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Die Erfindung betrifft eine Oszillatorschaltung laut Oberbegriff des Hauptanspruches.
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Oszillatorschaltungen mit LC-Parallelschwingkreisen sind mit verschiedenartigen Rückkopplungsschaltungen bekannt. Ein Beispiel hierfür ist der sogenannte Colpitts-Oszillator, bei dem der Rückkopplungskreis zwischen dem aus einem oder mehreren Bipolar- oder Feldeffekttransistoren bestehenden Verstärkerelement und dem LC-Parallelschwingkreis durch Aufspaltung der Kapazität des Schwingkreises in zwei am Ende der Induktivität des Schwingkreises wirkende Kapazitäten erfolgt. Ein Problem bei solchen Oszillatorschaltungen sind deren Temperaturschwankungen, Schwankungen des Frequenzganges sowie des Amplitudenrauschens und des daraus resultierenden Phasenrauschens. Diese Schwankungen sind im wesentlichen auf Änderungen des Arbeitspunktes des Verstärkerelementes zurückzuführen.
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Das Dokument
US 4,939,481 offenbart einen Oszillator mit einem LC-Parallelschwingkreis. Die Induktivität des Schwingkreises ist dabei parallel geschaltet zu einer Vielzahl von Serienschaltungen jeweils zweier Kapazitäten. Die Induktivität ist in Form eines Transformators mit einer zweiten Spule und einer dritten Spule gekoppelt. Die zweite Spule ist dabei mit der Basis eines ersten Transistors einer Verstärkerschaltung verbunden. Auf ihrer anderen Seite ist sie mit Masse verbunden. Die zweite Spule ist zwischen dem Kollektor und dem Ermittler eines zweiten Transistors der Verstärkerschaltung geschaltet.
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US 5,854,578 offenbart einen Oszillator mit einem Verstärkungstransistor, einer Spannungsreferenz und einer aktiven Bias-Schaltung. Die aktive Bias-Schaltung steuert den Arbeitspunkt des Verstärkungstransistors und beinhaltet einen Bias-Transistor, welcher von der Spannungsreferenz eingestellt wird.
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US 5,675,478 zeigt einen Oszillator mit einer Spannungsregelung. Eine Konstant-Spannungsquelle ist in Serie geschaltet mit einem Bias-Netzwerk um den Stromfluss zu reduzieren und einen weitgehend konstanten Spannungsabfall zu erreichen. Eine Impedanz ist dabei zwischen einem ersten und einem zweiten Widerstand angeschlossen. Ein Silicium-PN-Transistor und ein Silicium-NPN-Transistor erzeugen dabei eine Temperaturkompensation.
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US 5,144,263 zeigt einen Oszillator und ein Steuerverfahren für einen Oszillator. Der Oszillator beinhaltet dabei zumindest einen Transistor mit Kollektor, Emitter und Basis. Eine einstellbare Stromquelle ist zwischen dem Emitter des Transistors und einer Spannungsversorgung angeschlossen. Ein oszillierendes Element ist mit der Basis oder dem Kollektor des Transistors verbunden. Durch Variation der Spannung an dem Emitter des Transistors wird die Oszillation eingestellt.
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Weiterhin zeigt das Dokument
US 5,144,264 einen Breitbandoszillator, welcher spannungsgesteuert ist. Der Oszillator beinhaltet ein oszillierendes Element mit einem Steuereingang. Darüber hinaus ist eine Rückkopplungseinheit beinhaltet. Die Rückkopplungseinheit beinhaltet außerdem eine Kompensationsschaltung, welche eine konstante Verstärkung ermöglicht.
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Es ist daher Aufgabe der Erfindung, eine Oszillatorschaltung zu schaffen, bei welcher der Arbeitspunkt mit einfachen Mitteln konstant gehalten werden kann, so daß die erwähnten Temperatur, Frequenz- und Amplitudenschwankungen vermieden werden.
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Diese Aufgabe wird ausgehend von einer Oszillatorschaltung laut Oberbegriff des Hauptanspruches durch dessen kennzeichnende Merkmale gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen ergeben sich aus den Unteransprüchen.
