JPS6138272Y2 - - Google Patents
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- JPS6138272Y2 JPS6138272Y2 JP12881881U JP12881881U JPS6138272Y2 JP S6138272 Y2 JPS6138272 Y2 JP S6138272Y2 JP 12881881 U JP12881881 U JP 12881881U JP 12881881 U JP12881881 U JP 12881881U JP S6138272 Y2 JPS6138272 Y2 JP S6138272Y2
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- JP
- Japan
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- resistor
- circuit
- resistance
- frequency
- slider
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- 230000005236 sound signal Effects 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000002787 reinforcement Effects 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
本考案は周波数帯域を分割して夫々の帯域につ
いて増強又は減衰させる音声信号のレベル調整回
路（以下「SEA（サウンド・イフエクト・アン
プリフアイア）回路」という）に係り、回路のＱ
を殆んど変化させることなく増強又は減衰等特性
の変化の可変を行なうよう構成したSEA回路を
提供することを目的とする。
いて増強又は減衰させる音声信号のレベル調整回
路（以下「SEA（サウンド・イフエクト・アン
プリフアイア）回路」という）に係り、回路のＱ
を殆んど変化させることなく増強又は減衰等特性
の変化の可変を行なうよう構成したSEA回路を
提供することを目的とする。
以下図面と共に説明する。
第１図は従来のSEA回路の１例を示す。同図
中、増幅器として動作するトランジスタX1のエ
ミツタ抵抗ＲE′とコレクタ抵抗ＲC′はほぼ等しい
値に設定されている。R1及びR2はバイアス抵抗
である。トランジスタX1のエミツタとコレクタ
間に可変抵抗器VR1が接続されている。可変抵抗
器VR1の摺動子d1と接地間に、抵抗ｒ、コンデン
サＣ、コイルＬよりなり特定の周波数０でその
インピーダンスが低下する直列共振回路が接続さ
れている。
中、増幅器として動作するトランジスタX1のエ
ミツタ抵抗ＲE′とコレクタ抵抗ＲC′はほぼ等しい
値に設定されている。R1及びR2はバイアス抵抗
である。トランジスタX1のエミツタとコレクタ
間に可変抵抗器VR1が接続されている。可変抵抗
器VR1の摺動子d1と接地間に、抵抗ｒ、コンデン
サＣ、コイルＬよりなり特定の周波数０でその
インピーダンスが低下する直列共振回路が接続さ
れている。
ここで、可変抵抗器VR1の摺動子d1をエミツタ
回路側、即ち端子b1の方に摺動させると、エミツ
タ回路のインピーダンスは周波数０で低下し、
トランジスタX1の負帰還量も低下し、周波数
０附近において回路の利得が増強する。
回路側、即ち端子b1の方に摺動させると、エミツ
タ回路のインピーダンスは周波数０で低下し、
トランジスタX1の負帰還量も低下し、周波数
０附近において回路の利得が増強する。
一方、可変抵抗器VR1の摺動子d1をコレクタ回
路側、即ち端子a1の方に摺動させると、トランジ
スタX1の出力インピーダンス（＝ＲC′）に対
し、周波数０でのインピーダンスが低下するた
め周波数０近辺において回路の利得が減衰す
る。上記回路の動作はこのように行なわれ、直列
