DE2015579C3 - Halterung und Anschlußvorrichtung fur einen Halbleiter Mikrowellenoszil lator - Google Patents

Description

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Die Erfindung bezieht sich auf eine Halterung i'.nd Ansclilußvorrichtung für einen Halbleiter-Mikrowellenoszillator, umfassend zwei mit gegenseitigem Abstand angeordnete Leitglieder, von denen wenigstens eines im Querschnitt dünn ausgebildet ist, während das andere Leitglied mit einem ersten Anschluß einer Halbleitervorrichtung verbunden ist, sowie ferner umfassend einen Abschnitt eines Mitielpunkileiters einer übertragungsleitung.

[{ine derartige Vorrichtung kann beispielsweise in Verbindung mit Volumenerlekt- oder Wanderfeld-Halbleitervorrichtungen, Avalanche-Dioden oder Varaetoren verwendet werden. In jedem Fall ist hierbei eine Halterung innerhalb des Schaltungsaufbaues erforderlich, welche die Wärmeabfuhr be^{wirkl und} ^ Abstimmung und Zuführung bzw. Einstellung der Gleichvorspannung ermöglicht

^{Für die} Spannungszufuhrung an einen Mikrowellen-Gleiehr.chter «1.es bereits bekannt (deutsehe Auslegeschnft 1 633 737), den Glcichnchterkristall mit seiner Basis auf einer schmalen Blattfeder zu befestigen, welche ihrerseits innerhalb eines als Rückführung dienenden Rohres parallel zu der Rohrwandung angeordnet ist. Da die Blattfeder bei ^_n verwendeten Frequenzen eine Längsinduktivität j_{st UIU}| ^₁- Abstand zwischen der Blattfeder und der Rohrwandung die Große der Parallelkapazität bestimmt, kann der Wellenwiderstand und die Grenzfrequenz der ;-.!s Tiefpaß wirkenden Anschlußvorrichlung 'lurch die Breite und den Abstand der Blattfeder eingestellt werden. Bei der bekannten AnSchlußvorrichtung ist indessen weder eine Zuführung einer Gleichvorspannung mich eine Entkopplung einer Gleichvorspannung von der Hochfrequenzspannung vorgesehen.

Bei allgemein bekannten Anschlußvorrichtungen für Mikrowellenoszillatoren sind zwar Entkopplungsmittel für die Gleichvorspannung vorgesehen, doch sinu die /.ui Verfügung stehenden Entkopplungsmitte! nicht ohne Auswirkung auf das Hochfrequenz-_{Ausgangssignal}. Beispielsweise trägt ein parallel zu _der Vor^pannungsquelle und der Generatorschaltung _{a dn} ^l _{eter Ti}°_e£_{aß zum} Gesamt-Gütefaktor der _F>_{richtung bei und kann unter} Umständen Streuschwingungen ai'f unerwünschten Frequenzen im Ausgang zur Folge haben. Während der erstgenannte Effekt für bestimmte Anwendungen, jedoch nicht in allen Fällen, erwünscht sein kann, stellt der letztgenannte Effekt in jedem Fall einen wesentlichen Nachteil dar.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine Halterung und Anschlußvorrichtung zu schaffen, die durch entsprechende Vorspannungszuführung einen niedrigen Gütefaktor sowie die Ausschaltung von Einwirkungen der Vorspannungsquelle auf das erzeugte Hochfrequenzsignal ermöglicht.

Die Aufgabe wird bei einer Vorrichtung der eingangs genannten Art erfindungsgema'ß durch folgende. Merkmale gelöst:

a) Die Leitglieder sind für die Zuführung einei Gleichvorspannung zu der Halbleitervorrichtung vorgesehen und weisen sich in Parallelebener zu dem Mittelpunktsleiter erstreckende Ab schnitte auf;

b) der Abstand zwischen den Leitgliedern ist der art bemessen, daß sich die Leitglieder auf den gleichen effektiven Hochfrequenzpotential be finden und eine zusammengesetzte Hoch

frequenz-Grundebene in bezug auf den Miltelpunk.tsicitcr bilden;

c) es sind Schaltungsmittel zur elektrischen Verbindung des im Querschnitt dünnen Leitgliedes mit einem zweiten Anschluß der Halbleitervorrichtung vorgesehen, die zusammen mit den im gegenseitigen Abstand angeordneten Leitgiiedern zwischen den Anschlüssen der Halbleitervorrichtung eine von
der verbindenden Schallungsmiltel abhängige Reaktanz von vorgegebener Größe bilden;

dl die Halbleitervorrichtung ^; t an die zwischen dem Mittelpunktsleiter und der zusammen-

