DE3933300A1

DE3933300A1 - Ultraschallzerstaeuber

Info

Publication number: DE3933300A1
Application number: DE3933300A
Authority: DE
Inventors: Des Erfinders Beantragt Teilnichtnennung
Original assignee: J Eberspaecher GmbH and Co KG
Current assignee: Eberspaecher Climate Control Systems GmbH and Co KG
Priority date: 1989-10-05
Filing date: 1989-10-05
Publication date: 1991-04-18
Also published as: EP0421439B1; EP0421439A3; EP0421439A2; DE59008408D1

Description

Die Erfindung betrifft einen Ultraschallzerstäuber gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1.

Ein derartiger Ultraschallzerstäuber wird beispielsweise für Standheizungen von Fahrzeugen eingesetzt. Dabei er zeugt der Ultraschallzerstäuber einen Brennstoffnebel für den Heizbrenner.

Beim herkömmlichen Druckzerstäuberbrenner wird das durch Anwendung von hohem Druck vor der Zerstäuberdüse erreicht. Dabei wendet man Drücke im Bereich von 10 bis 20 bar an. Bei vorgegebener Düsenbohrung steigt mit zu nehmenden Druck der Durchsatz an Brennstoff und damit die Heizleistung an. Da die Düsendurchmesser aus Gründen der Betriebssicherheit, insbesondere wegen der Gefahr der Verstopfung durch Schmutz, nicht beliebig verkleinert werden können, haben Druckzerstäuberbrenner eine untere Leistungsgrenze, die bei etwa 15 kW liegt.

Für Ultraschallzerstäuberbrenner verwendet man Ultra schallzerstäuber mit einem Ultraschallschwinger, der einen Ultraschallwandler aufweist, der üblicherweise mit einem Amplitudentransformator gekoppelt ist, der am freien Ende mit einem Zerstäuberteller oder einer Zer stäuberplatte versehen ist, deren Oberfläche zu zerstäu bender flüssiger Brennstoff zugeführt wird, und zwar über Bohrungen und Kanäle, die groß dimensioniert werden können und daher nicht der Gefahr der Verstopfung durch Schmutz unterliegen. Die Brennstoffzufuhr von einem Brennstoffvorrat erfolgt über eine fast ohne Gegendruck arbeitende Dosierpumpe, die wesentlich einfacher und kostengünstiger ist als die bei einem Druckzerstäuber notwendige Hochdruckpumpe mit Druckregler.

Die Zerstäubung von Flüssigkeiten mittels Ultraschall wird physikalisch über die Bildung von Kapillarwellen an der Oberfläche der auf dem Zerstäubungsteller als Film aufgebrachten Flüssigkeit erklärt. Für den häufig sten Tropfendurchmesser d_h gilt folgende Beziehung:
Dabei bedeuten:

Dabei bedeuten:

d_h=häufigster Tropfendurchmesser
σ=Oberflächenspannung der Flüssigkeit
ρ=Dichte der Flüssigkeit
f_a=Anregungsfrequenz des Ultraschallzerstäubers.

Da σ und ρ stoffbezogene Größen sind, gilt

d_h ∼ f_a ^-2/3 (2)

Möchte man den häufigsten Tropfendurchmesser d_h einer Zerstäubungsvorrichtung verkleinern, ist dies nur durch eine Erhöhung der Anregungsfrequenz f_a möglich. Wird z. B. f_a auf den dreifachen Wert erhöht, ver ringert sich d_h auf die Hälfte. Bei Heizgeräten mit einer auf Zerstäubung basierenden Gemischaufbereitung sind kleine Tropfen wünschenswert, da durch die damit verbundene große Oberfläche des Brennstoffs eine schnelle und intensive Gemischbildung möglich ist.

Um kleine Brennstofftröpfchen zu erzielen, wäre z. B. eine Anregungsfrequenz von 100 bis 120 kHz wünschens wert. Im Normalbetrieb eines Heizgerätes ist dies auch praktikabel, nicht jedoch beim Kaltstart des Heizgerätes an der unteren Grenze des Temperaturbereichs, die üb licherweise bei -40°C angenommen wird. Der Leistungsbe darf des Ultraschallzerstäubers steigt bei derart tiefen Temperaturen auf das 5- bis 10-fache an, da durch die stark zunehmende Zähigkeit des Brennstoffs mehr Zer stäubungsenergie benötigt wird. Außerdem ist es bei die sen hohen Frequenzen sehr schwierig, einen am Zerstäu berteller anhaftenden kalten und daher hochviskosen Tropfen im Kaltstartbetrieb abzuschleudern.

Die Zuverlässigkeit der Zerstäubung, d. h., die Sicherheit gegen Zerstäubungsausfall infolge Bedämpfung des Ultra schallzerstäubers durch hochviskosen Brennstoff bei vor gegebener elektrischer Anregungsenergie kann erheblich gesteigert werden, wenn die Frequenz der Zerstäubung merklich abgesenkt wird, z. B. auf 40 kHz. Die Verluste im Material des Ultraschallschwingers, bei dem es sich üblicherweise um Chromnickelstahl handelt, werden dann geringer und bei vertretbarem Leistungspegel ist noch eine Zerstäubung möglich. Dies allerdings nur um den Preis größerer Tropfen. Herkömmlicherweise wird daher zwischen diesen entgegengesetzten Forderungen ein Kompro miß geschlossen und die Zerstäubungsfrequenz auf 50 bis 60 kHz festgelegt.

Das bedeutet, daß herkömmliche Ultraschallzerstäuber weder bei ihrer Betriebstemperatur noch bei tiefen Kalt starttemperaturen optimal betrieben werden können.

Da der Ultraschallschwinger in Resonanz betrieben werden muß, sind seine Abmessungen durch die Anregungsfrequenz bestimmt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, hiergegen Ab hilfe zu schaffen, einen Ultraschallzerstäuber also so wohl bei Betriebstemperatur als auch bei Kaltstarttem peraturen optimal betreibbar zu machen, und zwar mit möglichst wenig zusätzlichem Aufwand.

Die Lösung dieser Aufgabe ist im Patentanspruch 1 ange geben und kann den Unteransprüchen gemäß vorteilhaft weitergebildet werden.

Erfindungsgemäß wird also temperaturabhängig zwischen einer hohen Resonanzanregungsfrequenz dann, wenn das Heizgerät mit üblicher Betriebstemperatur arbeitet, und einer niedrigen Resonanzanregungsfrequenz im Kaltstart betrieb mit niedriger Temperatur umgeschaltet. Dadurch können bei normaler Betriebstemperatur des Ultraschall zerstäubers kleine Brennstofftröpfchen unter optimalen Voraussetzungen für eine effektive Verbrennung erzeugt werden, während beim Kaltstart ein sicheres Abschleudern der Brennstofftröpfchen und damit eine sichere Funktion des Heizgerätes gewährleistet werden können. Dabei bleibt der Betrag der aufzuwendenden elektrischen Anregungs energie in akzeptablen Grenzen.

Zu diesem Zweck werden in Abhängigkeit von der ermittel ten Temperatur ein spannungsgesteuerter Oszillator und ein Frequenzfilter zwischen zwei Werten umgeschaltet, die der niedrigen bzw. hohen Resonanzanregungsfrequenz entsprechen, welche die Anregungsschaltung zur Beauf schlagung des Ultraschallschwingers abgibt.

Bei einer besonders bevorzugten Ausführungsform weist die Anregungsschaltung eine Phasenrastungsschaltung oder PLL-Schaltung auf, wobei deren spannungsgesteuerter Os zillator (VCO) und ein Frequenzfilter auf die niedrige bzw. die hohe Resonanzanregungsfrequenz umgeschaltet werden.

Einzelheiten weiterer bevorzugter Ausführungsformen können den Ansprüchen entnommen werden.