共振回路が多数設けられている場合においても同
様である。
路側、即ち端子a1の方に摺動させると、トランジ
スタX1の出力インピーダンス（＝ＲC′）に対
し、周波数０でのインピーダンスが低下するた
め周波数０近辺において回路の利得が減衰す
る。上記回路の動作はこのように行なわれ、直列
共振回路が多数設けられている場合においても同
様である。
しかし上記従来回路では増強又は減衰させるレ
ベルにより回路のＱが変化し特に低レベルの増
強、減衰では回路のＱが小さくなり、可変すべき
周波数以外の周波数特性を変化させてしまう欠点
がある。例えば０＝1KHzの場合、第６図に示
す如く、＋10dBの増強、−10dBの減衰ではＱは大
であるが、＋5dB、−5dB、更に＋2dB、−2dBの増
強減衰で回路のＱが小さくなり、その漸近的な特
性は第８図に示す如くになり広帯域の増強、減衰
が行なわれてしまう。
ベルにより回路のＱが変化し特に低レベルの増
強、減衰では回路のＱが小さくなり、可変すべき
周波数以外の周波数特性を変化させてしまう欠点
がある。例えば０＝1KHzの場合、第６図に示
す如く、＋10dBの増強、−10dBの減衰ではＱは大
であるが、＋5dB、−5dB、更に＋2dB、−2dBの増
強減衰で回路のＱが小さくなり、その漸近的な特
性は第８図に示す如くになり広帯域の増強、減衰
が行なわれてしまう。
この理由を第２図に示すインピーダンス関係図
で説明する。抵抗R0はエミツタ抵抗ＲE′又はコ
レクタ抵抗ＲC′、抵抗Rvは可変抵抗器VR1の摺
動子d1と端子b1又は端子a1間の抵抗である。この
回路ではＱがωＬ／（Rv＋ｒ）なる共振回路と
抵抗R0とが並列接続になつていることを意味し
ている。従つて共振周波数０（共振角周波数ω
０）における周波数特性の最大変化を10dBとす
ると、Rv＝０として、 20 log〔R0／｛R0r／（R0＋ｒ）｝〕＝10 となる。この式をｒについて解くと、ｒ＝
0.463R0…(1)となる。
で説明する。抵抗R0はエミツタ抵抗ＲE′又はコ
レクタ抵抗ＲC′、抵抗Rvは可変抵抗器VR1の摺
動子d1と端子b1又は端子a1間の抵抗である。この
回路ではＱがωＬ／（Rv＋ｒ）なる共振回路と
抵抗R0とが並列接続になつていることを意味し
ている。従つて共振周波数０（共振角周波数ω
０）における周波数特性の最大変化を10dBとす
ると、Rv＝０として、 20 log〔R0／｛R0r／（R0＋ｒ）｝〕＝10 となる。この式をｒについて解くと、ｒ＝
0.463R0…(1)となる。
次に抵抗Rvを変化させて（第１図において摺
動子d1を可変させて）周波数０における周波数
特性の変化値が2dBとなるときを考えると、 ０における共振インピーダンスはRv＋ｒと
なるから、これとR0との比を計算して、 20 log（R0／｛R0（Rv＋ｒ） ／（R0＋Rv＋ｒ）｝〕＝２ となる。これを解いて、Rv＋ｒ＝3.88R0…(2)と
なる。
動子d1を可変させて）周波数０における周波数
特性の変化値が2dBとなるときを考えると、 ０における共振インピーダンスはRv＋ｒと
なるから、これとR0との比を計算して、 20 log（R0／｛R0（Rv＋ｒ） ／（R0＋Rv＋ｒ）｝〕＝２ となる。これを解いて、Rv＋ｒ＝3.88R0…(2)と
なる。
上記の(1)，(2)式より10dB変化時のQ10と2dB変
化時のQ2を比較すると、Q2／Q10＝（ωＬ／
3.88R0） ／（ωＬ／0.463R0）＝0.119 即ちQ10に対しQ2は0.119倍となつており、その周
波数特性は必要以上に広くなつていることを示
す。従つて、第１図に示す従来回路では特に低い
レベルの増強、減衰で必要以外の周波数の特性が
変化する欠点があつた。
化時のQ2を比較すると、Q2／Q10＝（ωＬ／
3.88R0） ／（ωＬ／0.463R0）＝0.119 即ちQ10に対しQ2は0.119倍となつており、その周
波数特性は必要以上に広くなつていることを示
す。従つて、第１図に示す従来回路では特に低い
レベルの増強、減衰で必要以外の周波数の特性が
