DE2808507C2

DE2808507C2 - Mikrowellenoszillatorschaltung

Info

Publication number: DE2808507C2
Application number: DE2808507A
Authority: DE
Inventors: Donald Floyd Kempton Pa. Linn; James Kevin Plourde; Clarence Burke Allentown Pa. Swan
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1977-03-01
Filing date: 1978-02-28
Publication date: 1983-12-01
Also published as: ES467411A1; SE424033B; FR2382797B1; FR2382797A1; CA1107356A; IT7820720A0; JPS53134350A; GB1554830A; AU3360978A; SE7801938L; US4079341A; NL7802212A; AU512505B2; DE2808507A1; IT1097804B; BE864397A

Description

Tr . i

untersucht worden sind, siehe IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Februar 1976, Seiten 112-114.

Ausgehend von dem oben geschilderten Stand der Technik ist es nun Aufgabe der Erfindung, eini;n kleinen, billigen Mikrowellen-Oszillator hoher Frequenzstabilität bereitzustellen, bei dem der erforderliche Schaltungsaufwand auf ein Minimum reduziert ist und der nichtsdestoweniger eine leichte Einstellbarkeit seiner Betriebsparameter gestattet

Erfindungsgemäß ist diese Aufgabe für die Mikrowellenoszillatorschaltung der eingangs beschriebenen Art dadurch gelöst, daß der dielektrische Resonator in der Nähe des Halbleiterbauelementes zur Vervollständigung des Rückkopplungsweges für die Oszillatorschaltung zwischen dem Eingangsstromkreis und dem Ausgangsstromkreis des Halbleiterbauelementes angeordnet ist

Die mit der Erfindung erzielten Vorteile bestehen insbesondere darin, daß der dielektrische Resonator eine Doppelfunktion hat, nämlich einmal Frequenzstabilisierung und zum zweiten die Übernahme der erforderlichen Rückkopplung vom Ausgang auf den Eingang. Bei der Mikrowdlenoszillatorschaltung werden die aus dem dielektrischen Resonator austretenden Felder dazu benutzt sowohl die Eingangsleitung als auch die Ausgangsleitung des Halbleiterbauelementes zu durchsetzen und damit die Rückkopplung zu bewerkstelligen. Da die Stärke der Rückkopplung hauptsächlich von der Stärke der aus dem Resonator austretenden Felder bestimmt ist erfolgt die Einstellung des Rückkopplungsgrades bevorzugt mit Hilfe eines entsprechend bemessenen Abstandsstückes zwischen dem Halbleiterbauelement und dem Resonator. Im Interes-.e einer hohen Temperaturkonstanz empfiehlt sich für das Material des Abstandshalters Quarz, das bekanntlich einen sehr kleinen thermischen Ausdehnungskoeffizienten besitzt.

Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Im folgenden ist die Erfindung anhand in der Zeichnung dargestellter Ausführungsformen näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 das Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels,

F i g. 2 die äquivalente ScheinleitwertdarsteHung des Ausführungsbeispiels nach F i g. 1,

F i g. 3 und 4 den mechanischen Aufbau des Ausführungsbeispiels nach F i g. 1 in einer ersten Ausführung,

F i g. 5 und 6 weitere Beispiele für den mechanischen Aufbau der Anordnung nach F i g. 1,

F i g. 7 und 8 eine weitere Ausführungsform der Mikrowellenoszillatorschaltung und

F i g. 9 den Frequenzgang der Ausführungsform nach F i g. 7 und 8 mit der Temperatur.

Der in F i g. 1 schematisch dargestellte Mikrowellenoszillator umfaßt ein Mikrowellenhalbleiterbauelement, das zu Erläuterungszwecken als Mikrowellen-Bipolartransistor 1 mit einem Basisstromkreis 2, einem Emitterstromkreis 3 und einem Kollektorstromkreis 4 vorliegt.