Die Erfindung wird nun anhand von Ausführungsformen näher erläutert. In den Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 eine Schnittansicht eines für die Erfindung geeigneten Ultraschallschwingers;

Fig. 2 den Verlauf der Impedanz eines Ultraschall schwingers der in Fig. 1 gezeigten Art in Ab hängigkeit von der Anregungsfrequenz;

Fig. 3A eine erste Ausführungsform eines erfindungs gemäßen Ultraschallzerstäubers mit Anregungs schaltung;

Fig. 3B eine zweite Ausführungsform eines erfindungs gemäßen Ultraschallzerstäubers mit Anregungs schaltung;

Fig. 4 ein erstes Beispiel eines bei den Ausführungs formen nach Fig. 3A und 3B verwendbaren, um schaltbaren spannungsgesteuerten Oszillators;

Fig. 5 ein zweites Beispiel eines bei den Ausfüh rungsformen nach Fig. 3A und 3B verwendbaren, umschaltbaren spannungsgesteuerten Oszillators;

Fig. 6 ein Beispiel eines bei den Ausführungsformen nach Fig. 3A und 3B verwendbaren, umschalt baren Tiefpaßfilters; und

Fig. 7 ein Ersatzschaltbild eines Ultraschallwand lers; und

Fig. 8 das Ersatzschaltbild eines Ultraschallwand lers bei Serienresonanz.

Der in Fig. 1 im Querschnitt dargestellte Ultraschall schwinger 11 weist einen im wesentlichen axial-symmetri schen Metallkörper 13 auf, der vorzugsweise aus Chrom nickelstahl besteht. Der Metallkörper 13 weist etwa in seiner Längsmitte einen Scheibenbereich 15 großen Durch messers auf. Auf einen in Fig. 1 links vom Scheibenbe reich 15 befindlichen Schaftbereich des Metallkörpers 13 sind zwei Scheiben aus piezzoelektrischem Keramikmaterial aufgeschoben. Sie werden mittels einer Schraubenmutter 21, die auf einen Gewindeteil des Schaftbereichs 17 auf geschraubt ist, gegen den Scheibenbereich gedrängt. Die Keramikscheiben 19 sind mit elektrischen Anschlüssen ver sehen, mittels welchen den keramischen Scheiben 19 elek trische Anregungsenergie zugeführt wird, welche sie in mechanische Schwingungen versetzt. An der von den Kera mikscheiben 19 abliegenden Seite schließt sich an den Scheibenbereich 15 ein länglicher Bereich 25 kleinen Durchmessers an. Das freie Ende des länglichen Bereichs 25 ist mit einem Zerstäubungsteller 27 vergrößerten Durchmessers versehen. Der längliche Bereich 25 weist einen Axialdurchgang 29 auf, der mit einem Radialdurch gang 31 im Scheibenbereich 15 in Verbindung steht. Mittels der Durchgänge 31 und 29 wird flüssiger Brenn stoff von einem nicht gezeigten Brennstoffvorrat auf die Außenoberfläche des Zerstäubungstellers 27 gebracht.

Der Scheibenbereich 15, der längliche Bereich 25 und der Zerstäubungsteller 27 stellen einen Amplitudentransfor mator in Form eines mechanischen Impedanzwandlers dar, der aufgrund der Durchmesseränderungen Impedanzsprünge aufweist. Ein derartiger Ultraschallschwinger ist zu Oberschwingungen in der Lage, die aufgrund der Impedanz sprünge jedoch keine Frequenzvielfachen der Grund schwingung zu sein brauchen.

Fig. 2 zeigt einen Verlauf der Impedanz Z eines Ultra schallschwingers der in Fig. 1 gezeigten Art in Abhängig keit von der Anregungsfrequenz f_a. Durch die Kombina tion eines longitudinal-schwingungsfähigen Gebildes mit dem zu Biegeschwingungen fähigen Zerstäubungsteller 27 entsteht ein schwingungsfähiges System mit mehreren Frei heitsgraden und somit mit verschiedenen Eigenresonanz frequenzen, die im allgemeinen nicht harmonisch zuein ander zu sein brauchen. Aus dem in Fig. 2 gezeigten Impedanzverlauf über der Anregungsfrequenz sind die auf tretenden Resonanzstellen ersichtlich. Dabei sind charakteristisch die jeweils nahe zusammenliegenden Serien- und Parallel-Resonanzstellen.

Für den erfindungsgemäßen Zweck können bei dem gezeigten Beispiel die bei 49 kHz liegende, scharf ausgeprägte Grundschwingung f₁ und die ebenfalls scharf ausgeprägte Oberschwingung f₂ bei 102 kHz nutzbar gemacht werden. Es hat sich gezeigt, daß sich die Resonanzfrequenzen f₁ und f₂ dadurch auszeichnen, daß am Zerstäubungsteller 27 große Bewegungsamplituden entstehen und dadurch bei beiden Frequenzen Brennstoff zerstäubt werden kann, allerdings mit den bereits erwähnten Unterschieden:

1) bei f₁=49 kHz entsteht ein relativ großtropfiger Flüssigkeitsnebel (d_h), es kann aber auch bei tiefen Temperaturen (-40°C) zerstäubt werden, z. B. 1,5 l/h Dieselöl (sogenanntes Arctic-Diesel) mit ca. 6 W Wirkleistung. Bei Temperaturen oberhalb 10°C, wenn also das Heizgerät betriebswarm ist, fällt der Leistungsbedarf auf ca. 1 W ab.
2) bei f₂=102 kHz entsteht ein vergleichsweise feiner Nebel (d_h). Bei betriebswarmen Heizgerät reichen unter den genannten Bedingungen ca. 4 W Wirkleistung zur Zerstäubung aus.

Bei -40°C ist diese hohe Frequenz jedoch nicht mehr ein setzbar. Die Tropfenabschleuderung ist selbst bei Wirk leistungen von ca. 15 W nicht sicher beherrschbar. Die mit der Frequenz stark angestiegenen mechanischen Ver luste im Material des Ultraschallschwingers 11 erzeugen zudem hohe örtliche thermische Belastungen in der an regenden Piezzokeramik, was sich ebenfalls negativ auf Betriebssicherheit und außerdem auf die Lebensdauer aus wirkt.

Die die elektrische Anregungsenergie erzeugende Anre gungsschaltung wird nun so ausgeführt, daß je nach Bedarf f₁ oder f₂ angeregt werden kann. Die Anregungsschal tung enthält einen selbstschwingenden Oszillator, dessen Frequenz von der angeschlossenen Last, nämlich dem Ultra schallschwinger, bestimmt wird. Durch Vorgabe entspre chender Frequenzfenster, z. B.

für f₁: Δf=45 kHz ... 55kHz
für f₂: Δf=97 kHz ... 107 kHz

kann die Anregungsschaltung zum Einrasten auf die je weile gewünschte Frequenz gezwungen werden.

Diese Frequenzfenster können z. B. durch schaltbare Tief paßfilter realisiert werden, die sich in der Frequenz regelschleife im Rückkopplungsweg vom Ultraschallzer stäuber zu dem steuerbaren Oszillator befinden.

Fig. 2 zeigt eine Serienresonanzstelle bei einer Frequenz f′=88 kHz. Diese Resonanzfrequenz ist unerwünscht, weil bei dieser Frequenz der Zerstäuberteller 27 nicht zu Biegeschwingungen angeregt wird und somit eine nutzbare Zerstäubung nicht möglich ist. Durch Wahl der oben ange gebenen Frequenzfenster wird aber eine Anregung mit der unerwünschten Frequenz f′ vermieden.

Das Heizgerät wird nun so betrieben, daß während des Kaltstarts, z. B. bei Temperaturen unter 0°C, von der Heizgerätsteuereinrichtung, die den zeitlichen Funktions ablauf des Heizgerätes bestimmt, an die Anregungsschal tung ein Steuersignal zur Einschaltung des Frequenz fensters Δf₁ gegeben wird. Wenn dann nach einigen Minuten die Anheizphase des Heizgerätes beendet ist, meldet ein Temperaturfühler der Heizgerätsteuereinrich tung das Überschreiten einer vorgegebenen Temperatur schwelle. Die Anregungsschaltung wird jetzt auf das Frequenzfenster Δf₂ und somit auf Betrieb mit f₂ umgeschaltet.