変化する欠点があつた。
本考案は上記の欠点を除去したものであり、第
３図以下と共に各実施例につき説明する。
３図以下と共に各実施例につき説明する。
第３図は本考案によるSEA回路の原理を示す
インピーダンス関係図である。このインピーダン
ス関係図では、第２図に示す従来回路のインピー
ダンス関係図における抵抗R0を抵抗ＲAとＲBに
分割している。抵抗ｒ、コンデンサＣ、コイルＬ
よりなりＱがωＬ／ｒなる直列共振回路は抵抗
R0の一部である抵抗ＲAに直列接続されている。
従つて、抵抗ＲA＝Ｏ（即ちＲB＝R0）のとき共振
周波数０における周波数特性の最大変化を
10dBとすると、このとき従来の回路と同様に、 20 log（R0／｛R0r／（R0＋ｒ）｝〕＝10 となり、ｒ＝0.463R0である。
インピーダンス関係図である。このインピーダン
ス関係図では、第２図に示す従来回路のインピー
ダンス関係図における抵抗R0を抵抗ＲAとＲBに
分割している。抵抗ｒ、コンデンサＣ、コイルＬ
よりなりＱがωＬ／ｒなる直列共振回路は抵抗
R0の一部である抵抗ＲAに直列接続されている。
従つて、抵抗ＲA＝Ｏ（即ちＲB＝R0）のとき共振
周波数０における周波数特性の最大変化を
10dBとすると、このとき従来の回路と同様に、 20 log（R0／｛R0r／（R0＋ｒ）｝〕＝10 となり、ｒ＝0.463R0である。
次に周波数０において利得α dB変化させ
るには、抵抗R0の抵抗ＲAとＲBとにより分割さ
れる分割点位置を変えればよい。その分割点位置
は抵抗R0に対して、抵抗ＲAと、抵抗ＲB，ｒ、
の並列抵抗の比を計算することにより得られる。
るには、抵抗R0の抵抗ＲAとＲBとにより分割さ
れる分割点位置を変えればよい。その分割点位置
は抵抗R0に対して、抵抗ＲAと、抵抗ＲB，ｒ、
の並列抵抗の比を計算することにより得られる。
20 log〔R0／｛ＲA＋（R0−ＲA）ｒ
／（R0−ＲA＋ｒ）｝〕＝10
α＝２とすると、ＲA＝0.573R0となる。ＲB＝
0.427R0、ｒ＝0.463R0である。この分割点位置の
可変による周波数特性の変化において直列共振回
路の０における共振インピーダンスはｒである
ため、抵抗ｒはｒ＝0.463R0であり、10dB変化時
の値と同等である。従つて分割点位置を適宜に変
え、周波数特性を可変させてもωＬ／ｒで決めら
れるこの回路のＱは変化しない。
0.427R0、ｒ＝0.463R0である。この分割点位置の
可変による周波数特性の変化において直列共振回
路の０における共振インピーダンスはｒである
ため、抵抗ｒはｒ＝0.463R0であり、10dB変化時
の値と同等である。従つて分割点位置を適宜に変
え、周波数特性を可変させてもωＬ／ｒで決めら
れるこの回路のＱは変化しない。
次に上記原理に基づく本考案回路の具体的な実
施例回路につき説明する。
施例回路につき説明する。
第４図は本考案回路の第１実施例の回路を示
す。同図においてR6，R7はバイアス抵抗、R8は
負荷抵抗である。トランジスタX3のベース及び
エミツタに夫々可変抵抗器VR2の両端子a2及びb2
が接続されている。摺動子d2と接地間にｒ，Ｃ，
Ｌなる直列共振回路が接続されている。両端子a2
＋b2間の中点端子e2は接地されている。端子５よ
りの入力信号はトランジスタX3のベースに抵抗
R5を介して入力される。可変抵抗器VR2の中点と
端子a2間の抵抗をR9とし、中点と端子b2間の抵抗
をR10とすると、ベースのインピーダンスはほぼ
R5・R9／（R5＋R9）となり、抵抗R5は可変抵抗器
VR2の抵抗値に対して大きな値に選定されてお
り、R5はR9に対して大きな値となりベースのイ
ンピーダンスがほぼ抵抗R9に等しくなるよう設
定されている。直列共振回路を接続された摺動子
d2が中点位置にあるとき、回路は周波数特性を有
さない様にされている。摺動子d2を中点より端子
a2の方向に摺動させると、周波数特性の減衰の度
合が大きくなり、摺動子d2を中点より端子b2の方
向に摺動させると、端子６に得る信号の特性の増
