DE19828622B4

DE19828622B4 - Breitbandoszillator mit automatischer Vorspannungssteuerung

Info

Publication number: DE19828622B4
Application number: DE19828622A
Authority: DE
Inventors: Thomas M. Newman Lake Higgins jun.
Original assignee: Agilent Technologies Inc
Current assignee: Agilent Technologies Inc
Priority date: 1997-09-30
Filing date: 1998-06-26
Publication date: 2006-05-04
Anticipated expiration: 2018-06-27
Also published as: DE19828622A1; US5834983A; GB2329982A; GB9819498D0; GB2329982B; JPH11163631A

Abstract

Breitbandoszillator (9) mit variabler Frequenz und negativem Widerstand, mit:
einem aktiven Bauelement (10), das einen Steuereingang, einen Stromeintrittspunkt und einen Stromaustrittspunkt aufweist;
einem spannungs-abstimmbaren Resonator (22) in Serie zu dem Stromaustrittspunkt des aktiven Bauelements (10);
einer ersten Vorspannungsschaltung (21) für einen konstanten Austrittsstrom mit einem Stromsensor (23), der zwischen eine Leistungsversorgung und den Stromeingang einer nachfolgend genannten zweiten Vorspannungsschaltung (20) geschaltet ist, wobei die erste Vorspannungsschaltung (21) einen Stromsteuerungsausgang hat, der mit dem Steuereingang des aktiven Bauelements (10) verbunden ist;
einer zweiten Vorspannungsschaltung (20) mit einem Stromeingang, einem Vorspannungsausgang, der mit dem Stromeintrittspunkt des aktiven Bauelements (10) verbunden ist, und einem Vorspannungssteuerungseingang;
einer Impedanz (24), die den Fluß des Schwingungsstroms im wesentlichen blockiert und zwischen den Vorspannungsausgang und den Stromeintrittspunkt des aktiven Bauelements (10) geschaltet ist;
einem Detektor (14) mit einem Eingang, der mit dem aktiven Bauelement (10) gekoppelt ist, und einem Detektorausgang, an...

Description

Diese Erfindung bezieht sich auf den Entwurf eines spannungsgesteuerten Hochfrequenz-Breitbandoszillators (VCO; VCO = Voltage Controlled Oscillator), wie er zur Verwendung in Kommunikationsanwendungen vorgesehen ist bei denen ein gutes Verhalten erforderlich ist.

So kann beispielsweise ein sehr niedriges Phasenrauschen erwünscht sein, oder eine exzellente Flachheit für die Leistungsausgabe als Funktion der Frequenzänderung oder es könnte auch erforderlich sein, daß keine Leistungskompression vorhanden ist. Diese und weitere Verhaltenscharakteristika werden oft wesentlich durch die Vorspannungsbedingungen beeinflußt, unter denen der Oszillator arbeitet. Optimale Vorspannungsbedingungen variieren allgemein sehr stark als Funktion der Temperatur, der Bauelementecharakteristika und der Betriebsfrequenz. Dies kann den Entwurf eines solchen VCO sehr schwierig machen.

Es sei beispielsweise ein VCO betrachtet, der über eine Oktave abstimmbar ist (der z. B. im Bereich von 1,5 GHz bis 3,0 GHz arbeitet), mit guter Ausgangsleistung und überlegenem Phasenrauschen. Obwohl manchmal FETs verwendet werden, sind die heutigen VCOs für diesen Betriebstyp allgemein Oszillatoren mit bipolaren Halbleitern mit "negativem Widerstand", die durch. ein Resonanzelement am Emitter abgestimmt werden. Wie es oben erwähnt wurde, benötigen solche Oszillatoren spezielle Betrachtungen, siehe beispielsweise das U.S. Patent 5,097,228 A das an Barton L. McJunkin am 17. März 1992 erteilt wurde. Optimale Vorspannungsbedingungen für bipolare Oszillatoren mit negativem Widerstand variieren sehr stark mit der Frequenz und Temperatur sowie mit Bauelementeparametern für den einzelnen Oszillatortransistor. Es ist oft schwierig, einen festen Vorspannungspunkt auszuwählen, der einen Betrieb über eine Oktave mit ausreichenden Reservespannen erlauben wird, und der zusätzlich einen optimalen Betrieb liefert. Somit war bisher eine bestimmte Art einer (schwierigen) Vorspannungsnachführungsanordnung notwendig.