Der Transistor 1 kann durch andere Mikrowellenhalbleiterbauelemente ersetzt werden, die Mikrowellenschwingungen zu verstärken vermögen. Der Mikrowellentransistor 1 ist zwar als ein NPN-Transistor in Basisschaltung (d. h. Basis geerdet) gezeigt, es sind aber auch die beiden anderen Transistor-Grundschaltungsarten sowie andere Transistortypen anwendbar. Der Emitterstromkreis 3 ist mit einer Emittervorspannschaltung 5 gekoppelt und der Kollektorstromkreis 4 mit einer KoUektorvorspannschaitung 6 und einer Last 7. Es ist nun esn kleiner, elektrodenloser dielektrischer Resonator 8 in der Nähe des Emitterstromkreises 3 und des Kollektorstromkreises 4 angeordnet Der dielektrische Resonator 8 kann, wie gefunden wurde, zum Erhalt eines Rückkopplungswegs zwischen KoJlektorstromkreis 4 und Emitterstromkreis 3 verwendet werden. Seine kleinen Abmessungen ermöglichen zusammen mit der Art in welcher er über seine äußeren Felder angekoppelt werden kann, seine gleichzeitige Kopplung mit dem Emitter- und dem Kollektorstromkreis des Mikrowellentransistors 1, so daß eine Rückkopplung zwischen diesen beiden Stromkreisen erzielt wird.

Der dielektrische Resonator 8 kann aus Bariumtitanat

(Ba₂Ti₉O₂₀) hergestellt sein, vgl. US-PS 39 38 064.

Andere dielektrische Materialien, beispielsweise Lithiumtantalat (LiTaO₃), Lithiumniobat (LiNbp₃) oder eine Zusammensetzung aus Titandioxid (TiO₂) entweder mit LiTaO₃ oder mit LiNbO₃, sind gleichfalls geeignet Bevorzugt ist der dielektrische Resonator 8 durch eine einphasige Ba₂TIgO₂O-KeTOmJk gebildet Ein solcher Resonator hat bei 4 GHz einen Gütefaktor O zwischen 8000 und 11 000 sowie eine Dielektrizitätskonstante von 39,8 und einen Temperaturkoeffizienten von +2 · 10~⁶°C bei der Resonanzfrequenz. Bei einem solchen Resonator hat der TEou-Mode ein Feldmuster nach Art eines magnetischen Dipols; das Feldmuster tritt aus dem Resonator in der in F i g. 1 dargestellten Art aus. Der dielektrische Resonator kann also mit einer Streifenleitung oder mit den eine Mikrostreifenleitung bildenden Emitter- und Kollektorstromkreisen 3 und 4 gekoppelt werden, wenn er in der Nähe der Emitter- und Kollektorstromkreise 3 und 4 in vorbestimmtem Abstand angeordnet ist.

Nachfolgend werden verschiedene Ausführungsformen beschrieben, mit denen sich sowohl die erforderii-■to ehe Kopplungsverteilung als auch die Phasenverschiebung durch den Rückkopplungsweg verwirklichen lassen.

Das Ersatzschaltbild in Scheinleitwertdarstellung der Ausführungsform nach F i g. 1 ist in F i g. 2 gezeigt. Dabei ist Yt der Transistorscheinleitwert und Yi der Lastscheinleitwert der sich aus dem Scheinleitwert der mit dem Kollektorstromkreis 4 gekoppelten Schaltungen und einer Lastimpedanz von 50 Ohm zusammensetzt. Bei der Ausführungsform enthält der Rückkopplungsscheinleitwert V> zwischen Kollektorstromkreis 4 und Emitterstromkreis 3 den Resonatorscheinleitwert Yr und den Schaltungsscheinleitwert Ye-