Die durch den grobtropfigen Flüssigkeitsnebel erzwungene Verbrennung von Brennstoffflüssigkeit mit verminderter Güte dauert deshalb nur kurze Zeit an.

Wird das Heizgerät mit Temperaturregelung betrieben, bei welcher es gemäß einer Zweipunktregelung zu vor übergehenden Abschaltungen kommt, wird die tiefe Frequenz f₁ nur für den Erst-(Kalt)start benötigt. Die folgenden häufigen Regelstarts im Ein/Ausbetrieb können mit f₂ erfolgen, da das Heizgerät in den Regelpausen nicht so stark abkühlt, daß ein erneuter Start mit f₁ er forderlich wäre.

Eine erste bevorzugte Ausführungform eines erfindungsge mäßen Ultraschallzerstäubers ist in Fig. 3A gezeigt.

Zu einem Ultraschallwandler 33 sind zwei Abstimminduk tivitäten Lo1 und Lo2 parallel angeordnet. In Abhängig keit von der Schaltstellung eines steuerbaren Schalters 35 ist dem Ultraschallwandler 33 entweder die Abstimm induktivität Lo1 oder die Abstimminduktivität Lo2 paral lelgeschaltet. Diese Parallelschaltung liegt über An schlußstellen A und B parallel zu einer Reihenschaltung, welche die Sekundärwicklung eines Übertragers 37 und einen Sensorwiderstand 39 aufweist.

Die beiden Enden der Primärwicklung des Übertragers 37 sind an die Ausgangsseite eines Leistungsverstärkers 41 angeschlossen.

Der Verbindungspunkt zwischen der Sekundärwicklung des Übertragers 37 und dem Sensorwiderstand 39 ist über ein Tiefpaßfilter 43, das im Betriebsfrequenzbereich der Anregungsschaltung einen linearen Phasengang hat, an den Eingang eines Schwellenwertverstärkers 45 angeschlossen. Dessen Ausgang bildet einen ersten Eingang 47 eines Phasendetektors 49, dessen Ausgang über ein Schleifen filter 51 an den Eingang 53 eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) 55 angeschlossen ist. Der Ausgang des VCO 55 ist einerseits an den Eingang des Leistungsver stärkers 41 und andererseits über einen -90°-Phasen schieber an einen zweiten Eingang 57 des Phasendetektors 49 angeschlossen.

Das Schleifenfilter 51 ist als Integrierschaltung mit hoher Gleichspannungsverstärkung von mindestens etwa 50 dB, typischerweise etwa 100 dB ausgebildet. Zu diesem Zweck ist ein Differenzverstärker 59 vorgesehen, dessen invertierender Eingang über einen Widerstand 61 mit dem Ausgang des Phasendetektors 49 und über eine Reihenschal tung aus einem Widerstand 63 und einem Kondensator 65 mit dem Ausgang des Differenzverstärkers 59 verbunden ist. Der nicht-invertierende Eingang des Differenzverstärkers 59 ist an den Teilspannungspunkt 67 eines Spannungstei lers mit zwischen die beiden Pole einer Spannungsver sorgungsquelle geschalteten Widerständen 69 und 71 ange schlossen.

Der invertierende Eingang des Differenzverstärkers 59 ist mit einem Wobbelgenerator 79 verbunden, und zwar über einen steuerbaren Schalter 80.

Zwischen den Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 55 und den Ausgang des Schwellenwertverstärkers 45 ist ein zweiter Phasendetektor 101 geschaltet, dessen Aus gangssignal auf einen ersten Steuereingang eines Umschal ters 102 geführt ist. Ein zweiter Steuereingang des Um schalters 102 ist mit dem Ausgang eines Temperaturfühlers 73 verbunden, der beim Überschreiten einer vorbestimmten Temperaturschwelle ein Steuersignal auf den Umschalter 102 gibt.

Das Tiefpaßfilter 43 und der spannungsgesteuerte Oszil lator 55 sind je mit einem Pfeil versehen, um anzudeuten, daß sie zwischen unterschiedlichen Frequenzen umschaltbar sind. Diese Pfeile sind über gestrichelte Linien mit dem Ausgang des Umschalters 102 verbunden, um darzustellen, daß die Umschaltung von Tiefpaßfilter 43 und spannungs gesteuertem Oszillator 55 von dem Umschalter 102 ge steuert wird.

Der steuerbare Schalter 80 wird von dem Ausgangssignal des zweiten Phasendetektors 101 geschaltet.

Bevor auf die Funktionsweise der in Fig. 3A gezeigten Anregungsschaltung eingegangen wird, sei noch prinzipiell das Verhalten eines piezzoelektrischen Wandlers betrach tet. Fig. 7 zeigt ein Ersatzschaltbild eines solchen Wandlers. Diese besteht aus der Parallelschaltung einer Kapazität C₀ zu einer Reihenschaltung mit einer Induk tivität L₁, einer Kapazität C₁ und einem Widerstand R₁. Mit C₀ ist die Kapazität des Wandlers weit unter halb der Resonanzfrequenz abzüglich C₁ bezeichnet. L₁, C₁ und R₁ sind keine tatsächlichen Komponenten, sondern elektrische Äquivalente, mit welchen die Funktion eines piezoelektrischen Wandlers, der in der Nähe seiner Resonanzfrequenz arbeitet, dargestellt werden kann. Üb licherweise symbolisiert man mit L₁ die schwingende Masse des Wandlers, mit C₁ dessen Elastizität und mit R₁ den mechanischen, reellen Widerstand.

Bei Serienresonanz sind die Blindwiderstände L₁ und C₁ von gleichem Wert aber unterschiedlichen Vorzeichen, so daß sie sich gegeneinander aufheben. Daraus ergibt sich das in Fig. 8 gezeigte Ersatzschaltbild bei Serien resonanz. Dabei erscheint der Wandler als reiner Wider stand R₁, dem die Kapazität C₀ parallel geschaltet ist.

Mit diesen Vorausbetrachtungen wird nun die Schaltung in Fig. 3A hinsichtlich Funktion und Dimensionierungsge sichtspunkten näher betrachtet.

Schaltet man in Fig. 3A dem Ultraschallwandler 33 eine Induktivität parallel, deren Wert so gewählt ist, daß sie bei der Serienresonanzfrequenz des Wandlers 33 mit C₀ einen Parallelresonanzkreis bildet, dann bilden diese Induktivität und die Kapazität C₀ zusammen einen sehr hohen Widerstand, so daß sie vernachlässigt werden können. Bei Serienresonanz des Wandlers 33 sieht die Treiberschaltung daher in der Parallelschaltung aus dem Wandler 33 und der Induktivität eine Komponente mit rein ohmschen Widerstand, entsprechend R₁. Da der Wandler 33 zusammen mit der Induktivität als Gebilde mit rein ohm schen Widerstand erscheint, ist der durch diese Parallel schaltung fließende Strom im Resonanzpunkt des Wandlers 33, und nur dort, exakt in Phase mit der den Wandler treibenden Spannung.

Die dem Wandler 33 parallel geschaltete Induktivität ist nun je nach Schaltstellung des Schalters 35 die Induk tivität Lo1, die das C₀ des Wandlers 33 bei f₁ weg stimmt, oder die Induktivität Lo2, die das C₀ des Wandlers 33 bei f₂ wegstimmt. Diese Induktivitäten sind entsprechend f₁ bzw. f₂ dimensioniert.