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Durch die zusätzliche Kompensationswicklung am Parallelschwingkreis wird die störende Wirkung der parasitären Kollektorkapazität, die einerseits aus einem internen Kapazitätsanteil des Halbleiters und gegebenenfalls auch Kapazitätsanteilen des Gehäuses und des übrigen Aufbaus besteht, kompensiert, kann also nicht mehr parallel zur Induktivität des Parallelschwingkreises wirken und damit die Frequenz arbeitspunktabhängig ändern. Durch die erfindungsgemäße Maßnahme wird also eine Frequenzänderung durch Änderung der parasitären Kollektorkapazität des Verstärkerelementes vermieden und somit ein Oszillator mit hoher spektraler Reinheit geschaffen.
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Bei Colpitts-Oszillatoren, deren bipolarer Verstärkungstransistor in Kollektorschaltung betrieben ist und der Kollektor an Masse liegt, wirkt die parasitäre Kollektorkapazität zwar unverstärkt auf die Induktivität des Parallelschwingkreises, trotzdem ist die erfindungsgemäße Maßnahme auch bei solchen Oszillatorschaltungen sinnvoll. Besonders vorteilhaft ist die erfindungsgemäße Maßnahme jedoch bei solchen Oszillatorschaltungen, beispielsweise Colpitts-Oszillatoren, bei denen das Ausgangssignal am Kollektor des Verstärkungstransistors ausgekoppelt wird und damit der Kollektor nicht mehr an Masse liegt. Die parasitäre Kollektorkapazität wirkt in diesem Falle mit dem Verstärkungsfaktor multipliziert am Kollektor und damit um ein Mehrfaches erhöht an der Induktivität des Parallelschwingkreises. Sie kann gemäß der Erfindung trotzdem sehr einfach unterdrückt werden.
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Eine andere Möglichkeit für die Stabilisierung des Arbeitspunktes und damit die Vermeidung der erwähnten Temperatur, Frequenz- und Amplitudenschwankungen besteht darin, daß der Kollektorstrom des Transistors über einen Regelverstärker konstant gehalten wird. Diese Maßnahme ist besonders vorteilhaft in Kombination mit einer Oszillatorschaltung nach den Ansprüchen 1 und 2, kann jedoch auch allein für sich sehr wirkungsvoll sein. Durch diese Regelung auf konstanten Kollektorstrom wird der Arbeitspunkt des Transistors konstant gehalten und es werden gleichzeitig trägernahe Wechselstromkomponenten ausgeregelt, die durch interne Störquellen des Transistors hervorgerufen werden. Durch die Stabilisierung des Arbeitspunktes werden auch eventuelle Stromflußwinkeländerungen bei Frequenzänderungen vermieden, die ihrerseits den Arbeitspunkt beeinflussen würden. Die Ausgangsamplitude des Oszillators ändert sich durch die Arbeitspunktstabilisierung bei einer Oszillatorverstimmung weniger als bei bekannten Schaltungen, beispielsweise nur um 1 dB. Es werden nicht nur langsame Änderungen ausgeregelt, sondern auch Änderungen über eine Bandbreite, die von Gleichstrom bis zu einer durch den Regelverstärker bestimmten Grenzfrequenz gehen. Es können also auch relativ schnelle Änderungen des Arbeitspunktes des Transistors ausgeregelt werden und so eine Störmodulation verhindert werden. Damit wird auch das Amplitudenrauschen und auch ein eventuell dadurch erzeugtes Phasenrauschen reduziert. Als besonders vorteilhaft hat es sich erwiesen, sowohl für das Verstärkerelement des Oszillators und auch für die Verstärkerelemente des Regelkreises Transistoren vom gleichen Typ zu verwenden, beispielsweise bipolare Transistoren vom npn-Typ, was durch entsprechende Wahl der Topologie der Schaltung möglich ist.
