JP3863753B2 - 電圧制御型発振器および通信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電圧制御により発振周波数を変化させることができる電圧制御型発振器およびそれを用いた通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、バラクタダイオード等の可変容量素子を用いた電圧制御型発振器が提案されている。従来の電圧制御型発振器では、同調範囲（制御電圧の変化に対する発振周波数の変化幅）を広帯域化する場合、同調範囲を最適化する場合、または制御電圧の変化に対する発振周波数の変化の線型性を改善する場合には、変調素子であるバラクタダイオードの容量−制御電圧特性を改善している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、バラクタダイオードの容量−制御電圧特性の改善には限界があり、同調範囲の広帯域化、同調範囲の最適化および制御電圧の変化に対する発振周波数の変化の線型性の改善を十分に行うことができない。
【０００４】
本発明の目的は、同調範囲の広帯域化および最適化を行うことができるとともに、制御電圧の変化に対する発振周波数の変化の線型性を改善することができる電圧制御型発振器およびそれを用いた通信装置を提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段および発明の効果】
第１の発明に係る電圧制御型発振器は、発振動作を行う発振部と、発振部の発振周波数帯域内で共振する同調部とを備え、同調部は、伝送線路を含むインピーダンス変成器と、伝送線路の一端と発振部との間に接続され、制御電圧に応じて容量値が変化する可変容量素子および誘導成分を含む可変リアクタンス回路とを備え、制御電圧の変化に応じて発振部と同調部との接続点から同調部を見たインピーダンスの描く軌跡は、リアクタンスが実質的に０となる点を含み、伝送線路の他端は開放状態にされ、制御電圧の中心値において、可変リアクタンス回路のリアクタンスは容量性であり、かつ発振周波数の変化に対する可変容量素子の容量値の変化率が極小となるように伝送線路の特性インピーダンスが設定されたものである。
【０００６】
本発明に係る電圧制御型発振器においては、同調部が発振部の発振周波数帯域内で共振する。制御電圧を変化させた場合、発振部と同調部との接続点から同調部を見たインピーダンスが実質的にリアクタンス０となる点を含む軌跡を描く。この場合、制御電圧の変化に対する発振周波数の変化率を大きくすることができる。また、発振周波数の変化に対する可変容量素子の容量値の変化率が伝送線路の特性インピーダンスの所定範囲内で最小となるように伝送線路の特性インピーダンスを設定することにより、可変容量素子の容量値の変化に対する発振周波数の変化率が大きくなる。したがって、制御電圧の変化に対する発振周波数の変化率が大きくなり、同調範囲の広帯域化が可能となる。
【０００７】
また、広帯域化した同調範囲のうち所望の範囲を選択することができるので、同調範囲の最適化が可能となる。
【０００８】
さらに、同調範囲が広帯域化することにより、可変容量素子の容量−制御電圧特性の線型性の良好な範囲を選択的に使用することができる。それにより、電圧制御型発振器の制御電圧の変化に対する発振周波数の変化の線型性が向上する。
【０００９】
また、可変容量素子の容量値の小さい変化で必要な同調範囲を確保することができるので、同調範囲での容量変化が小さくなり、可変容量素子の直列抵抗成分の変化も小さくなる。したがって、発振周波数の変化による位相雑音特性の変動が小さくなる。
【００１０】
また、可変容量素子の直流抵抗成分の小さい制御電圧の領域で同調を行うことにより、同調部のＱ値が向上し、位相雑音特性が向上する。
【００１１】
さらに、伝送線路の他端が開放状態にされ、制御電圧の中心値において可変リアクタンス回路のリアクタンスが容量性であることにより、発振周波数の変化に対する可変容量素子の容量値の変化率が極小値を有する。したがって、発振周波数の変化に対する可変容量素子の容量値の変化率が極小となるように伝送線路の特性インピーダンスを設定することにより、可変容量素子の容量値の変化に対する発振周波数の変化率を大きくすることができる。その結果、制御電圧の変化に対する発振周波数の変化率を大きくすることができ、同調範囲の広帯域化が可能となる。
【００１２】
伝送線路の特性インピーダンスは、制御電圧の中心値における可変リアクタンス回路のリアクタンスの実質的にｔａｎ（２３π／３２）倍に設定されるとともに、伝送線路の電気長が実質的に（２３π／３２）［ｒａｄ］に設定されてもよい。
【００１３】
伝送線路の他端が開放状態にされ、制御電圧の中心値において可変リアクタンス回路のリアクタンスが容量性である場合には、発振周波数の変化に対する可変容量素子の容量値の変化率は実質的に伝送線路の電気長（２３π／３２）で極小値を有する。したがって、伝送線路の特性インピーダンスを、制御電圧の中心値における可変リアクタンス回路のリアクタンスの実質的にｔａｎ（２３π／３２）倍に設定するとともに、伝送線路の電気長を実質的に（２３π／３２）［ｒａｄ］に設定することにより、可変容量素子の容量値の変化に対する発振周波数の変化率を大きくすることができる。その結果、制御電圧の変化に対する発振周波数の変化率を大きくすることができ、同調範囲の広帯域化が可能となる。
【００１４】
第２の発明に係る電圧制御型発振器は、発振動作を行う発振部と、発振部の発振周波数帯域内で共振する同調部とを備え、同調部は、伝送線路を含むインピーダンス変成器と、伝送線路の一端と発振部との間に接続され、制御電圧に応じて容量値が変化する可変容量素子および誘導成分を含む可変リアクタンス回路とを備え、制御電圧の変化に応じて発振部と同調部との接続点から同調部を見たインピーダンスの描く軌跡は、リアクタンスが実質的に０となる点を含み、伝送線路の他端は短絡状態にされ、制御電圧の中心値において、可変リアクタンス回路のリアクタンスは誘導性であり、かつ発振周波数の変化に対する可変容量素子の容量値の変化率が極小となるように伝送線路の特性インピーダンスが設定されたものである。
【００１５】
本発明に係る電圧制御型発振器においては、同調部が発振部の発振周波数帯域内で共振する。制御電圧を変化させた場合、発振部と同調部との接続点から同調部を見たインピーダンスが実質的にリアクタンス０となる点を含む軌跡を描く。この場合、制御電圧の変化に対する発振周波数の変化率を大きくすることができる。また、発振周波数の変化に対する可変容量素子の容量値の変化率が伝送線路の特性インピーダンスの所定範囲内で最小となるように伝送線路の特性インピーダンスを設定することにより、可変容量素子の容量値の変化に対する発振周波数の変化率が大きくなる。したがって、制御電圧の変化に対する発振周波数の変化率が大きくなり、同調範囲の広帯域化が可能となる。
【００１６】
また、広帯域化した同調範囲のうち所望の範囲を選択することができるので、同調範囲の最適化が可能となる。
【００１７】
さらに、同調範囲が広帯域化することにより、可変容量素子の容量−制御電圧特性の線型性の良好な範囲を選択的に使用することができる。それにより、電圧制御型発振器の制御電圧の変化に対する発振周波数の変化の線型性が向上する。
【００１８】
また、可変容量素子の容量値の小さい変化で必要な同調範囲を確保することができるので、同調範囲での容量変化が小さくなり、可変容量素子の直列抵抗成分の変化も小さくなる。したがって、発振周波数の変化による位相雑音特性の変動が小さくなる。
【００１９】
また、可変容量素子の直流抵抗成分の小さい制御電圧の領域で同調を行うことにより、同調部のＱ値が向上し、位相雑音特性が向上する。
【００２０】
さらに、伝送線路の他端が短絡状態にされ、制御電圧の中心値において可変リアクタンス回路のリアクタンスが誘導性であることにより、発振周波数の変化に対する可変容量素子の容量値の変化率が極小値を有する。したがって、発振周波数の変化に対する可変容量素子の容量値の変化率が極小となるように伝送線路の特性インピーダンスを設定することにより、可変容量素子の容量値の変化に対する発振周波数の変化率を大きくすることができる。その結果、制御電圧の変化に対する発振周波数の変化率を大きくすることができ、同調範囲の広帯域化が可能となる。
【００２１】
伝送線路の特性インピーダンスは、制御電圧の中心値における可変リアクタンス回路のリアクタンスの実質的にｃｏｔ（２３π／３２）倍に設定されるとともに、伝送線路の電気長が実質的に（２３π／３２）［ｒａｄ］に設定されてもよい。
【００２２】
伝送線路の他端が短絡状態にされ、制御電圧の中心値において可変リアクタンス回路のリアクタンスが誘導性である場合には、発振周波数の変化に対する可変容量素子の容量値の変化率は実質的に伝送線路の電気長（２３π／３２）［ｒａｄ］で極小値を有する。したがって、伝送線路の特性インピーダンスを、制御電圧の中心値における可変リアクタンス回路のリアクタンスの実質的にｃｏｔ（２３π／３２）倍に設定するとともに、伝送線路の電気長を実質的に（２３π／３２）［ｒａｄ］に設定することにより、可変容量素子の容量値の変化に対する発振周波数の変化率を大きくすることができる。その結果、制御電圧の変化に対する発振周波数の変化率を大きくすることができ、同調範囲の広帯域化が可能となる。
【００２３】
制御電圧の中心値において発振部と同調部との接続点から同調部を見たインピーダンスは、リアクタンスが実質的に０となるように設定されてもよい。それにより、制御電圧の変化に対する発振周波数の変化率をより大きくすることができる。
【００２４】
可変容量素子に直列または並列に固定容量が付加されてもよい。それにより、可変リアクタンス回路のリアクタンスを任意に調整することができる。
【００２５】
第３の発明に係る通信装置は、基準信号を発生する第１または第２の発明に係る電圧制御型発振器を含む局部発振器と、局部発振器により発生された基準信号を送信信号または受信信号と混合することにより送信信号または受信信号の周波数を所定の周波数に変換する周波数変換器とを備えたものである。