強の度合が大となる。例えば、摺動子d2が抵抗
R9（＝R0）上にあるとき、摺動子d2と端子a2間の
抵抗がＲAに相当し、摺動子d2と中点間の抵抗が
ＲBに相当する。又、摺動子d2が抵抗R10（＝R0）
上にあるとき、摺動子d2と端子b2間の抵抗がＲA
に相当し、摺動子d2と中点間の抵抗がＲBに相当
する。
す。同図においてR6，R7はバイアス抵抗、R8は
負荷抵抗である。トランジスタX3のベース及び
エミツタに夫々可変抵抗器VR2の両端子a2及びb2
が接続されている。摺動子d2と接地間にｒ，Ｃ，
Ｌなる直列共振回路が接続されている。両端子a2
＋b2間の中点端子e2は接地されている。端子５よ
りの入力信号はトランジスタX3のベースに抵抗
R5を介して入力される。可変抵抗器VR2の中点と
端子a2間の抵抗をR9とし、中点と端子b2間の抵抗
をR10とすると、ベースのインピーダンスはほぼ
R5・R9／（R5＋R9）となり、抵抗R5は可変抵抗器
VR2の抵抗値に対して大きな値に選定されてお
り、R5はR9に対して大きな値となりベースのイ
ンピーダンスがほぼ抵抗R9に等しくなるよう設
定されている。直列共振回路を接続された摺動子
d2が中点位置にあるとき、回路は周波数特性を有
さない様にされている。摺動子d2を中点より端子
a2の方向に摺動させると、周波数特性の減衰の度
合が大きくなり、摺動子d2を中点より端子b2の方
向に摺動させると、端子６に得る信号の特性の増
強の度合が大となる。例えば、摺動子d2が抵抗
R9（＝R0）上にあるとき、摺動子d2と端子a2間の
抵抗がＲAに相当し、摺動子d2と中点間の抵抗が
ＲBに相当する。又、摺動子d2が抵抗R10（＝R0）
上にあるとき、摺動子d2と端子b2間の抵抗がＲA
に相当し、摺動子d2と中点間の抵抗がＲBに相当
する。
このように摺動子d2が抵抗R9上にあるときは
その摺動位置によつて入力端子５からトランジス
タX3のベースに加えられる信号の減衰の度合が
決まる。又摺動子d2が抵抗R10上にあるときはそ
の摺動位置によつてトランジスタX3の出力より
電流帰還される量が決まつて増強の度合が決ま
る。摺動子d2の摺動位置が即ち第３図で説明した
抵抗R0を抵抗ＲAとＲBとに分割する点であり、
この分割点の移動による抵抗ＲA，ＲBの値の変化
が周波数特性の増強又は減衰の度合を決定してい
る。出力端子６に得る信号の周波数特性は第７図
に示す如くに可変して増強又は減衰する。周波数
特性が増強又は減衰させるとき、抵抗ＲBと並列
接続しうる直列共振回路の共振インピーダンスは
ｒであり、既に第３図と共に述べた如くに、特性
が変化しても回路のＱは常にωＬ／ｒで一定であ
り、その漸近的な特性は第９図に示す如くとな
る。
その摺動位置によつて入力端子５からトランジス
タX3のベースに加えられる信号の減衰の度合が
決まる。又摺動子d2が抵抗R10上にあるときはそ
の摺動位置によつてトランジスタX3の出力より
電流帰還される量が決まつて増強の度合が決ま
る。摺動子d2の摺動位置が即ち第３図で説明した
抵抗R0を抵抗ＲAとＲBとに分割する点であり、
この分割点の移動による抵抗ＲA，ＲBの値の変化
が周波数特性の増強又は減衰の度合を決定してい
る。出力端子６に得る信号の周波数特性は第７図
に示す如くに可変して増強又は減衰する。周波数
特性が増強又は減衰させるとき、抵抗ＲBと並列
接続しうる直列共振回路の共振インピーダンスは
ｒであり、既に第３図と共に述べた如くに、特性
が変化しても回路のＱは常にωＬ／ｒで一定であ
り、その漸近的な特性は第９図に示す如くとな
る。
上記の第１実施例回路では周波数特性の増強可
変を電流帰還量を変えることにより行なつている
が、これを電圧帰還量を変えることにより行なつ
てもよく、次にこの場合の実施例について述べ
る。
変を電流帰還量を変えることにより行なつている
が、これを電圧帰還量を変えることにより行なつ
てもよく、次にこの場合の実施例について述べ
る。
第５図は本考案回路の第２実施例の回路図を示
す。同図において、VR3は増幅器７の周波数特性