Die in Fig. 3A gezeigte Schaltung nutzt das Prinzip, daß im Resonanzpunkt des Wandlers 33 die Treiberspannung und der Wandlerstrom in Phase sind. Sie enthält eine Schal tung, die eine Art Phaseneinrastschleife mit hoher Gleichspannungs-Schleifenverstärkung aufweist, um die Phase der Wandlertreibspannung mit der Phase des re sultierenden Wandlerstroms zu vergleichen. Die Schaltung arbeitet in einer Weise, welche die Frequenz der Treiber spannung automatisch auf einen Betriebspunkt bringt, in welchem die Wandlerspannung und der Wandlerstrom in Phase sind, d. h. auf die Resonanzfrequenz des Wandlers. Auf grund der hohen Gleichspannungsschleifenverstärkung kann die Schaltung auf den exakten Resonanzpunkt jedes Wand lers "einrasten", vorausgesetzt, daß seine Resonanzfre quenz innerhalb des für die Schaltung gewählten Be triebsbereichs liegt. Es gibt keine Erhöhung des Phasen fehlers, wenn sich die Resonanzfrequenz des Wandlers den Grenzen des für die Schaltung gewählten Betriebsbereichs nähert.

Der spannungsgesteuerte Oszillator 55 ist so ausgelegt, daß er über einen festgelegten Frequenzbereich arbeitet, der genügend breit ist, um alle möglichen Abweichungen von der idealen Serienresonanzfrequenz des Wandlers abzu decken. Solche Abweichungen können dadurch entstehen, daß der Wandler extremen Temperaturwerten ausgesetzt wird, daß der Wandler mit zu zerstäubender Flüssigkeit belastet wird, durch Ablagerungen auf dem Wandler, Altern des Wandlers und die Auswirkung von Herstellungstoleranzen.

Da der VCO 55 lediglich in dem festgelegten Frequenz bereich arbeiten kann, ist ein Betrieb bei unerwünschten harmonischen Frequenzen nicht möglich.

Das Ausgangssignal des VCO 55 wird von dem die Primär wicklung des Übertragers 37 speisenden Leistungsverstär ker 41 gepuffert und verstärkt. Um minimale Leistungsver luste in dem Leistungsverstärker 41 zu erreichen, werden die Ausgangstransistoren des Leistungsverstärkers 41 als gesättigte Schalter betrieben, so daß sich am Ausgang des Leistungsverstärkers 41 eine Rechteck-Ausgangsspannung ergibt. Der Übertrager 37 erhöht die Treibspannung auf einen Wert, der zum Treiben des Wandlers mit dem gewünschten Leistungswert geeignet ist. Die Induktivi tät der Sekundärwicklung des Übertragers 37 weist einen viel höheren Wert auf als die Abstimminduktivität Lo1 bzw. Lo2, so daß die Sekundärwicklung des Übertragers 37 keinen Einfluß auf die Abstimmungskompensation der no minellen Kapazität C₀ des Wandlers 33 hat.

Die Ausgangsspannung der Sekundärwicklung des Übertragers 37 wird über den Sensorwiderstand 39, der einen niedrigen Widerstandswert aufweist, auf den Wandler 33 gegeben. Da die nominelle Kapazität Co des Wandlers 33 durch die Abstimminduktivität Lo1 bzw. Lo2 nahezu gänzlich durch Kompensation eliminiert ist, und zwar ohne Beein flussung durch die Sekundärwicklung des Übertragers 37, wird der den Wandlerstrom abtastende Sensorwiderstand 39 nicht von dem hohen Strom beeinträchtigt, der zwischen der Abstimminduktivität Lo1 bzw. Lo2 und der Kapazität Co des Wandlers 33 zirkuliert. Der Sensorwiderstand 39 erzeugt in der den Sensorwiderstand 39 mit dem Tiefpaß filter 43 verbindenden Leitung 75 ein Signal, das pro portional ist zu dem Strom, der durch den Wandler fließt. Bei der Serienresonanzfrequenz des Wandlers 33 ist das stromproportionale Signal auf Leitung 75 exakt in Phase mit der Wandlertreiberspannung. Unterhalb der Serien resonanz eilt die Stromphase der Spannungsphase voraus, so daß der Wandler kapazitiv erscheint. In dem Bereich oberhalb der Serienresonanz, der unterhalb der Parallel resonanz liegt, läuft das Stromsignal der Treiberspan nung nach, so daß der Wandler 33 induktiv erscheint. Oberhalb der Parallelresonanz erscheint der Wandler 33 wieder kapazitiv.

Da die Treiberspannung ein Rechtecksignal ist, ist der resultierende Wandlerstrom reich an Harmonischen. Da eine Aufgabe der Anregungsschaltung darin liegt, die Phase der Wandlertreiberspannung mit der des resul tierenden Stroms zu vergleichen, ist es erforderlich, alle Harmonischen aus dem Stromsignal zu entfernen, um eine fehlerhafte Betriebsweise der Schaltung zu ver hindern. Die Verwendung eines üblichen Tiefpaßfilters zur Entfernung dieser Harmonischen würde dem Stromsignal eine frequenzabhängige Phasenverschiebung verpassen und würde das Stromsignal somit nutzlos für den beabsichtig ten Zweck machen.

Es wird daher ein Tiefpaßfilter mit linearem Phasen gang verwendet, um die im Stromsignal vorhandenen Har monischen auszuschalten, ohne die Phase des interessie renden Signals zu beeinträchtigen. Vorteilhafterweise erzeugt das Tiefpaßfilter 43 eine vernachlässigbare Phasenverschiebung und Dämpfung über den gesamten Ar beitsfrequenzbereich des VCO 55. Oberhalb der oberen Grenze des Frequenzarbeitsbereichs des VCO 55 setzt jedoch eine scharfe Dämpfung ein.

Das Ausgangssignal des einen linearen Phasengang auf weisenden Tiefpaßfilters 43 ist ein rein sinusförmiges Signal, bei dem es sich um die Grundfrequenzkomponente des Stromsignals auf der Leitung 75 handelt. Alle Har monischen, die von der rechteckförmigen Treiberspannung herrühren, sind entfernt. Dieses bereinigte Stromsignal wird mit Hilfe des Schwellenwertverstärkers 45 verstärkt und als eines der beiden Eingangssignale des Phasen detektors 49 verwendet. Der Schwellenwertverstärker 45 dient zwei Zwecken. Einmal verstärkt er das am Ausgang des Tiefpaßfilters 43 vorhandene Signal niedrigen Wertes auf ein Signal mit einem Wert, wie er von dem Phasendetektor 49 benötigt wird. Bei der vorliegenden Schaltung ist es günstig, für den Phasendetektor einen Typ zu verwenden, der als Eingangssignal eine Rechteck welle braucht. Daher wird die Verstärkung des Schwellen wertverstärkers 45 auf einen sehr hohen Wert eingestellt. Daher wirkt er auch wie ein Schmitt-Trigger, der das erforderliche Rechteck-Ausgangssignal erzeugt. Die zweite Funktion des Schwellenwertverstärkers 45 besteht darin, Stromsignalen sehr niedrigen Pegels den Durchlaß zum Phasendetektor 49 zu verwehren. Wenn der Wandler 33 bei seiner Parallelresonanzfrequenz betrieben wird, ist der ihn durchfließende Strom minimal. Da Spannung und Strom auch bei Parallelresonanz in Phase sind, könnte die Schaltung versuchen, auf den Parallelresonanzpunkt ein zurasten. Da diese Schaltung aber für einen Betrieb bei Serienresonanz optimiert ist, würde eine unrichtige Be triebsweise entstehen, wenn die Schaltung auf den Parallelresonanzpunkt einrastete. Dies wird dadurch ver hindert, daß der Schwellenwert des Schwellenwertverstär kers 45 so gewählt ist, daß der Strompegel bei Parallel resonanz unterhalb des Schwellenwertes liegt. Daher kann das bei Parallelresonanz auftretende Stromsignal nicht durch den Schwellenwertverstärker 45 hindurch zum Phasen detektor 49 gelangen und es kann nicht passieren, daß die Schaltung versucht, auf den Parallelresonanzpunkt einzu rasten.