【００２６】
本発明に係る通信装置においては、局部発振器により基準信号が発生され、周波数変換器によりその基準信号が送信信号または受信信号と混合されることにより送信信号または受信信号の周波数が所定の周波数に変化される。
【００２７】
その通信装置においては、局部発振器として第１または第２の発明に係る電圧制御型発振器が用いられているので、同調範囲の広帯域化が可能となる。
【００２８】
また、局部発振器の発振周波数が制御電圧に対して線型に変化するとともに、発振周波数の変化による位相雑音特性の変動が小さくなる。さらに、局部発振器の位相雑音特性も良好となる。
【００２９】
これらの結果、通信システムに割り当てられる周波数帯域またはチャネルの切り替えによる通信品質の変動が小さくなるとともに、位相雑音に起因する通信品質の劣化が小さくなる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の一実施の形態における電圧制御型発振器の構成を示すブロック図である。
【００３１】
図１の電圧制御型発振器は、発振部１００、同調部２００、出力回路３００および終端回路４００により構成される。
【００３２】
発振部１００は、増幅回路１１０および帰還回路１２０を含み、発振動作を行う。増幅回路１１０は、トランジスタ等の能動素子、およびその能動素子用のバイアス印加回路からなる。バイアス印加回路は、所定の周波数（発振周波数）の通過を阻止するように帯域制限されている。帰還回路１２０は、増幅回路１１０とともに帰還ループを構成し、増幅回路１１０の出力信号を同位相で入力側に戻し、発振を成長させる。
【００３３】
同調部２００は、インピーダンス変成器２１０および可変リアクタンス回路２２０を含む。インピーダンス変成器２１０は、先端が開放された伝送線路（以下、オープンスタブと呼ぶ）または先端が短絡された伝送線路（以下、ショートスタブと呼ぶ）からなる同調スタブを含む。可変リアクタンス回路２２０は、バラクタダイオード等の可変容量素子と、ボンディングワイヤまたは配線によるインダクタとからなる。この同調部２００のリアクタンスを変化させて帰還ループの位相量を変化させることにより、発振周波数を同調することができる。
【００３４】
出力回路３００は、直流成分を除去するためのコンデンサからなる直流成分除去回路、負荷変動を低減するための減衰器等からなる。終端回路４００は、発振周波数以外の周波数の電力を熱として消費し、発振動作の安定化を図る。
【００３５】
この電圧制御型発振器は、可変リアクタンス回路２２０の可変容量素子に印加する制御電圧に応じて発振周波数を変化させる。
【００３６】
本実施の形態の電圧制御型発振器では、後述する方法でインピーダンス変成器２１０を最適化することにより、同調感度を最大にすることができる。ここで、同調感度とは、制御電圧の変化に対する発振周波数の変化率（変化幅）をいう。
【００３７】
図２は図１の電圧制御型発振器の詳細な構成の一例を示す回路図である。また、図３は図２の電圧制御型発振器の平面図である。図２および図３の電圧制御型発振器は、内部帰還型および自己バイアス型の電圧制御型発振器である。
【００３８】
図３において、誘電体基板１上に、ＧａＡｓからなる金属−半導体電界効果トランジスタ（ＭＥＳＦＥＴ；以下トランジスタと略記する）４が形成されている。誘電体基板１の裏面には接地導体が形成されている。また、誘電体基板１上には、ゲート側帰還用マイクロストリップ線路５、ドレイン側帰還用マイクロストリップ線路６および出力用マイクロストリップ線路７が形成されている。トランジスタ４のゲート電極Ｇ、ドレイン電極Ｄおよびソース電極Ｓは、ゲート側帰還用マイクロストリップ線路５、ドレイン側帰還用マイクロストリップ線路６および出力用マイクロストリップ線路７の一端にそれぞれ接続されている。
【００３９】
また、誘電体基板１上には、扇形の同調スタブ（ラジアルスタブ）２が形成されている。このように同調スタブ２を扇形にすることにより低い特性インピーダンスを容易に実現することができる。マイクロストリップ線路５の他端はバラクタダイオード３のアノード電極Ａに接続されている。バラクタダイオード３のカソード電極Ｃは、同調スタブ２の一端に接続されている。図３の例では、同調スタブ２の他端はオープン（開放状態）となっている。
【００４０】
また、バラクタダイオード３のカソード電極Ｃは、制御バイアス抵抗１１を介して正の制御電圧ＶC （＋）を受けるパッド電極１２に接続されている。制御バイアス抵抗１１は、例えば１０ｋΩのように大きな抵抗値を有する。そのため、信号の漏れを生じることなく、バラクタダイオード３のカソード電極Ｃに制御電圧ＶC （＋）を印加することができる。
【００４１】
トランジスタ４のゲート電極Ｇは、発振帯域の高周波の通過を阻止する帯域阻止フィルタ１３および終端抵抗１４を介して接地電位ＧＮＤを受けるパッド電極２０に接続されている。
【００４２】
マイクロストリップ線路６の他端はオープンとなっている。トランジスタ４のドレイン電極Ｄは、発振帯域の高周波の通過を阻止する帯域阻止フィルタ１６を介してパッド電極１５に接続されている。パッド電極１５は、コンデンサ１７を介して接地される。なお、コンデンサ１７は図３には図示されていない。パッド電極１５にはドレインバイアスＶｄｄが印加される。
【００４３】
トランジスタ４のソース電極Ｓは、発振帯域の高周波の通過を阻止する帯域阻止フィルタ１８および自己バイアス抵抗１９を介して接地電位ＧＮＤを受けるパッド電極２１に接続されている。
【００４４】
図２に示すように、マイクロストリップ線路７の他端は、減衰器８および直流成分除去回路９を介して出力ノード１０に接続されている。直流成分除去回路９は、コンデンサからなる。なお、図３には、減衰器８および直流成分除去回路９は図示されていない。
【００４５】
図２および３の電圧制御型発振器では、トランジスタ４が図１の増幅回路１１０を構成し、マイクロストリップ線路５，６，７が帰還回路１２０を構成する。また、同調スタブ２がインピーダンス変成器２１０を構成し、バラクタダイオード３が可変リアクタンス回路２２０を構成する。さらに、減衰器８および直流成分除去回路９が出力回路３００を構成する。また、帯域阻止フィルタ１６およびコンデンサ１７がドレインバイアス印加回路を構成し、帯域阻止フィルタ１８および自己バイアス抵抗１９がソースバイアス印加回路を構成する。さらに、帯域阻止フィルタ１３および終端抵抗１４が終端回路４００を構成する。
【００４６】
次に、図２および３の電圧制御型発振器の動作を説明する。ゲート電極Ｇで発生する微小なマイクロ波信号がトランジスタ４で増幅されてドレイン電極Ｄに出力される。所定の周波数のマイクロ波信号はマイクロストリップ線路６の開放端で全反射され、ドレイン電極Ｄ、ソース電極Ｓおよびゲート電極Ｇの間の各容量を介してゲート電極Ｇに帰還される。ゲート電極Ｇに帰還されたマイクロ波信号は、マイクロストリップ線路５とバラクタダイオード３との接続点においてその接続点のインピーダンスに応じた位相変化を伴って反射される。それにより、所定の周波数での帰還ループが形成され、トランジスタ４のソース電極Ｓから所定の周波数で発振する出力信号ＯＵＴが得られる。ここで、制御電圧ＶC （＋）を変化させると、バラクタダイオード３の容量値が変化する。それにより、発振周波数が変化する。
【００４７】
図４は図２の電圧制御型発振器の発振周波数に着目した回路図である。以下の説明では、発振周波数をｆn とする。
【００４８】
図４において、発振条件は、発振周波数ｆn での電圧制御型発振器の回路全体の電気長（位相周り）、すなわち同調スタブ２の開放端からマイクロストリップ線路６の開放端までの電気長が２πの整数倍となり、かつ利得が１以上となることである。
【００４９】
ここで、発振部１００と同調部２００との接続点Ｐから同調部２００を見たインピーダンスＺmod が発振周波数ｆn で０となるように、すなわち接続点Ｐが発振周波数ｆn でショート（短絡状態）となるように、同調スタブ２の特性インピーダンスＺstおよび長さＬstを設定する。それにより、発振周波数ｆn での同調部２００の電気長は（π／２）ｒａｄとなる。また、発振周波数ｆn での発振部１００の電気長は（２πｎ−π／２）ｒａｄとなる。ここで、ｎは正の整数である。
【００５０】
図５は図４の同調部２００の発振周波数ｆn でのインピーダンスの制御電圧依存性を表すスミスチャートである。
【００５１】
ここで、発振部１００と同調部２００との接続点Ｐから同調部２００を見た発振周波数ｆn でのリアクタンスをＸmod とする。同調部２００の抵抗成分を０とすると、発振周波数ｆn での同調部２００のインピーダンスＺmod は発振周波数ｆn でのリアクタンスＸmod と等しくなる。
【００５２】
バラクタダイオード３のカソード電極Ｃに印加される制御電圧ＶC （＋）の中心値（以下、中心制御電圧と呼ぶ）をＶC とし、上限をＶC+とし、下限をＶC-とする。本例では、中心制御電圧ＶC は＋３Ｖであり、制御電圧ＶC （＋）の上限ＶC+は＋５Ｖであり、制御電圧ＶC （＋）の下限ＶC-は＋１Ｖである。
【００５３】
図５の右端の点Ｒは同調スタブ２の開放端のリアクタンスを表す。また、左端の点Ｐ０、点Ｐ１および点Ｐ２は、制御電圧ＶC （＋）がそれぞれ中心制御電圧ＶC 、上限ＶC+および下限ＶC-の場合の発振周波数ｆn でのリアクタンスを表す。
【００５４】
図５に示すように、制御電圧ＶC （＋）が上限ＶC+から下限ＶC-まで変化したときのインピーダンスＺmod の軌跡がリアクタンス０（ショート）の点Ｐ０を含み、中心制御電圧ＶC でほぼリアクタンスが０となる場合には、リアクタンスＸmod の変化に対する位相の変化（θ）が大きくなる。それにより、制御電圧ＶC （＋）の変化に対する発振周波数ｆn の変化率を大きくすることができる。そこで、制御電圧ＶC （＋）が中心制御電圧ＶC の場合に発振部１００と同調部２００との接続点Ｐがショートになるように同調スタブ２のパラメータを設定する。
【００５５】
以下、インピーダンス変成器２１０の最適化の方法について説明する。
