DE4107166C2 - Mikrowellen-Oszillatorschaltung - Google Patents
Mikrowellen-OszillatorschaltungInfo
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Description
Die Erfindung betrifft einen
Mikrowellen-Oszillatorschaltkreis, der in einer
Mikrowellensendeeinrichtung verwendet wird.
In Fig. 1 ist ein Mikrowellen-Oszillatorschaltkreis nach
dem Stand der Technik gezeigt. Die Kollektorelektrode C
eines Transistors 1 ist geerdet. Die Basiselektrode B ist
mit einer Übertragungsleitung 22 verbunden, welche mit
einem Resonator 21 gekoppelt ist, der die
Oszillationsfrequenz bestimmt, und ist ebenfalls mit
einem Widerstand R₁ über einen Kondensator C₁ am
entgegengesetzten Ende verbunden. Der Resonator 21 ist
überlicherweise als dielektrischer Resonator der TE₀₁δ
Mode gebildet. Der Kondensator C₁ blockt Gleichstrom
ab. Die Kopplung zwischen der Übertragungsleitung 22 und
dem Resonator 21 über den Zwischenraum L ist so gewählt,
daß die Oszillation hinreichend stabil ist und minimales
Rauschen aufweist. Eine Basisvorspannung VB ist über
eine Drossel Ch₂ zugeführt. Der Emitter ist an eine
Ausgangsstichleitung 3 angeschlossen, welche eine
geeignete Länge für die Schwingungsbedingung aufweist.
Eine Ausgangsübertragungsleitung 4 ist parallel zu der
offenen Ausgangsstichleitung 3 über einen geeigneten
Zwischenraum dazwischen geschaltet. Die Ausgangsleistung
des Oszillators wird von der offenen Stichleitung 3 zu
der Ausgangsübertragungsleitung 4 zugeführt. Die
Emitterspannung VE wird über eine zweite Spule Ch₁
zugeführt. Ein Ende der Ausgangsübertragungsleitung 5 ist
offen und ein anderes Ende P ist mit einem
Eingangsanschluß Q eines Treiberverstärkers 5 verbunden.
Falls die Verbindung wie durch die Nummer 41 in Fig. 1
gezeigt direkt ist, weicht die Ausgangsimpedanz ZS
gesehen vom Eingangsanschluß Q an der
Ausgangsübertragungsleitung 4 weit vom angepaßten Zustand
ab, mit einer sehr hohen Impedanz, weil das
entgegengesetzte Ende offen ist. Dieser fehlangepaßte
Zustand kann einen unstabilen Betrieb des
Treiberverstärkers 5 bewirken, wie eine wilde Schwingung
bei sehr niedriger Frequenz hervorgerufen durch eine
gesteigerte Verstärkungsfähigkeit des
Mikrowellentransistors, der in dem Treiberverstärker 5
verwendet wird. Um dieses Problem zu verhindern, wurden
daher ein Isolator 42 verwendet, ein Dämpfer 43 oder ein
50 Ohm Serienwiderstand 40 anstelle der direkten
Verbindung. Die Verwendung eines 50 Ohm
Serienwiderstandes 44 wurde in der
JP 64-62005 A desselben Erfinders offenbart. Jedoch
besteht beim Stand der Technik das Problem, daß die
zusätzliche Einrichtung wie der Isolator 42 oder der
Dämpfer 43 teuer ist, und daß die Ausgangsleistung des
Oszillators zur Eingabe in den Treiberverstärker 5
gedämpft wird.
In der EP 0 202 652 A2 ist ein Mikrowellen-Oszillator
offenbart, der stabil oszillieren kann, unabhängig von der
Art eines benutzten Feldeffekttransistors.
Die Mikrowellenoszillatorschaltung der EP 0 202 652 A2 umfaßt
auf der Ausgangsseite zwar eine geerdete
Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung 9, die über einen
Widerstand mit dem Source-Anschluß des
Feldeffekttransistors verbunden ist, benötigt jedoch teure
zusätzliche Schaltungskomponenten, insbesondere
Kondensatoren zwischen dem Source-Anschluß und einem
Verstärker, welche eine Anpassung ermöglichen.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine
Mikrowellen-Oszillatorschaltung zu schaffen, welche ohne
teure Schaltungskomponenten frequenzselektiv besser
stabilisiert ist.