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Um das Phasenrauschen bei solchen Oszillatorschaltungen so gering wie möglich zu halten, wird vorgeschlagen, parallel zur Basis-Emitter-Strecke des Transistors einen Serienschwingkreis zu schalten, der auf die doppelte Oszillatorfrequenz abgestimmt ist. Auf diese Weise wird die Aussteuerung des Verstärkerelements bei der ersten Oberwelle der Schwingfrequenz des Oszillators und damit auch das Phasenrauschen möglichst gering gehalten. Diese Maßnahme ist bei allen üblichen Oszillatorschaltungen anwendbar, wird jedoch vorzugsweise in Kombination mit einer Oszillatorschaltung nach Anspruch 1 angewendet, um so optimale Betriebsbedingungen zu schaffen.
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Die Erfindung wird im Folgenden anhand schematischer Zeichnungen an Ausführungsbeispielen näher erläutert.
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1 zeigt das Prinzipschaltbild eines Colpitts-Oszillators mit einem Parallelschwingkreis, bestehend aus einer Induktivität L1 und der Serienschaltung von zwei Kondensatoren C1 und C2. Als Verstärkerelement wird ein Transistor T1 benutzt, im gezeigten Ausführungsbeispiel ein bipolarer npn-Transistor. Durch L1 und C1/C2 wird die Schwingfrequenz des Oszillators bestimmt. Der Arbeitspunkt des Oszillators T1 wird bestimmt durch die Widerstände R1, R2 und R3. Über sie erfolgt auch die Zufuhr der Versorgungsspannung V. Wenn die Ausgangsfrequenz über den Kondensator C5 am Kollektor des Transistors T1 ausgekoppelt wird, ist zwischen Kollektor und dem Kondensator C4 ein den Ausgangswiderstand bestimmender Widerstand R4 vorgesehen. Wenn am Emitter des Transistors ausgekoppelt wird, wie dies in 1 durch C8 und R8 gestrichelt angedeutet ist, ist dieser Widerstand R4 überflüssig und der Kollektor des Transistors T1 liegt über den Kondensator C4 direkt an Masse. Die Kondensatoren C3 und C4 sind Gleichspannungs-Trennkondensatoren, C4 ist ein hoch kapazitiver Kondensator zur Unterdrückung von niederfrequenten Störgeräuschen auf der Versorungsspannung Vc. Solche Störgeräusche kannten zu einer störenden Modulation der Oszillatorfrequenz führen.
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Eine wesentliche Bedeutung hat die parasitären Kapazität C6, die aus einem internen Halbleiter-Kapazitäts-Anteil besteht, zu dem gegebenenfalls noch ein Kapazitätsanteil des umgebenden Gehäuses und von Teilen des übrigen Aufbaus hinzukommt. Diese parasitäre Kapazität C6 wird im Falls einer Spannungsverstärkung (Auskopplung über C5 direkt am Kollektor mit Widerstand R4 zwischen Kollektor und C4) am Kollektor mit dem Verstärkungsfaktor des Transistors T1 multipliziert und liegt damit also verstärkt parallel zur Induktivität L1 und bestimmt damit die Frequenz des Oszillators mit. Da dieser parasitäre Kapazitätsanteil C6 außerdem arbeitspunktabhängigen Schwankungen unterworfen ist, wird hierdurch auch die spektrale Reinheit der Frequenz beeinträchtigt. Wenn die Auskopplung, wie gestrichelt angedeutet, am Emitter erfolgt, wird dieser Verstärkungseffekt zwar vermieden, tritt jedoch auch hier in störendem Maße auf.
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Um diesen Einfluß der parasitären Kollektorkapazität C6 zu vermeiden, ist erfindungsgemäß eine zusätzliche Kompensationswicklung L2 der Induktivität L1 des Parallelschwingkreises zugeordnet und mit dieser gekoppelt. Sie ist über einen einstellbaren Kondensator C7 und einen einstellbaren Widerstand R5 mit dem Kollektor des Transistors T1 verbunden, durch entsprechende Einstellung von C7 und R5 wird die Kollektorspannung des Transistors nach Betrag und Phase derart eingestellt der Kompensationswicklung L2 zugeführt, daß die geschilderte Wirkung der parasitären Kollektorkapazität C6 kompensiert wird.