（１）第１の最適化方法
同調部２００のインピーダンス変成器２１０は、同調スタブ２としてオープンスタブ（先端開放線路）またはショートスタブ（先端短絡線路）を用いて構成することができる。
【００５６】
図６はオープンスタブを用いた同調部２００を示す図であり、図７はショートスタブを用いた同調部２００を示す図である。
【００５７】
図６および図７において、バラクタダイオード３を等価的に可変容量および固定インダクタに簡略化する。Ｌはボンディングワイヤ、パッド等の誘導（インダクタ）成分であり、Ｃはバラクタダイオード３の容量、寄生容量等の容量（キャパシタ）成分である。
【００５８】
制御電圧ＶC （＋）が中心制御電圧ＶC のときに同調部２００のインピーダンスＺmod およびリアクタンスＸmod がＺmod ＝ｊＸmod ＝０となるように、インピーダンス変成器２１０を設計する。
【００５９】
このときに、インピーダンス変成器２１０の構成（オープンスタブまたはショートスタブ）と可変リアクタンス回路２２０の特性（容量性または誘導性）により４つの場合に分け、それぞれの場合で同調感度を最大にするための最適化条件を求める。
【００６０】
ここで、可変リアクタンス回路２２０の誘導成分をＡとし、可変リアクタンス回路２２０の容量成分をＢとする。誘導成分Ａの値は常に一定であり、容量成分Ｂの値は可変であるが、ここでは中心制御電圧ＶC 時の値とする。また、可変リアクタンス回路２２０の誘導成分Ａと容量成分Ｂとの比をα（＝Ａ／Ｂ）とする。中心制御電圧ＶC 時の可変リアクタンス回路２２０のみのリアクタンスＸVDは（Ａ−Ｂ）となる。
【００６１】
バラクタダイオード３と同調スタブ２との接続点Ｑから同調スタブ２を見たインピーダンスをＺstubとする。
【００６２】
以下の説明において、ωx は任意の制御電圧Ｖx 時の発振角周波数、ωC は中心制御電圧ＶC 時の発振角周波数（中心発振角周波数）、ωn は発振角周波数ωC で正規化した発振角周波数であり、ωn ＝ωx ／ωC である。
【００６３】
Ｃx は制御電圧Ｖx 時のバラクタダイオード３の容量、ＣC は中心制御電圧ＶC 時のバラクタダイオード３の容量、Ｃn は容量ＣC で正規化したバラクタダイオード３の容量であり、Ｃn ＝Ｃx ／ＣC である。制御電圧が中心制御電圧ＶC のときには、ωn ＝１、Ｃn ＝１となる。
【００６４】
また、Ｚstは同調スタブ２の特性インピーダンス［Ω］であり、θstは同調スタブ２の中心発振角周波数での電気長［ｒａｄ］である。
【００６５】
（オープンスタブの場合）
オープンスタブの場合には、特性インピーダンスＺstは次式で表される。
【００６６】
Ｚst＝Ｂ（α−１）ｔａｎθst＝（Ａ−Ｂ）ｔａｎθst …（Ａ１）
ここで、Ｃn （ωn ）を発振角周波数ωn でのバラクタダイオード３の容量とする。制御電圧が中心制御電圧ＶC （ωn ＝１）のときにはバラクタダイオード３の容量Ｃn （ωn ）の変化率Ｃn '（ωn ）は次式で表される。
【００６７】
Ｃn '（１）＝（１−α）・｛２θst／ｓｉｎ（２θst）｝−（１＋α）
…（Ａ２）
ここで、Ｃn （ωn ）は、容量Ｃn が発振角周波数ωn の関数であることを示している。また、Ｃn '（ωn ）は容量Ｃn （ωn ）を発振角周波数ωn で微分することにより得られ、発振角周波数ωn の変化に対するバラクタダイオード３の容量の変化率を表す。上式（Ａ２）の導出方法は後述する。
【００６８】
図８は同調スタブ２としてオープンスタブを用いた場合の中心発振角周波数ωC での同調スタブ２の電気長θstと同調スタブ２の特性インピーダンスＺstおよびバラクタダイオード３の容量の変化率Ｃn '（１）との関係を示す図である。容量の変化率Ｃn '（１）が負となっているのは、容量Ｃn は発振角周波数が高くなるにつれて小さくなるからである。
【００６９】
ここでは、誘導性（α＞１）の場合の一例としてα＝１．２とし、容量性（α＜１）の場合の一例としてα＝０．８としている。
【００７０】
図８から、可変リアクタンス回路２２０が誘導性（α＞１）の場合には、同調スタブ２の特性インピーダンスＺstが低くなるにつれてバラクタダイオード３の容量の変化率Ｃn '（１）が小さくなる。したがって、同調スタブ２の特性インピーダンスＺstは可能な限り低く設定することが好ましい。
【００７１】
ただし、製造上の理由等により実現可能な同調スタブ２の特性インピーダンスＺstに制限がある場合には、その制限内で同調スタブ２の特性インピーダンスＺstを可能な限り低く設定する。
【００７２】
また、可変リアクタンス回路２２０が容量性（α＜１）の場合には、バラクタダイオード３の容量の変化率のＣn '（１）は電気長θstがほぼ（２３π／３２）［ｒａｄ］で極小値を有する。したがって、同調スタブ２の特性インピーダンスＺstはリアクタンスＸVD（＝Ａ−Ｂ）のほぼ−１．２２倍であることが好ましい。ここで、−１．２２は、θst＝（２３π／３２）［ｒａｄ］のときのｔａｎθstの値である。
【００７３】
ただし、実現可能な同調スタブ２の特性インピーダンスＺstに制限がある場合には、その制限内で同調スタブ２の特性インピーダンスＺstを可能な限りリアクタンスＸVD（＝Ａ−Ｂ）の−１．２２倍に近く設定する。
【００７４】
なお、バラクタダイオード３の容量の変化率Ｃn '（１）が極小値を有するときの同調スタブ２の電気長θstは（２３π／３２）［ｒａｄ］から多少ずれる場合がある。この場合、同調スタブ２の特性インピーダンスＺstをリアクタンスＸVDの−１．２２倍から多少ずれた値に設定してもよい。
【００７５】
同調スタブ２の特性インピーダンスＺstは、制御電圧の中心値における可変リアクタンス回路２２０のリアクタンスＸVDのｔａｎ（２３π／３２）倍に設定されてもよく、あるいは可変リアクタンス回路２２０のリアクタンスＸVDのｔａｎ｛（２３π／３２）−（π／１０）｝倍からｔａｎ｛（２３π／３２）＋（π／１０）｝倍の範囲内に設定されてもよい。また、同調スタブ２の電気長θstは（２３π／３２）［ｒａｄ］に設定されてもよく、あるいは｛（２３π／３２）−（π／１０）｝［ｒａｄ］から｛（２３π／３２）＋（π／１０）｝［ｒａｄ］の範囲内に設定されてもよい。
【００７６】
（ショートスタブの場合）
ショートスタブの場合には、特性インピーダンスＺstは次式で表される。
【００７７】
Ｚst＝Ｂ（１−α）ｃｏｔθst＝−（Ａ−Ｂ）ｃｏｔθst …（Ｂ１）
ここで、Ｃn （ωn ）を発振角周波数ωn でのバラクタダイオード３の容量とする。制御電圧が中心制御電圧ＶC （ωn ＝１）のときにはバラクタダイオード３の容量Ｃn （ωn ）の変化率Ｃn '（ωn ）は次式で表される。
【００７８】
Ｃn '（１）＝（α−１）・｛２θst／ｓｉｎ（２θst）｝−（１＋α）
…（Ｂ２）
ここで、Ｃn （ωn ）は、容量Ｃn が発振角周波数ωn の関数であることを示している。また、Ｃn '（ωn ）は容量Ｃn （ωn ）を発振角周波数ωn で微分することにより得られ、発振角周波数ωn の変化に対するバラクタダイオード３の容量の変化率を表す。上式（Ｂ２）の導出方法は後述する。
【００７９】
図９は同調スタブ２としてショートスタブを用いた場合の中心発振角周波数ωC での同調スタブ２の電気長θstと同調スタブ２の特性インピーダンスＺstおよびバラクタダイオード３の容量の変化率Ｃn '（１）との関係を示す図である。容量の変化率Ｃn '（１）が負となっているのは、容量Ｃn は発振角周波数が高くなるにつれて小さくなるからである。
【００８０】
ここでは、誘導性（α＞１）の場合の一例としてα＝１．２とし、容量性（α＜１）の場合の一例としてα＝０．８としている。
【００８１】
図９から、可変リアクタンス回路２２０が誘導性（α＞１）の場合には、バラクタダイオード３の容量の変化率のＣn '（１）は電気長θstがほぼ（２３π／３２）［ｒａｄ］で極小値を有する。したがって、同調スタブ２の特性インピーダンスＺstはリアクタンスＸVD（＝Ａ−Ｂ）のほぼ０．８２倍であることが好ましい。ここで、０．８２は、θst＝（２３π／３２）［ｒａｄ］のときのｃｏｔθstの値である。
【００８２】
ただし、製造上の理由等により実現可能な同調スタブ２の特性インピーダンスＺstに制限がある場合には、その制限内で同調スタブ２の特性インピーダンスＺstを可能な限りリアクタンスＸVD（＝Ａ−Ｂ）の０．８２倍に近く設定する。
【００８３】
なお、バラクタダイオード３の容量の変化率Ｃn '（１）が極小値を有するときの同調スタブ２の電気長θstは（２３π／３２）［ｒａｄ］から多少ずれる場合がある。この場合、同調スタブ２の特性インピーダンスＺstをリアクタンスＸVDの０．８２倍から多少ずれた値に設定してもよい。
【００８４】
同調スタブ２の特性インピーダンスＺstは、制御電圧の中心値における可変リアクタンス回路２２０のリアクタンスＸVDのｃｏｔ（２３π／３２）倍に設定されてもよく、あるいは可変リアクタンス回路２２０のリアクタンスＸVDのｃｏｔ｛（２３π／３２）−（π／１０）｝倍からｃｏｔ｛（２３π／３２）＋（π／１０）｝倍の範囲内に設定されてもよい。また、同調スタブ２の電気長θstは（２３π／３２）［ｒａｄ］に設定されてもよく、あるいは｛（２３π／３２）−（π／１０）｝［ｒａｄ］から｛（２３π／３２）＋（π／１０）｝［ｒａｄ］の範囲内に設定されてもよい。
【００８５】
また、可変リアクタンス回路２２０が容量性（α＜１）の場合には、同調スタブ２の特性インピーダンスＺstが高くなるにつれてバラクタダイオード３の容量の変化率のＣn '（１）が小さくなる。したがって、同調スタブ２の特性インピーダンスＺstは可能な限り高く設定することが好ましい。
【００８６】
ただし、実現可能な同調スタブ２の特性インピーダンスＺstに制限がある場合には、その制限内で同調スタブ２の特性インピーダンスＺstを可能な限り高く設定する。
【００８７】
ここで、図１０に示す６つの場合（ａ）〜（ｆ）について最適な同調スタブ２の特性インピーダンスＺstおよび同調スタブ２の電気長θstを算出した。
【００８８】