Zur Lösung dieser Aufgabe wird erfindungsgemäß nach
Anspruch 1 eine Mikrowellen-Oszillatorschaltung
vorgeschlagen, mit
einem Transistor mit einem ersten geerdeten Anschluß, einem zweiten Anschluß, der mit einem eine Oszillatorfrequenz festlegenden Resonatorschaltkreis verbunden ist und einem mit einer offenen Ausgangsstichleitung verbundenen dritten Anschluß,
einer Ausgangsübertragungsleitung, die parallel zur offenen Ausgangsstichleitung angekoppelt ist,
einer Verstärkereinrichtung, an die eine von der offenen Ausgangsstichleitung an die Ausgangsübertragungsleitung zugeführte Ausgangsleistung über ein Ende der Ausgangsübertragungsleitung ausgegeben wird, und
einer Stichleitungsschaltung, die in vorbestimmter Entfernung vom offenen Ende der Ausgangsübertragungsleitung über einen Widerstand an die Ausgangsübertragungsleitung angeschlossen ist, wobei die Stichleitungsschaltung bei der Oszillatorfrequenz oder einer Harmonischen der Oszillatorfrequenz eine im wesentlichen unendliche Impedanz aufweist und die vorbestimmte Entfernung so gewählt ist, daß störende Frequenzen unterdrückt werden.
einem Transistor mit einem ersten geerdeten Anschluß, einem zweiten Anschluß, der mit einem eine Oszillatorfrequenz festlegenden Resonatorschaltkreis verbunden ist und einem mit einer offenen Ausgangsstichleitung verbundenen dritten Anschluß,
einer Ausgangsübertragungsleitung, die parallel zur offenen Ausgangsstichleitung angekoppelt ist,
einer Verstärkereinrichtung, an die eine von der offenen Ausgangsstichleitung an die Ausgangsübertragungsleitung zugeführte Ausgangsleistung über ein Ende der Ausgangsübertragungsleitung ausgegeben wird, und
einer Stichleitungsschaltung, die in vorbestimmter Entfernung vom offenen Ende der Ausgangsübertragungsleitung über einen Widerstand an die Ausgangsübertragungsleitung angeschlossen ist, wobei die Stichleitungsschaltung bei der Oszillatorfrequenz oder einer Harmonischen der Oszillatorfrequenz eine im wesentlichen unendliche Impedanz aufweist und die vorbestimmte Entfernung so gewählt ist, daß störende Frequenzen unterdrückt werden.
Bevorzugte Weiterbildungen ergeben sich aus den
Unteransprüchen 2 bis 10.
Gegenüber dem Stand der. Technik hat die Erfindung folgende
wesentlichen Vorteile:
Die offene Ausgangsstichleitung 3 am Emitteranschluß und
die dazu parallele Ausgangsübertragungsleitung 4
ermöglichen eine DC-Isolation, für die nach dem Stand der
Technik, insbesondere nach Druckschrift (1) und der in der
ursprüngliche Offenbarung zitierten JP 64-62005 A, teure
zusätzliche Schaltungskomponenten in Form von
Kondensatoren vorgesehen werden müssen,
eine Dämpfung der Instabilität des Verstärkers bei bestirnten Frequenzen kann erreicht werden durch Verbinden des Widerstandes R₂ mit der Ausgangsübertragungsleitung 4 an einem vorbestimmten Ort,
die Impedanz der Übertragungsleitung 4 gesehen vom Verstärker 5 weicht nicht erheblich von den erwünschten 50 Ohm der Übertragungsleitung 4 ab,
ein Verbindungskondensator zwischen dem Transistor 1 und der Ausgangsübertragungsleitung, welcher eine Instabilität des Verstärkers begünstigen würde, ist nicht mehr nötig, und schließlich ist es möglich, in einfacher Weise einen zusätzlichen Bandpaßfilter ohne Vorsehen teurer zusätzlicher Schaltungskomponenten vorzusehen.