Die Technik von McJunkin für die Vorspannungsnachführung besteht darin, die Kollektorvorspannung als Funktion der Temperatur zu variieren, oder die Kollektorvorspannung als Funktion sowohl der Temperatur als auch der Abstimmspannung zu variieren. Es wurde eine Funktion gefunden, die an die Parameter des Oszillatorbauelements (einschließlich des Resonators) abgestimmt ist. Hier liegt eine Schwierigkeit. In einer Herstellungssituation variieren die Parameter der Teile mit der Zeit, und sie sind immer noch in den Grenzen, die durch den Hersteller gesetzt sind. Diese Variationen können genug sein, um es erforderlich zu machen, daß andere Funktionen in die Nachführungsschaltung eingeführt werden. Dies ist unerwünscht, da es Ingenieursleistung und Testzeit während der Herstellung benötigt und auch den Reparierprozeß kompliziert macht.

Es wird im allgemeinen wünschenswert sein, wenn für breitbandige Hochfrequenzoszillatoren ein Weg bestehen würde, eine kritische Vorspannungsbedingung, die einen wichtigen Betriebsparameter beeinflußt, auf einem Wert zu halten, der diesen wichtigen Betriebsparameter optimiert. Insbesondere wird es weiter wünschenswert sein, wenn eine Art und Weise bestehen würde, für bipolare Oszillatoren mit negativem Widerstand die Empfindlichkeit der Vorspannungsnachführungsschaltungen auf Variationen der Bauelementeparameter zu beseitigen, während doch die Vorteile beibehalten werden, die die Technik von McJunkin liefert.

Die DE 44 26 067 C2 beschreibt einen Oszillatorverstärker mit einer Amplitudenregelung. Zwei Oszillatortransistoren erzeugen über Widerstände die Ausgangsspannung der Verstärkerschaltung, wobei über einen Anschluß der Arbeitspunkt der Transistoren eingestellt wird und damit auch die Schwingungsamplitude des Ausgangssignals. Um sicherzustellen, daß der Gleichanteil der Ausgangssignale unabhängig von der Amplitude seiner Eingangssignale ist, wird an dem Anschluß, der mit den Emittern der Transistoren verbunden ist, ein zusätzlicher Strom über eine steuerbare Stromquelle eingespeist. Eine Regelschaltung dient einzig dazu, die Stromquelle derart anzusteuern, daß diese ein konstantes Stromsignal abgibt. Bei einem Anstieg einer Spannung wird durch einen Regelverstärker eine Verringerung des Stroms bewirkt, der durch die steuerbare Stromquelle fließt, und eine entsprechende Wirkungsweise ergibt sich für eine Verringerung der Spannung.

Die US 5,185,583 A beschreibt eine Oszillatorschaltung mit einer aktiven Vorspannungsschaltung, die einen Satz von Spannungserfassungskomponenten umfaßt, um die Größe eines Stromes zu erfassen, der in einen ersten Anschluß eines Verstärkers fließt. Ferner ist ein Differenzverstärker vorgesehen, der auf die Stromerfassungskomponenten anspricht, um einen Strom automatisch einzustellen, der in einen zweiten Anschluß des Verstärkers fließt.

Die DE 41 32 920 A1 betrifft eine Schaltungsanordnung für einen rauscharmen amplitudengeregelten HF-Oszillator, jedoch ist dieser Schrift kein Hinweis darauf zu entnehmen, einen Pegel der Schwingungsamplitude zu erfassen, um unabhängig davon ein Fehlersignal zu erzeugen, mittels dem ein Vorspannungssignal eingestellt wird.

Die DE 43 27 138 A1 offenbart lediglich einen Oszillator mit negativem Widerstand mit elektronisch abstimmbarer Basisinduktivität.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen zuverlässigen und breitbandig abstimmbaren Oszillator und ein Verfahren zum Betreiben eines solchen Oszillators zu schaffen.

Diese Aufgabe wird durch einen Oszillator gemäß Anspruch 1 und durch ein Verfahren gemäß Anspruch 11 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen angegeben.