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2 zeigt die Schaltung eines Colpitt-Oszillators gemäß 1, ergänzt durch eine zusätzliche Regelschaltung zum Konstanthalten des Gleichstrom-Arbeitspunktes und zur Ausregelung trägernaher Wechselstromkomponenten, die durch interne Störquellen des Transistors T1 hervorgerufen werden. Diese nachfolgend näher beschriebene Regelschaltung kann auch ohne die in 1 dargestellte Kompensationswicklung L2 benutzt werden und eignet sich damit für alle üblichen bekannten Oszillatorschaltungen mit Parallelschwingkreisen, sie ist jedoch besonders vorteilhaft in Kombination mit einer Schaltung nach 1.
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Die Oszillatorschaltung mit dem Parallelschwingkreis und dem bipolaren Transistor T1 entspricht der nach 1. Zusätzlich ist noch ein Regelverstärker bestehend aus zwei Transistoren T2 und T3 vorgesehen. An der Serienschaltung des kleinen Widerstandes R4 von beispielsweise nur 50 Ohm und dem größeren Widerstand R5 von beispielsweise 1000 Ohm wird die durch den Kollektorstrom hervorgerufene Spannung über einen Widerstand R11 der Basis des ersten Transistors T2 zugeführt. Die Transistoren T2 und T3 haben einen gemeinsamen Emitterwiderstand R13 und zwei etwa gleich große Kollektorwiderstände R12 und R14. Die Basis des ersten Transistors T2 ist über R11 und R4 mit dem Kollektor des Transistors T1 verbunden, die Auskopplung erfolgt wieder über C5 am Kollektor von T1. Der Kollektor des zweiten Transistors T3 ist über einen Spule L3 mit der Basis des Transistors T1 verbunden. An der Basis des zweiten Transistors T3 wird über einen Spannungsteiler R15, R16 eine Referenzspannung erzeugt, wechselstrommäßig liegt die Basis des zweiten Transistors T3 über den Kondensator C12 an Masse.
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Die Wirkungsweise dieses Regelverstärkers ist folgende:
Eine Reduzierung des Kollektorstromes des Transistors T1 bewirkt ein Ansteigen der Spannung an der Basis des Transistors T2, dadurch steigt der Strom durch den Transistor T2. Hierdurch steigt auch die Spannung am Widerstand R13 und hierdurch wird der Strom durch den Widerstand R14 reduziert. Damit steigt die Spannung am Kollektor dieses Transistors T3 und hierdurch wird über L3 der Strom durch den Transistor T1 erhöht. Damit stellt sich ein stabiler und temperaturunabhängiger Gleichstromzustand am Transistor T1 ein, der Arbeitspunkt wird also stabilisiert. Zusätzlich kann bei Frequenzänderungen ein sich ändernder Stromflußwinkel den Arbeitspunkt des Oszillators nicht mehr ändern. Als Folge davon ändert sich die Ausgangsamplitude des Oszillators bei Verstimmung ebenfalls weniger, z. B. nur um 1 dB gegenüber bekannten Oszillatoren. Dies gilt nicht nur für langsame Schwankungen, sondern über eine Bandbreite, die von Gleichstrom bis zu einer Frequenz geht, die durch den Widerstand R14 und den Kondensator C11 bestimmt ist. Damit können auch relativ schnelle Änderungen des Arbeitspunktes des Transistors T1, die sonst zur Störmodulation führen würden, verhindert werden, also auch Amplitudenrauschen und ein dadurch erzeugtes Phasenrauschen.
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Der Kondensator C12 sorgt dafür, daß das thermische Rauschen der Widerstände R15 und R16 sich nicht auf die Schaltung ungünstig auswirkt. Aus dem gleichen Grunde erfolgt die Zuführung des Basisstromes zum Transistor T1 über eine Induktivität.