F i g. 3 einen vergrößerten Teil-Ouerschnitt gemäß Linie 3-3 in F i g. 2 und

F i g. 4 einen vergrößerten Teil-Querschnitt einer anderen Ausführungsforin eines erfindungsgemäßen 5 Oszillators mit IMPATT-Diode.

Bei der Oszillatorschaltung gemäß F i g. 1 ist eine IMPATT-Diode II vorgesehen, die in ihrem negativen Widerstandsbereich vorgespannt ist und durch Abmessungen ^e'^ne Ersatzschaltung dargestellt werden kann, die 1-1 „κι,;: ;..„ ίο aus der Parallelschaltung eines Kondensators C₁ , mit

einem neuativen Widerstand -Ii_n besteht. Durch

Wenn der Lastwiderstand IO nicht den richtigen Wert aufweist, so kann ein veränderlicher Kondensator 9 zur Transformation des für die Diode wirksamen Widerstandes vorgesehen werden. Hiermit ist ein vernachlässigbar geringer Einfluß auf die

Hinzufügen einer Induktivität 8 und eines Lastwiderstandes 10 (beide von gleichem Betrag wie R_n) in der Schaltung gemäß F i g. 1 parallel zur Diode 11

gesetzten Hochfrequenz-Grundebene schwin- ₁₅ ergibt sich ein Oszillator mit der Resonanzfrequenz gendc Hochfrequenzenergie gekoppelt.
In Ausgestaltung der Erfindung wird vorgeschlagen, daß bei anliegender Gleich-Vorspannung eine
kapazitive Reaktanz zwischen den Anschlüssen der
Halbleitervorrichtung vorgesehen ist und daß die 20
μ.: Sundenden Schaltungsmittel und wenigstens eines
de im gegenseitigen Abstand angeordneten Leitgl ,der mindestens eine kurzgeschlossene Zweileitert'l . rtragungsleitung mit einer rechtwinklig zu der

hse der Halbleitervorrichtung zwischen dieser 25 Schwingfrequenz verbunden. Für den Betrieb der iise und dem Kurzschluß gemessene L;^;nge bilden. Schaltung ist eine geeignete ^v/orspannungsquelle 7 wesentlich geringer als eine Viertelwellenlänge für die Gleichvorspannung der Diode 11 erforder-Oszillatorschwingung ist, wobei die Frequenz lieh.

r Oszillatorschwingung umgekehrt proportional zu Mit der Einfügung dieser Vorspannungsquelle

r Quadratwurzel aus der genannten Länge der 30 sind gewisse Komplikationen hinsichtlich der Schal-,,iU-iter-ÜbertragungsIeitung ist. tungsauslegung verbunden. Die innere Impedanz der

Die erfindungsgemäße Halterung und Anschluß- meisten Gieicii^juiuiüngsqüeller. ist vergleichsweise μ .!-richtung ermöglicht durch einen großen Radial- niedrig, so daß der Resonanzschwingkreis im Oszilkiviidensator gleichzeitig die erforderliche Gleich- lator hierdurch kurzgeschlossen und die Schwingung spannungskopplung und Hochfrequenzentkopplung 35 unterdrückt wird, sofern nicht eine Entkopplung der de! Vorsptnnungsquelle von der übrigen Schaltung, Gleichspannungsquelle von der im Resonanzschwingw.'bei keine Erhöhung des Gütefaktors auftritt und kreis erzeugten Hochfrequenzenergie vorgesehen ist. ferner eine zusammengesetzte Giuiuk-bcnc fur das Nach dem bekannten Stand der Technik wurde erzeugte Hochfrequenzsignal gebildet wird. Der dieses Problem durch Anordnung eines. i lefpasses durch die Leitbrücke auf der oberen Leitschicht des 40 parallel zur Vorspannungsquelle und zum Resonanz-Kondensators gebildete Sehvvingraum wirkt als ein- schwingkreis gelöst. Hiermit wurde der Rückfluß stellbare induktivität, die — von der Vorspannungs- von Hochfrequenzenergie durch das Filter bei Durchqueüe aus gesehen — in Serie mit der Einrichtung laß der Gleichvorspannung unterbunden. Das Filter geschaltet ist, während die Leitbrücke in Verbindung bildet hierbei eine zusätzliche Reaktanzbelastung fur mit dem Kondensator den Gleichvorspannungspfad 45 den Resonanzschwingkreis, die zusammen mit der durch die Schaltung vervollständigt. Reaktanz der Nutzlast unerwünschte Resonanzen