Eine allgemeine Lösung für das Problem des Optimierens des Verhaltens eines breitbandigen Oszillators mit variabler Frequenz liegt im Identifizieren eines Verhaltensparameters, der, wenn er optimiert ist, auch die anderen im wesentlichen optimiert, und dann im Entwickeln eines Anzeigersignals für diesen einen Parameter und im Aufnehmen dieses Signals in einer Rückkopplungsschleife, um das Anzeigersignal auf einem konstanten Wert zu halten. Die Anwendbarkeit dieser Technik wird davon abhängen, ob ein spezieller Wert für das Anzeigersignal vorhanden ist, immer wenn der zugeordnete Parameter optimal ist. In vielen Fällen wird zu sehen sein, daß der optimale Parameterwert auftritt, wenn der Oszillator gerade unter einem Maximalpegel betrieben wird, wo eine bestimmte Form einer unerwünschten Nichtlinearität oder einer anderen Verzerrung gerade damit beginnt, in der Oszillatorsignalform aufzutreten.

Eine spezifische Lösung für das Problem des Optimierens des Verhaltens eines VCO mit negativem Widerstand, der über eine Oktave abstimmbar ist, und dessen Resonator in Serie zu dem Emitter liegt, besteht darin, zu erkennen, daß ein Betrieb gerade vor dem Emitter-Cutoff eine exzellente Auswahl zum Minimieren des Phasenrauschens ist und für alle anderen Kombinationen von Parametern eine gute Auswahl zum "optimalen" Betrieb ist. Dieser Betrieb erzeugt ferner eine nahezu maximale Leistung. Wenn der VCO einen festen Kollektorvorspannungsstrom hat, dann resultiert der Betrieb gerade vor dem Emitter-Cutoff in einem konstanten HF-Kollektorstrom. Wenn der Oszillator ferner mit einer festen Last, z. B. 50 Ohm, arbeitet, dann sind ebenfalls die Ausgangsleistung und die Ausgangsspannung über der Last konstant. Anschließend ist zu erkennen, daß, wenn die Kollektorvorspannung gesteuert wird, um die HF-Ausgangsspannung konstant zu halten, der VCO bei einem optimalen Betriebspunkt trotz Variationen in der Abstimmspannung bleiben wird. Ferner wird bei einer weiteren Betrachtung zu sehen sein, daß Variationen der Bauelementeparameter und Temperaturschwankungen ebenfalls gesteuert sind, da diese andernfalls eine Bewegung weg vom Betrieb gerade vor dem Emitter-Cutoff erzeugen würden (d. h. Änderungen im HF-Kollektorstrom und daher in der Ausgangsspannung über der konstanten Last, da der Kollektorvorspannungsstrom fest ist).

