JP3343944B2 - アクティブ帯域通過フィルタ - Google Patents
アクティブ帯域通過フィルタInfo
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- JP3343944B2 JP3343944B2 JP19039892A JP19039892A JP3343944B2 JP 3343944 B2 JP3343944 B2 JP 3343944B2 JP 19039892 A JP19039892 A JP 19039892A JP 19039892 A JP19039892 A JP 19039892A JP 3343944 B2 JP3343944 B2 JP 3343944B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- active
- resonator
- amplifier
- bpf
- gain
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P7/00—Resonators of the waveguide type
- H01P7/10—Dielectric resonators
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はアクティブ帯域通過フ
ィルタ（以下「アクティブＢＰＦ」）に関し、特にたと
えば携帯電話や自動車電話などの移動体通信に用いられ
る、アクティブＢＰＦに関する。
ィルタ（以下「アクティブＢＰＦ」）に関し、特にたと
えば携帯電話や自動車電話などの移動体通信に用いられ
る、アクティブＢＰＦに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、アクティブＢＰＦは提案され
ていたが、従来設計によれば実際に用いる共振器の無負
荷Ｑが、ＴＥＭモードでは１０００，ＴＭモードでは６
０００，ＴＥモードでは２００００程度であった。
ていたが、従来設計によれば実際に用いる共振器の無負
荷Ｑが、ＴＥＭモードでは１０００，ＴＭモードでは６
０００，ＴＥモードでは２００００程度であった。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】この程度の無負荷Ｑの
共振器を用いてアクティブＢＰＦとして使うと、ＮＦ
（ノイズフィギュア）が大きすぎて、実用可能なものは
得られなかった。また、共振器の無負荷Ｑを大きくすれ
ばＮＦは小さくできるものの、共振器の無負荷Ｑと共振
器のサイズとはほぼ比例関係にあるので、共振器の無負
荷Ｑを大きくすれば共振器の寸法も大きくなってしま
い、現実に利用できる寸法のアクティブＢＰＦではなく
なってしまうという問題点があった。
共振器を用いてアクティブＢＰＦとして使うと、ＮＦ
（ノイズフィギュア）が大きすぎて、実用可能なものは
得られなかった。また、共振器の無負荷Ｑを大きくすれ
ばＮＦは小さくできるものの、共振器の無負荷Ｑと共振
器のサイズとはほぼ比例関係にあるので、共振器の無負
荷Ｑを大きくすれば共振器の寸法も大きくなってしま
い、現実に利用できる寸法のアクティブＢＰＦではなく
なってしまうという問題点があった。
【０００４】それゆえに、この発明の主たる目的は、小
型にしてかつ実用可能なアクティブＢＰＦを提供するこ
とである。
型にしてかつ実用可能なアクティブＢＰＦを提供するこ
とである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】この発明は、アンプを含
む能動帰還共振器を用いたアクティブ帯域通過フィルタ
であって、能動帰還共振器の無負荷Ｑをマイナス領域に
設定し、能動帰還共振器に結合されるアンプの入力側結
合の強さをＱ e1 、能動帰還共振器に結合されるアンプの
出力側結合の強さをＱ e2 、そしてアンプのゲインをＧと
すると、Ｑ e1 ＜Ｑ e2 で、かつ１／Ｑ e1 ＝Ｇ／Ｑ e2 になる
ように設定した、アクティブ帯域通過フィルタである。
む能動帰還共振器を用いたアクティブ帯域通過フィルタ
であって、能動帰還共振器の無負荷Ｑをマイナス領域に
設定し、能動帰還共振器に結合されるアンプの入力側結