中心発振周波数ｆn は１０ＧＨｚである。また、Ａ＝ω・Ｌ＝２πｆn Ｌ、Ｂ＝１／（ω・Ｃ）＝１／２πｆn Ｃである。
【００８９】
場合（ａ）〜（ｄ）では、特性インピーダンスＺstの制限が２０〜６０Ωとなっている。また、場合（ｅ），（ｆ）では、特性インピーダンスＺstの制限がない。場合（ａ），（ｂ），（ｅ）ではオープンスタブを用い、場合（ｃ），（ｄ），（ｆ）ではショートスタブを用いる。
【００９０】
すべての場合（ａ）〜（ｆ）において、Ｂ＝５０［Ω］とする。場合（ａ），（ｄ），（ｆ）ではＡ＝６０［Ω］であり、誘導性（α＞１）である。場合（ｂ），（ｃ），（ｅ）ではＡ＝４０［Ω］であり、容量性（α＜１）である。
【００９１】
場合（ａ）では、特性インピーダンスＺstの最適値は、電気長θstが１．１０７ｒａｄで下限の２０Ωとなる。場合（ｂ）では、特性インピーダンスＺstの最適値は、電気長θstが２．０３４ｒａｄで下限の２０Ωとなる。場合（ｃ）では、特性インピーダンスＺstの最適値は、電気長θstが０．１６５ｒａｄで上限の６０Ωとなる。場合（ｄ）では、特性インピーダンスＺstの最適値は、電気長θstが２．６７８ｒａｄで下限の２０Ωとなる。
【００９２】
場合（ｅ）では、特性インピーダンスＺstの最適値は、電気長θstが（２３π／３２）ｒａｄで１２．２Ωとなる。場合（ｆ）では、特性インピーダンスＺstの最適値は、電気長θstが（２３π／３２）ｒａｄで８．２Ωとなる。
【００９３】
（２）第２の最適化方法
（オープンスタブの場合）
中心制御電圧ＶC 時の可変リアクタンス回路２２０のみのリアクタンスＸVD（＝Ａ−Ｂ）をほぼ０に設定する。それにより、同調スタブ２としてオープンスタブを用いた場合、バラクタダイオード３の容量の変化率Ｃn '（１）は、同調スタブ２の特性インピーダンスＺstにかかわらず−２で最小となる。この場合、同調部２００は中心発振角周波数で直列共振し、同調感度は最大となる。同調スタブ２の特性インピーダンスＺstは任意であり、かつ同調スタブ２の電気長θstはほぼ（π／２）ｒａｄである。
【００９４】
中心制御電圧ＶC 時の可変リアクタンス回路２２０のみのリアクタンスＸVD（＝Ａ−Ｂ）をほぼ０に設定するためには、バラクタダイオード３に固定容量を直列または並列に付加するか、あるいは、ボンディングワイヤまたは配線によるインダクタを調整する。
【００９５】
なお、同調スタブ２の電気長θstは（π／２）ｒａｄに設定されてもよく、あるいは｛（π／２）−（π／１０）｝ｒａｄから｛（π／２）＋（π／１０）｝ｒａｄの範囲内に設定されてもよい。
【００９６】
（ショートスタブの場合）
中心制御電圧ＶC 時の可変リアクタンス回路２２０のみのリアクタンスＸVD（＝Ａ−Ｂ）をほぼ０に設定する。それにより、同調スタブ２としてショートスタブを用いた場合、バラクタダイオード３の容量の変化率Ｃn '（１）は、同調スタブ２の特性インピーダンスＺstにかかわらず−２で最小となる。この場合、同調部２００は中心発振角周波数で直列共振し、同調感度は最大となる。同調スタブ２の特性インピーダンスＺstは任意であり、かつ同調スタブ２の電気長θstはほぼ０ｒａｄである。
【００９７】
中心制御電圧ＶC 時の可変リアクタンス回路２２０のみのリアクタンスＸVD（＝Ａ−Ｂ）をほぼ０に設定するためには、バラクタダイオード３に固定容量を直列または並列に付加するか、あるいは、ボンディングワイヤまたは配線によるインダクタを調整する。
【００９８】
なお、同調スタブ２の電気長θstは０ｒａｄに設定されてもよく、あるいは０ｒａｄから（π／１０）ｒａｄの範囲内に設定されてもよい。
【００９９】
図１１は第２の最適化方法を用いた電圧制御型発振器の平面図である。図１１の電圧制御型発振器では、バラクタダイオード３のカソード電極Ｃと同調スタブ２との間に固定容量３１が接続され、バラクタダイオード３に並列に固定容量３２が接続されている。
【０１００】
それにより、中心制御電圧ＶC 時の可変リアクタンス回路２２０のみのリアクタンスＸVD（＝Ａ−Ｂ）がほぼ０に設定される。また、同調スタブ２の電気長θstはほぼ（π／２）ｒａｄに設定される。
【０１０１】
図１１の電圧制御型発振器の他の部分の構成は、図３の電圧制御型発振器の構成と同様である。
【０１０２】
ここで、実施例１、実施例２および比較例の電圧制御型発振器において、発振角周波数ωn とバラクタダイオード３の容量Ｃn との関係を調べた。
【０１０３】
実施例１の電圧制御型発振器は図３に示した構成を有し、実施例２の電圧制御型発振器は図１１に示した構成を有する。
【０１０４】
図１２は比較例の電圧制御型発振器の平面図である。図１２の電圧制御型発振器では、扇形の同調スタブ２の代わりに直線状の同調スタブ２ａが設けられている。図１２の電圧制御型発振器の他の部分の構成は、図３の電圧制御型発振器の構成と同様である。
【０１０５】
実施例１では、可変リアクタンス回路２２０の同調スタブ２の特性インピーダンスＺstを２０Ωとし、比較例では、同調スタブ２ａの特性インピーダンスＺstを５０Ωとした。また、比較例では、同調スタブ２の電気長θstは１．３７３ｒａｄ（７８．７ｄｅｇ）である。
【０１０６】
また、実施例２では、次の２つの方法のうちいずれかによりα＝Ａ／Ｂ＝１を実現し、同調スタブ２の電気長θstを（π／２）ｒａｄとした。同調スタブ２の特性インピーダンスＺstは任意である。この場合、Ｃn ＝１／ωn 2であり、発振角周波数ωn の変化率は最大となる。
【０１０７】
例えば、Ａ＝６０［Ω］とし、バラクタダイオード３に直列に１．５９ｐＦの固定容量３１を付加してバラクタダイオード３および固定容量３１の容量値の合計を０．２６５ｐＦとすることにより、Ｂ＝６０［Ω］とする。それにより、Ａ＝Ｂ＝６０［Ω］とする。あるいは、Ｂ＝５０［Ω］とし、可変リアクタンス回路２２０のボンディングワイヤを短くして誘導成分Ｌを０．７９６ｎＨとすることにより、Ａ＝５０［Ω］とする。それにより、Ａ＝Ｂ＝５０［Ω］とする。
【０１０８】
図１３および図１４は実施例１、実施例２および比較例における発振角周波数ωn とバラクタダイオード３の容量Ｃn との関係を示す図であり、図１３は実施例１の可変リアクタンス回路２２０が誘導性の場合を示し、図１４は実施例１の可変リアクタンス回路２２０が容量性の場合を示す。
【０１０９】
図１３の誘導性の場合の実施例１は、図１０の（ａ）に相当し、Ａ＝６０［Ω］、Ｂ＝５０［Ω］であり、中心制御電圧ＶC 時の可変リアクタンス回路２２０のリアクタンスＸVD（ωn ＝１，Ｃn ＝１）はＡ−Ｂ＞０となる。
【０１１０】
図１４の容量性の場合の実施例１は、図１０の（ｂ）に相当し、Ａ＝４０［Ω］、Ｂ＝５０［Ω］であり、中心制御電圧ＶC 時の可変リアクタンス回路２２０のリアクタンスＸVD（ωn ＝１，Ｃn ＝１）はＡ−Ｂ＜０となる。
【０１１１】
図１３および図１４から、発振周波数を１０ＧＨｚを中心に９．０〜１１．０ＧＨｚの範囲で同調するために必要な容量Ｃn の変化量は、実施例１では０．７８〜１．３５となり、比較例では０．７４〜１．５２となる。すなわち、実施例１では、比較例に比べてバラクタダイオード３の容量Ｃn の小さい変化で比較例と同じ同調範囲が得られる。
【０１１２】
また、実施例２では、発振周波数を１０ＧＨｚを中心に９．０〜１１．０ＧＨｚの範囲で同調するために必要な容量Ｃn の変化量は０．８４〜１．２４となる。すなわち、実施例２では、実施例１および比較例に比べてバラクタダイオード３の容量Ｃn のさらに小さい変化で実施例１および比較例と同じ同調範囲が得られる。
【０１１３】
上記のように、本実施の形態の電圧制御型発振器においては、バラクタダイオード３の容量Ｃn の変化に対する発振周波数の変化率（変化幅）が大きくなる。すなわち、制御電圧の変化に対する発振周波数の変化率（変化幅）が大きくなる。したがって、同調範囲の広帯域化が可能となる。
【０１１４】
また、広帯域化した同調範囲のうち所望の範囲を選択することができるので、同調範囲の最適化が可能となる。
【０１１５】
さらに、同調範囲が広帯域化することにより、バラクタダイオード３の容量−制御電圧特性の線型性の良好な範囲を選択的に使用することができる。それにより、電圧制御型発振器の制御電圧の変化に対する発振周波数の変化の線型性が向上する。
【０１１６】
また、バラクタダイオード３の小さい容量の変化で必要な同調範囲を確保することができるので、同調範囲での容量変化が小さくなり、バラクタダイオード３の直列抵抗成分も小さくなる。したがって、発振周波数の変化による位相雑音特性の変動が小さくなる。
【０１１７】
また、バラクタダイオード３の直列抵抗成分の小さい制御電圧の領域（深いバイアス領域）で同調を行うことにより、同調部２００のＱ値が向上し、位相雑音特性が向上する。
【０１１８】
図１５は図１の電圧制御型発振器のより具体的な構成の一例を示す平面図である。また、図１６は図１５の電圧制御型発振器の回路図である。
【０１１９】
図１５および図１６の電圧制御型発振器は、金等の薄膜導体で回路パターンが形成されたアルミナセラミックからなる誘電体基板１に、パッケージ化されたトランジスタ、バラクタダイオード等の半導体素子および抵抗、コンデンサ等のチップ部品が装荷されてなる電圧制御型発振器モジュールである。図１５において、「Ｒ」と記された四角はチップ容量を示し、「Ｃ」と記された四角はチップ抵抗を示す。
【０１２０】
誘電体基板１上に、ＧａＡｓからなるトランジスタ４が形成されている。誘電体基板１の裏面には接地導体が形成されている。また、誘電体基板１上には、ゲート側帰還用マイクロストリップ線路５、ドレイン側帰還用マイクロストリップ線路６および出力用マイクロストリップ線路７が形成されている。トランジスタ４のゲート電極Ｇ、ドレイン電極Ｄおよびソース電極Ｓは、ゲート側帰還用マイクロストリップ線路５、ドレイン側帰還用マイクロストリップ線路６および出力用マイクロストリップ線路７の一端にそれぞれ接続されている。
【０１２１】