Demgemäß wird der Oszillator auf einem festen Kollektorvorspannungsstrom betrieben, wobei ein HF-Detektor als zweckmäßige Art und Weise verwendet wird, den HF-Strom zu messen, bei dem der Oszillator arbeitet, indem die Amplitude der Ausgangs-HF-Spannung des Oszillators über einer konstanten Last erfaßt wird. Ein Integrationsfehlerverstärker, der auf einen erwünschten Detektorausgangspegel bezogen ist, spricht auf den tatsächlichen Detektorausgangspegel an, um die Kollektorvorspannungsspannung für den Oszillator zu steuern, und um das Ausgangssignal des Oszillators bei einer festen Amplitude zu halten. Da der Kollektorvorspannungsstrom oder Kollektor-"Bias"-Strom fest ist, hält dies den Betriebspunkt in einer festen Relation bezüglich des Emitter-Cutoff. Diese Beziehung wird durch anfängliche Auswahl des konstanten Kollektor-Bias-Stroms und der Referenzspannung, die von dem Integrationsfehlerverstärker verwendet wird, ausgewählt, um "gerade darunter" zu sein.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden Zeichnungen detailliert erläutert. Es zeigen:
1 einen Graph der Betriebsregion eines tatsächlichen VCO mit negativem Widerstand, der über den Bereich von 1,5 GHz bis 3,0 GHz abstimmbar ist, bei dem die vorliegende Erfindung angewendet worden ist;
2 einen etwas vereinfachten tatsächlichen Schaltplan für den VCO von 1;
3 ein Beispiel für Kollektorsättigungskurven, die nützlich sind, um die Beziehung zwischen dem Oszillatorbetriebspunkt, dem Emitter-Cutoff und dem Phasenrauschen zu sehen; und
4A und 4B teilschematische Darstellungen einer Oszillatorstromerfassungstechnik, die als Alternative für die Spannungserfassungstechnik von 2 verwendbar ist.
In 1 ist ein Graph 1 der Betriebsregion 8 eines tatsächlichen VCO mit negativem Widerstand gezeigt, der über einen Nennbereich von zumindest 1,5 GHz bis 3,0 GHz (1,2 GHz bis 3,3 GHz ist typisch) abstimmbar ist. Die Abszisse 7 ist die Abstimmspannung, die von 0 bis 25 Volt reicht. Gemäß der gestrichelten Linie 5 arbeitet der VCO bei einer Abstimmspannung von 3 Volt bei 1,5 GHz und bei einer Abstimmspannung von etwa 20 Volt (die gestrichelte Linie 4) bei 3,0 GHz. Aufgrund des Wesens der Oszillatorschaltung ist jedoch das reine Einstellen der Abstimmspannung auf einen Wert innerhalb der gestrichelten Linien 4 und 5 nicht genug, um sicherzustellen, daß die Oszillatorschaltung tatsächlich oszilliert. Gemäß dem Graphen 1 existiert für jeden Wert der Abstimmspannung 7 ein Bereich der Kollektorvorspannungsspannung oder Kollektor-Bias-Spannung 6, der die Oszillation unterstützen wird. Dieser Bereich ist durch die Form der Betriebsregion 8 begrenzt, wie es in der Figur gezeigt ist. Insbesondere sei auf die P_max-Linie 2 und die -10dB-Linie 3 hingewiesen. Die P_max-Linie 2 ist der Wert der Kollektorbiasspannung 6, der die maximal verwendbare Ausgangsleistung als Funktion der Abstimmspannung 7 erzeugt. Die -10dB-Linie 3 ist einfach der Wert der Kollektorbiasspannung 6, der ein Oszillatorausgangssignal erzeugt, das 10dB unter dem maximal verwendbaren Ausgangssignal, das bei dieser Frequenz möglich ist, liegt.
