identifizieren, von denen jeder aus einer
der Teilinduktivitäten 26.1, 26.2, 34.1, 34.2 in
Verbindung mit einem zugeordneten Anteil an den ersten und zweiten
Kapazitäten 24, 32 besteht.
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6 zeigt mögliche geometrische Ausgestaltungen
der Schwingkreis-Induktivitäten
und der Anordnung von Kapazitäten. 6a zeigt
eine Ausgestaltung einer Oszillatorschaltung 16 mit nahezu kreisförmigen ersten
und zweiten Induktivitäten 26.k, 34.k.
In jedem Fall besteht jede Schwingkreisinduktivität 26.k, 34.k aus
mindestens einer Windung oder Transmissionsleitung. Durch einen
Mittelabgriff an den jeweils die Gleichstromversorgung 32 angeschlossen
ist, werden die Induktivitäten 28, 26 in
linke Induktivitäten 28.1, 26.1 und
rechte Induktivitäten 28.r, 26.r aufgeteilt.
Es versteht sich, dass andere Ausgestaltungen auch elliptische Leiterschleifen
aufweisen können.
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Die
Induktivitätswerte
beider Schwingkreisinduktivitäten 26.k, 34.k sind
bevorzugt gleich, können aber
auch verschiedene Werte annehmen, wodurch ein weiterer Freiheitsgad
beim Schaltungsentwurf bereitgestellt wird. Dies gilt im Übrigen auch
für die anderen
ersten und zweiten Induktivitäten 26, 34 aus den
anderen Ausgestaltungen, sofern dort nicht explizit etwas anderes
beschrieben wird. Ferner zeigt die 6a jeweils
erste und zweite Kapazitäten 24, 32 mit
jeweils drei parallel geschalteten einstellbaren kapazitiven Bauteilen.
Es versteht sich aber, dass damit keine Festlegung auf die Zahl
drei oder die Art der Zusammenschaltung der kapazitiven Bauteile
verbunden ist. Das gleiche gilt auch für den Aufbau der Verstärkerschaltung,
der in der 6 ohne Beschränkung der
oben ausgeführten
Austauschbarkeit als Ausgestaltung mit bipolaren npn-Transistoren 48, 50 in
Basisschaltung und Koppelkapazitäten 52, 54 dargestellt
ist.
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6b zeigt
eine Ausgestaltung einer Oszillatorschaltung 16 mit rechteckförmigen Leiterschleifen
als Induktivitäten 26.r. 34.r,
bei denen benachbarte und parallel verlaufende Abschnitte LC als Kopplungskapazitäten dienen
und zusammen mit dazu orthogonalen Abschnitten LL die Länge, beziehungsweise
Fläche
einer Leiterschleife und damit die Induktivität bestimmen. Durch Veränderung
der Längen
LL und LC kann damit sowohl der Wert der Induktivität, der Wert
der Kopplungskapazität
und ein Anteil einer kapazitiven und transformatorischen Kopplung
an der gesamten Kopplung variiert werden. Dadurch werden weitere
Freiheitsgrade beim Schaltungsentwurf bereitgestellt. An Stelle
einer reinen Rechteckform, Kreisform oder elliptischen Form können andere
Ausgestaltungen auch Leiterschleifen mit stückweise geraden Abschnitten
in regelmäßiger oder
unregelmäßiger sowie
konvexer oder konkaver Vieleckform und oder Leiterschleifen mit
stückweise gekrümmten konkaven
oder konvexen Abschnitten oder aus gekrümmten und geraden Abschnitten
zusammengesetzte Mischformen aufweisen. 6b zeigt
damit insbesondere eine Ausgestaltung mit einer gemischt transformatorischen
und kapazitiven Kopplung zwischen einem Eingang und einem Ausgang
der Verstärkerschaltung.
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Zusätzliche
Kapazitäten 52.1, 52.2, 54.1, 54.2,
wie sie in der 6c dargestellt sind, ermöglichen
eine Optimierung der Eingangs- und/oder Ausgangsimpedanz der als
Verstärker
arbeitenden Transistoren 48, 50. Bei der hier
dargestellten Basisschaltung der Transistoren 48, 50,
werden die zusätzlichen
Kapazitäten 52.1, 52.2, 54.1, 54.2 zwischen Kollektor
und Emitter geschaltet, was die optimierte Impedanzanpassung ermöglicht.