eine Dämpfung der Instabilität des Verstärkers bei bestirnten Frequenzen kann erreicht werden durch Verbinden des Widerstandes R₂ mit der Ausgangsübertragungsleitung 4 an einem vorbestimmten Ort,
die Impedanz der Übertragungsleitung 4 gesehen vom Verstärker 5 weicht nicht erheblich von den erwünschten 50 Ohm der Übertragungsleitung 4 ab,
ein Verbindungskondensator zwischen dem Transistor 1 und der Ausgangsübertragungsleitung, welcher eine Instabilität des Verstärkers begünstigen würde, ist nicht mehr nötig, und schließlich ist es möglich, in einfacher Weise einen zusätzlichen Bandpaßfilter ohne Vorsehen teurer zusätzlicher Schaltungskomponenten vorzusehen.
Die oben beschriebenen Eigenschaften und Vorteile der
vorliegenden Erfindung sowie andere Aufgaben und Vorteile,
die noch verdeutlicht werden, werden im folgenden weiter
beschrieben. Es wird Bezug auf die begleitenden
Zeichnungen genommen, die einen Teil davon bilden, wobei
gleiche Bezugszeichen sich auf gleiche Teile beziehen.
In den Figuren zeigen:
Fig. 1 ein Schaltbild einer
Mikrowellen-Oszillatorschaltung nach dem Stand
der Technik;
Fig. 2 ein Schaltbild einer ersten bevorzugten
Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 3 eine perspektivische Ansicht einer
praktischen Schaltung der ersten
bevorzugten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung;
Fig. 4 ein Schaltbild einer zweiten bevorzugten
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 5 ein Schaltbild einer dritten bevorzugten
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 6 ein Schaltbild einer vierten bevorzugten
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 7 ein Schaltbild einer fünften bevorzugten
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
und
Fig. 8 ein Schaltbild einer sechsten bevorzugten
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Ein Schaltbild einer ersten bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zur Erzeugung eines
5 GHz-Signals ist in Fig. 2 gezeigt. Die
Kollektorelektrode C eines Transistors 1 ist geerdet. Die
Schaltungen sind mit Streifenleitern aus 0,8 mm dickem
Teflon aufgebaut, wie unten für Fig. 3 beschrieben. Die
Basiselektrode B ist mit einer 20 mm langen
Übertragungsleitung 22 mit 50 Ohm Wellenwiderstand
verbunden. Ein Resonator 21, der typischerweise mit einem
dielektrischen Resonator der TE₀₁δ Mode zur
Festlegung der Oszillationsfrequenz gebildet wird, ist an einer Seite der Basisübertragungsleitung 22 angeordnet. Der Grad der elektromagnetischen Kopplung zwischen der Basisübertragungsleitung 22 und dem Resonator 21 ist so festgelegt, daß die Oszillation hinreichend stabil wird und minimales Rauschen enthält. Ein anderes Ende der Übertragungsleitung 22 gegenüber der Basiselektrode B ist über einen Kondensator C₁ und einen ersten 50 Ohm Widerstand R₁ geerdet. Bei der Resonanzfrequenz ist die Impedanz gesehen an der Basisübertragungsleitung 22 von der Basiselektrode B sehr hoch, aufgrund der Resonanz des damit gekoppelten Resonators 21. Bei anderen Frequenzen als der Resonanzfrequenz ist die Impedanz näherungsweise an 50 Ohm angepaßt, die zu dem ersten Abschlußwiderstand R₁ gehören. Demgemäß ist die Länge der Basisübertragungsleitung 22 richtig zur Kopplung mit dem Resonator 21. Eine Basisvorspannung VB wird der Basiselektrode B über eine Drossel Ch₂ zugeführt. Der Kondensator C₁ blockt Gleichstrom davon ab, in den ersten Widerstand R₁ zu fließen. Die Emitterelektrode E ist mit einer offenen Ausgangsstichleitung mit einem 50 Ohm Wellenwiderstand und 4,6 mm Länge verbunden.