Bei dem speziellen in Verbindung mit 2 zu beschreibenden Oszillator resultieren Versuche, um denselben bei einer höheren Leistung als P_max zu betreiben, in dem Erzeugen von Subharmonischen, da der Oszillator den Emitter-Cutoff erreicht. Grundsätzlich wird aus der nächsten Figur zu sehen und dann leicht zu erkennen sein, daß der Oszillator ein auf Masse gelegtes Resonanzelement in seiner Emitterschaltung und eine (im allgemeinen konstante) Basis-Gleichspannungs-Vorspannung mit einer großen oszillatorischen Komponente hat. Da somit die Amplitude der Oszillationen ausreichend groß wird, wird der Kollektor-Wechselstrom groß genug, um einen Emitter-Cutoff zu bewirken, wodurch der Transistor für einen Abschnitt eines Zyklus durch die entsprechende Vorspannung ausgeschaltet wird. Dies erzeugt unerwünschte Subharmonische. Eine Schwingungsamplitude kann jedoch durch die Kollektorbiasspannung gesteuert werden. Die Fähigkeit, dies zu tun, erlaubt es, daß der Betriebspunkt des Oszillators aktiv gesteuert wird, derart, daß er immer nur etwas unter P_max für alle Werte der Abstimmspannung 7 ist.
Ein Betrieb des VCO an einem Punkt gerade unter P_max (d. h. an einem Punkt innerhalb der Betriebsregion 8, der nahe bei, jedoch nicht auf P_max für die verwendete Abstimmmspannung ist) ist der bevorzugte Betriebspunkt für alle Abstimmspannungen, da er ein minimales Phasenrauschen und eine maximale Ausgangsleistung erzeugen wird. Der Grund für die Reduktion des Phasenrauschens besteht im wesentlichen darin, daß das beste Signal/Rausch-Verhältnis gegenüber festen Rauschquellen erhalten wird, wenn das interessierende Signal am größten ist.
Es sei nun auf 2 Bezug genommen, die ein Abschnitt eines tatsächlichen Schaltplans 9 für einen bipolaren Oszillator mit einem negativen Widerstand ist, dessen Betriebsregion 8 in 1 gezeigt ist. Das geeignete Oszillatorele ment ist Q1 10, dessen Basis bei einer Vorspannung betrieben wird, die gesteuert wird, um einen konstanten statischen (oder Gleichspannungs-)Kollektorstrom in Q1 gemäß der Wirkung einer Kollektorbias-Stromsteuerschaltung 21 zu erzeugen. Diese Schaltung entwickelt eine Spannung proportional zu dem Q1-Kollektorstrom über einem Sensorwiderstand 23, die dann zu einem Steuertransistor Q3 12 übermittelt wird. Derselbe entwickelt wiederum eine Spannung über seinen angezapften Kollektorlastwiderstand 28, die den Basisstrom von Ql variiert, um einen stabilen statischen Kollektorstrom zu halten. Eine induktive Länge einer Transmissionsleitung liefert die induktive Reaktanz, die benötigt wird, um einen negativen Widerstand an dem Emitter zu erzeugen.
Q1 hat einen elektrisch abstimmbaren Resonator 22 in seiner Emitterbeschaltung. Der Resonator 22 umfaßt einen Induktor (vorzugsweise eine Induktivität, die durch eine Leiterbahn und ihre Durchgangslöcher auf der gedruckten Schaltungsplatine erzeugt wird) und Varaktordioden CR1-CR4 (bzw. 15 – 18). Eine Abstimmspannung 23 wird über ein geeignetes Filter und ein geeignetes Entkopplungsnetzwerk an die Varaktordioden in dem Resonator 22 angelegt. Ein Induktor 24 in Serie zu dem Kollektor von Q1 dient als HF-Drossel, um sowohl das HF-Signal zu entwickeln als auch dasselbe von Q2 der Kollektorbiasspannungsschaltung 20 zu trennen. Die HF-Oszillationen werden zu einem Detektor 14 und zu einem Pufferverstärker 15 über ein Pi-Dämpfungsglied 29 gekoppelt. Die Eingangsimpedanz des Dämpfungsglieds 29 stellt eine konstante HF-Last für den Oszillator dar. Der Ausgang des Pufferverstärkers 15 ist der Ausgang des VCO, der von anderen Schaltungen (nicht gezeigt) verwendet wird.