Ein Beispiel für den mechanischen Aufbau der Mikrowellenoszillatorsschaltung nach F i g. 1 ist in den F i g. 3 und 4 gezeigt. Der dielektrische Resonator 8 ist oberhalb des Mikrowellentransistors 1 angeordnet. Er ist durch einen dielektrischen Abstandshalter 9 in vorbestimmtem Abstand vom Transistor gehalten. Das Abstandsstück 9 ist zweckmäßig durch ein Quarzrohrstück entsprechend der Länge gebildet. Es können jedoch auch andere dielektrische Abstandsvorrichtungen zur Halterung des dielektrischen Resonators 8 verwendet werden, mit denen niedrige dielektrische Verluste und geringe Temperaturausdehnung erreicht werden können. In den Fig.3 und 4 sind die Abmessungen des Transistors 1, des Resonators 8 und des dielektrischen Abstandshalters 9 des besseren Verständnisses wegen vergrößert dargestellt. Wie

dargestellt hat der dielektrische Resonator 8 bevorzugt Zylinderform und ist mit Hilfe des zylindrischen Abstandsstückes 9 oberhalb des Emitterstromkreises 3 und des Kollektorstromkreises 4 in Stellung gehalten. Andere geometrische Formen für den dielektrischen Resonator 8 und das Abstandsstück 9 können ebenfalls verwendet werden. Die kleinen Abmessungen des dielektrischen Abstandsstücks 9 erlauben eine Kopplung der äußeren Felder des Resonators 8 mit dem Emitter- und Kollektorstromkreis und damit die Ausbildung eines Rückkopplungsweges hier zwischen. Da der dielektrische Resonator, der einen niedrigen Temperaturkoeffizienten und einen hohen (?-Wert aufweist, kann er deswegen als Rückkopplungsweg zur entsprechenden Stabilisierung der Oszillatorfrequenz verwendet werden. Die Stärke der Rückkopplung zwischen dem Emitterstromkreis 3 und dem Kollektorstromkreis 4 ist hauptsächlich eine Funktion der Höhe des dielektrischen Abstandsstückes 9.

Die F i g. 5 und 6 zeigen abgewandelte Schaltungsaufbauten für die Mikrowellensozillatorschaltung der Fig. 3.

In Fig.5 ist der dielektrische Resonator 8 sowohl über einem Mikrowellentransistor 1 als auch über zwei Stichleitungen 3' und 4' angeordnet. Der Emitterstromkreis 3 ist mit einer Stichleitung 3' versehen, während der Kollektorstromkreis 4 eine Stichleitung 4' aufweist. Die Hinzufügung der Stichleitungen 3' und 4' zu den Elektrodenschaltungen 3 bzw. 4 ermöglicht eine Einstellung der Rückkopplung und der durch den Rückkopplungsweg bewirkten Phasenverschiebung zwischen den Signalen des Emitterstromkreises 3 und des Kollektorstromkreises 4. Durch Verändern der Abmessungen der Stichleitungen 3' und 4' können die letzteren beiden Parameter bequem eingestellt werden. Der in F i g. 6 gezeigte Schaltungsaufbau gleicht dem in F i g. 5 gezeigten mit der Ausnahme, daß die Stichleitungen 3" und 4" langer als die Stichleitungen 3' bzw. 4' sind. Dies führt zu einer Anordnung des kleinen dielektrischen Resonators 8 abseits vom Transistor t über Teilen der Stichleitungen 3" und 4". Bei diesem Schaltungsaufbau können Rückkopplung und Phasenverschiebung durch den Rückkopplungsweg durch Verändern der Länge der Stichleitungen und/oder durch eine seitliche Versetzung des dielektrischen Resonators gegenüber dem Transistor 1 modifiziert werden.

Die Stichleitungen 3', 4', 3" und 4" erzeugen zusammen mit dem dielektrischen Resonator eine Blindkomponentenabstimmung der Transistorelektrodenstromkreise, was eine Einstellung der Phasenverschiebung des Rückkopplungsweges ermöglicht.