Festlegung der Oszillationsfrequenz gebildet wird, ist an einer Seite der Basisübertragungsleitung 22 angeordnet. Der Grad der elektromagnetischen Kopplung zwischen der Basisübertragungsleitung 22 und dem Resonator 21 ist so festgelegt, daß die Oszillation hinreichend stabil wird und minimales Rauschen enthält. Ein anderes Ende der Übertragungsleitung 22 gegenüber der Basiselektrode B ist über einen Kondensator C₁ und einen ersten 50 Ohm Widerstand R₁ geerdet. Bei der Resonanzfrequenz ist die Impedanz gesehen an der Basisübertragungsleitung 22 von der Basiselektrode B sehr hoch, aufgrund der Resonanz des damit gekoppelten Resonators 21. Bei anderen Frequenzen als der Resonanzfrequenz ist die Impedanz näherungsweise an 50 Ohm angepaßt, die zu dem ersten Abschlußwiderstand R₁ gehören. Demgemäß ist die Länge der Basisübertragungsleitung 22 richtig zur Kopplung mit dem Resonator 21. Eine Basisvorspannung VB wird der Basiselektrode B über eine Drossel Ch₂ zugeführt. Der Kondensator C₁ blockt Gleichstrom davon ab, in den ersten Widerstand R₁ zu fließen. Die Emitterelektrode E ist mit einer offenen Ausgangsstichleitung mit einem 50 Ohm Wellenwiderstand und 4,6 mm Länge verbunden.
Eine Ausgangsübertragungsleitung 4 mit einem 50 Ohm
Wellenwiderstand ist parallel zur offenen
Ausgangsstichleitung 3 mit 0,3 mm Zwischenraum
angeordnet. Die Ausgangsleistung des Oszillators wird
durch die offene Ausgangsstichleitung 3 über diesen
Zwischenraum auf die Ausgangsübertragungsleitung 4
gekoppelt. Der Grad der Kopplung hängt von dem
Zwischenraum dazwischen und der Breite ab, mit der die
offene Ausgangsstichleitung 3 die
Ausgangsübertragungsleitung 4 berührt. Die maximale
Kopplung wird erreicht, wenn die Berührungsbreite Lg/4
ist. Je größer die vorgesehene Kopplung ist, desto größer
ist die Ausgangsleistung, und eine geringere Kopplung
weist einen größeren Q-Wert (Güte) der
Oszillatorschaltung auf. Daher ist der Koppelgrad als
Kompromiß zwischen Leistung und Q-Wert festgelegt. Die
Emitterelektrode E erhält ebenfalls eine Emitterspannung
VE über eine zweite Drossel Ch₁. Ein erstes Ende der
Ausgangsübertragungsleitung 4 ist mit einem
Treiberverstärker 5 verbunden. Ein zweites Ende der
Ausgangsübertragungsleitung 4 entgegengesetzt zum ersten
Ende P ist über einen zweiten Widerstand R₂ mit einer
näherungsweise 11 mm langen kurzgeschlossenen
Stichleitung 61 verbunden, die bei der
Oszillationsfrequenz äquivalent zu einer viertel
Wellenlänge entlang der Übertragungsleitung der
Stichleitung 61 ist. Ein anderes Ende der
kurzgeschlossenen Stichleitung 61 ist geerdet. Daher
weist die Kurzschlußstichleitung 61 eine unendliche
Impedanz am zweiten Widerstand R₂ auf, so daß der
zweite Widerstand R₂ schwimmt und daher eine unendliche
Impedanz an die Ausgangsübertragungsleitung 4 liefert.
Demgemäß hat der zweite Widerstand R₂ keinen Effekt für
die Ausgangsübertragungsleitung 4 bei der
Oszillationsfrequenz. Dann wird die gesamte
Oszillationsleistung geliefert von der offenen
Ausgangsstichleitung 3 zum Treiberverstärker 5
ausgegeben, ohne daß sie im zweiten Widerstand R₂
verbraucht wird. Wenn auf der anderen Seite bei anderen
Frequenzen als der Oszillationsfrequenz wie zum Beispiel
2 GHz der Treiberverstärker 5, der mit der
Ausgangsübertragungsleitung 4 verbunden ist,
wahrscheinlich unstabil ist, wird die Impedanz der
Kurzschlußleitung 61 drastisch geringer als der
unendliche Wert, zum Beispiel bei 2 GHz: +36j Ohm. Dann
wird die Ausgangsimpedanz ZS gesehen an der
Ausgangsübertragungsleitung 4 vom Treiberverstärker 5
durch die Serienschaltung vom zweiten Widerstand R₂ und
der Kurzschlußstichleitung 61 gedämpft, das heißt
(50+36j) Ohm. Die so gedämpfte
Ausgangsübertragungsleitung 4 weist etwa 2,0 V.S.W.R.