Die Oszillationen werden in Q1 gemäß einem Mechanismus aufgrund eines negativen Widerstands erzeugt, der in sich selbst bekannt ist und daher nicht weiter beschrieben werden muß. Es sei jedoch darauf hingewiesen, daß, obwohl die Verwendung eines Bipolartransistors als das aktive Oszillatorbauelement bevorzugt wird, es ebenfalls möglich ist, mit FETs Bauelemente mit negativem Widerstand zu implementieren, wenn geeignete Schaltungsmodifikationen durchgeführt werden. Es sollte ebenfalls darauf hingewiesen werden, daß die hierin beschriebene Technik nicht auf Oszillatoren mit negativem Widerstand begrenzt ist.
Nachfolgend sei die Kollektorbiasspannungsschaltung 20 betrachtet. Ein Detektor 14 erzeugt eine Anzeigespannung proportional zu der oszillatorischen Amplitude von Q1 (d. h. dem HF-Kollektorstrom desselben), die an den Minus-Eingang von U1 13 angelegt wird 26, der als Integrator konfiguriert ist. Der Integrator hat einen Pluseingang, der mit einer Referenzspannung 25 verbunden ist, derart, daß das Ausgangssignal 27 des Integrators U1 13 das Integral der Differenz zwischen dem Detektorausgangssignal 26 und der Referenzspannung 25 ist. Das Integratorausgangssignal 27 wird gefiltert und an die Basis eines Steuertransistors Q2 angelegt, der die Kollektorbiasspannung für Q1 variiert, um eine Änderung in einem Einstellungspunkt der Oszillatoramplitude von Q1 zu verhindern. Die Referenzspannung 25, die an dem Pluseingang des Integrators angelegt wird, bestimmt den Einstellungspunkt (in Verbindung mit der Empfindlichkeit des Detektors 14).
An diesem Punkt bietet es sich an, in Erinnerung zu rufen, daß der Kollektorbiasstrom (ein Gleichstrom) durch Q1 fest ist. Aufgrund der Wirkung der Kollektorbiasstromschaltung 21 ist der Wert des Kollektorbiasstroms konstant, selbst wenn Variationen in der Oszillationsfrequenz vorhanden sind, die erzeugt werden, indem die Abstimmspannung 23 variiert wird. Der Emitter-Cutoff wird dann auftreten, wenn eine Spitze des HF-Stroms in dem Kollektor (und somit in dem Resonator in Serie zu dem Emitter) sich dem Wert des Kollektorbiasstroms annähert, und wenn der Augenblicksstrom für einen Teil eines Zyklus auf Null geht. Da der Kollektorbiasstrom einen konstanten Wert hat, ist ein Betrieb gerade vor dem Emitter-Cutoff der Bedingung zugeordnet, die als P_max bezeichnet worden ist. Dies bedeutet, daß die HF-Spannung, die zu einer festen Last geliefert wird, wenn der Betrieb gerade unter oder auf P_max ist, konstant ist. Daher kann eine feste Referenzspannung 25 ausgewählt werden, um die oszillatorische Amplitude gerade unter P_max für alle Werte der angelegten Abstimmspannung 23 zu halten.
Der Oszillatorbetrieb gerade unter P_max betrifft den Betrieb gerade vor dem Emitter-Cutoff. Die Wichtigkeit dieses Merkmals ist ferner bezugnehmend auf 3 ersichtlich, welche eine Beispielfamilie für Kollektorsättigungskurven ist.