Das dem zweiten Eingang 57 des Phasendetektors 49 zuge führte Signal entspricht der Wandlertreiberspannung. Es kann bequemerweise vom VCO-Ausgang abgenommen werden, da zwischen dem Ausgangssignal des VCO 55 und dem hohen Spannungssignal am Wandler 33 selbst nur eine sehr ge ringe Phasendifferenz auftritt, so daß dieses Signal als zweites Eingangssignal des Phasendetektors 49 verwendet werden kann.

Bei dem Phasendetektor 49 handelt es sich vorzugsweise um einen multiplizierenden Analog-Phasendetektor oder um einen "pseudo-analogen" Phasendetektor, d. h. einen digi talen Phasendetektor, dessen Verhalten dem eines multi plizierenden analogen Phasendetektors sehr ähnlich ist, wie eine digitale EXCLUSIV-ODER Verknüpfungsschaltung, da diese Detektortypen eine hohe Toleranz gegenüber elektrischem Rauschen aufweisen, das vorhanden sein wird aufgrund des Anteils der Harmonischen im Ausgangssignal der Anregungsschaltung. Ein multiplizierender Phasen detektor arbeitet mit einer Nenn-Phasendifferenz von 90° zwischen seinen Eingängen, wenn der Phasenfehler 0 ist. Daher ist dem zweiten Eingang 57 ein -90°-Phasen schieber 77 vorgeschaltet.

Verwendet man alternativ einen digitalen sequentiellen Phasendetektor, der mit Phasendifferenz 0 zwischen seinen Eingängen arbeitet, ist der -90°-Phasenschieber 77 wegzulassen. Der sequentielle Phasendetektor wird jedoch wegen seiner Rauschempfindlichkeit weniger empfohlen.

Das Ausgangssignal des Phasendetektors 49 enthält die Summe und die Differenz der beiden Eingangsfrequenzen, die dem Phasendetektor 49 zugeführt werden. Die beiden Eingangsfrequenzen sind definitionsgemäß gleich, da der Wandlerstrom die gleiche Frequenz aufweisen muß wie die Wandlertreibspannung, obwohl zwischen beiden eine Phasen differenz vorhanden sein kann. Daher ist die Differenz 0 Hz und die Summe doppelt so hoch wie die Eingangsfre quenz. Das Schleifenfilter 51 wird zum Unterdrücken der Summenfrequenz verwendet, so daß lediglich das Differenz signal übrigbleibt, bei dem es sich um ein Gleichspan nungssignal handelt, und dieses wird als Eingangssignal zur Steuerung der Frequenz des VCO 55 benutzt.

Bei dem Schleifenfilter 51 handelt es sich um ein Tief paßfilter, das anstelle eines üblicherweise verwendeten passiven RC-Tiefpaßfilters in Form eines Integrators, der zur Sicherstellung der Schleifenstabilität modifiziert ist, ausgebildet ist. Das Schleifenfilter 51 dient zwei Zwecken.

Der erste Zweck besteht darin, wie bereits erwähnt, die Summenfrequenzkomponente aus dem Ausgangssignal des Phasendetektors 49 auszufiltern, so daß als Steuer spannung am Eingang des VCO 55 nur eine Gleichspannung übrigbleibt.

Der zweite Zweck des Schleifenfilters 51 ist sehr wichtig für die Arbeitsweise dieser Schaltung. Er besteht darin, eine sehr hohe Gleichspannungsverstärkung innerhalb der Schleife zu erzeugen. Diese hohe Gleichspannungsschlei fenverstärkung ermöglicht es der Schaltung, auf die exakte Resonanzfrequenz des Wandlers einzurasten. Wäre die Schleifenverstärkung niedrig, wäre die Phasenbe ziehung zwischen den beiden Eingangssignalen des Phasen detektors 49 nicht konstant 90°. Im Fall eines üblichen RC-Tiefpaßfilters, wie es oft als Schleifenfilter ver wendet wird, würde sich die Phasenbeziehung der beiden Eingangssignale des Phasendetektors 49 von 0° am einen Ende des VCO-Bereichs bis auf 180° am anderen Ende des VCO-Bereichs ändern. Ein Phasenversatz von 90° würde lediglich in der Mitte des VCO-Frequenzbereichs auf treten. In diesem Fall würde der Wandler 33 nur dann mit seiner Resonanzfrequenz betrieben, wenn diese sehr dicht bei der Mittenfrequenz des VCO 55 läge. Die Verwendung eines Verstärkers mit hoher Gleichspannungsverstärkung, im vorliegenden Fall eines Integrators, der zwischen den Phasendetektor 49 und den VCO 55 geschaltet ist, erzwingt eine konstante Phasenverschiebung von 90° zwischen den beiden Eingängen des Phasendetektors 49, unabhängig von der Frequenz.

Der für das Schleifenfilter 51 verwendete Integrator ar beitet folgendermaßen: Die Spannung am Referenzeingang (nicht-invertierenden Eingang) des Operationsverstärkers 59 ist auf den Wert eingestellt, bei welchem der VCO 55 mit seiner Mitten frequenz betrieben wird, und dies würde zwischen den Eingängen des Phasendetektors 49 einen Phasenversatz von 90° erzeugen. Da der Integrator bei eingerasteter Schleife wie ein Verstärker mit hoher Gleichspannungs verstärkung wirkt, ist nur eine sehr kleine Spannungs abweichung am invertierenden Eingang bezüglich der Re ferenzspannung am nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 59 erforderlich, um zu bewirken, daß das Ausgangssignal des Integrators vom einen Extrem zum anderen Extrem des Eingangsspannungsbereichs des VCO 55 übergeht. Das bedeutet, daß das Ausgangssignal des Phasendetektors 49 immer sehr dicht bei seinem mittleren Punkt liegt und daher die Eingänge immer einen Phasenab stand von 90° haben. Die Phasenänderung zwischen den Ein gängen des Phasendetektors 49 wird um einen Faktor redu ziert, der gleich der Gleichspannungsverstärkung des In tegrators ist. Und diese liegt typischerweise bei etwa 100 dB.

Die integrierende Wirkung wird durch die Wirkung des Kon densators 65 erzeugt. Die linear abnehmende Frequenzkenn linie des Integrators liefert die gewünschte Tiefpaß filterwirkung. Da die Schleife vom Typ zweiter Ordnung ist, hat man die Integratorgrundschaltung mit den Wider ständen 61 und 63 abgewandelt, um Schleifenstabilität sicherzustellen.

Die Schaltung bildet eine Phaseneinrastschleife oder PLL- Schaltung zweiter Ordnung. Das Eingangssignal der Schlei fe ist das Stromsignal des Wandlers. Der Phasendetektor 49 vergleicht die Phase dieses Stromsignals mit der Phase des VCO-Ausgangssignals, d. h., mit der Phase des Wandler- Treibspannungssignals und verändert die Frequenz des VCO 55, bis ein Phasenunterschied 0° zwischen dem Span nungssignal und dem Stromsignal erscheint. Da der Betrieb bei Parallelresonanz durch den Schwellenwertverstärker 55 blockiert ist, kann die Schaltung einzig und allein bei Serienresonanz arbeiten.

Die beschriebene Anregungsschaltung betreibt einen piezo elektrischen Wandler 33 also exakt bei seiner natürlichen Serienresonanzfrequenz, vorausgesetzt, daß diese Reso nanzfrequenz innerhalb des vorbestimmten Frequenzbereichs des VCO 55 liegt. Die Schaltung folgt den Änderungen der Resonanzfrequenz, die aus den zuvor angegebenen Gründen auftreten können. Für die Fähigkeit der Schaltung, genau auf den Resonanzpunkt des Wandlers 33 einzurasten, macht es keinen Unterschied, ob der Resonanzpunkt in der Mitte oder an den Grenzen des Arbeitsbereichs des VCO 55 liegt. Die Schaltung treibt den Wandler 33 immer so, daß dessen Spannung und dessen Strom in Phase sind.