(Spannungsstehwellenverhältnis) bei der Frequenz 2 GHz
auf. Daher wird durch den zweiten Widerstand R₂ der
Treiberverstärker 5 an der unstabilen Bedingung
gehindert, wie einer wilden Schwingung, so daß ein
stabiler Betrieb auftritt.
Fig. 3 zeigt eine perspektivische Ansicht des
Schaltkreises der ersten bevorzugten Ausführungsform der
Fig. 2. 0,8 mm dicke gedruckte Schaltungen 81 und 82 aus
rum Beispiel einer Verbindung aus Teflon und Fiberglas
sind auf einer Metallplatte 83 befestigt. Die 50 Ohm
Übertragungsleitungen 3, 4, 22, 61, Ch₁₂ und Ch₂₂
sind aus 2,2 mm breiten Streifenleitern gebildet. Andere
Übertragungsleitungen wie die Drosseln Ch₁₁ und Ch₂₁
sind aus 0,4 mm breiten Streifenleitern. Jede der
Drosseln Ch₁₁, Ch₂₁, Ch₁₁ und Ch₂₂ sind ungefähr
11 mm lang, das heißt ein Viertel der effektiven
Wellenlänge, so daß jeweils die Impedanz gesehen von der
Basiselektrode und der Emitterelektrode unendlich ist.
Die Gleichspannungen VE und VB werden zu jedem der
Verbindungspunkte zwischen den Spulen Ch₁₁ und Ch₁₂
und Ch₂₁ und Ch₂₂ zugeführt, wo die
Stehwellenspannungen minimal sind. Der
Mikrowellentransistor 1, dessen Kollektorelektrode direkt
auf einer großen Wärmesinke befestigt ist, ist auf der
Metallplatte 83 befestigt. Der Resonator 21 ist auf der
Metallplatte 83 angeordnet und mit der
Übertragungsleitung 22 hauptsächlich durch magnetischen
Fluß gekoppelt. Jedes Ende des ersten Widerstandes R₁
und der kurzgeschlossenen Stichleitung 61 ist mit der
Metallplatte 83 geerdet. Andere Abmessungen sind schon
für das Schaltbild der Fig. 2 beschrieben worden.
Ein Schaltbild einer zweiten bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist in Fig. 4 gezeigt, wobei
das Element mit unendlicher Impedanz gebildet aus einer
kurzgeschlossenen Viertelwellenstichleitung 61 in der
Fig. 2 der ersten bevorzugten Ausführungsform durch eine
offene Stichleitung 71 mit halber Wellenlänge ersetzt
ist, welche ebenfalls eine unendliche Impedanz bei der
Oszillationsfrequenz aufweist, und demgemäß genauso wirkt
wie die kurzgeschlossene Stichleitung 61. Das heißt, die
offene Stichleitung 71 bringt den zweiten Widerstand R₂
bei der Oszillationsfrequenz zum Schweben, aber schließt
den zweiten Widerstand R₂ über die relativ geringe
Impedanz der Stichleitung bei anderen Frequenzen als der
Oszillationsfrequenz nach Masse kurz.