また、誘電体基板１上には、扇形の同調スタブ（ラジアルスタブ）２が形成されている。このように同調スタブ２を扇形にすることにより低い特性インピーダンスを容易に実現することができる。マイクロストリップ線路５の他端はバラクタダイオード３のアノード電極Ａに接続されている。バラクタダイオード３のカソード電極Ｃは、同調スタブ２の一端に接続されている。図１５の例では、同調スタブ２の他端はオープン（開放状態）となっている。
【０１２２】
また、バラクタダイオード３のカソード電極Ｃは、制御バイアス抵抗１１を介して正の制御電圧Ｖc（＋）を受けるパッド電極１２に接続されかつ抵抗＃１を介して接地電位ＧＮＤを受けるパッド電極２１に接続されている。制御バイアス抵抗１１および抵抗＃１が制御電圧印加回路を構成する。制御バイアス抵抗１１は、例えば１０ｋΩのように大きな抵抗値を有する。そのため、信号の漏れを生じることなく、バラクタダイオード３のカソード電極Ｃに制御電圧Ｖc（＋）を印加することができる。
【０１２３】
トランジスタ４のゲート電極Ｇは、発振帯域の高周波の通過を阻止する帯域阻止フィルタ１３および終端抵抗１４を介して接地電位ＧＮＤを受けるパッド電極２０に接続されている。
【０１２４】
マイクロストリップ線路６の他端はオープンとなっている。トランジスタ４のドレイン電極Ｄは、発振帯域の高周波の通過を阻止する帯域阻止フィルタ１６を介してパッド電極１５に接続されている。パッド電極１５は、バイパスコンデンサ＃２を介して接地される。パッド電極１５にはドレインバイアスＶｄｄが印加される。
【０１２５】
トランジスタ４のソース電極Ｓは、発振帯域の高周波の通過を阻止する帯域阻止フィルタ１８および自己バイアス抵抗１９を介して接地電位ＧＮＤを受けるパッド電極２１に接続されている。
【０１２６】
マイクロストリップ線路７の他端は、減衰器８および直流成分除去回路９を介して出力ノード１０に接続されている。直流成分除去回路９は、コンデンサからなる。また、マイクロストリップ線路７には、帰還回路を構成するラジアル型の先端開放スタブ＃３が設けられている。
【０１２７】
本例の電圧制御型発振器では、ラジアル型で２８Ω相当の低特性インピーダンスの先端開放の同調スタブ２を用いてインピーダンス変成器２１０を構成することにより、同調範囲を広帯域化している。
【０１２８】
また、制御電圧Ｖc（＋)を抵抗で分圧することによりバラクタダイオ−ド３に印加する電圧を下げている。
【０１２９】
図１７は制御電圧印加回路の構成を示す回路図である。
図１７において、抵抗１１の抵抗値をＲx 、抵抗＃１の抵抗値をＲy 、抵抗＃４の抵抗値をＲz とする。抵抗１１の抵抗値Ｒx 、抵抗＃１の抵抗値Ｒy 、および抵抗＃４の抵抗値Ｒz が十分に大きい値を持つとき、抵抗１１および抵抗＃４にそれぞれ流れる電流Ｉvcおよび電流Ｉvdは次式のようになる。
【０１３０】
Ｉvc＝（ＶCc±α）／（Ｒx ＋Ｒy ）
ここで、Ｖc ＝ＶCc±αであり、可変電圧である。
【０１３１】
Ｉvd＝Ｖｄｄ／（Ｒz ＋Ｒy ）
バラクタダイオード３の両極にかかる電圧ＶVDは次式のようになる。
【０１３２】
ＶVD＝（Ｉvd＋Ｉvc）Ｒy
＝｛Ｖｄｄ／（Ｒz ＋Ｒy ）＋（ＶCc±α）／（Ｒx ＋Ｒy ）]Ｒy
…（１）
上式より、バラクタダイオード３の両極にかかる電圧ＶVDは、制御電圧Ｖc （＋）およびドレインバイアスＶｄｄにより制御可能である。さらに、各抵抗値Ｒx ，Ｒy ，Ｒz によっても電圧ＶVDは制御可能である。
【０１３３】
本例では、抵抗１１の抵抗値Ｒx 、抵抗＃１の抵抗値Ｒy 、および抵抗＃４の抵抗値Ｒz を次の値に設定する。
【０１３４】
Ｒx ＝１０［ＫΩ］、Ｒy ＝５［ＫΩ］、Ｒz ＝∞
なお、本例では、抵抗＃４は接続されず、ドレインバイアスＶｄｄは使用されない。
【０１３５】
この場合、制御電圧Ｖc （＋）の１／３がバラクタダイオード３の両極にかかる。すなわち、ＶVD＝Ｖc （＋）／３となる。
【０１３６】
図１８は発振周波数ｆｏの制御電圧Ｖc依存性を示す図である。図１８において、Ｌ１は同調範囲を広帯域化した時点の特性を示し、Ｌ２は制御電圧印加回路の改良により同じ同調範囲を得るために必要な制御電圧変化を０〜３Ｖの範囲Ａから０〜９Ｖの範囲Ｂに引き伸ばした特性を示す。これにより、同調時の制御電圧に要求される電圧値の精度が次のように緩和される。
【０１３７】
特性Ｌ１の場合には、制御電圧Ｖc の変化が０〜９Ｖのときの同調範囲はｆｏ＝７．０８〜８．０４［ＧＨｚ］で約１ＧＨｚとなる。制御電圧Ｖcの変化が０〜３Ｖのときの同調範囲はｆｏ＝７．０８〜７．４８［ＧＨｚ］で約０．４ＧＨｚとなる。一方、特性Ｌ２の場合には、制御電圧Ｖcの変化が０〜９Ｖのときの同調範囲はｆｏ＝７．０８〜７．４８［ＧＨｚ］で約０．４ＧＨｚとなる。
【０１３８】
このように、同調時の制御電圧に要求される電圧値の精度が緩和されるので、発振周波数の制御を正確に行うことができる。
【０１３９】
図１９は同調感度Ｋｖの制御電圧Ｖc 依存性を示す図である。ここで、同調感度Ｋｖは、制御電圧Ｖc の変化に対する発振周波数の変化率である。
【０１４０】
図１９に示すように、特性Ｌ１を特性Ｌ２に改善することにより、同調感度Ｋｖの線型性（制御電圧に対する同調感度の変動）を見かけ上向上させることができる。
【０１４１】
上記のように、広帯域化した同調範囲のうち所望の範囲を選択することにより、同調範囲を最適化することができる。
【０１４２】
なお、本例では、電圧制御型発振器の形態としてモジュール形態を採用しているが、半導体基板上に集積化されたモノリッジック形態を採用してもよい。
【０１４３】
図２０は図１の電圧制御型発振器を用いた無線通信システム用の送受信機の構成を示す模式図である。
【０１４４】
図２０の送受信機は、送信系５００、受信系５１０、局部発振器５２０、信号経路切り替え器（スイッチ）５３０およびアンテナ５５０により構成される。
【０１４５】
送信系５００は、周波数変換器５０１、増幅器５０２および帯域通過フィルタ５０３を含む。受信系５１０は、周波数変換器５１１、増幅器５１２および帯域通過フィルタ５１３を含む。局部発振器５２０は、図１の電圧制御型発振器により構成され、所定の発振周波数の基準信号を発生する。
【０１４６】
送信系５００の周波数変換器５０１は、所定の周波数の送信信号ＴＳを局部発振器５２０から発生される基準信号と混合することにより、高い周波数の送信信号に変換する。増幅器５０２は、周波数変換器５０１により得られた送信信号を増幅する。帯域通過フィルタ５０３は、増幅器５０２により増幅された送信信号のうち所定の帯域の信号を通過させて信号経路切り替え器５３０を介してアンテナ５５０に与える。それにより、アンテナ５５０からマイクロ波または準ミリ波の無線電波が送信される。
【０１４７】
一方、アンテナ５５０により受信されたマイクロ波または準ミリ波の無線電波は、信号経路切り替え器５３０を介して受信系５１０の帯域通過フィルタ５１３に与えられる。帯域通過フィルタ５１３は、無線電波のうち所定の帯域の受信信号を通過させる。増幅器５１２は、帯域通過フィルタ５１３を通過した受信信号を増幅する。周波数変換器５１１は、増幅器５１２により増幅された受信信号を局部発振器５２０から発生される基準信号と混合することにより、低い周波数の受信信号ＲＳに変換する。
【０１４８】
図２０の送受信機においては、局部発振器５２０として図１の電圧制御型発振器が用いられているので、同調範囲の広帯域化が可能となる。
【０１４９】
また、局部発振器５２０の発振周波数が制御電圧に対して線型に変化するとともに、発振周波数の変化による位相雑音特性の変動が小さくなる。さらに、局部発振器５２０の位相雑音特性も良好となる。
【０１５０】
これらの結果、通信システムに割り当てられる周波数帯域またはチャネルの切り替えによる通信品質の変動が小さくなるとともに、位相雑音に起因する通信品質の劣化が小さくなる。
【０１５１】
（式の導出方法）
以下、図６および図７を参照しながら上式（Ａ２），（Ｂ２）の導出方法について説明する。
【０１５２】
ここでは、可変リアクタンス回路２２０の抵抗成分を０とし、容量成分としてはバラクタダイオード３の容量のみを考慮する。
【０１５３】
可変リアクタンス回路２２０とインピーダンス変成器２１０との接続点Ｑから同調スタブ２を見たインピーダンスをＺstubとする。
【０１５４】
上述のように、ωx は任意の制御電圧Ｖx 時の発振角周波数、ωC は中心制御電圧ＶC 時の発振角周波数（中心発振角周波数）、ωn は発振角周波数ωC で正規化した発振角周波数であり、ωn ＝ωx ／ωC である。
【０１５５】
また、Ｃx は任意の制御電圧Ｖx 時のバラクタダイオード３の容量、ＣC は中心制御電圧ＶC 時のバラクタダイオード３の容量（中心容量）、Ｃn は容量ＣC で正規化したバラクタダイオード３の容量であり、Ｃn ＝Ｃx ／ＣC である。中心制御電圧ＶC では、ωn ＝１、Ｃn ＝１となる。
【０１５６】
また、Ｚstは同調スタブ２の特性インピーダンス［Ω］であり、θstは同調スタブ２の中心発振角周波数での電気長［ｒａｄ］である。
【０１５７】
（オープンスタブを用いた場合）
可変リアクタンス回路２２０とインピーダンス変成器２１０との接続点Ｑから同調スタブ２を見たインピーダンスＺstubは次式で表される。
【０１５８】
Ｚstub＝−ｊＺstｃｏｔ（ωn ・θst） …（ａ１）
発振部１００と同調部２００との接続点Ｐから同調部２００を見たインピーダンスＺmod は次式で表される。
【０１５９】
Ｚmod ＝ｊ｛−Ｚstｃｏｔ（ωn ・θst）＋ＸVD｝＝ｊＸmod
…（ａ２）
ここで、ＸVDは可変リアクタンス回路２２０のリアクタンスである。上式（ａ２）から発振部１００と同調部２００との接続点Ｐから同調部２００を見たリアクタンスＸmod は次式のようになる。
【０１６０】
Ｘmod ＝−Ｚstｃｏｔ（ωn ・θst）＋ＸVD …（ａ３）
可変リアクタンス回路２２０のインダクタンスをＬp とすると、可変リアクタンス回路２２０の誘導成分は次式のようになる。
【０１６１】
ωn ・Ｌp ＝ωx ・ωC ・Ｌp ＝ωn ・Ａ …（ａ４）
ここで、Ａ＝ωC ・Ｌp ＝一定
可変リアクタンス回路２２０の容量成分は次式のようになる。
【０１６２】
１／（ωx ・Ｃx ）＝１／（ωn ・ωC ・Ｃn ・ＣC ）