Um nun das mit dem Ultraschallzerstäuber und der Anre gungsschaltung ausgerüstete Heizgerät erfindungsgemäß zwischen der niedrigen Resonanzfrequenz für Kaltstartbe trieb und der hohen Resonanzfrequenz für warmgelaufenen Betrieb umschalten zu können, sind bei der in Fig. 3A gezeigten Ausführungsform, wie bereits erwähnt, das Tief paßfilter 43 und der VCO 55 zwischen einem niedrigeren Arbeitsfrequenzbereich, der dem zuvor erläuterten Fre quenzfenster Δf₁ entspricht, und einem höheren Ar beitsfrequenzbereich, der dem zuvor erwähnten Frequenz fenster Δf₂ entspricht, umschaltbar. Desweiteren ist mittels des Schalters 35 zwischen den Abstimminduk tivitäten Lo1 und Lo2 umschaltbar. Die Umschaltung zwischen den beiden Arbeitsfrequenzbereichen wird über den Umschalter 102 von dem Ausgangssignal des Temperatur fühlers 73 gesteuert. Wird eine Temperatur unterhalb einer vorbestimmten Temperaturschwelle, beispielsweise 0°C, ermittelt, wird ein Arbeitsfrequenzbereich des Tief paßfilters 43 und des VCO 55 entsprechend dem Frequenz fenster Δf₁ gesteuert und die Abstimminduktivität Lo1 dem Wandler 33 parallel geschaltet. Liegt dagegen die er mittelte Temperatur über dieser Temperaturschwelle, wird ein Arbeitsbereich des Tiefpaßfilters 43 und des VCO 55 entsprechend dem oberen Frequenzfenster Δf₂ ge steuert und die Abstimminduktivität Lo2 dem Wandler 33 parallel geschaltet.

Beim Einschalten des mit dem beschriebenen Ultraschall empfänger ausgerüsteten Heizgerätes bei einer Temperatur, die unterhalb der vorbestimmten Temperaturschwelle liegt, werden das Tiefpaßfilter 43 und der VCO 55 vom Umschal ter 102 auf den niedrigen Arbeitsfrequenzbereich und wird die Abstimminduktivität Lo1 wirksam geschaltet. Der Schalter 80 ist geschlossen. Der Wobbelgenerator 79 ist daher mit dem Schleifenfilter 51 verbunden, und der VCO 55 wird zum Auffinden der niedrigen Resonanzfrequenz f₁ durchgesteuert. Wird die Resonanzfrequenz f₁ er reicht, was vom zweiten Phasendetektor 101 festgestellt wird, öffnet der Schalter 80 und die Schaltungsanordnung rastet auf die niedrige Resonanzfrequenz ein. Gleichzei tig wird der Umschalter 102 für ein Umschalten von Tief paßfilter 43 und VCO 55 in Abhängigkeit vom Temperatur fühler 73 freigegeben. Sobald die vorherbestimmte Tem peraturschwelle überschritten wird, schaltet der Umschal ter 102 das Tiefpaßfilter 43 und den VCO 55 auf die hohe Resonanzfrequenz f₂ um und wird die Abstimminduktivität Lo2 wirksam geschaltet. Da f₂ eine Oberwelle von f₁ ist, kann der Schalter 80 geöffnet bleiben. Die Schal tungsanordnung rastet dann ohne erneuten Wobbelvorgang auf f₂ ein.

Wird das Heizgerät bei einer Temperatur oberhalb der vor bestimmten Temperaturschwelle eingeschaltet kann es vor teilhaft sein, den Ultraschallschwinger anfangs bei f₁ zu betreiben, um zunächst den Ultraschallschwinger von übermäßiger Flüssigkeit zu befreien. Zu diesem Zweck kann ein (nicht dargestelltes) Zeitglied vorgesehen sein, das den Umschalter 102 nach einer vorbestimmten Zeitdauer veranlaßt, von f₁ auf f₂ umzuschalten.

Bei einer modifizierten Ausführungsform der Erfindung kann ein solches Zeitglied anstatt eines Temperaturfüh lers vorgesehen sein. Die Zeitkonstante des Zeitgliedes wird dabei so bemessen, daß der Ultraschallschwinger so lange bei f₁ betrieben wird, daß auch beim Einschalten des Heizgerätes bei sehr tiefer Temperatur sicher die (bei dieser Ausführungsform nicht gemessene) Temperatur schwelle erreicht wird.

Sind der Temperaturfühler 73 und ein Zeitglied vorge sehen, empfiehlt es sich, dem Temperaturfühler Umschalt priorität einzuräumen, damit nach dem Einschalten bei niedriger Temperatur die Temperaturschwelle für den Über gang von f₁ nach f₂ auf jeden Fall erreicht wird. Man kann dann die Zeitkonstante des Zeitgliedes entsprechend kürzer wählen.

Eine zweite bevorzugte Ausführungsform eines erfindungs gemäßen Ultraschallzerstäubers ist in Fig. 3B gezeigt. Diese Ausführungsform stimmt mit der in Fig. 3A gezeig ten Ausführungsform überein, was den links von den An schlußpunkten A und B befindlichen Schaltungsteil be trifft. Lediglich der rechts von diesen Schaltungspunkten befindliche Schaltungsteil ist anders. Im Zusammenhang mit Fig. 3B wird daher nur dieser rechts von den Schal tungspunkten A und B befindliche Schaltungsteil beschrie ben.

Zur Umschaltung zwischen den beiden Resonanzanregungs frequenzen f₁ und f₂ sind in Fig. 3A die beiden Abstimminduktivitäten Lo1 und Lo2 vorgesehen, von denen je nach Schaltstellung des Schalters 35 und somit unter Steuerung des Umschalters 102 die eine oder die andere Abstimminduktivität dem Wandler 33 parallel geschaltet ist. Im allgemeinen sind die mit dem Schalter 35 zu schaltenden Leistungen beträchtlich. Es kann daher von Vorteil sein, eine solche Umschaltung zu vermeiden. Eine derartige Lösung zeigt Fig. 3B.

In Fig. 3B sind dem Wandler 33 einerseits eine Abstimm induktivität Lo und andererseits eine Reihenschaltung aus einer Abstimminduktivität L₂ und einem Kondensator C₂ parallel geschaltet. Der Wandler 33, die Abstimm induktivitäten Lo und L₂ sowie der Kondensator C₂ bilden ein Netzwerk, das sowohl bei der tiefen Frequenz f₁ als auch bei der hohen Frequenz f₂ eine Serien resonanz des Wandlers 33 ermöglicht. Dieses Netzwerk ist so dimensioniert, daß einerseits Lo und Co (siehe Ersatzschaltbild in Fig. 8) und andererseits L₂ und C₂ je eine Resonanz an unterschiedlicher Frequenzstelle bilden. Sowohl die von Lo und Co als auch die von L₂ und C₂ gebildete Resonanz liegen an einer geeig neten Frequenzstelle zwischen f₁ und f₂.

Sind beide Resonanzschaltungen zusammengeschaltet, ent stehen zwei verschiedene Parallelresonanzfrequenzen. Die eine liegt unterhalb der normalen Resonanz von Lo/Co und L₂/C₂, während die andere oberhalb davon liegt. Die eine Parallelresonanzfrequenz wird so gewählt, daß sie bei f₁ liegt und tritt auf, wenn der kapazitive Blindwiderstand des Zweiges L₂/C₂, der unterhalb seiner eigenen Resonanzfrequenz kapazitiv ist, mit dem induktiven Blindwiderstand des Zweiges Lo/Co, der unterhalb seiner eigenen Resonanzfrequenz induktiv ist, in Resonanz miteinander treten. Das Ergebnis ist eine Parallelresonanzschaltung hoher Impedanz, welche die Kapazität Co des Wandlers 33 bei f₁ wegstimmt.

Der zweite Resonanzpunkt wird so gewählt, daß er bei f₂ liegt und tritt auf, wenn der induktive Blindwiderstand des Zweiges L₂/C₂, der oberhalb seiner eigenen Re sonanzfrequenz induktiv ist, mit dem kapazitiven Blind widerstand des Zweiges Lo/Co, der oberhalb seiner eigenen Resonanzfrequenz kapazitiv ist, in Resonanz tritt. Das Ergebnis ist eine zweite Parallelresonanz schaltung hoher Impedanz, welche das Co des Wandlers 33 bei f₂ wegstimmt.