Diese ergibt dann eine maximale Leistungsverstärkung und Rauschanpassung und
damit auch ein maximales Signal/Rausch-Verhältnis.
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7 zeigt im Teil 7a ein Schaltbild
einer Ausgestaltung einer Oszillatorschaltung 16.1 mit
einer rein transformatorischen Rückkopplung.
Dabei sind die Schwingkreisinduktivitäten 26.1, 34.1 und 26.2, 34.2 der
beiden Parallelschwingkreise 18, 20 benachbart
zueinander angeordnet, um eine transformatorische Kopplung zu erzielen.
Die Kopplung erfolgt dadurch, dass das Magnetfeld der einen Schwingkreisinduktivität 26 die
andere Schwingkreisinduktivität 34 durchdringt
und umgekehrt. Die transformatorische Kopplung besitzt den Vorteil
eines vereinfachten Schaltungsaufbaus und eines verringerten Platzbedarfs,
da keine Kapazitäten
für eine
kapazitive Kopplung erforderlich sind. Ferner weist sie, wie auch
jede induktive oder kapazitive Kopplung, den Vorteil einer galvanischen
Trennung auf.
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Die
Verstärkerschaltung 22 kann
auch bei der transformatorischen Kopplung zwei bipolare npn-Transistoren 48, 50 in
Basisschaltung aufweisen, wie es in der 7a dargestellt
ist. In Frage kommen aber auch sämtliche
anderen der oben genannten Ausgestaltungen von Verstärkerschaltungen,
also zwei bipolare Transistoren in Emitterschaltung oder Kollektorschaltung
oder Realisierungen mit bipolaren pnp-Transistoren oder mit unipolaren
Transistoren vom n-Kanal-Typ oder vom p-Kanal-Typ.
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7b zeigt
eine mögliche
geometrische Ausgestaltung der ersten und zweiten Induktivitäten 26, 34 und
der Anordnung von Kapazitäten 24, 32 mit nahezu
kreisförmigen,
konzentrischen Schwingkreisinduktivitäten 26.kk, 34.kk.
In jedem Fall besteht jede Schwingkreisinduktivität 26.kk, 34.kk aus
mindestens einer Windung oder Transmissionsleitung. Die Induktivitätswerte
beider Schwingkreisinduktivitäten 26.kk, 34.kk sind
bei dieser Ausgestaltung zwangsläufig
ungleich. Dies ist aber unproblematisch, weil die Resonanzfrequenz
eines Parallelschwingkreises umgekehrt proportional zur Wurzel aus
dem Produkt der Schwingkreisinduktivität und der Schwingkreiskapazität variiert.
Mit anderen Worten: Wenn beide Schwingkreise auf dieselbe Resonanzfrequenz
abgestimmt werden sollen, können
Abweichungen zwischen den Induktivitäten durch entsprechende Abweichungen
zwischen den Kapazitäten
der Schwingkreise kompensiert werden.
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Die
bisher vorgestellten Ausgestaltungen bezogen sich auf Schaltungen
für differenzielle
Signale. Generell kann jede der oben vorgestellten differenziellen
Schaltungen in der Mitte aufgeteilt werden. Die Mitte entspricht
elektrisch jeweils einer Wechselstrommasse 51, also einem
AC-Ground Potenzial, wobei die zugehörigen DC-Potenziale durchaus
verschieden sein können.
In nicht-differenziellen Oszillatorschaltungen können daher die Knoten der Wechselstrommasse über Blockkondensatoren
CB mit Masse 42 verbunden werden, wobei zur Einstellung des
Arbeitspunktes zusätzlich
parallele Stromquellen vorzusehen sind. Die rechts und links von
der Wechselstrommasse 51 verbleibenden Schaltungsteile stellen
selbst Ausgestaltungen der Erfindung dar. Dies wird im Folgenden
unter Bezug auf die 8 erläutert.
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8 zeigt
eine Ausgestaltung einer Oszillatorschaltung 16 in einem
single ended – Entwurf.