Diese grundsätzliche Anordnung kann in Verbin- im negativen Widerstandsbereich der Diode und dung mit anderen Elementen wie Wärmeleitern und damit die bereits erwähnten Streuschwingungen her-Ausgai.gskoppelvorrichtungen für verschiedene Halb- sorrufen kann. Abhilfe hiergegen kann im allgemeileitervorrichtungen eingesetzt werden. Beispielsweise 50 nen nur durch Entkopplung des Tiefpasses selbst kommt der Einsatz einer Varactordiode in Betracht, vom 'Resonanzschwingkreis mit Hilfe eines Abwodurch sich eine LC-Schaltung mit veränderlicher schwächers erreicht werden, was aber wiederum Reaktanz ergibt. Bei einer anderen, besonders vor- unerwünschten Einfluß auf den Schaltungsaufwand teilhaften Ausführungsform wird eine IMPATT- und die Korr.pliziertheit der Schaltung und die erziel· Diode als Halbleitervorrichtung verwendet, wodurch 55 bare Verstärkung hat. Weiterhin ist eine solche Entsich eine Mikrowellen-Oszillatorschaltung mit nega- kopplung im Fall von phasengesperrten Oszillatoren, tivem Widerstand und wesentlichen neuen Eigen- die eine große Sperrbandbreite aufweisen sollen, schäften ergibt. besonders problematisch. Die Sperrbandbreiie ist

Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung für ein gegebenes Verhältnis der Ausgangsleistung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung eines 60 zur Eingangsleistung eine inverse Funktion des Ge-MikrowellenosziJlators mit niedrigem Gütefaktor als samt-Gütefaktors Q. Eine Entkopplung mit einem Aiisfühmngsbeispiel der Erfindung an Hand der Tiefpaß beeinflußt diesen Gütefaktor infolge der in Zeichnungen. Hierin zeigt der Siebinduktivität gespeicherten Energie, so daß

Fig. 1 den sch erratisch en Schaltungsaufbau des ein die Vorspannungsquelle von dem erzeugten Oszillators unter Verwendung einer IMPATT-Diode 6₅ Hochfrequenzsignal mit einer Einbuße an Sperrais negatives Widerstandselement, bandbreite verbunden ist.

Fig. 2 eine perspektivische Ansicht einer Einrich- Erfindungsgemäß wird dagegen die gewünschte

tung mit einem Schaltungsaufbau gemäß Fig. I, Entkopplung ohne Erhöhung des Gütefaktors und

ohne Verursachung von Streuschwingungen überwunden. In der Schaltung gemäß F i g. 1 ist hierzu lediglich ein neues Schaltungselement vorgesehen, nämlich ein in Serie zwischen der Diode 11 und der Resonanzinduktivität 8 des Schwingkreises angeordneter Kondensator 15. Die Kapazität dieses Kondensators ist so groß bemessen, daß er im wesentlichen einen Kurzschluß für die Hochfrequenz darstellt, während die Gleichvorspannung ungeschmälert zur Diode gelangt. Wenn die Kapazität des Kondensators 15 über den gesamten interessierenden Frequenzbereich entsprechend groß ist, so wird hierdurch praktisch keine zusätzliche Schwingenergie gespeichert und eine Verminderung der Sperrbandbreite vermieden. Die Schwingkreisinduktivität 8 verhindert hierbei einen Hoehfrcquenzkurzschluß des Lastwiderstandes 10.