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Der Regelverstärker besitzt über seine Transistoren eine mehr oder weniger ausgeprägte Temperaturabhängigkeit, durch welche die Referenzspannung an der Basis des Transistors T3 beeinflußt wird. Um dies zu vermeiden, kann es vorteilhaft sein, den Spannungsteiler R15, R16 selbst entsprechend temperaturabhängig auszubilden und beispielsweise in Reihe zum Widerstand R16 eine Diode D1 anzuordnen. Durch geeignete Wahl der Temperaturcharakteristik dieser Diode D1 kann damit auch eine eventuelle Temperaturabhängigkeit des Transistors T1 ausgeglichen werden.
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Durch die Stabilisierung des Arbeitspunktes über die Regelschaltung kann der Widerstand R3 gemäß 1 entfallen und gemäß 2 durch eine vorzugsweise gedruckte Induktivität L4 ersetzt werden, auf diese Weise kann eine weitere Geräuschquelle (thermisches Rauschen des Widerstandes R3) ausgeschaltet werden.
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Anstelle von bipolaren Transistoren können auch Feldeffekttransistoren verwendet werden, in diesem Fall muß allerdings wieder ein Widerstand R1 gemäß 1 am Transistor T1 vorgesehen werden, der bei dem stromgesteuerten Transistor T1 nach 2 entfallen kann.
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Es ist sinnvoll, die Topologie der Schaltung so zu wählen, daß technologisch gleiche aktive Bauelemente verwendet werden können und die gesamte Oszillatorschaltung in einfacher Weise als integrierter Schaltkreis ausgeführt werden kann. Dazu ist es beispielsweise vorteilhaft, in 2 alle Transistoren T1, T2 und T3 als bipolare npn-Transistoren auszubilden.
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3 zeigt den Oszillatorteil der Schaltung nach 2 in einer möglichen Realisierung für höhere Frequenzen. Die Kondensatoren C1 und C2 sind in diesem Beispiel als gekoppelte planare Streifenleiter S1, S2, S3 ausgebildet, die in vorbestimmten Abständen parallel nebeneinander in gedruckter Schaltungstechnik auf der Oberseite eines nicht dargestellten Schaltungsträgers ausgebildet sind. Sie wirken in bekannter Weise als koplanar verkoppelte Mikrostreifenleitungen und ersetzen bei geeigneter Dimensionierung ihrer Länge und Breite die diskreten Kondensatoren C1 und C2, die bei hohen Frequenzen in herkömmlicher Bauweise schlecht handhabbar sind, in kleinen Werten schlecht realisierbar sind und als einstellbare Kondensatoren meist überhaupt nicht zur Verfügung stehen. Die Kapazitätswerte solcher gekoppelter koplanarer Streifenleiter können einfach mittels geeigneter CAD-Programme berechnet und optimiert werden, sie können auch leicht abgeglichen werden und Fertigungstoleranzen sind gering. Außerdem ist die Herstellung solcher Kondensatoren sehr preiswert.
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Auch eine sehr einfache Realisierung der Kompensationswicklung L2 ist gemäß 3 durch einen solchen gekoppelten planaren Streifenleiter S4 möglich, der parallel zu dem den Kondensator C1 bildenden Streifenleiter S3 im Abstand angeordnet und über C1 mit L1 gekoppelt ist.
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Auch die frequenzbestimmende Induktivität L1 des Parallelschwingkreises kann auf einfache Weise in Leitungstechnik auf dem gleichen Schaltungsträger in gedruckter Schaltungstechnik realisiert werden, wie dies 4 zeigt. Auf einem Substrat G1 sind auf der Ober- und Unterseite in Verlängerung des die Kapazität C1 bildenden Streifenleiters S3 gegenüberliegende Streifenleiter S5 ausgebildet, die über mehrere verteilte Durchkontaktierungen S6 galvanisch miteinander verbunden sind. Seitlich parallel zu diesen Streifenleitern S5 ist das Dielektrikum des Schaltungsträgers G1 in Form von Schlitzen S7 und S8 ausgefräst, nur am Ende der Streifenleiter S5 bleibt ein schmaler Materialsteg S9, der den ansonsten freitragenden Streifenleiter S5 am vorderen Ende mechanisch abstützt und damit ein mechanisches Schwingen dieses Teils verhindert. Der Schaltungsträger G1 ist in einem schematisch angedeuteten geschlossenen Gehäuse G2 eingebaut und das freitragende Leitungsstück S5 wirkt damit als Leitungsresonator. Die Dimensionierung (Länge, Breite, Dicke) dieses Resonators S5 erfolgt in bekannter Weise nach den für Topfkreise entwickelten Bemessungsvorschriften, da der Resonator S5 in dem Gehäuse G2 nichts anderes als ein üblicher Topfkreis ist. Durch diese Art der Ausbildung des Parallelschwingkreises werden hohe Eigengüten erreicht und damit eine wesentliche Verbesserung des Phasenrauschens des Oszillators.