＝Ｂ／（ωn ・Ｃn ） …（ａ５）
ここで、Ｂ＝１／（ωC ／ＣC ）＝一定
上式（ａ４），（ａ５）から、可変リアクタンス回路２２０のリアクタンスＸVDは次式のようになる。
【０１６３】
ＸVD＝ωx ・Ｌp −１／（ωx ・Ｃx ）
＝ωn ・Ａ−Ｂ／（ωn ・Ｃn ）
＝ＸVD（ωn ，Ｃn ） …（ａ６）
このように、可変リアクタンス回路２２０のリアクタンスＸVDは発振角周波数ωn および容量Ｃn の関数で表される。
【０１６４】
Ａ／Ｂ＝ω2 C・Ｌp ・ＣC ＝αとおくと、可変リアクタンス回路２２０は、α＞１の場合に誘導性となり、α＜１の場合に容量性となり、α＝１の場合に直列共振となる。
【０１６５】
上式（ａ６）から、可変リアクタンス回路２２０のリアクタンスＸVD（ωn ，Ｃn ）は次式のようになる。
【０１６６】
ＸVD（ωn ，Ｃn ）＝Ｂ｛ωn ・α−１／（ωn ・Ｃn ）｝ …（ａ７）
したがって、上式（ａ３），（ａ７）から、リアクタンスＸmod （ωn ，Ｃn ）は次式のようになる。
【０１６７】
Ｘmod （ωn ，Ｃn ）
＝−Ｚstｃｏｔ（ωn ・θst）＋ＸVD（ωn ，Ｃn ）
＝−Ｚstｃｏｔ（ωn ・θst）＋Ｂ｛ωn ・α−１／（ωn ・Ｃn ）｝
…（ａ８）
中心発振角周波数（ωn ＝１）および中心容量（Ｃn ＝１）でリアクタンスＸmod がショートとなるように設計する。それにより、上式（ａ８）からωn ＝１およびＣn ＝１のときのリアクタンスＸmod （１，１）は次式のようになる。
【０１６８】
Ｘmod （１，１）＝−Ｚstｃｏｔθst＋Ｂ（α−１）＝０ …（ａ９）
上式（ａ９）により次式が成立する。
【０１６９】
Ｚst＝Ｂ（α−１）／ｃｏｔθst＝Ｂ（α−１）ｔａｎθst …（ａ１０）
したがって、上式（ａ８），（ａ１０）よりリアクタンスＸmod は次式のようになる。
【０１７０】
Ｘmod （ωn ，Ｃn ）＝Ｂ｛（１−α）ｔａｎθstｃｏｔ（ωn ・θst）＋ωn ・α−１／（ωn ・Ｃn ）｝ …（ａ１１）
発振角周波数（ωx ＝ωn ・ωC ）はバラクタダイオード３の容量Ｃn が変化したときにＸmod （ωn ，Ｃn ）＝０を満足する発振角周波数ωn で与えられる。
【０１７１】
逆に、発振角周波数ωn が変化したときにＸmod （ωn ，Ｃn ）＝０を満足する容量Ｃn を考えると、上式（ａ１１）から次式が成立する。
【０１７２】
（１−α）ｔａｎθstｃｏｔ（ωn ・θst）＋ωn ・α−１／（ωn ・Ｃn ）＝０ …（ａ１２）
上式（ａ１２）を容量Ｃn で整理すると、次式のようになる。
【０１７３】
１／（ωn ・Ｃn ）＝ωn ・α＋（１−α）ｔａｎθstｃｏｔ（ωn ・θst） …（ａ１３）
さらに、上式（ａ１３）から次式が求められる。
【０１７４】
Ｃn （ωn ）＝１／［ωn ｛ωn ・α＋（１−α）ｔａｎθstｃｏｔ（ωn ・θst）｝］ …（ａ１４）
上式（ａ１４）の容量Ｃn （ωn ）を発振角周波数ωn で微分すると、中心発振角周波数（ωC ＝１）での容量の変化率Ｃn '（１）が次式のように求められる。
【０１７５】
Ｃn '（１）＝（１−α）・２θst／ｓｉｎ（２θst）−（１＋α）
…（Ａ２）
（ショートスタブを用いた場合）
可変リアクタンス回路２２０とインピーダンス変成器２１０との接続点Ｑから同調スタブ２を見たインピーダンスＺstubは次式で表される。
【０１７６】
Ｚstub＝ｊＺstｔａｎ（ωn ・θst） …（ｂ１）
発振部１００と同調部２００との接続点Ｐから同調部２００を見たインピーダンスＺmod は次式で表される。
【０１７７】
Ｚmod ＝ｊ｛Ｚstｔａｎ（ωn ・θst）＋ＸVD｝＝ｊＸmod …（ｂ２）
ここで、ＸVDは可変リアクタンス回路２２０のリアクタンスである。上式（ｂ２）から発振部１００と同調部２００との接続点Ｐから同調部２００を見たリアクタンスＸmod は次式のようになる。
【０１７８】
Ｘmod ＝Ｚstｔａｎ（ωn ・θst）＋ＸVD …（ｂ３）
可変リアクタンス回路２２０のインダクタンスをＬp とすると、可変リアクタンス回路２２０の誘導成分は次式のようになる。
【０１７９】
ωn ・Ｌp ＝ωx ・ωC ・Ｌp ＝ωn ・Ａ …（ｂ４）
ここで、Ａ＝ωC ・Ｌp ＝一定
可変リアクタンス回路２２０の容量成分は次式のようになる。
【０１８０】
１／（ωx ・Ｃx ）＝１／（ωn ・ωC ・Ｃn ・ＣC ）
＝Ｂ／（ωn ・Ｃn ） …（ｂ５）
ここで、Ｂ＝１／（ωC ／ＣC ）＝一定
上式（ｂ４），（ｂ５）から、可変リアクタンス回路２２０のリアクタンスＸVDは次式のようになる。
【０１８１】
ＸVD＝ωx ・Ｌp −１／（ωx ・Ｃx ）
＝ωn ・Ａ−Ｂ／（ωn ・Ｃn ）
＝ＸVD（ωn ，Ｃn ） …（ｂ６）
このように、可変リアクタンス回路２２０のリアクタンスＸVDは発振角周波数ωn および容量Ｃn の関数で表される。
【０１８２】
Ａ／Ｂ＝ω2 C・Ｌp ・ＣC ＝αとおくと、可変リアクタンス回路２２０は、α＞１の場合に誘導性となり、α＜１の場合に容量性となり、α＝１の場合に直列共振となる。
【０１８３】
上式（ｂ６）から、可変リアクタンス回路２２０のリアクタンスＸVD（ωn ，Ｃn ）は次式のようになる。
【０１８４】
ＸVD（ωn ，Ｃn ）＝Ｂ｛ωn ・α−１／（ωn ・Ｃn ）｝ …（ｂ７）
したがって、上式（ｂ３），（ｂ７）から、リアクタンスＸmod （ωn ，Ｃn ）は次式のようになる。
【０１８５】
Ｘmod （ωn ，Ｃn ）
＝Ｚstｔａｎ（ωn ・θst）＋ＸVD（ωn ，Ｃn ）
＝Ｚstｔａｎ（ωn ・θst）＋Ｂ｛ωn ・α−１／（ωn ・Ｃn ）｝
…（ｂ８）
中心発振角周波数（ωn ＝１）および中心容量（Ｃn ＝１）でリアクタンスＸmod がショートとなるように設計する。それにより、上式（ｂ８）からωn ＝１およびＣn ＝１のときのリアクタンスＸmod （１，１）は次式のようになる。
【０１８６】
Ｘmod （１，１）＝Ｚstｔａｎθst＋Ｂ（α−１）＝０ …（ｂ９）
上式（ｂ９）により次式が成立する。
【０１８７】
Ｚst＝Ｂ（１−α）／ｔａｎθst＝Ｂ（１−α）ｃｏｔθst …（ｂ１０）
したがって、上式（ｂ８），（ｂ１０）よりリアクタンスＸmod は次式のようになる。
【０１８８】
Ｘmod （ωn ，Ｃn ）＝Ｂ｛（１−α）ｃｏｔθstｔａｎ（ωn ・θst）＋ωn ・α−１／（ωn ・Ｃn ）｝ …（ｂ１１）
発振角周波数（ωx ＝ωn ・ωC ）はバラクタダイオード３の容量Ｃn が変化したときにＸmod （ωn ，Ｃn ）＝０を満足する発振角周波数ωn で与えられる。
【０１８９】
逆に、発振角周波数ωn が変化したときにＸmod （ωn ，Ｃn ）＝０を満足する容量Ｃn を考えると、上式（ｂ１１）から次式が成立する。
【０１９０】
（１−α）ｃｏｔθstｔａｎ（ωn ・θst）＋ωn ・α−１／（ωn ・Ｃn ）＝０ …（ｂ１２）
上式（ｂ１２）を容量Ｃn で整理すると、次式のようになる。
【０１９１】
１／（ωn ・Ｃn ）＝ωn ・α＋（１−α）ｃｏｔθstｔａｎ（ωn ・θst） …（ｂ１３）
さらに、上式（ｂ１３）から次式が求められる。
【０１９２】
Ｃn （ωn ）＝１／［ωn ｛ωn ・α＋（１−α）ｃｏｔθstｔａｎ（ωn ・θst）｝］ …（ｂ１４）
上式（ｂ１４）の容量Ｃn （ωn ）を発振角周波数ωn で微分すると、中心発振角周波数（ωC ＝１）での容量の変化率Ｃn '（１）が次式のように求められる。
【０１９３】
Ｃn '（１）＝（α−１）・２θst／ｓｉｎ（２θst）−（１＋α）
…（Ｂ２）
以上をまとめると、同調スタブ２の特性インピーダンスＺstおよび中心発振角周波数（ωC ＝１）でのバラクタダイオード３の容量の変化率Ｃn '（１）は次式（Ａ１），（Ａ２），（Ｂ１），（Ｂ２）のように求められる。なお、α＝ωC 2・Ｌp ・ＣC である。α＝１のときは直列共振である。
【０１９４】
（オープンスタブを用いた場合）
Ｚst＝Ｂ（α−１）ｔａｎθst …（Ａ１）
Ｃn '（１）＝（１−α）・２θst／ｓｉｎ（２θst）−（１＋α）
…（Ａ２）
（ショートスタブを用いた場合）
Ｚst＝Ｂ（１−α）ｃｏｔθst …（Ｂ１）
Ｃn '（１）＝（α−１）・２θst／ｓｉｎ（２θst）−（１＋α）
…（Ｂ２）
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態における電圧制御型発振器の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の電圧制御型発振器の詳細な構成の一例を示す回路図である。
【図３】図２の電圧制御型発振器の平面図である。
【図４】図２の電圧制御型発振器の発振周波数に着目した回路図である。
【図５】図４の同調部の発振周波数でのインピーダンスの制御電圧依存性を表すスミスチャートである。
【図６】オープンスタブを用いた同調部を示す図である。
【図７】ショートスタブを用いた同調部を示す図である。
【図８】オープンスタブを用いた場合の中心発振角周波数での同調スタブの電気長と同調スタブの特性インピーダンスおよびバラクタダイオードの容量の変化率との関係を示す図である。
【図９】ショートスタブを用いた場合の中心発振角周波数での同調スタブの電気長と同調スタブの特性インピーダンスおよびバラクタダイオードの容量の変化率との関係を示す図である。
【図１０】６つの場合についての最適な同調スタブの特性インピーダンスおよび電気長の算出結果を示す図である。
【図１１】第２の最適化方法を用いた電圧制御型発振器の平面図である。
【図１２】比較例の電圧制御型発振器の平面図である。
【図１３】誘導性の場合の実施例１、実施例２および比較例における発振角周波数とバラクタダイオードの容量との関係を示す図である。
【図１４】容量性の場合の実施例１、実施例２および比較例における発振角周波数とバラクタダイオードの容量との関係を示す図である。
【図１５】図１の電圧制御型発振器のより具体的な構成の一例を示す平面図である。