Bei dem crfindungsgemäßcn Schaltungsaufbau nach Fig. 2 und ? ist die IMPATT-Diode 11 innerhalb eines Schwinghohlraumes angeordnet, der durch eine Leitbrücke 17 und weitere Schaltungselemente 12. 13 und 14 gebildet bzw. hegrenzt ist. Die drei letztgenannten Elemente bilden gemeinsam den Kondensator 15 gemäß Fig. 1.

Im einzelnen handelt es sich hierbei um plattcnförmigc Leitgliedcr 12 und 14. die durch eine dünne Isolierschicht 13 voneinander getrennt sind, und zwar in der Weise, daß diese Leitglieder einen im Vergleich zu der Hochfrcquenzsvcllcnlänge geringen gegenseitigen Abstand aufweisen. Nach unten ist dieser Abstand nur durch die Spannungsfestigkeit der Isolierung zwischen den Lcitgliedcrn begrenzt. Die Diode 11 wird durch eine Öffnung im oberen Leitglied 14 und in der Isolierschicht 13 eingesetzt, wobei ein unterer Anschluß der Diode mit dem Lcitglied 12 in Kontakt tritt. Die Leitbrücke 17 ist an beiden Enden mit dem oberen Leitglied 14 verbunden, während die Gleichvorspannung über die Lcitglieder 12 und 14 zur Diode 11 geführt wird. Der Glcichspannungspfad verläuft somit von der Vorspannungsquellc 7 über das Leitglicd 14 zur Lcitbrückc 17 und zur Diode 11 sowie von hier aus zum Lcitglied 12 und zurück zur Quelle. Weiterhin ist ein Wärmeableiter 16 vorgesehen, der aus einem elektrischen Leiter wie Kupfer oder einem Isolator mit guter Wärmeleitfähigkeit bestehen kann, z. B. aus Beryll. Im Falle eines elektrisch leitfähigen Wärmcableiters kann das Leitglied 12 entfallen, wobei der untere Anschluß der Diode unmittelbar mit dem Wärmeableiter verbunden ist. Bei dieser Konstruktion bildet der Wärmeableiter 16 die untere Hälfte des Kondensators 15 und wird zweckmäßig mit dem einen Anschluß der Vorspannungsquelle 7 verbunden. Bei einem isolierenden Wärmeableiter ist das untere Ixitglied 12 Bestandteil des Kondensators 15, wie dies bei einem Aufbau gemäß Fig. 2

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element weist der Kondensator 15 unabhängig von der im einzelnen gewählten Konstruktion eine im Vergleich zu den üblichen Koaxial- oder Mikrostrip-Köehirequenzbrückcn, wie '-.ic in Wellenleitern und üblichen Schallungen mit Koaxialleitungen verwendet werden, wesentlich höhere Kapazität auf.

Jede der beiden Hälften des Schwinghohlraumes kann — von der Diode 11 aus gesehen — als Zwcidrant-übertragungslcitung mit kurzgeschlossenem linde betrachtet werden. Hierfür kann gezeigt werden, daß die an der Diode bzw. einem anderen, an das offene Leitungsende angeschlossenen Halbleiterelement wirksame Reaktanz induktiv und unmittelbar proportional zu der in F i g. 2 eingetragenen Längenabmessung Z der Leitung ist, sofern diese Längenabmessung wesentlich geringer als ¹At Wellenlänge des erzeugten Hochfrequenzsignals bleibt. Diese F.rschcinung wurde experimentell dadurch belegt, daß die Schwingfrequenz des Systems, multipliziert mit dem Faktor /Γ, konstant ist. Dies bedeutet, daß die Schwingfrequenz durch Veränderung eines einzigen äußeren Schaltungspaiameters gesteuert werden kann.

Die Wirkungsweise der Einrichtung ergibt sich im einzelnen wie folgt:

Durch eine Gleichstromverbindung von einer Seite des Kondensators 15 über die Leitbrücke zur Diode und zurück zur anderen Seite des Kondensators 15 wird die Diode in einen negativen Widerstandsbereich vorgespannt. Da die äquivalente Reaktanz der Diode hier kapazitiv ist, ergeben sich stabile Hochfrequcnzschwingungcn, sofern der übrige Teil des Schwingkreises induktiv wirkt. Diese Bedingung wird .lurch die beiden Hälften des Schwinghohlraurncs erfüllt, die gegenüber der Vorspannungsquelle als ein Paar von zueinander parallel und in Serie zu der Diode angeordneten Induktivitäten erscheinen. Die Reaktanz d?.s Kondensators 15 liegt in Serie mit der Diode und der Induktivität und stellt eine große Kapazität von vernachlässigbarem Hochfrequenzwiderstand dar, so daß sich ein vergleichsweise starker Hochfrequenzstrom im Schwingkreis zwischen der Diode 11 und der Schwingkreisinduktivität 8 ergibt.