Die Kollektorspannung bestimmt den HF-Signalpegel, bei dem die interne Begrenzung innerhalb des Oszillators beginnt. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der Begrenzungsmechanismus die Kollektorsättigung. Beim Anschwingen wird die Schwingung anwachsen, bis der Transistor für einen Teil des Zyklus gesättigt ist. Dies reduziert die Verstärkung. Wenn der Schwingungspegel höher wird, ist der Transistor für einen großen Abschnitt des Zyklus in Sättigung, was die Verstärkung weiter reduziert. Der Pegel der Schwingung wird sich stabilisieren, wenn die Verstärkung gerade die Verluste im Resonator ausgleicht.
Wenn die Kollektorbiasspannung V_CE zu niedrig ist, wird sich die Schwingung stabilisieren, während die HF-Stromspannung noch klein ist. Dies wird ein schlechteres Phasenrauschen zur Folge haben, da der Grundrauschpegel eine Funktion des statischen Kollektorbiasstroms ist und daher fest ist: Wenn andererseits V_CE zu hoch ist, wird die Signalschwankung weiter wachsen, bis der Emitter-Cutoff erreicht ist. Obwohl dies scheinbar einfach den Signalpegel weiter begrenzt, erlaubt es die Erzeugung von subharmonischen Schwingungen, welche wiederum das Phasenrauschen verschlechtern. Ein Vermeiden des Emitter-Cutoffs wird sicherstellen, daß diese subharmonischen Schwingungen oder andere Formen eines nichtlinearen Verhaltens nicht auftreten.
Die optimale Vorspannung wird erhalten, wenn V_CE hoch genug ist, daß der Augenblicksstrom 0 erreicht wird oder daß der Emitter-Cutoff auftritt. Das Verhalten des Oszillators von 2 als Funktion von V_CE kann bezugnehmend auf 3 verstanden werden. Bei V_CE = 0 wird keine Oszillation vorhanden sein. Wenn nach rechts gegangen wird, und zwar auf die Linie 30 IC = IC_Q, wird die Schwingung irgendwo rechts der Sättigungsregion der Transistorkurven beginnen. Dies wird allgemein als die "Herausfall"-Spannung oder "Drop-Out"-Spannung bezeichnet. Wenn weiter nach rechts gegangen wird V_CE, wird der stabilisierte Oszillationspegel ansteigen, bis V_CEQ2 erreicht wird. An diesem Punkt ist der Spitzen-HF-Strom gleich dem Gleichspannungs-Kollektorbiasstrom, und es tritt ein Emitter-Cutoff auf. Dies ist der Punkt, an dem die subharmonischen Komponenten auftreten. Sie verschlechtern das Phasenrauschen und sind ebenfalls aus sich selbst heraus unerwünscht.
Nun sei angenommen, daß die Impedanz der HF-Last des Oszillators nicht konstant ist. Dies würde die Verwendung eines einfachen Spannungsdetektors, der mit dem Oszillatorsignal gekoppelt ist, verhindern. Ein Anzeigersignal könnte jedoch noch entwickelt werden, wenn der HF-Strom selbst erfaßt werden würde, beispielsweise mit einem Transformator, der mit einem geeigneten Detektor gekoppelt ist. Auf diese Art und Weise würde immer noch ein Anzeigersignal vorhanden sein, das als Quelle für ein Fehlersignal für eine Rückkopplungsschleife dienen würde, die ein Bias-Signal mit einer Auswirkung auf den HF-Strom nachsteuern würde, und es könnte der HF-Strom immer noch gesteuert waren, um auf einem optimalen Wert zu bleiben. Stromdetektoren sind in den 4A und 4B gezeigt. In 4A ist die Primärseite eines Transformators 31 in Serie mit dem HF-Strom im Oszillator. Die Sekundärseite ist mit einer Meßschaltung 32 gekoppelt, welche wiederum ein Anzeigersignal 33 erzeugt (das in 2 dem Ausgangssignal 26 des Detektors 14 entspricht). In 4B ist der Stromsensor ein Widerstand 34. Die Meßschaltung 32 könnte eine Spitzen- oder RMS-Spannungserfassung, thermische Elemente usw. umfassen.