合の強さをＱ e1 、能動帰還共振器に結合されるアンプの
出力側結合の強さをＱ e2 、そしてアンプのゲインをＧと
すると、Ｑ e1 ＜Ｑ e2 で、かつ１／Ｑ e1 ＝Ｇ／Ｑ e2 になる
ように設定した、アクティブ帯域通過フィルタである。
【０００６】
【作用】アンプの入力側結合の強さＱe1と出力側結合の
強さＱe2との比をアンプの利得Ｇに一致させて、最小ノ
イズ温度設計をする。また、そのＱe1，Ｑe2およびＧを
調整することで、全体の無負荷Ｑをマイナス領域に設計
すると、ＮＦが改善される。
強さＱe2との比をアンプの利得Ｇに一致させて、最小ノ
イズ温度設計をする。また、そのＱe1，Ｑe2およびＧを
調整することで、全体の無負荷Ｑをマイナス領域に設計
すると、ＮＦが改善される。
【０００７】
【発明の効果】この発明によれば、共振器の無負荷Ｑを
大きくしなくてもＮＦが改善されるので、小型でかつ実
用可能なＮＦのアクティブＢＰＦを得ることができる。
この発明の上述の目的，その他の目的，特徴および利点
は、図面を参照して行う以下の実施例の詳細な説明から
一層明らかとなろう。
大きくしなくてもＮＦが改善されるので、小型でかつ実
用可能なＮＦのアクティブＢＰＦを得ることができる。
この発明の上述の目的，その他の目的，特徴および利点
は、図面を参照して行う以下の実施例の詳細な説明から
一層明らかとなろう。
【０００８】
【実施例】図１および図２を参照して、この実施例のア
クティブＢＰＦ１０は能動帰還共振器１２を含む。能動
帰還共振器１２はキャビティを形成する筐体１４を含
み、筐体１４には、たとえばＴＭシングルモード共振器
などの共振器１６が内蔵される。また、筐体１４の外側
面にはアンプ１８が取り付けられ、筐体１４内に臨まさ
れたアンプ入力ループ２０およびアンプ出力ループ２２
によって、アンプ１８は共振器１６と磁界結合される。
したがって、能動帰還共振器１２は、共振器１６の共振
器電磁界の電力を一部取り出してアンプ１８で増幅し、
再び共振器１６に電力を帰還するものである。この能動
帰還共振器１２には、入力ポート２４および出力ポート
２６が結合される。すなわち、筐体１４内には入力ポー
ト２４および出力ポート２６がそれぞれ臨まされ、磁界
結合用ループ２８および３０によって共振器１６と磁界
結合される。このように、能動帰還共振器１２に、入力
ポート２４および出力ポート２６を設けてバンドパスフ
ィルタとしたものを、アクティブＢＰＦ１０という。
クティブＢＰＦ１０は能動帰還共振器１２を含む。能動
帰還共振器１２はキャビティを形成する筐体１４を含
み、筐体１４には、たとえばＴＭシングルモード共振器
などの共振器１６が内蔵される。また、筐体１４の外側
面にはアンプ１８が取り付けられ、筐体１４内に臨まさ
れたアンプ入力ループ２０およびアンプ出力ループ２２
によって、アンプ１８は共振器１６と磁界結合される。
したがって、能動帰還共振器１２は、共振器１６の共振
器電磁界の電力を一部取り出してアンプ１８で増幅し、
再び共振器１６に電力を帰還するものである。この能動
帰還共振器１２には、入力ポート２４および出力ポート
２６が結合される。すなわち、筐体１４内には入力ポー
ト２４および出力ポート２６がそれぞれ臨まされ、磁界
結合用ループ２８および３０によって共振器１６と磁界
結合される。このように、能動帰還共振器１２に、入力
ポート２４および出力ポート２６を設けてバンドパスフ
ィルタとしたものを、アクティブＢＰＦ１０という。
【０００９】まず、アクティブＢＰＦ１０の電気設計は
数１〜数４のように設計され、ノイズ設計は数５のよう
に設計される。
数１〜数４のように設計され、ノイズ設計は数５のよう
に設計される。
【００１０】
【数１】
【００１１】
【数２】
【００１２】
【数３】
【００１３】
【数４】
【００１４】
【数５】
【００１５】ただし、ノイズ電力Ｎa ，アンプ１８のＮ
Ｆおよび利得Ｇとの間には、数６の関係がある。
Ｆおよび利得Ｇとの間には、数６の関係がある。
【００１６】
【数６】
【００１７】数６よりノイズ電力Ｎa は、数７のように
表される。
表される。
【００１８】
【数７】
【００１９】また、アクティブＢＰＦ１０全体としての
ＮＦは数８で計算される。
ＮＦは数８で計算される。