Eine dritte und weitere folgende bevorzugte
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung dienen zur
Ausgabe einer harmonischen Frequenz der
Oszillationsfrequenz, wobei Stichleitungen unendlicher
Impedanz 61 oder 71, die in den ersten und zweiten
Ausführungsformen auf die Oszillationsfrequenz abgestimmt
sind, durch eine Stichleitung unendlicher Impedanz
ersetzt sind, die in Resonanz bei einer speziellen
harmonischen Frequenz fh (= nf₀, wobei f₀ = die
Oszillationsfrequenz und n eine ganze Zahl größer 1
bezeichnet ist), die ausgegeben wird. Bei der dritten in
Fig. 5 gezeigten bevorzugten Ausführungsform wird das
Element unendlicher Impedanz aus einer
Kurzschlußstichleitung 62 von einem Viertel der
effektiven Wellenlänge Lgh der auszugebenden
harmonischen Frequenz fh gebildet. In einer vierten in
Fig. 6 gezeigten bevorzugten Ausführungsform ist das
Element unendlicher Impedanz aus einer offenen
Stichleitung 72 der halben effektiven Wellenlänge Lgh
der harmonischen Frequenz fh gebildet. Falls die
Oszillationsfrequenz 5 GHz ist und die Ausgangsfrequenz
10 GHz, das heißt n = 2, ist die Kurzschlußstichleitung
62 näherungsweise 5,5 mm lang. Alle anderen Teile sind im
wesentlichen die gleichen wie die der ersten und zweiten
bevorzugten Ausführungsform. Daher wird die spezielle
harmonische Frequenzkomponente, die in dem
Oszillationssignal enthalten ist und auf die die Elemente
unendlicher Impedanz 62 oder 72 abgestimmt sind, effektiv
von der offenen Ausgangsstichleitung 3 in die
Ausgangsübertragungsleitung 4 übertragen, und
entsprechend zum Treiberverstärker ausgegeben. Bei
anderen Frequenzen als dieser auszugebenden harmonischen
Frequenz ist der Widerstand 5 über die Stichleitung
unendlicher Impedanz geerdet, welche dann eine relativ
niedrige Impedanz aufweist und nicht nur diese
Frequenzkomponente dämpft, sondern auch die
Ausgangsimpedanz gesehen vom Treiberverstärker 5 auf etwa
50 Ohm bringt, das heißt angepaßten Zustand. Daher kann
der Treiberverstärker 5 bei anderen als der
Oszillationsfrequenz stabil sein.
Die Schaltbilder der fünften und sechsten bevorzugten
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind in den
Fig. 7 und 8 gezeigt, in denen ein Resonator auf die
auszugebende spezielle harmonische Frequenz abgestimmt
ist und zwischen der offenen Ausgangsstichleitung 3 und
der Ausgangsübertragungsleitung 4 vorgesehen ist, so daß
dieser Resonator als Bandpaßfilter wirkt, der nur die
abgestimmte harmonische Frequenz fh durchläßt und alle
anderen Frequenzen dämpft.
In der fünften bevorzugten Ausführungsform der Fig. 7
wird der Bandpaßresonator durch einen
Streifenleiterresonator 81 der Hälfte der effektiven
Wellenlänge Lgh der Ausgangsfrequenz fh gebildet, und
ist parallel jeweils zu der offenen Ausgangsstichleitung
3 und der Ausgangsübertragungsleitung 4 durch einen 0,3
mm Zwischenraum angeordnet. Die Breite, mit der der
Streifenleiterresonator 81 die offene
Ausgangsstichleitung 3 berührt und die Breite, mit der
die Resonatorstichleitung 81 die
Ausgangsübertragungsleitung 4 berührt, sind zur
Erreichung einer optimalen Kopplungsbedingung dazwischen
ausgewählt. In Fig. 7 ist die genannte Breite zu Lgh/2
gewählt, was eine maximale Zwischenkopplung erlaubt.
Obwohl beschrieben wurde, daß die Filterstichleitung 81
eine halbe Wellenlänge besitzt, ist offensichtlich, daß
die Länge auch nLgh/2 sein kann, wobei n einen
ganzzahligen Wert anzeigt, um bei der Ausgabefrequenz in
Resonanz zu kommen.
In der sechsten bevorzugten Ausführungsform der Fig. 8
ist der Resonator aus einem dielektrischen Resonator der
TE₀₁δ Mode 82 gebildet und ist zwischen der offenen
Ausgangsstichleitung 3 und der
Ausgangsübertragungsleitung 4 angeordnet, wobei der
dielektrische Resonator 82 mit der offenen
Ausgangsstichleitung 3 und der
Ausgangsübertragungsleitung 4 hauptsächlich durch
magnetischen Fluß gekoppelt ist. Es wird eine sehr hohe
Q-Eigenschaft des dielektrischen Resonators erzielt, die
vorteilhaft zur Auswahl der gewünschten Frequenz wirkt,
während andere ungewünschte Frequenzen gedämpft werden.