Die Fig. 7 und 8 zeigen eine Vorder- bzw. Seitenansicht einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Mikrowellenoszillatorschaltung. Sie wird als »Oszillator mit Bügelstruktur« bezeichnet, wobei entsprechende Teile mit entsprechenden Bezugsziffern bezeichnet sind. Hiernach trägt die Platte JO den Mikrowellentransistor t und dessen Emitter- und Kollektorstromkreise 3 bzw. 4. Letztere sind auf einem Aluminiumoxidsubstrat in bekannter integrierter Mikrowellenschaltungstechnologie (MlC-Technologie) aufgebaut. Die Trägerplatte tO ist an einer Sockelplatte 11 befestigt, die mehrere Verbindungsanschlüsse 12,13 und 14 aufweist Anschluß 12 entspricht dem Kollektorvorspannanschluß, der mit der Vorspannschaltung 6 nach Fig. 1 gekoppelt werden soll. Anschluß 14 entspricht dem Ausgangsanschluß des Oszillators, der mit der Last 7 nach F i g. 1 gekoppelt werden soll. Verschiedene Anpaßimpedanzabschnitte zwischen dem Transistor 1 und den Anschlüssen 12 und 14 können mit dem Kollektorstromkreis 4 gekoppelt sein. Der Emitterstromkreis 3 ist mit dem Anschluß 13 gekoppelt, um die erforderliche Emittervorspannung von der Emittervorspannschaltung 5 der Fig. 1 zu liefern. Die Trägerplatte 10 kann aus leitendem oder nichtleitendem Material hergestellt sein, vorausgesetzt, daß sie in ihrer ίο thermischen Ausdehnung näherungsweise an die des Substrats aus Keramik-Aluminiumoxid oder einem entsprechenden Material für die Emitter- und die Kollektorstromkreise 3 bzw. 4 angepaßt ist. Als Trägerplatte 10 können leitende Materialien, wie is Aluminium. Messing, Nickel-Stähle usw. verwendet werden.

Wie die F i g. 7 und 8 zeigen, ist der Mikrowellentransistor 1 auf dem »Bügel« angeordnet. Der dielektrische Resonator 8 befindet sich oberhalb des Transistors 1 und wird durch das dielektrische Abstandsstück 9 in dieser Stellung gehalten. Die Oszillator-Bügel-Smiktur ermöglicht die Verwirklichung eines kleinen Mikrowellenoszillators, bei dem eine einzige Trägerplatte, die näherungsweise an die thermische Ausdehnung des Keramiksubstrats angepaßt ist. sowohl das Emitter- als auch das Kollektorstromkreissubstrat hält. Überdies können alle elektrische Verbindungen in einer solchen Bügel-Struktur in einer einzigen Ebene hergestellt werden, die senkrecht zur Trägerplatte verläuft, so daß jo Auswirkungen einer unterschiedlichen thermischen Ausdehnung zwischen dem Vorrichtungsgehäuse, der Trägerplatte und den Substraten unbedeutend sind. Auch aufgrund der Verringerung des Grundebenenbereichs unter dem dielektrischen Resonator 8 sind Frequenzdrift- und (?-Verschleehterungsefiekte wesentlich verringert. Für einen 4.5 GHz-Mirkowellenoszillator ist der dielektrische Resonator beispielsweise aus einem Ba:TiaO:o-Zylinder eines Durchmessers von etwa 12.7 mm und einer Höhe von etwa 5 mm hergestellt. Das dielektrische Abstandsstück ist wieder ein zylindrisches Quarzrohr mit einer Höhe zwischen 3,81 und 7.72 mm. Bei einer solchen Bügel-Struktur mit den angegebenen Abmessungen tritt eine Kopplung des dielektrischen Resonators mit dem Emitter- und Kollektorstromkreis nur in unmittelbarer Nachbarschaft des Transistors auf. Einige typische Temperaturstabilitälsergebnisse für einen 4.5 GHz-Oszillator mit »Bügel-Struktur« sind in F i g. 9 dargestellt. Hierbei ist die unterschiedliche thermische Ausdehnung zwischen der Abstandsstück-Resonator-Trägerplatte-Struktur und dem Oszillatorgehäuse dazu ausgenützt worden, um die Temperaturstabilität über jene hinaus zu verbessern, die der Resonator allein schon aufweist. Bei 25"C als Bezugstemperatur sind der lineare und der quadratische Temperaturkoeffiziem für einen Resonator +1.23 - 10-^b°C und + 1,75 - 10~⁸°C Die Temperaturkoeffizienten für den Oszillator sind -038 ■ 10-^b°C und +1,79 - 10-"" C. Daher fügt dieser Effekt einen kompensierenden linearen Temperaturkoeffizienten hinzu, der vorteilhafbo terweise verwendet werden kann, um den Temperaturkoeffizienten Null des Resonanzfrequenzpunktes zu einer höheren Temperatur zu schieben. Ober einen Bereich von —17.8 bis 71 "C beträgt die gesamte Frequenzabweichung 200 kHz. was 44 ■ 10-^h entspricht. t>5 Bei Unterbringung in einem temperaturgeregehen Ofen ist eine Langzeitstabilität von weniger als 5 · 10-" über ein Jahr erreicht worden.
Im obigen ist als das verstärkende Mikrowellenbaue-