【００２０】
【数８】
【００２１】 Ｓ21：フィルタ通過後の中心周波数における利得 Ｑ00：共振器の無負荷Ｑ Ｑe ：入出力ポートの結合Ｑ Ｑe1：アンプの入力側結合Ｑ Ｑe2：アンプの出力側結合Ｑ ＱL ：負荷Ｑ Ｇ ：アンプの利得（電力比） Ｎin：入力ポートにおけるノイズ電力 Ｎout ：出力ポートにおけるノイズ電力 Ｎa ：アンプ出力側ノイズ電力 Ｎ0 ：ホワイトノイズ電力 アクティブＢＰＦ１０は、数４に示すように、アンプ１
８の入力側結合Ｑ（Ｑ e1）とアンプ１８の出力側結合Ｑ
（Ｑe2）とが、Ｑe1＜Ｑe2であり、Ｑe1とＱe2との比が
アンプ１８の利得Ｇに一致するとき最小ノイズ温度設計
となる。これはＱe2／ＧＱe1に対する規格化ノイズ温度
θの特性を示す図３からも窺える。図３には、アンプ１
８の利得Ｇ＝１６ｄＢの場合を示す。規格化ノイズ温度
θは数９によって表される。
８の入力側結合Ｑ（Ｑ e1）とアンプ１８の出力側結合Ｑ
（Ｑe2）とが、Ｑe1＜Ｑe2であり、Ｑe1とＱe2との比が
アンプ１８の利得Ｇに一致するとき最小ノイズ温度設計
となる。これはＱe2／ＧＱe1に対する規格化ノイズ温度
θの特性を示す図３からも窺える。図３には、アンプ１
８の利得Ｇ＝１６ｄＢの場合を示す。規格化ノイズ温度
θは数９によって表される。
【００２２】
【数９】
【００２３】ここで、ノイズ温度とは、標準的な抵抗器
から一定のホワイトノイズ電力Ｎ0が出る温度を２９０
°Ｋとして定義したものである。なお、Ｑe1およびＱe2
の一方は電気設計から、他方は数４に示す最小ノイズ設
計から求められる。また、数３の右辺のマイナス項の値
を（１／Ｑ00＋１／Ｑe1＋１／Ｑe2）より大きくするこ
とによってアクティブＢＰＦ１０の無負荷Ｑをマイナス
領域に設定することができる。
から一定のホワイトノイズ電力Ｎ0が出る温度を２９０
°Ｋとして定義したものである。なお、Ｑe1およびＱe2
の一方は電気設計から、他方は数４に示す最小ノイズ設
計から求められる。また、数３の右辺のマイナス項の値
を（１／Ｑ00＋１／Ｑe1＋１／Ｑe2）より大きくするこ
とによってアクティブＢＰＦ１０の無負荷Ｑをマイナス
領域に設定することができる。
【００２４】このように、数３および数４の設計によっ
て、図４の線Ａにも示すように、アクティブＢＰＦ１０
の利得Ｓ２１は中心周波数付近で０ｄＢを超える。アク
ティブＢＰＦ１０は実用化されていないので、ここでは
便宜上図７に示すパッシブ型ＢＰＦ１と、それぞれ以下
のような設計点をとって具体的に比較する。パッシブ型
ＢＰＦ１は、共振器２にアンプ３が接続されている。
て、図４の線Ａにも示すように、アクティブＢＰＦ１０
の利得Ｓ２１は中心周波数付近で０ｄＢを超える。アク
ティブＢＰＦ１０は実用化されていないので、ここでは
便宜上図７に示すパッシブ型ＢＰＦ１と、それぞれ以下
のような設計点をとって具体的に比較する。パッシブ型
ＢＰＦ１は、共振器２にアンプ３が接続されている。
【００２５】共振器１６の無負荷Ｑ（Ｑ00）＝１００
０，回路全体の負荷Ｑ（ＱL ）＝５００，フィルタ通過
後の中心周波数（ｆ0 ＝９００ＭＨｚ）における利得Ｓ
21＝＋１０ｄＢに対し、利得Ｇ＝１６ｄＢ，ＮＦAMP ＝
２．５ｄＢのアンプ１８を用いる。なお、利得Ｓ21＝＋
１０ｄＢは、アンプ１８の利得Ｇ＝１６ｄＢとすること
によって利得Ｓ21を−６ｄＢから１６ｄＢ分上昇させた
ものであり、また、この実施例におけるＡＦＲ（能動帰
還共振器）の無負荷Ｑ（Ｑ0 ）＝−２３１に設定する。
０，回路全体の負荷Ｑ（ＱL ）＝５００，フィルタ通過
後の中心周波数（ｆ0 ＝９００ＭＨｚ）における利得Ｓ
21＝＋１０ｄＢに対し、利得Ｇ＝１６ｄＢ，ＮＦAMP ＝
２．５ｄＢのアンプ１８を用いる。なお、利得Ｓ21＝＋
１０ｄＢは、アンプ１８の利得Ｇ＝１６ｄＢとすること
によって利得Ｓ21を−６ｄＢから１６ｄＢ分上昇させた
ものであり、また、この実施例におけるＡＦＲ（能動帰
還共振器）の無負荷Ｑ（Ｑ0 ）＝−２３１に設定する。
【００２６】すると、図４に示すように、中心周波数に
おいて、パッシブ型ＢＰＦ１の全体のＮＦ＝７．９ｄＢ
（線Ｂ）であったのに対し、アクティブＢＰＦ１０で
は、全体のＮＦ＝４．３ｄＢ（線Ｃ）にすることがで