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Wenn die Frequenz des Parallelschwingkreises durch Kapazitätsdioden bestimmt werden soll, muß bei maximal erzielbarer Güte darauf geachtet werden, daß die Anzahl der Kapazitätsdioden auch güteoptimal gewählt wird. Optimale Güte wird nur erreicht, wenn entweder nur eine einzige Kapazitätsdiode verwendet wird oder zwei n-Paare von antiparallel geschalteten Kapazitätsdioden, wobei n größer als 1 sein muß und mit der Anzahl solcher in Serie geschalteter Kapazitätsdioden-Paare die Güte steigt.
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Oszillatoren der beschriebenen Art werden oftmals in Phasenregelschleifen benutzt, in welchen die Oszillatorfrequenz in einem Phasendetektor mit einer Referenzfrequenz eines Referenzoszillators hoher Güte (beispielsweise Quarzoszillator), verglichen wird. In diesen Fällen kann es geschehen, daß das Rauschen der Referenzfrequenz höher ist als das der Oszillatorschaltung, nämlich dann, wenn trägernahes Rauschen der Referenzfrequenz über den Teilungsfaktor eines zwischengeschalteten Frequenzteilers hochmultipliziert wird. Damit wird dann die Oszillatorschaltung in Bezug auf das Phasenrauschen verschlechtert. Um dies zu vermeiden, kann es vorteilhaft sein, das Rauschen auf der Regelleitung über ein geeignetes Niederfrequenzfilter, beispielsweise einen Tiefpaß, in die Regelschaltung nach 2 einzuspeisen, wie dies in 2 über die Steuerleitung P schematisch angedeutet ist. Über dieses von der Regelleitung abgeleitete Regelsignal können solche störenden Rauschsignale auf der Regelleitung im Oszillator wieder ausgeregelt und damit die erwähnte Verschlechterung des Phasenrauschens kompensiert werden.
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Zur Reduktion des Phasenrauschens ist es vorteilhaft, die Aussteuerung des Verstärkerelements T1 bei Frequenzen oberhalb der Oszillatorfrequenz möglichst gering zu halten. Dies kann dadurch erreicht werden, daß parallel zur Basis-Emitter-Strecke des Transistors T1 ein Serienresonanzkreis geschaltet wird, der auf die erste Oberwelle der Oszillatorfrequenz abgestimmt ist, wie dies in 1 durch die in Serie zum Kondensator C1 geschaltete, zusätzliche Spule L5 gestrichelt angedeutet ist. Da die erste Oberwelle im Allgemeinen die größte Amplitude nach der Grundwelle besitzt, kann hierdurch eine Verbesserung des Phasenrauschens um etwa 6 dB erreicht werden. Bei dem in 1 dargestellten Colpitts-Oszillator kann die eine Kapazität C1 für diesen zusätzlichen Serienresonanzkreis mit ausgenutzt werden, bei anderen Oszillatorschaltungen, bei denen keine derartige Aufspaltung der Schwingkreis-Kapazität in zwei in Serie geschaltete Kapazitäten C1, C2 vorgesehen ist, kann dieser zusätzliche Serienresonanzkreis mit Serienresonanz 2f zusätzlich zwischen Basis und Emitter des Transistors T1 angeordnet werden. Die Induktivität L5 wird vorzugsweise wieder in gedruckter Streifenleitungstechnik realisiert.