Obwohl in den obigen bevorzugten Ausführungsformen die
Impedanzstichleitungen unendlicher Impedanz 61, 71, 62
und 72 als ein Viertel oder eine Hälfte der effektiven
Wellenlänge gebildet sind, kann offensichtlich die
unendliche Impedanz durch eine (2n + 1)Lg/4 lange
Kurzschlußstichleitung oder eine nLg/2 lange offene
Stichleitung für den Fall gebildet werden, daß die
Oszillationsfrequenz ausgegeben wird, und als
(2n + 1)Lgh/4 lange Kurzschlußstichleitung oder eine
nLgh/2 lange offene Stichleitung, für den Fall, daß die
harmonische Frequenz ausgegeben wird, wobei n eine ganze
Zahl bezeichnet.
Obwohl in den obigen bevorzugten Ausführungsformen die
Stichleitungen unendlicher Impedanz 61, 71, 62 oder 72
mit dem offenen Ende der Ausgangsübertragungsleitung 4
verbunden sind, kann der Verbindungspunkt offensichtlich
willkürlich über die Ausgangsübertragungsleitung 4 vom
offenen Ende entfernt gewählt werden, so daß die
Impedanzen für einige Problemfrequenzen optimal sind. Bei
irgendeinem Ort des Verbindungspunktes hat der zweite
Widerstand keine Wirkung für den Betrieb bei der
Ausgangsfrequenz.
Obwohl bei den obigen bevorzugten Ausführungsformen die
Kollektorelektrode des Transistors geerdet ist und die
Emitterelektrode der Ausgangsanschluß ist, kann
offensichtlich jede andere Elektrodenkonfiguration wie
geerdeter Emitter oder geerdete Basis gemäß dem Konzept
der vorliegenden Erfindung verwendet werden.
Obwohl in den oben angegebenen bevorzugten
Ausführungsformen der Transistor als bipolarer Transistor
angegeben ist, kann offensichtlich auch ein FET
(Feldeffekttransistor) verwendet werden. GaAs
(Galliumarsenid)-FETs werden vorzugsweise in
Mikrowelleneinrichtungen verwendet. Gemäß einer typischen
Konfiguration der obigen Ausführungsformen wird ein
Mikrowellen-FET so angeordnet, daß die Drain-Elektrode
geerdet ist, die Gate-Elektrode mit der
Übertragungsleitung 22 und die Source-Elektrode mit der
offenen Ausgangsstichleitung 3 verbunden ist.
Die verschiedenen Eigenschaften und Vorteile der
Erfindung sind durch die detaillierte Beschreibung
verdeutlicht und daher ist beabsichtigt, daß die
angefügten Ansprüche alle solchen Eigenschaften und
Vorteile und Verfahren abdecken, die in den Bereich und
den Geist der Erfindung fallen. Weil zahlreiche
Modifikationen und Veränderungen für den Fachmann
auftreten werden, sind diese nicht aufgeführt zur
Begrenzung der Erfindung und demgemäß sollen alle
geeigneten Modifikationen als Äquivalente in den Bereich
der Erfindung fallen.
Claims (10)
1. Mikrowellen-Oszillatorschaltung mit
- - einem Transistor (1) mit einem ersten geerdeten Anschluß (C), einem zweiten Anschluß (B), der mit einem eine Oszillatorfrequenz festlegenden Resonanzschaltkreis verbunden ist und einem mit einer offenen Ausgangsstichleitung (3) verbundenen dritten Anschluß (E),
- - einer Ausgangsübertragungsleitung (4), die parallel zur offenen Ausgangsstichleitung (3) angekoppelt ist,
- - einer Verstärkereinrichtung (5), an die eine von der offenen Ausgangsstichleitung (3) an die Ausgangsübertragungsleitung (4) zugeführte Ausgangsleistung über ein Ende der Ausgangsübertragungsleitung (4) ausgegeben wird, und
- - einer Stichleitungsschaltung (61, 71, 62, 72), die in vorbestimmter Entfernung vom offenen Ende der Ausgangsübertragungsleitung (4) über einen Widerstand (R₂) an die Ausgangsübertragungsleitung (4) angeschlossen ist, wobei die Stichleitungsschaltung (61, 71, 62, 72) bei der Oszillatorfrequenz oder einer Harmonischen der Oszillatorfrequenz eine im wesentlichen unendliche Impedanz aufweist und die vorbestimmte Entfernung so gewählt ist, daß störende Frequenzen unterdrückt werden.