Claims

Breitbandoszillator (9) mit variabler Frequenz und negativem Widerstand, mit: einem aktiven Bauelement (10), das einen Steuereingang, einen Stromeintrittspunkt und einen Stromaustrittspunkt aufweist; einem spannungs-abstimmbaren Resonator (22) in Serie zu dem Stromaustrittspunkt des aktiven Bauelements (10); einer ersten Vorspannungsschaltung (21) für einen konstanten Austrittsstrom mit einem Stromsensor (23), der zwischen eine Leistungsversorgung und den Stromeingang einer nachfolgend genannten zweiten Vorspannungsschaltung (20) geschaltet ist, wobei die erste Vorspannungsschaltung (21) einen Stromsteuerungsausgang hat, der mit dem Steuereingang des aktiven Bauelements (10) verbunden ist; einer zweiten Vorspannungsschaltung (20) mit einem Stromeingang, einem Vorspannungsausgang, der mit dem Stromeintrittspunkt des aktiven Bauelements (10) verbunden ist, und einem Vorspannungssteuerungseingang; einer Impedanz (24), die den Fluß des Schwingungsstroms im wesentlichen blockiert und zwischen den Vorspannungsausgang und den Stromeintrittspunkt des aktiven Bauelements (10) geschaltet ist; einem Detektor (14) mit einem Eingang, der mit dem aktiven Bauelement (10) gekoppelt ist, und einem Detektorausgang, an dem ein Signal erscheint, das die Amplitude der HF-Schwingungen anzeigt; und einem Differenzverstärker als Fehlerverstärker (13) mit zwei Eingängen (25, 26), deren verstärkte Differenz an dem Fehlerverstärkerausgang (27) erscheint, wobei ein Referenzsignal mit einem dieser Eingänge (25) gekoppelt ist, und wobei der Detektorausgang mit dem anderen dieser Eingänge (26) gekoppelt ist, und wobei der Fehlerverstärkerausgang (27) mit dem Vorspannungssteuerungseingang der zweiten Vorspannungsschaltung (20) gekoppelt ist, um die Amplitude der HF-Schwingungen auf einem konstanten Pegel zu halten.
Breitbandoszillator (9) nach Anspruch 1, der ferner eine feste HF-Last (29) aufweist, die mit dem Stromeintrittspunkt des aktiven Bauelements (10) gekoppelt ist, und bei dem der Detektor (14) eine Diode aufweist.
Breitbandoszillator (9) nach Anspruch 1 oder 2, bei dem der spannungs-abstimmbare Resonator (22) eine Varaktordiode (15 – 18) aufweist.
Breitbandoszillator (9) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem der Fehlerverstärker (13) einen Integrator aufweist.
Breitbandoszillator (9) nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem das aktive Bauelement (10) ein Feldeffekttransistor (FET) ist.
Breitbandoszillator (9) nach Anspruch 1, bei dem das aktive Bauelement ein bipolarer Oszillatortransistor (10) ist, wobei der Steuereingang die Basis, der Stromeintrittspunkt der Kollektor und der Stromaustrittspunkt der Emitter des Oszillatortransistors (10) ist; der Eintrittsstrom ein konstanter Kollektor-Vorspannungsstrom ist; die zweite Vorspannungsschaltung (20) eine Kollektor-Vorspannungsschaltung ist; eine feste HF-Last (29) mit dem Kollektor des Oszillatortransistors (10) gekoppelt ist; der Detektor ein HF-Detektor (14) mit einem Eingang, der mit der HF-Spannung an der festen HF-Last gekoppelt ist, und mit einem Detektorausgang (26) ist, an dem eine Spannung erscheint, die die Amplitude der HF-Spannung an der festen HF-Last anzeigt; das Referenzsignal eine Referenzspannung (25) ist; der Fehlerverstärkerausgang (27) mit dem Vorspannungssteuerungseingang der Kollektor-Vorspannungsschaltung (20) derart gekoppelt ist, daß die HF-Spannung an der festen HF-Last auf einer konstanten Amplitude gehalten wird.
Breitbandoszillator (9) nach Anspruch 6, bei dem der festen HF-Last (29) ein Pufferverstärker (15) nachgeschaltet ist.
Breitbandoszillator (9) nach Anspruch 6 oder 7, bei dem der Spannungs-abstimmbare Resonator (22) eine Varaktordiode (15 – 18) aufweist.
Breitbandoszillator (9) nach Anspruch 6, 7 oder 8, bei dem der Fehlerverstärker (13) einen Integrator aufweist.
Breitbandoszillator (9) nach einem der Ansprüche 6 bis 9, bei dem die Kollektorsättigung ein Begrenzungsmechanismus ist, und bei dem der Oszillator auf einem Leistungspegel betrieben wird, der einen Emitter-Cutoff gerade vermeidet.
Verfahren zum Betreiben eines elektrisch abstimmbaren Breitbandoszillators (9) mit variabler Frequenz und negativem Widerstand, der ein aktives Bauelement (10) mit einem Steuereingang, einem Stromeintrittspunkt und einem Stromaustrittspunkt aufweist, mit folgenden Schritten: Versorgen des Stromeintrittspunkts des aktiven Bauelements (10) mit einem konstanten Strom; Anlegen eines Vorspannungssignals (20), das einen Grad an Amplitudenbegrenzung bestimmt, an einen Stromeintrittspunkt des aktiven Bauelements (10); Steuern der Schwingamplitude des Breitbandoszillators (9) mit dem Vorspannungssignal (20); Anlegen eines Abstimmsignals (23) an einen Steuereingang des Resonators (22) des aktiven Bauelements (10), um die Schwingfrequenz gemäß dem Abstimmsignal (23) zu variieren; Erfassen des tatsächlichen Pegels der Schwingamplitude, um ein Anzeigersignal (26) zu erzeugen, das die Schwingamplitude anzeigt; Vergleichen des Anzeigersignals (26) mit einem Referenzsignal (25), um ein Fehlersignal (27) zu erzeugen, wobei der Wert des Referenzsignals (25) derart ausgewählt ist, daß die zugeordnete Schwingamplitude einen Wert aufweist, bei dem ein Oszillatorverhaltensparameter optimiert ist; und Erzeugen des Vorspannungssignals (20) aus dem Fehlersignal (27).
Verfahren nach Anspruch 11, bei dem der Breitbandoszillator (9) ein Sinuswellenoszillator mit variabler Fre quenz ist, wobei der Oszillatorverhaltensparameter das Phasenrauschen ist, wobei der Wert des Referenzsignals (25) derart ausgewählt ist, daß die zugeordnete Schwingamplitude einen Wert aufweist, der durch die Kollektorsättigung begrenzt ist und einen Emitter-Cutoff gerade vermeidet.