【図１６】図１５の電圧制御型発振器の回路図である。
【図１７】制御電圧印加回路の構成を示す回路図である。
【図１８】発振周波数の制御電圧依存性を示す図である。
【図１９】同調感度の制御電圧依存性を示す図である。
【図２０】図１の電圧制御型発振器を用いた無線通信システム用の送受信機の構成を示す模式図である。
【符号の説明】
１ 誘電体基板
２ 同調スタブ
３ バラクタダイオード
４ トランジスタ
５，６，７ マイクロストリップ線路
１００ 発振部
１１０ 増幅回路
１２０ 帰還回路
２００ 同調部
２１０ インピーダンス変成器
２２０ 可変リアクタンス回路
５００ 送信系
５０１，５１１ 周波数変換器
５１０ 受信系
５２０ 局部発振器
５５０ アンテナ
【発明の属する技術分野】
本発明は、電圧制御により発振周波数を変化させることができる電圧制御型発振器およびそれを用いた通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、バラクタダイオード等の可変容量素子を用いた電圧制御型発振器が提案されている。従来の電圧制御型発振器では、同調範囲（制御電圧の変化に対する発振周波数の変化幅）を広帯域化する場合、同調範囲を最適化する場合、または制御電圧の変化に対する発振周波数の変化の線型性を改善する場合には、変調素子であるバラクタダイオードの容量−制御電圧特性を改善している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、バラクタダイオードの容量−制御電圧特性の改善には限界があり、同調範囲の広帯域化、同調範囲の最適化および制御電圧の変化に対する発振周波数の変化の線型性の改善を十分に行うことができない。
【０００４】
本発明の目的は、同調範囲の広帯域化および最適化を行うことができるとともに、制御電圧の変化に対する発振周波数の変化の線型性を改善することができる電圧制御型発振器およびそれを用いた通信装置を提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段および発明の効果】
第１の発明に係る電圧制御型発振器は、発振動作を行う発振部と、発振部の発振周波数帯域内で共振する同調部とを備え、同調部は、伝送線路を含むインピーダンス変成器と、伝送線路の一端と発振部との間に接続され、制御電圧に応じて容量値が変化する可変容量素子および誘導成分を含む可変リアクタンス回路とを備え、制御電圧の変化に応じて発振部と同調部との接続点から同調部を見たインピーダンスの描く軌跡は、リアクタンスが実質的に０となる点を含み、伝送線路の他端は開放状態にされ、制御電圧の中心値において、可変リアクタンス回路のリアクタンスは容量性であり、かつ発振周波数の変化に対する可変容量素子の容量値の変化率が極小となるように伝送線路の特性インピーダンスが設定されたものである。
【０００６】
本発明に係る電圧制御型発振器においては、同調部が発振部の発振周波数帯域内で共振する。制御電圧を変化させた場合、発振部と同調部との接続点から同調部を見たインピーダンスが実質的にリアクタンス０となる点を含む軌跡を描く。この場合、制御電圧の変化に対する発振周波数の変化率を大きくすることができる。また、発振周波数の変化に対する可変容量素子の容量値の変化率が伝送線路の特性インピーダンスの所定範囲内で最小となるように伝送線路の特性インピーダンスを設定することにより、可変容量素子の容量値の変化に対する発振周波数の変化率が大きくなる。したがって、制御電圧の変化に対する発振周波数の変化率が大きくなり、同調範囲の広帯域化が可能となる。
【０００７】
また、広帯域化した同調範囲のうち所望の範囲を選択することができるので、同調範囲の最適化が可能となる。
【０００８】
さらに、同調範囲が広帯域化することにより、可変容量素子の容量−制御電圧特性の線型性の良好な範囲を選択的に使用することができる。それにより、電圧制御型発振器の制御電圧の変化に対する発振周波数の変化の線型性が向上する。
【０００９】
また、可変容量素子の容量値の小さい変化で必要な同調範囲を確保することができるので、同調範囲での容量変化が小さくなり、可変容量素子の直列抵抗成分の変化も小さくなる。したがって、発振周波数の変化による位相雑音特性の変動が小さくなる。
【００１０】
また、可変容量素子の直流抵抗成分の小さい制御電圧の領域で同調を行うことにより、同調部のＱ値が向上し、位相雑音特性が向上する。
【００１１】
さらに、伝送線路の他端が開放状態にされ、制御電圧の中心値において可変リアクタンス回路のリアクタンスが容量性であることにより、発振周波数の変化に対する可変容量素子の容量値の変化率が極小値を有する。したがって、発振周波数の変化に対する可変容量素子の容量値の変化率が極小となるように伝送線路の特性インピーダンスを設定することにより、可変容量素子の容量値の変化に対する発振周波数の変化率を大きくすることができる。その結果、制御電圧の変化に対する発振周波数の変化率を大きくすることができ、同調範囲の広帯域化が可能となる。
【００１２】
伝送線路の特性インピーダンスは、制御電圧の中心値における可変リアクタンス回路のリアクタンスの実質的にｔａｎ（２３π／３２）倍に設定されるとともに、伝送線路の電気長が実質的に（２３π／３２）［ｒａｄ］に設定されてもよい。
【００１３】
伝送線路の他端が開放状態にされ、制御電圧の中心値において可変リアクタンス回路のリアクタンスが容量性である場合には、発振周波数の変化に対する可変容量素子の容量値の変化率は実質的に伝送線路の電気長（２３π／３２）で極小値を有する。したがって、伝送線路の特性インピーダンスを、制御電圧の中心値における可変リアクタンス回路のリアクタンスの実質的にｔａｎ（２３π／３２）倍に設定するとともに、伝送線路の電気長を実質的に（２３π／３２）［ｒａｄ］に設定することにより、可変容量素子の容量値の変化に対する発振周波数の変化率を大きくすることができる。その結果、制御電圧の変化に対する発振周波数の変化率を大きくすることができ、同調範囲の広帯域化が可能となる。
【００１４】
第２の発明に係る電圧制御型発振器は、発振動作を行う発振部と、発振部の発振周波数帯域内で共振する同調部とを備え、同調部は、伝送線路を含むインピーダンス変成器と、伝送線路の一端と発振部との間に接続され、制御電圧に応じて容量値が変化する可変容量素子および誘導成分を含む可変リアクタンス回路とを備え、制御電圧の変化に応じて発振部と同調部との接続点から同調部を見たインピーダンスの描く軌跡は、リアクタンスが実質的に０となる点を含み、伝送線路の他端は短絡状態にされ、制御電圧の中心値において、可変リアクタンス回路のリアクタンスは誘導性であり、かつ発振周波数の変化に対する可変容量素子の容量値の変化率が極小となるように伝送線路の特性インピーダンスが設定されたものである。
【００１５】
本発明に係る電圧制御型発振器においては、同調部が発振部の発振周波数帯域内で共振する。制御電圧を変化させた場合、発振部と同調部との接続点から同調部を見たインピーダンスが実質的にリアクタンス０となる点を含む軌跡を描く。この場合、制御電圧の変化に対する発振周波数の変化率を大きくすることができる。また、発振周波数の変化に対する可変容量素子の容量値の変化率が伝送線路の特性インピーダンスの所定範囲内で最小となるように伝送線路の特性インピーダンスを設定することにより、可変容量素子の容量値の変化に対する発振周波数の変化率が大きくなる。したがって、制御電圧の変化に対する発振周波数の変化率が大きくなり、同調範囲の広帯域化が可能となる。
【００１６】
また、広帯域化した同調範囲のうち所望の範囲を選択することができるので、同調範囲の最適化が可能となる。
【００１７】
さらに、同調範囲が広帯域化することにより、可変容量素子の容量−制御電圧特性の線型性の良好な範囲を選択的に使用することができる。それにより、電圧制御型発振器の制御電圧の変化に対する発振周波数の変化の線型性が向上する。
【００１８】
また、可変容量素子の容量値の小さい変化で必要な同調範囲を確保することができるので、同調範囲での容量変化が小さくなり、可変容量素子の直列抵抗成分の変化も小さくなる。したがって、発振周波数の変化による位相雑音特性の変動が小さくなる。
【００１９】
また、可変容量素子の直流抵抗成分の小さい制御電圧の領域で同調を行うことにより、同調部のＱ値が向上し、位相雑音特性が向上する。
【００２０】
さらに、伝送線路の他端が短絡状態にされ、制御電圧の中心値において可変リアクタンス回路のリアクタンスが誘導性であることにより、発振周波数の変化に対する可変容量素子の容量値の変化率が極小値を有する。したがって、発振周波数の変化に対する可変容量素子の容量値の変化率が極小となるように伝送線路の特性インピーダンスを設定することにより、可変容量素子の容量値の変化に対する発振周波数の変化率を大きくすることができる。その結果、制御電圧の変化に対する発振周波数の変化率を大きくすることができ、同調範囲の広帯域化が可能となる。
【００２１】
伝送線路の特性インピーダンスは、制御電圧の中心値における可変リアクタンス回路のリアクタンスの実質的にｃｏｔ（２３π／３２）倍に設定されるとともに、伝送線路の電気長が実質的に（２３π／３２）［ｒａｄ］に設定されてもよい。
【００２２】
伝送線路の他端が短絡状態にされ、制御電圧の中心値において可変リアクタンス回路のリアクタンスが誘導性である場合には、発振周波数の変化に対する可変容量素子の容量値の変化率は実質的に伝送線路の電気長（２３π／３２）［ｒａｄ］で極小値を有する。したがって、伝送線路の特性インピーダンスを、制御電圧の中心値における可変リアクタンス回路のリアクタンスの実質的にｃｏｔ（２３π／３２）倍に設定するとともに、伝送線路の電気長を実質的に（２３π／３２）［ｒａｄ］に設定することにより、可変容量素子の容量値の変化に対する発振周波数の変化率を大きくすることができる。その結果、制御電圧の変化に対する発振周波数の変化率を大きくすることができ、同調範囲の広帯域化が可能となる。
【００２３】