き、３．６ｄＢ分改善できる。また、アクティブＢＰＦ
１０には、ＮＦの周波数依存性がほとんどないこともわ
かる。なお、線Ａは利得Ｓ２１の周波数特性を示す。
おいて、パッシブ型ＢＰＦ１の全体のＮＦ＝７．９ｄＢ
（線Ｂ）であったのに対し、アクティブＢＰＦ１０で
は、全体のＮＦ＝４．３ｄＢ（線Ｃ）にすることがで
き、３．６ｄＢ分改善できる。また、アクティブＢＰＦ
１０には、ＮＦの周波数依存性がほとんどないこともわ
かる。なお、線Ａは利得Ｓ２１の周波数特性を示す。
【００２７】また、Ｑ00／ＱL に対するＮＦの特性を示
す図５からも、アクティブＢＰＦ１０（線Ｄ）のＮＦ
は、パッシブ型ＢＰＦ（線Ｅ）より大幅に改善されたこ
とがわかる。さらに、図６に示すように、アクティブＢ
ＰＦ１０のＮＦをパッシブ型ＢＰＦ１に一致させてノイ
ズ設計すると、線Ｆからわかるように、アクティブＢＰ
Ｆ１０のＱ00／ＱL の方が小さくでき、したがって、無
負荷Ｑの小さい共振器１６を利用できる。たとえば、ア
クティブＢＰＦ１０の全体のＮＦ＝７．８６ｄＢでよい
とすれば、共振器１６の無負荷Ｑ（Ｑ00）＝１４１で足
りる。したがって、アクティブＢＰＦ１０のＮＦを現状
レベルでよいとするならば、無負荷Ｑの小さい共振器す
なわち小型化された共振器１６を用いることができる。
ＴＥ０１δモード共振器→ＴＭモード共振器→ＴＥＭモ
ード共振器→ストリップラインフィルタと共振器のさら
なる小型化が図れ、装置を小型にすることができる。
す図５からも、アクティブＢＰＦ１０（線Ｄ）のＮＦ
は、パッシブ型ＢＰＦ（線Ｅ）より大幅に改善されたこ
とがわかる。さらに、図６に示すように、アクティブＢ
ＰＦ１０のＮＦをパッシブ型ＢＰＦ１に一致させてノイ
ズ設計すると、線Ｆからわかるように、アクティブＢＰ
Ｆ１０のＱ00／ＱL の方が小さくでき、したがって、無
負荷Ｑの小さい共振器１６を利用できる。たとえば、ア
クティブＢＰＦ１０の全体のＮＦ＝７．８６ｄＢでよい
とすれば、共振器１６の無負荷Ｑ（Ｑ00）＝１４１で足
りる。したがって、アクティブＢＰＦ１０のＮＦを現状
レベルでよいとするならば、無負荷Ｑの小さい共振器す
なわち小型化された共振器１６を用いることができる。
ＴＥ０１δモード共振器→ＴＭモード共振器→ＴＥＭモ
ード共振器→ストリップラインフィルタと共振器のさら
なる小型化が図れ、装置を小型にすることができる。
【００２８】具体的には、上述の設定例では、共振器１
６の無負荷Ｑを略１／７にでき、共振器１６単体の体積
を略１／２５に縮小できる。なお、図５では、アクティ
ブＢＰＦ１０とパッシブ型ＢＰＦ１との交点（線Ｄと線
Ｅとの交点）よりもＱ00／ＱL が小さい領域でＮＦが改
善されることを示し、図６では、線Ｆと参照線Ｇとの交
点よりＱ00／ＱL が小さい領域でアクティブＢＰＦ１０
による小型化が可能であることを示しているが、実用化
されるＱ00は小さい値であるので、何ら問題はない。
６の無負荷Ｑを略１／７にでき、共振器１６単体の体積
を略１／２５に縮小できる。なお、図５では、アクティ
ブＢＰＦ１０とパッシブ型ＢＰＦ１との交点（線Ｄと線
Ｅとの交点）よりもＱ00／ＱL が小さい領域でＮＦが改
善されることを示し、図６では、線Ｆと参照線Ｇとの交
点よりＱ00／ＱL が小さい領域でアクティブＢＰＦ１０
による小型化が可能であることを示しているが、実用化
されるＱ00は小さい値であるので、何ら問題はない。
【００２９】なお、上述の実施例では、アンプ１８に、
利得Ｇ＝１６ｄＢのものを用いて中心周波数における利
得Ｓ21を−６ｄＢから１０ｄＢに上昇させていた。しか
し、アクティブＢＰＦ１０では、ある程度以上の利得で
あれば利得Ｇが１６ｄＢ以外のアンプ１８を使っても、
入出力ポートの結合Ｑ（Ｑe ）を調整することによっ
て、中心周波数における利得Ｓ21を−６ｄＢから＋１０
ｄＢにすることができ、上述と同様の特性が得られる。
利得Ｇ＝１６ｄＢのものを用いて中心周波数における利
得Ｓ21を−６ｄＢから１０ｄＢに上昇させていた。しか
し、アクティブＢＰＦ１０では、ある程度以上の利得で
あれば利得Ｇが１６ｄＢ以外のアンプ１８を使っても、
入出力ポートの結合Ｑ（Ｑe ）を調整することによっ
て、中心周波数における利得Ｓ21を−６ｄＢから＋１０
ｄＢにすることができ、上述と同様の特性が得られる。