Zusätzlich zu den beiden genannten Parallelresonanzen tritt bei diesem Netzwerk auch eine einzige Serienreso nanz auf. Dies ist die Serienresonanz von L₂ und C₂. Bei dieser Serienresonanz erscheint ein sehr niedriger Widerstand, der nahezu einem Kurzschluß gleicht, über dem Ausgang des Treibergenerators. Normalerweise wäre dies ein Problem. Nicht so im vorliegenden Fall, weil diese Serienresonanz bei einer Frequenz zwischen f₁ und f₂ auftritt. Die Anregungsschaltung gemäß Fig. 3B arbeitet aber niemals bei dieser Frequenz, da die beiden umschalt baren Frequenzbereiche des VCO 55 diese Frequenz nicht umfassen.

Zwei Beispiele für einen umschaltbaren VCO 55 gemäß der Ausführungsformen nach Fig. 3A und 3B sind in den Fig. 4 und 5 gezeigt.

Die in Fig. 4 gezeigte Ausführungsform eines VCO 55 ent hält in einem Block 81 alle Schaltungskomponenten eines VCO mit Ausnahme der den Frequenzbereich bestimmenden Komponenten. Diese bestehen aus einem Kondensator 83 und einem Widerstand 85, mit welchem die Breite des Arbeits frequenzbereichs des VCO 55 eingestellt wird. Außerdem ist eine Reihenschaltung mit Widerständen 87 und 91 vor gesehen, deren gesamter Widerstandswert die Lage des Arbeitsfrequenzbereichs auf der Frequenzskala bestimmt. Der Gesamtwiderstandswert dieser Reihenschaltung ist änderbar mit Hilfe eines Schalttransistors 93, der dem Widerstand 91 parallel geschaltet ist. Ist Transistor 93 ausgeschaltet, wirkt Widerstand 91 mit und wird ein Ar beitsfrequenzbereich in der unteren Frequenzlage, ent sprechend dem unteren Frequenzfenster Δf₁ bewirkt. Ist der Schalttransistor 93 dagegen leitend geschaltet, ist Widerstand 91 nach Masse überbrückt, so daß nur der Widerstand 87 wirksam ist. Diese Betriebsweise des Schalttransistors 93 bewirkt einen Arbeitsfrequenzbereich des VCO 55 in höherer Frequenzlage, entsprechend dem höheren Frequenzfenster Δf₂.

Die in Fig. 5 gezeigte Ausführungsform für einen um schaltbaren VCO 55 stimmt mit der in Fig. 4 gezeigten Ausführungsform überein, mit der Ausnahme, daß der Widerstand 91 und der ihn überbrückende Schalttran sistor 93 nicht vorhanden sind, daß dafür aber dem Kondensator 83 ein weiterer Kondensator 95 parallel ge schaltet ist, der mit Hilfe eines steuerbaren Schalters 97 wirksam und unwirksam geschaltet werden kann. Je nach Schaltstellung des steuerbaren Schalters 97 entspricht der Arbeitsfrequenzbereich des VCO 55 dem unteren Fre quenzfenster Δf₁ oder dem oberen Frequenzfenster Δf₂.

Der Steueranschluß des Transistors 93 bzw. des steuer baren Schalters 97 wird entsprechend dem Ausgangssignal des Temperaturfühlers 73 in den einen oder den anderen Schaltzustand gebracht.

Eine Ausführungsform eines umschaltbaren Tiefpaßfilters 43 gemäß Fig. 3A und 3B ist in Fig. 6 gezeigt. Dieses Tiefpaßfilter ist zweistufig und weist in jeder Stufe eine Reiheninduktivität 99 bzw. 101 und eine Hauptquerka pazität 103 bzw. 105 auf. Letzteren ist je eine Parallel kapazität 107 bzw. 109 parallel geschaltet, die sich in Reihenschaltung zu einem steuerbaren Schalter 111 bzw. 113 befindet. Die Steuereingänge der steuerbaren Schalter werden von einem Signal gesteuert, das vom Ausgangssignal des Temperaturfühlers 73 abhängt. Je nachdem, ob auf die untere Resonanzfrequenz f₁ oder die obere Resonanzfre quenz f₂ umgeschaltet werden soll, sind die steuerbaren Schalter 111, 113 leitend oder nicht-leitend geschaltet.

Aus den bereits zuvor erläuterten Gründen ist das Tief paßfilter 43 vorzugsweise als phasenlineares Tiefpaß filter ausgebildet.

Claims

1. Ultraschallzerstäuber zur Zerstäubung von Flüssig keiten, insbesondere flüssigem Brennstoff im Zusammenhang mit Heizgeräten,
mit einem Ultraschallschwinger (11), mit einem elektri sche Anregungsenergie in Ultraschallschwingungen um setzenden Ultraschallwandler (19; 33) und einer damit ge koppelten Zerstäuberplatte (27), deren Oberfläche zu zerstäubende Flüssigkeit von einem Flüssigkeitsvorrat zu geführt wird,
und mit einer elektrischen Anregungsschaltung, mittels welcher der Ultraschallschwinger (11) zu Resonanz schwingung angeregt wird,
dadurch gekennzeichnet, daß ein oberschwingungsfähiger Ultraschallschwinger (11) vorgesehen ist,
daß die Anregungsschaltung zwischen verschiedenen Reso nanzanregungsfrequenzen (f₁, f₂) umschaltbar ist
und daß eine Umschaltsteuereinrichtung (73, 102) vorge sehen ist, die nach einem vorbestimmten Kriterium, z. B. temperatur- und/oder zeitabhängig, die Anregungsschaltung zur Abgabe einer niederfrequenten (f₁) bzw. einer hoch frequenten (f₂) Resonanzanregungsfrequenz veranlaßt.

2. Ultraschallzerstäuber nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Ultraschallschwinger (11) sowohl im nieder frequenten als auch im hochfrequenten Bereich zur Serienresonanz angeregt wird.

3. Ultraschallzerstäuber nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Anregungsfrequenz der Anregungsschaltung zwischen einer Grundschwingung (f₁) und einer Oberschwingung (f₂) des Ultraschallschwingers (11) umschaltbar ist.

4. Ultraschallzerstäuber nach mindestens einem der An sprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Umschaltsteuereinrichtung (102) ein Zeitglied aufweist, das nach Ablauf einer vorbestimmten Zeitdauer seit Betriebsbeginn mit der niederfrequenten Resonanz frequenz (f₁) die Umschaltung auf den hochfrequenten Resonanzbetrieb steuert.

5. Ultraschallzerstäuber nach mindestens einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Umschaltsteuereinrichtung (73, 102) einen Tem peraturfühler (73) zur Ermittlung der Betriebstemperatur aufweist, der je nach Unterschreiten oder Überschreiten einer vorbestimmten Temperaturschwelle die Umschaltung auf niederfrequenten bzw. auf hochfrequenten Resonanz betrieb bewirkt.

6. Ultraschallzerstäuber nach Ansprüchen 4 und 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Ultraschallzerstäuber bei Betriebsbeginn immer mit der niedrigen Resonanzfrequenz (f₁) gestartet wird und dann, unter Priorität der Umschaltsteuerung durch den Temperaturfühler (73), nach Ablauf der vorbestimmten Zeitdauer, oder, wenn dann die Temperaturschwelle noch nicht erreicht ist, nach Überschreiten der Temperatur schwelle, die Umschaltung auf die höhere Resonanzfrequenz (f₂) erfolgt.

7. Ultraschallzerstäuber nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Temperaturschwelle, bei deren Erreichen die An regungsschaltung von der Abgabe der niederfrequenten (f₁) auf die Abgabe der hochfrequenten (f₂) Resonanz anregungsfrequenz umschaltet, bei 0°C liegt.