2. Mikrowellen-Oszillatorschaltung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß
der Widerstand (R₂) unmittelbar an dem zweiten offenen
Ende der Ausgangsübertragungsleitung (4) angeschlossen
ist.
3. Mikrowellen-Oszillatorschaltung nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet, daß
der Widerstandswert des Widerstands (R₂) gleich dem
Wellenwiderstand der Ausgangsübertragungsleitung (4)
ist.
4. Mikrowellen-Oszillatorschaltung nach einem der
vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß
die Stichleitungsschaltung (61, 62) aus einer
Kurzschlußstichleitung einer Länge von (2n + 1)Lg/4
gebildet ist, wobei n Null oder eine ganze positive
Zahl und Lg eine effektive Wellenlänge der
Oszillatorfrequenz oder einer Harmonischen der
Oszillatorfrequenz entlang der Stichleitungsschaltung
(61, 62) ist.
5. Mikrowellen-Oszillatorschaltung nach einem der
Ansprüche 1 bis 3,
dadurch gekennzeichnet, daß
die Stichleitungsschaltung (71, 72) aus einer offenen
Stichleitung einer Lange von n(Lg/2) gebildet ist,
wobei n eine ganze positive Zahl und Lg eine
effektive Wellenlänge der Oszillatorfrequenz oder
einer Harmonischen der Oszillatorfrequenz entlang der
Stichleitungsschaltung (71, 72) ist.
6. Mikrowellen-Oszillatorschaltung nach einem der
vorhergehenden Ansprüche,
gekennzeichnet durch eine
Bandpaßfiltereinrichtung (81, 82), die auf eine
effektive Wellenlänge der Oszillatorfrequenz oder eine
Harmonische der Oszillatorfrequenz abgestimmt ist und
koppelnd zwischen der Ausgangsstichleitung (3) und der
Ausgangsübertragungsleitung (4) vorgesehen ist.
7. Mikrowellen-Oszillatorschaltung nach Anspruch 6,
dadurch gekennzeichnet, daß
die Bandpaßfiltereinrichtung aus einem dielektrischen
Resonator gebildet (82) ist, der zwischen der offenen
Ausgangsstichleitung (3) und der
Ausgangsübertragungsleitung (4) angeordnet ist.
8. Mikrowellen-Oszillatorschaltung nach Anspruch 6,
dadurch gekennzeichnet, daß
die Bandpaßfiltereinrichtung aus einem nLg/2 langen
Streifenleiterresonator (81) gebildet ist, der
parallel zu der offenen Ausgangsstichleitung (3) und
der Ausgangsübertragungsleitung (4) angeordnet ist,
wobei n eine ganze Zahl und Lg eine effektive
Wellenlänge der der Bandpaßfiltereinrichtung
entsprechenden Oszillatorfrequenz oder Harmonischen
der Oszillatorfrequenz entlang der offenen
Ausgangsstichleitung (3) ist.
9. Mikrowellen-Oszillatorschaltung nach einem der
vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß
der Transistor (1) ein Bipolartransistor ist, und der
erste Anschluß (C) des Transistors (1) ein
Kollektoranschluß, der zweite Anschluß (B) ein
Basisanschluß und der dritte Anschluß (E) ein
Emitteranschluß ist.
10. Mikrowellen-Oszillatorschaltung nach einem der
vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß
der Transistor (1) ein Feldeffekttransistor ist und
der erste Anschluß (C) des Transistors (1) ein
Drain-Anschluß, der zweite Anschluß (B) ein
Gate-Anschluß und der dritte Anschluß (E) ein
Source-Anschluß ist.
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