を可変させる可変抵抗器である。可変抵抗器VR3
のうち、中点e3により２分されたR11が端子８よ
り増幅器７に入力される信号の周波数０附近に
おける減衰量を決定する低抗、R12が増幅器７の
出力より入力側に電圧帰還される量を決定し信号
の周波数０附近における増強量を決定する抵抗
である。可変抵抗器VR3の摺動子d3を抵抗R11上
又はR12上に適量摺動させることにより信号の周
波数０附近における減衰量又は増強量が変化す
ることは上記第１実施例回路と同様である。
す。同図において、VR3は増幅器７の周波数特性
を可変させる可変抵抗器である。可変抵抗器VR3
のうち、中点e3により２分されたR11が端子８よ
り増幅器７に入力される信号の周波数０附近に
おける減衰量を決定する低抗、R12が増幅器７の
出力より入力側に電圧帰還される量を決定し信号
の周波数０附近における増強量を決定する抵抗
である。可変抵抗器VR3の摺動子d3を抵抗R11上
又はR12上に適量摺動させることにより信号の周
波数０附近における減衰量又は増強量が変化す
ることは上記第１実施例回路と同様である。
抵抗R13は増幅器７の入力におけるインピーダ
ンスを摺動子d3の抵抗R11上の摺動子により抵抗
ＲA（ＲA＝R11−ＲB）と一致させるための高抵抗
であり、又抵抗R14は増幅器７の負帰還入力にお
けるインピーダンスを摺動子d3の摺動による抵抗
ＲA（ＲA＝R12−ＲB）と一致させるための高抵抗
である。
ンスを摺動子d3の抵抗R11上の摺動子により抵抗
ＲA（ＲA＝R11−ＲB）と一致させるための高抵抗
であり、又抵抗R14は増幅器７の負帰還入力にお
けるインピーダンスを摺動子d3の摺動による抵抗
ＲA（ＲA＝R12−ＲB）と一致させるための高抵抗
である。
なお、周波数特性の減衰量を可変するためには
この実施例回路の如く増幅器の入力において減衰
させることとせず、出力側において行なつてもよ
い。
この実施例回路の如く増幅器の入力において減衰
させることとせず、出力側において行なつてもよ
い。
上述の如く、本考案になる音声信号のレベル調
整回路第２の抵抗を介して入力端子と接続された
増幅器と、 一端が上記第２の抵抗を介して上記入力端子に
接続されるとともに、他端が上記増幅器の出力側
に接続された第１の抵抗と、 この第１の抵抗に接続される直列共振回路とを
備え、 上記第１の抵抗の中点を接地するとともに、上
記第２の抵抗の抵抗値を上記第１の抵抗の抵抗値
に対して充分に大きな値とし、 上記直列共振回路の上記第１の抵抗上の接続位
置を変化させることによりこの直列共振回路によ
り定まる特定周波数の増強量又は減衰量をＱをほ
とんど変化させることなく変化させて分割帯域の
周波数特性を変化させるよう構成したため、周波
数特性の変化時、その増強量又は減衰量により直
列共振回路のＱを変化させることなく、特に低レ
ベルの増強、減衰において共振周波数より離れた
必要外の周波数の特性変化を極小に抑え得、音場
補正等の作用効果を向上させうる等の特長を有す
るものである。
整回路第２の抵抗を介して入力端子と接続された
増幅器と、 一端が上記第２の抵抗を介して上記入力端子に
接続されるとともに、他端が上記増幅器の出力側
に接続された第１の抵抗と、 この第１の抵抗に接続される直列共振回路とを
備え、 上記第１の抵抗の中点を接地するとともに、上
記第２の抵抗の抵抗値を上記第１の抵抗の抵抗値
に対して充分に大きな値とし、 上記直列共振回路の上記第１の抵抗上の接続位
置を変化させることによりこの直列共振回路によ
り定まる特定周波数の増強量又は減衰量をＱをほ
とんど変化させることなく変化させて分割帯域の
周波数特性を変化させるよう構成したため、周波
数特性の変化時、その増強量又は減衰量により直
列共振回路のＱを変化させることなく、特に低レ
ベルの増強、減衰において共振周波数より離れた
必要外の周波数の特性変化を極小に抑え得、音場
補正等の作用効果を向上させうる等の特長を有す
るものである。
第１図は従来のSEA回路の１例の電気回路