Die Impedanz des Schwinghohlraumes ist von dessen räumlichen Abmessungen abhängig. Wenn also hierfür ein reines Widcrstandsverhalten an Stelle eines induktiven Verhaltens verlangt wird, so muß die Längenabmessung / gleich 'm Wellenlänge

eingestellt werden. Für ein kapazitives Verhalten des Schwinghohlraumes ist umgekehrt ein Wert der Längenabmessung I oberhalb der ^XU Wellenlänge

erforderlich. Auf diese Weise läßt sich die Hohlraumimpedanz in jedem Falle einfach einstellen.

Das erzeugte Hochfrequenzsignal wird durch den einstellbaren Kondensator 9 über die Die le Il zum Ausgang der Schaltung übertragen. Der Kondensator 9 umfaßt räumlich einen Endabschnitt 18 eine! Ausgangs-Mitteipunktsleiters 19 und den darunter liegenden Abschnitt der Leitbrücke 17. Die beidei Leitglieder 12 und 14 des Kondensators 15 wirket als zusammengesetzte Grundebene für das Ausgangs signal auf dem Mittelpunktsleiter 19, da der Wer der Kapazität infolge seiner Größe praktisch einei Kurzschluß für die Hochfrequenz darstellt. Die Aus gangskapazität und die Leitungsimpedanz des Mittel punktsieiters 19 werden auf maximale Ausgang«

!c'.fturg »in«w»«tp!it Oporhpnpnfalk kann hipr weite eine Kopplung zu einer Koaxialleitung oder einei Wellenleiter vorgesehen werden.

Das aus den Leitgliedern 12 und 14 sowie d( Isolierschicht 13 bestehende kapazitive Element i sowohl für die Gleichvorspannung wie auch für d Hochfrequenzfunktion der Schaltung wirksam. D Leitbrücke 17 vervollständigt den Vorspannungspfi

und ermöglicht gleichzeitig die Schwingresonan Wegen der geringen Hochfrequenzspcichening dieser Schaltung ergibt sich ein minimaler Gülcfaki und eine maximale Spcirbandbreitc. Experiment!

(ο

ergab sich ζ. B. bei 32 GHz cine Sperrbandbreite von wendung einer invertierten oder dreischichtigen

2 GHz mit einer Verstärkung von 22 db und ein Mikrostrip-Lcitung können zusätzliche Gabelschal-

Gütcfaktor von 0,8. tungcn mit der Leitbrücke auf dem gleichen Substrat

Be'. der Allernativausführung gemäß Fig. 4 er- angeordnet werden. Hierdurch lassen sich andere

geben sich gewisse weitere Vorteile. Diese Schaltung 5 SchalUingsfuiiktionen verwirklichen wie z. B. eine

kann als Mikrostrip mit Luflisolicrung betrachtet Aufwärts- und Abwärls-Transformation oder eine

werden. Es ist hier eine invertierte oder dreischichtige phasengesperrte Wirkungsweise des Oszillators.

Mikrostrip-Leitung mit einer Diode 11 vorgesehen, Absveichcnd von den erläuterten Ausführungs-

wclch letztere zwischen einem elektrisch leitenden beispiclen sind zahlreiche Abwandlungen der Erfin-

Wärmeablcitcr 16 und dem Mittelabschnitt der Leit- ίο dungsgcdanken denkbar. Beispielsweise kann von

brücke 17 angeordnet ist. Ein plattenförmiges Leit- der Rechteckform des Schwinghohlraumes abge-

glicd 14 und eine Isolierschicht 13 sind auf der wichen werden. Die Rechteckform vereinfacht zwar