lement ein Mikrowellenbipolartransistor 1 in Basisschaltungsanordnung angegeben worden. Es können aber auch andere Mikrowellenhalbleiterbauelemente verwendet werden, die Mikrowellenschwingungen zu verstärken vermögen. Bei Frequenzen oberhalb 5 GHz erlaubt die Verwendung eines Mikrowellen-FETs, z. B. eines Galliumarsenid-FETs, eine direkte Erzeugung der Mikrowellenenergie in einfacher, kompakter und wirtschaftlicher Weise.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. h/iikrowellenoszillatorschaltung mit

— einem mikrowellenverstärkenden Halbleiterbauelement und

— einem dielektrischen Resonator,

dadurch gekennzeichnet, daß

— der dielektrische Resonator (8) in der Nähe des Halbleiterbauelementes (1) zur Vervollständigung des Rückkopplungsweges für die Oszillatorschaltung zwischen dem Eingangsstromkreis (3) und dem Ausgangsstromkreis (4) des Halbleiterbauelementes angeordnet ist

2. Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet dur.:h

— ein zwischen dem Resonator (8) und dem Eingangs- und Ausgangstromkreis (3 bzw. 4) des Halbleiterbauelementes (1) angeordnetes dielektrisches Abstandsstück (9) zur Regulierung des Rückkopplungsgrades zwischen dem Eingangs- und Aüsgangsstromkreis (3 bzw. 4).

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß

— das Halbleiterbauelement (1) als Mikrowellen-Transistor vorliegt.

4. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß

— eine plane Trägerplatte (10) vorgesehen ist, die auf ihren beiden Seiten den Eingangs- und Ausgangsstromkreis (3,4) trägt, und

— der Transistor (1) an einer Stirnseite der Trägerplatte (10) zwischen deren beiden Seiten angeordnet ist.

5. Schaltung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Mikrowellentransistor ein Bipolartransistor ist.

6. Schaltung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Mikrowellentransistor ein Feldeffekttransistor ist.

7. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß

— der dielektrische Resonator (8) ein zylindrischer Bariumtitanatkörper (Ba₂Ti₉O₂O) ist und die elektrischen Schwingungen im Resonator TEoio-Schwingungen sind.

8. Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß das dielektrische Abstandsstück (9) aus Quarz besteht.

Die Erfindung bezieht sich auf eine Mikrowellenoszillatorschaltung mit einem mikrowellenverstärkenden Halbleiterbauelement und einem dielektrischen Resonator.