図、第２図はそのインピーダンス関係図、第３図
は本考案になるSEA回路のインピーダンス関係
図、第４図は本考案SEA回路の第１実施例の電
気回路図、第５図は本考案SEA回路の第２実施
例の電気回路図、第６図および第７図は夫々従来
および本考案SEA回路による周波数特性図、第
８図および第９図は夫々従来および本考案SEA
回路による周波数特性の漸近的特性図である。 ５，８……入力端子、６，９……出力端子、７
……増幅器、X3……増幅用トランジスタ、VR2，
VR3……周波数特性可変抵抗器、d2，d3……摺動
子、e2，e3……中点端子、rLC……直列共振回
路。
図、第２図はそのインピーダンス関係図、第３図
は本考案になるSEA回路のインピーダンス関係
図、第４図は本考案SEA回路の第１実施例の電
気回路図、第５図は本考案SEA回路の第２実施
例の電気回路図、第６図および第７図は夫々従来
および本考案SEA回路による周波数特性図、第
８図および第９図は夫々従来および本考案SEA
回路による周波数特性の漸近的特性図である。 ５，８……入力端子、６，９……出力端子、７
……増幅器、X3……増幅用トランジスタ、VR2，
VR3……周波数特性可変抵抗器、d2，d3……摺動
子、e2，e3……中点端子、rLC……直列共振回
路。
Claims (1)
- 【実用新案登録請求の範囲】 第２の抵抗を介して入力端子と接続された増幅
器と、 一端が上記第２の抵抗を介して上記入力端子に
接続されるとともに、他端が上記増幅器の出力側
に接続された第１の抵抗と、 この第１の抵抗に接続される直列共振回路とを
備え、 上記第１の抵抗の中点を接地するとともに、上
記第２の抵抗の抵抗値を上記第１の抵抗の抵抗値
に対して充分に大きな値とし、 上記直列共振回路の上記第１の抵抗上の接続位
置を変化させることによりこの直列共振回路によ
り定まる特定周波数の増強量又は減衰量をＱをほ
とんど変化させることなく変化させて分割帯域の
周波数特性を変化させるよう構成した音声信号の
レベル調整回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12881881U JPS6138272Y2 (ja) | 1981-08-31 | 1981-08-31 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12881881U JPS6138272Y2 (ja) | 1981-08-31 | 1981-08-31 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57173413U JPS57173413U (ja) | 1982-11-01 |
| JPS6138272Y2 true JPS6138272Y2 (ja) | 1986-11-05 |
Family
ID=29922497
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12881881U Expired JPS6138272Y2 (ja) | 1981-08-31 | 1981-08-31 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6138272Y2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH084731Y2 (ja) * | 1989-05-22 | 1996-02-07 | 日本コロムビア株式会社 | 周波数特性選択回路 |
-
1981
- 1981-08-31 JP JP12881881U patent/JPS6138272Y2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57173413U (ja) | 1982-11-01 |
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