Grundcbcnc angeordnet, während der Schwinghohl- die Impcdanzglcichungcn und führt zu einer zweck-

raum durch zwei Metallstiftc 20 und 21 zwischen mäßigen Beziehung zwischen der Schwingfrequenz

dem Leitglied 14 und der Leitbrücke 17 gebildet ist. 15 und der Dinge des Schwinghohlraumes, jedoch ist

Der Abschnitt 18 stellt das Ende des normalen hierin keine wesentliche Bedingung für die crfin-

Streifenleilcrs einer invertierten Mikrostrip-Leitung dungsgemäße Wirkungsweise zu erblicken. Induktive,

dar und liegt daher unmittelbar auf einem Substrat resistive und kapazitive Hohlraumimpcdanzcn lassen

22. Eine weitere Isolierschicht 23 ist zwischen dem sich grundsätzlich mit rechteckigen wie auch mit

Abschnitt 18 und der Leitbrücke 17 angeordnet. Die 20 anderen Querschnittsformen erreichen. Für gewisse

Wirkungsweise einer in dieser Weise aufgebauten Anwendungszwecke kann der Schwinghohlraum

Schaltung entspricht der vorangehend erläuterten, ferner nur aus einem einzigen Abschnitt bestehen,

während sich andererseits eine höhere mechanische wozu die Leitbrücke 17 durch eine entsprechende

Festigkeit und eine bessere Anpassungsfähigkeit in einzige Verbindung zwischen dem Leitglied 14 und

bezu" auf Festkörperschaltungen ergibt. Bei Vcr- 25 dem oberen Abschluß der Diode 11 ersetzt wird.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (2)

Patentansprüche:

1. Halterung und Anschlußvorrichtung für einen Halbleiter-Mikrowellenoszillator, umfassend zwei mit gegenseitigem Abstand angeordnete Leitglieder, von denen wenigstens eines im Querschnitt dünn ausgebildet ist, während das andere Leitglied mit einem ersten Anschluß einer Halbleitervorrichtung verbunden ist, sowie ferner ίο umfassend einen Abschnitt eines Mittelpunktleiters einer Übertragungsleitung, gekennzeichnet durch folgende Merkmale:

a) Die Leitelieder (12. 14) sind für die Zufiihruns einer Gle.ch-Vorspannung zu der ¹^ Halbh-itervorrichtunnill) vorgesehen und weiscn sich in Parallelebenen zu dem Mittel-Punktsleiter (19) erstreckende Abschnitte _auf.

2o

b) der Abstand zwischen den [Mitgliedern (12, 14) ist derart bemessen, daß sich die Leitglieder auf dem gleichen effektiven Hochfrequen/potential befinden und eine zusammengesetzte Hochfrequenz-Grundebene in bezug auf den Mittelpunktsleiter (19) bilden;

c)es sin! Schaltungsmittel (17) zur elektrischen Verbindung" des im Querschnitt dünnen Leitgliedes mit einem zweiten Anschluß der Halbleitervornchtune (ii) vi»gesehen, die zusammen mit dcif in gegenseitigem Abstand angeordneten Leitgliedern (12,14) zwischen den Anschlüssen der Halbleitervorrichtung (11) eine von den Abmessungen der verbindenden Schaltungsmittel (17) abihiiigii-e Reaktanz von vorgesehener Größe bilden; "

d) d.e Halbleiterv,.rnchtung(ll) ist an die zwischen dem Mittelpunktsleiter und der zusammengesetzten Hochfrequenz-Grundebene schwingende Hochfrcquenzenergie ge-

2. Halterungs- und Anschlußvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei anliegender Gleich-Vorspannung eine kapazitive Reaktanz zwischen den Anschlüssen der Halbleitervorrichtung (11) vorgesehen ist und daß die verbindenden Schaltungsmittel (17) und wenigstens eines der im gegenseitigen Abstand angeordneten Leitglieder (14) mindestens eine kurzgeschlossene Zweileiter-Übertragungsleitung mit einer rechtwinklig zu der Achse der Halbleitervorrichtung zwischen dieser Achse und dem Kurzschluß gemessenen Länge (1) bilden, die wesentlich geringer als eine Viertelwellenlänge der Oszillatorschwingung ist, wobei die Frequenz der Oszillatorschwingung umgekehrt proportional zu der Quadratwurzel aus der genannten Länge (1) der Zweileiter-Übertragungsleitung ist.