Die Oszillatorschaltung 16 weist einen ersten Schwingkreis 18,
einen zweiten Schwingkreis 20, eine beide Schwingkreise
entdämpfende
Verstärkerschaltung 22 und
eine Rückführung mit
einer Kopplungskapazität 52 auf.
Der erste Schwingkreis 18 ist ein Parallelschwingkreis,
der eine erste Kapazität 24 und
eine erste Induktivität 26 aufweist
und ausschließlich
ausgangsseitig an die Verstärkerschaltung 22 angeschlossen
ist. Die erste Induktivität 26 ist
zusätzlich über einen
ersten Gleichstrompfad 27 an ein erstes DC-Bezugspotenzial
VCC angeschlossen. Der zweite Schwingkreis 20 ist ebenfalls
ein Parallelschwingkreis und weist eine zweite Kapazität 32 und
eine zweite Induktivität 34 auf,
die über
einen zweiten Gleichstrompfad 35 an ein zweites DC-Bezugspotenzial
VEE angeschlossen ist. Der zweite Parallelschwingkreis 20 ist
ausschließlich
eingangsseitig an die Verstärkerschaltung 22 angeschlossen.
Das zweite Bezugspotenzial VEE ergibt sich in der Ausgestaltung
der 8 als Ausgangspotenzial einer Stromquelle 40,
das auf eine Gleichstrommasse 42 bezogen ist. Die Verstärkerschaltung 22 weist
in der Ausgestaltung, die in 8 dargestellt
ist, einen Bipolartransistor 48 in Basisschaltung auf,
dessen Kollektor an den ersten Schwingkreis 18 und dessen Emitter
an den zweiten Schwingkreis 20 angeschlossen ist. Hervorzuheben
ist, dass die für
die Funktion des Bipolartransistors notwendige DC-Anbindung des
Emitters im Rahmen der hier vorgestellten Erfindung immer über eine
Induktivität 34 des
zweiten Schwingkreises 20 erfolgt.
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Bis
auf die abstrahierte Ausgestaltung der 1 weisen
alle bisher beschriebenen Oszillatorschaltungen 16 eine
kapazitive oder transformatorische Rückführung auf. Sie können daher
dem Typ der Feedback-Oszillatoren zugeordnet werden. Die Erfindung
ist aber nicht auf eine Verwendung bei Feedback-Oszillatoren beschränkt, sondern
kann auch bei Reflexionsoszillatoren verwendet werden.
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9 zeigt
eine Verstärkerschaltung 22,
die in Verbindung mit dem Gegenstand der 1 einen Reflexionsoszillator
ergibt. Die Verstärkerschaltung 22 weist
zwei Bipolartransistoren 48, 50 auf, wie sie in ähnlicher
Form in der 3 dargestellt sind. Abweichend
vom Gegenstand der 3 sind die Basen der beiden
Transistoren 48, 50 jedoch nicht direkt, sondern über eine
Impedanz 64, 66 beispielsweise ein weiteres LC-Netzwerk,
miteinander verbunden, wobei der Verbindungspunkt eine Wechselstrommasse 51 bildet.
Damit wird das Schaltungsprinzip eines Reflexionsoszillators in
differenzieller Form verwirklicht: Jeder der jeweils drei Anschlüsse der
beiden Transistoren 48, 50 ist über eine
Impedanz mit einer Wechselstrommasse verbunden, wobei sich am Emitter
jeweils ein negativer Widerstand ergibt, über den die beteiligten Schwingkreise
entdämpft werden.
Dabei ist der wenigstens eine erste Anschluss über den ersten Parallelschwingkreis
und der wenigstens eine zweite Anschluss über den zweiten Parallelschwingkreis
und der dritte Anschluss über eine
elektrische Wellen teilweise oder total reflektierende Impedanz 64, 66 mit
einer Wechselstrommasse 51 verbunden. Im Fall einer total
reflektierenden Impedanz 64, 66 kann auf die im
Rahmen der anderen Ausgestaltungen beschriebenen Kopplungskapazitäten 52, 54 verzichtet
werden. Bei einer teilweise reflektierenden Impedanz 64, 66 ist
es vorteilhaft, zusätzlich
separate Kopplungen durch Kapazitäten 52, 54 oder
eine entsprechende Anordnung der Induktivitäten vorzusehen.