【図１】この発明の一実施例を示す一部破断斜視図であ
る。
る。
【図２】この実施例の等価回路図である。
【図３】アクティブＢＰＦの最小ノイズ設計点を示すグ
ラフである。
ラフである。
【図４】利得Ｓ２１を一致させた場合のアクティブＢＰ
Ｆおよびパッシブ型ＢＰＦのＮＦ特性の比較を示すグラ
フである。
Ｆおよびパッシブ型ＢＰＦのＮＦ特性の比較を示すグラ
フである。
【図５】アクティブＢＰＦおよびパッシブ型ＢＰＦのＮ
Ｆの特性のＮＦの比較を示すグラフである。
Ｆの特性のＮＦの比較を示すグラフである。
【図６】ＮＦを一致させた場合のアクティブＢＰＦおよ
びパッシブ型ＢＰＦの無負荷Ｑの比較を示すグラフであ
る。
びパッシブ型ＢＰＦの無負荷Ｑの比較を示すグラフであ
る。
【図７】パッシブＢＰＦの等価回路図である。
１０ …アクティブＢＰＦ １２ …能動帰還共振器 １６ …共振器 １８ …アンプ ２４ …入力ポート ２６ …出力ポート
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H01P 1/20 H01P 7/10
Claims (1)
- 【請求項１】アンプを含む能動帰還共振器を用いたアク
ティブ帯域通過フィルタであって、 前記能動帰還共振器の無負荷Ｑをマイナス領域に設定
し、 前記能動帰還共振器に結合される前記アンプの入力側結
合の強さをＱ e1 、前記能動帰還共振器に結合される前記
アンプの出力側結合の強さをＱ e2 、そして前記アンプの
ゲインをＧとすると、Ｑ e1 ＜Ｑ e2 で、かつ１／Ｑ e1 ＝Ｇ
／Ｑ e2 になるように設定した 、アクティブ帯域通過フィ
ルタ。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19039892A JP3343944B2 (ja) | 1992-07-17 | 1992-07-17 | アクティブ帯域通過フィルタ |
| US08/092,366 US5379009A (en) | 1992-07-17 | 1993-07-15 | Active-type band-pass filter |
| EP93111482A EP0579256B1 (en) | 1992-07-17 | 1993-07-16 | Active-type band-pass filter |
| DE0579256T DE579256T1 (de) | 1992-07-17 | 1993-07-16 | Aktives Bandpassfilter. |
| DE69314861T DE69314861T2 (de) | 1992-07-17 | 1993-07-16 | Aktives Bandpassfilter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19039892A JP3343944B2 (ja) | 1992-07-17 | 1992-07-17 | アクティブ帯域通過フィルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0637501A JPH0637501A (ja) | 1994-02-10 |
| JP3343944B2 true JP3343944B2 (ja) | 2002-11-11 |
Family
ID=16257494
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19039892A Expired - Lifetime JP3343944B2 (ja) | 1992-07-17 | 1992-07-17 | アクティブ帯域通過フィルタ |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5379009A (ja) |
| EP (1) | EP0579256B1 (ja) |
| JP (1) | JP3343944B2 (ja) |