Die Frequenzstabilisierung eines Oszillators erfordert gewöhnlich eine Schaltung mit hohem Q-Wert, die an eine Schwingvorrichtung angekoppelt ist Bei einigen bekannten Transistoroszillatoren, wie sie in den US-PS 28 25 813 und 36 11206 beschrieben sind, ist ein piezoelektrischer Kristall zwischen den Emitter- und den Kollektorstromkreis des Oszillatortransistors gekoppelt Der piezoelektrische Kristall ermöglicht einen höheren Q-Wert und eine höhere Frequenzstabilität als

ίο diese mit Mikrowellen-Hohlraumresonatoren oder -topfkreisen erreichbar sind. Die Arbeitsfrequenz dieser Transistor-Kristall-Oszillatoren liegt im Bereich einiger MHz. Die bekannten Anordnungen sind jedoch unzulänglich für direkte Stabilisierung von Oszillatoren im Mikrowellenbereich, also im Bereich von 2 bis 5 GHz. Überdies erfordern die bekannten Transistor-KristaSl-Oszillatoren eine komplexe und teure Schaltungsanordnung, einschließlich mehrerer Kapazitäten und Induktivitäten.

Die US-PS 29 26 312 beschreibt einen Hochfrequenz-Transistor-Oszillator, bei dem ein Parallelresonanzkreis mit der Kollektorelektrode des Transistors gekoppelt und eine variable Kapazität zwischen den Parallelresonanzkreis und den Emitter des Transistors geschaltet ist Die v?riable Kapazität bildet eine Vorrichtung zum Verändern des Rückkopplungsgrades zwischen dem Schwingkreis und dem Emitter-Basis-Stromkreis des Oszillators. Der bekannte Transistor-Oszillator vermag zwar Ausg&ngsenergie für Harmonische bei Frequenzen von bis zu 3,4 GHz zu erzeugen, aber seine Komplexität, Größe und schwierige Abstimmbarkeit sowie Einstellung seiner verschiedenen veränderbaren Schaltungselemente lassen nach wie vor den Wunsch nach einem kompakten, billigen, frequenzstabilisierten Mikrowellenoszillator offen.

Die Verwendung dielektrischer Resonatoren in Mikrowellenfiltern ist in der US-PS 38 40 828 beschrieben. Bei dieser bekannten Filteranordnung ist ein dielektrischer Resonator über einem Streifenleiter derart angeordnet, daß die magnetischen Feldlinien des Streifenleiters in möglichst hohem Ausmaß die planparallelen Flächen des Resonators durchsetzen. Die bekannte Anordnung arbeitet für den ihr zugedachten Zweck zufriedenstellend, d. h., als ein Mikrowellenfilter, bei dem weder aktive Mikroweileneiemente noch Rückkopplungswege zur Durchführung der Filterfunktion erforderlich sind.

Weiterhin ist aus IEEE International Solid-State Circuits Conference Band 20, Nr. 20 vom 17. Februar 1977, Seiten 168 und 169 ein rauscharmer Mikrowellen-Galliumarsenid-FET-Oszillator bekannt, der mit Hilfe eines dielektrischen Resonators mit hohem Q-Wert stabilisiert ist. Im einzelnen ist hierzu ein unstabilisierter FET-Oszillator (siehe die dortige Fig. 2) mit einem Kondensator als das Rückkopplungsnetzwerk versehen und besitzt einen ausgangsseitig angekoppelten dielektrischen Resonanzkreis. Der dielektrische Resonator ist benachbart zum FET-Oszillator angeordnet, um den Oszillator zu beiasten und die Schwingungsfrequenz festzulegen. Auch bei diesem bekannten Oszillator ist der Schaltungsaufwand, insbesondere durch die Gegenwart des Rückkopplungskondensators, noch vergleichsweise hoch, und ist auch der Rückkopplungsgrad, der durch die Größe des Kondensators bestimmt ist, nur relativ schwierig einzustellen.

Nicht unerwähnt bleiben soll, daß Resonanzfrequenz und Magnetfeldverteilung bei einem zylindrischen dielektrischen Resonator für TEoia-Wellen bereits