8. Ultraschallzerstäuber nach mindestens einem der An sprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet,
daß der Ultraschallschwinger (11) mit elektrischen An regungselektroden (23) versehene piezokeramische Scheiben (19) als Ultraschallwandler und einen an die Scheiben (19) angrenzenden Amplitudentransformator (15, 25) mit einem Bereich größeren Durchmessers (15) in seinem an die Scheiben (19) angrenzenden Bereich und einem Bereich kleineren Durchmessers (25) zwischen dem Bereich größeren Durchmessers (15) und der Zerstäuberplatte (27) aufweist,
und daß der Bereich kleineren Durchmessers (25) und die Zerstäuberplatte (27) mit einem Axialdurchgang (29) ver sehen sind, der mit einem Radialdurchgang (31) in dem Bereich größeren Durchmessers in Verbindung steht, der an einen Flüssigkeitsvorrat anschließbar ist, wodurch eine Flüssigkeitsleitung bis zur Zerstäuberoberfläche der Zerstäuberplatte (27) gebildet ist.

9. Ultraschallzerstäuber nach mindestens einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Anregungsschaltung einen spannungsgesteuerten Oszillator (55) aufweist, der in Abhängigkeit von der Umschaltsteuereinrichtung (73, 102) mit einer zur nieder frequenten (f₁) oder zur hochfrequenten (f₂) Re sonanzanregungsfrequenz führenden Steuerspannung beauf schlagt wird.

10. Ultraschallzerstäuber nach mindestens einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Anregungsschaltung ein steuerbares Tiefpaßfilter (43) aufweist, das in Abhängigkeit von der Umschalt steuereinrichtung (73, 102) zum Durchlaß nur der nieder frequenten oder der niederfrequenten und der hochfre quenten Resonanzanregungsfrequenz gesteuert wird.

11. Ultraschallzerstäuber nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß ein steuerbares Tiefpaßfilter (43) mit linearem Phasengang verwendet wird.

12. Ultraschallzerstäuber nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet,
daß die Anregungsschaltung eine PLL-Schaltung mit einem spannungsgesteuerten Oszillator (55) und einem Tiefpaß filter (43) aufweist
und daß die Betriebsfrequenz des spannungsgesteuerten Os zillators (55) und die Durchlaßfrequenz des Tiefpaß filters (43) in Abhängigkeit von der Umschaltsteuerein richtung (73, 102) auf die niederfrequente (f₁) oder die hochfrequente (f₂) Resonanzanregungsfrequenz um schaltbar ist.

13. Ultraschallzerstäuber nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet,
daß dem Ultraschallwandler (33) eine Kompensationsein richtung (Lo1, Lo2; Lo, L2, C2) parallelgeschaltet ist, mittels welcher der Ultraschallwandler (33) auf eine niederfrequente (f₁) oder eine hochfrequente (f₂) Serienresonanzschwingung (f₁) abgestimmt wird,
daß dem Ultraschallwandler (35) ein Stromsensor (39) zugeordnet ist, dessen Ausgangssignal einem ersten Ein gang (47) eines Phasendetektors (49) zugeführt wird, der einen mit dem Ausgang des spannungsgesteuerten os zillators (55) verbundenen zweiten Eingang (57) auf weist,
und daß zwischen den Ausgang des Phasendetektors (49) und den Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators (55) ein hochverstärkendes Tiefpaßfilter geschaltet ist, das die Summenfrequenzkomponente im Ausgangssignal des Phasendetektors sperrt.

14. Ultraschallzerstäuber nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet,
daß die Kompensationseinrichtung zwei Induktivi täten (Lo1, Lo2) aufweist, von denen mittels eines Schalters (35) entweder die eine (Lo1) oder die andere (Lo2) dem Wandler (33) parallel schaltbar ist, wobei die beiden Induktivitäten (Lo1, Lo2) so bemessen sind,
daß der Blindwiderstand der dem Wandler (33) eigenen Kapazität (Co) bei der unteren (f₁) bzw. der oberen (f₂) Resonanzanregungsfrequenz kompensiert wird.

15. Ultraschallschwinger nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationseinrichtung eine dem Wandler (33) parallelgeschaltete Parallelschaltung mit einer ersten Induktivität (Lo) in einem Parallelzweig und einer Reihenschaltung aus einer zweiten Induktivität (L₂) und einem Kondensator (C₂) im anderen Parallel zweig aufweist und daß die Parallelschaltung im Verhält nis zu der dem Wandler eigenen Kapazität (Co) so dimen sioniert ist, daß der Blindwiderstand der dem Wandler (Co) eigenen Kapazität sowohl bei der unteren (f₁) als auch bei der oberen (f₂) Resonanzanregungsfrequenz kompensiert wird.

16. Ultraschallzerstäuber nach mindestens einem der Ansprüche 13 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß das hochverstärkende Tiefpaßfilter (51) eine Ver stärkung im Bereich von etwa 50 dB bis 100 dB aufweist.

17. Ultraschallzerstäuber nach mindestens einem der Ansprüche 13 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß das hochverstärkende Tiefpaßfilter (51) durch einen Integrator gebildet ist.

18. Ultraschallzerstäuber nach mindestens einem der An sprüche 13 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromsensor (39) ein mit dem Ultraschallwandler (33) in Reihe geschalteter Widerstand ist.

19. Ultraschallzerstäuber nach mindestens einem der Ansprüche 13 bis 18, dadurch gekennzeichnet,
daß zwischen den Stromsensor (39) und den ersten Eingang (47) des Phasendetektors (49) eine Schwellenwertschal tung (45) geschaltet ist, die nur Signale mit einer einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitenden Sig nalstärke durchläßt,
und daß der Schwellenwert derart bemessen ist, daß er oberhalb des bei Parallelresonanz des Ultraschallwand lers (33) auf den Eingang der Schwellenwertschaltung (45) gelangenden Signalwertes liegt.

20. Ultraschallzerstäuber nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellenwertschaltung (45) ein Schwellenwert verstärker nach Art eines Schmitt-Triggers ist.

21. Ultraschallzerstäuber nach mindestens einem der Ansprüche 9 bis 20, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Ausgang des spannungsgesteuerten Os zillators (55) und den Ultraschallwandler (33) ein impedanzanpassender Treibertransformator (37) geschaltet ist.

22. Ultraschallzerstäuber nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß der Sensorwiderstand (39) mit der Sekundärwicklung des Treibertransformators (37) in Reihe geschaltet ist.

23. Ultraschallzerstäuber nach Anspruch 21 oder 22, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Ausgang des spannungsgesteuerten Os zillators (55) und die Primärwicklung des Treibertrans formators (37) ein Leistungsverstärker (41) geschaltet ist, der die Primärwicklung des Treibertransformators (37) mit einer Rechteckschwingung beaufschlagt.

24. Ultraschallzerstäuber nach mindestens einem der Ansprüche 20 bis 23, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellenwertschaltung (45) ein Rechteckausgangs signal liefert.

25. Ultraschallzerstäuber nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß ein digitaler Phasendetektor (49) vorgesehen ist und daß zwischen dem Ausgang des spannungsgesteuerten Os zillators (55) und dem zweiten Eingang des Phasendetek tors (49) ein -90°-Phasenschieber angeordnet ist.

26. Ultraschallzerstäuber nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß der digitale Phasendetektor (49) eine EXKLUSIV-ODER- Schaltung aufweist.

27. Ultraschallzerstäuber nach mindestens einem der An sprüche 20 bis 24, dadurch gekennzeichnet,
daß ein multiplizierender Phasendetektor (49) vorgesehen ist
und daß zwischen dem Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators (55) und dem zweiten Eingang (57) des multi plizierenden Phasendetektors (49) ein -90°-Phasenschieber (77) angeordnet ist.

28. Ultraschallzerstäuber nach mindestens einem der An sprüche 13 bis 27, dadurch gekennzeichnet, daß das steuerbare Tiefpaßfilter (43) zwischen den Stromsensor (39) und den Phasendetektor (49) geschaltet ist.