| DE (2) | DE69314861T2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5818309A (en) * | 1996-12-21 | 1998-10-06 | Hughes Electronics Corporation | Microwave active notch filter and operating method with photonic bandgap crystal feedback loop |
| US20040036557A1 (en) * | 2000-08-29 | 2004-02-26 | Takehiko Yamakawa | Dielectric filter |
| SE0102151D0 (sv) * | 2001-06-18 | 2001-06-18 | Ericsson Telefon Ab L M | Active filter |
| JP4753276B2 (ja) * | 2002-11-26 | 2011-08-24 | 東京エレクトロン株式会社 | プラズマ処理方法及びプラズマ処理装置 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4079341A (en) * | 1977-03-01 | 1978-03-14 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Microwave oscillator having feedback coupled through a dielectric resonator |
| JPS55117308A (en) * | 1979-03-01 | 1980-09-09 | Murata Mfg Co Ltd | Oscillator |
| GB2170668A (en) * | 1985-02-01 | 1986-08-06 | Philips Electronic Associated | Low noise, high frequency oscillator |
| US4816788A (en) * | 1986-07-01 | 1989-03-28 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | High frequency band-pass filter |
| FR2652211A1 (fr) * | 1989-09-15 | 1991-03-22 | Alcatel Transmission | Resonateur hyperfrequence actif et filtre actif utilisant ce resonateur. |
-
1992
- 1992-07-17 JP JP19039892A patent/JP3343944B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1993
- 1993-07-15 US US08/092,366 patent/US5379009A/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-07-16 DE DE69314861T patent/DE69314861T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1993-07-16 DE DE0579256T patent/DE579256T1/de active Pending
- 1993-07-16 EP EP93111482A patent/EP0579256B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69314861T2 (de) | 1998-03-19 |
| DE69314861D1 (de) | 1997-12-04 |
| EP0579256B1 (en) | 1997-10-29 |
| EP0579256A1 (en) | 1994-01-19 |
| JPH0637501A (ja) | 1994-02-10 |
| US5379009A (en) | 1995-01-03 |
| DE579256T1 (de) | 1994-08-18 |
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