制御電圧の中心値において発振部と同調部との接続点から同調部を見たインピーダンスは、リアクタンスが実質的に０となるように設定されてもよい。それにより、制御電圧の変化に対する発振周波数の変化率をより大きくすることができる。
【００２４】
可変容量素子に直列または並列に固定容量が付加されてもよい。それにより、可変リアクタンス回路のリアクタンスを任意に調整することができる。
【００２５】
第３の発明に係る通信装置は、基準信号を発生する第１または第２の発明に係る電圧制御型発振器を含む局部発振器と、局部発振器により発生された基準信号を送信信号または受信信号と混合することにより送信信号または受信信号の周波数を所定の周波数に変換する周波数変換器とを備えたものである。
【００２６】
本発明に係る通信装置においては、局部発振器により基準信号が発生され、周波数変換器によりその基準信号が送信信号または受信信号と混合されることにより送信信号または受信信号の周波数が所定の周波数に変化される。
【００２７】
その通信装置においては、局部発振器として第１または第２の発明に係る電圧制御型発振器が用いられているので、同調範囲の広帯域化が可能となる。
【００２８】
また、局部発振器の発振周波数が制御電圧に対して線型に変化するとともに、発振周波数の変化による位相雑音特性の変動が小さくなる。さらに、局部発振器の位相雑音特性も良好となる。
【００２９】
これらの結果、通信システムに割り当てられる周波数帯域またはチャネルの切り替えによる通信品質の変動が小さくなるとともに、位相雑音に起因する通信品質の劣化が小さくなる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の一実施の形態における電圧制御型発振器の構成を示すブロック図である。
【００３１】
図１の電圧制御型発振器は、発振部１００、同調部２００、出力回路３００および終端回路４００により構成される。
【００３２】
発振部１００は、増幅回路１１０および帰還回路１２０を含み、発振動作を行う。増幅回路１１０は、トランジスタ等の能動素子、およびその能動素子用のバイアス印加回路からなる。バイアス印加回路は、所定の周波数（発振周波数）の通過を阻止するように帯域制限されている。帰還回路１２０は、増幅回路１１０とともに帰還ループを構成し、増幅回路１１０の出力信号を同位相で入力側に戻し、発振を成長させる。
【００３３】
同調部２００は、インピーダンス変成器２１０および可変リアクタンス回路２２０を含む。インピーダンス変成器２１０は、先端が開放された伝送線路（以下、オープンスタブと呼ぶ）または先端が短絡された伝送線路（以下、ショートスタブと呼ぶ）からなる同調スタブを含む。可変リアクタンス回路２２０は、バラクタダイオード等の可変容量素子と、ボンディングワイヤまたは配線によるインダクタとからなる。この同調部２００のリアクタンスを変化させて帰還ループの位相量を変化させることにより、発振周波数を同調することができる。
【００３４】
出力回路３００は、直流成分を除去するためのコンデンサからなる直流成分除去回路、負荷変動を低減するための減衰器等からなる。終端回路４００は、発振周波数以外の周波数の電力を熱として消費し、発振動作の安定化を図る。
【００３５】
この電圧制御型発振器は、可変リアクタンス回路２２０の可変容量素子に印加する制御電圧に応じて発振周波数を変化させる。
【００３６】
本実施の形態の電圧制御型発振器では、後述する方法でインピーダンス変成器２１０を最適化することにより、同調感度を最大にすることができる。ここで、同調感度とは、制御電圧の変化に対する発振周波数の変化率（変化幅）をいう。
【００３７】
図２は図１の電圧制御型発振器の詳細な構成の一例を示す回路図である。また、図３は図２の電圧制御型発振器の平面図である。図２および図３の電圧制御型発振器は、内部帰還型および自己バイアス型の電圧制御型発振器である。
【００３８】
図３において、誘電体基板１上に、ＧａＡｓからなる金属−半導体電界効果トランジスタ（ＭＥＳＦＥＴ；以下トランジスタと略記する）４が形成されている。誘電体基板１の裏面には接地導体が形成されている。また、誘電体基板１上には、ゲート側帰還用マイクロストリップ線路５、ドレイン側帰還用マイクロストリップ線路６および出力用マイクロストリップ線路７が形成されている。トランジスタ４のゲート電極Ｇ、ドレイン電極Ｄおよびソース電極Ｓは、ゲート側帰還用マイクロストリップ線路５、ドレイン側帰還用マイクロストリップ線路６および出力用マイクロストリップ線路７の一端にそれぞれ接続されている。
【００３９】
また、誘電体基板１上には、扇形の同調スタブ（ラジアルスタブ）２が形成されている。このように同調スタブ２を扇形にすることにより低い特性インピーダンスを容易に実現することができる。マイクロストリップ線路５の他端はバラクタダイオード３のアノード電極Ａに接続されている。バラクタダイオード３のカソード電極Ｃは、同調スタブ２の一端に接続されている。図３の例では、同調スタブ２の他端はオープン（開放状態）となっている。
【００４０】
また、バラクタダイオード３のカソード電極Ｃは、制御バイアス抵抗１１を介して正の制御電圧ＶC （＋）を受けるパッド電極１２に接続されている。制御バイアス抵抗１１は、例えば１０ｋΩのように大きな抵抗値を有する。そのため、信号の漏れを生じることなく、バラクタダイオード３のカソード電極Ｃに制御電圧ＶC （＋）を印加することができる。
【００４１】
トランジスタ４のゲート電極Ｇは、発振帯域の高周波の通過を阻止する帯域阻止フィルタ１３および終端抵抗１４を介して接地電位ＧＮＤを受けるパッド電極２０に接続されている。
【００４２】
マイクロストリップ線路６の他端はオープンとなっている。トランジスタ４のドレイン電極Ｄは、発振帯域の高周波の通過を阻止する帯域阻止フィルタ１６を介してパッド電極１５に接続されている。パッド電極１５は、コンデンサ１７を介して接地される。なお、コンデンサ１７は図３には図示されていない。パッド電極１５にはドレインバイアスＶｄｄが印加される。
【００４３】
トランジスタ４のソース電極Ｓは、発振帯域の高周波の通過を阻止する帯域阻止フィルタ１８および自己バイアス抵抗１９を介して接地電位ＧＮＤを受けるパッド電極２１に接続されている。
【００４４】
図２に示すように、マイクロストリップ線路７の他端は、減衰器８および直流成分除去回路９を介して出力ノード１０に接続されている。直流成分除去回路９は、コンデンサからなる。なお、図３には、減衰器８および直流成分除去回路９は図示されていない。
【００４５】
図２および３の電圧制御型発振器では、トランジスタ４が図１の増幅回路１１０を構成し、マイクロストリップ線路５，６，７が帰還回路１２０を構成する。また、同調スタブ２がインピーダンス変成器２１０を構成し、バラクタダイオード３が可変リアクタンス回路２２０を構成する。さらに、減衰器８および直流成分除去回路９が出力回路３００を構成する。また、帯域阻止フィルタ１６およびコンデンサ１７がドレインバイアス印加回路を構成し、帯域阻止フィルタ１８および自己バイアス抵抗１９がソースバイアス印加回路を構成する。さらに、帯域阻止フィルタ１３および終端抵抗１４が終端回路４００を構成する。
【００４６】
次に、図２および３の電圧制御型発振器の動作を説明する。ゲート電極Ｇで発生する微小なマイクロ波信号がトランジスタ４で増幅されてドレイン電極Ｄに出力される。所定の周波数のマイクロ波信号はマイクロストリップ線路６の開放端で全反射され、ドレイン電極Ｄ、ソース電極Ｓおよびゲート電極Ｇの間の各容量を介してゲート電極Ｇに帰還される。ゲート電極Ｇに帰還されたマイクロ波信号は、マイクロストリップ線路５とバラクタダイオード３との接続点においてその接続点のインピーダンスに応じた位相変化を伴って反射される。それにより、所定の周波数での帰還ループが形成され、トランジスタ４のソース電極Ｓから所定の周波数で発振する出力信号ＯＵＴが得られる。ここで、制御電圧ＶC （＋）を変化させると、バラクタダイオード３の容量値が変化する。それにより、発振周波数が変化する。
【００４７】
図４は図２の電圧制御型発振器の発振周波数に着目した回路図である。以下の説明では、発振周波数をｆn とする。
【００４８】
図４において、発振条件は、発振周波数ｆn での電圧制御型発振器の回路全体の電気長（位相周り）、すなわち同調スタブ２の開放端からマイクロストリップ線路６の開放端までの電気長が２πの整数倍となり、かつ利得が１以上となることである。
【００４９】
ここで、発振部１００と同調部２００との接続点Ｐから同調部２００を見たインピーダンスＺmod が発振周波数ｆn で０となるように、すなわち接続点Ｐが発振周波数ｆn でショート（短絡状態）となるように、同調スタブ２の特性インピーダンスＺstおよび長さＬstを設定する。それにより、発振周波数ｆn での同調部２００の電気長は（π／２）ｒａｄとなる。また、発振周波数ｆn での発振部１００の電気長は（２πｎ−π／２）ｒａｄとなる。ここで、ｎは正の整数である。
【００５０】
図５は図４の同調部２００の発振周波数ｆn でのインピーダンスの制御電圧依存性を表すスミスチャートである。
【００５１】
ここで、発振部１００と同調部２００との接続点Ｐから同調部２００を見た発振周波数ｆn でのリアクタンスをＸmod とする。同調部２００の抵抗成分を０とすると、発振周波数ｆn での同調部２００のインピーダンスＺmod は発振周波数ｆn でのリアクタンスＸmod と等しくなる。
【００５２】
バラクタダイオード３のカソード電極Ｃに印加される制御電圧ＶC （＋）の中心値（以下、中心制御電圧と呼ぶ）をＶC とし、上限をＶC+とし、下限をＶC-とする。本例では、中心制御電圧ＶC は＋３Ｖであり、制御電圧ＶC （＋）の上限ＶC+は＋５Ｖであり、制御電圧ＶC （＋）の下限ＶC-は＋１Ｖである。
【００５３】
図５の右端の点Ｒは同調スタブ２の開放端のリアクタンスを表す。また、左端の点Ｐ０、点Ｐ１および点Ｐ２は、制御電圧ＶC （＋）がそれぞれ中心制御電圧ＶC 、上限ＶC+および下限ＶC-の場合の発振周波数ｆn でのリアクタンスを表す。
【００５４】
図５に示すように、制御電圧ＶC （＋）が上限ＶC+から下限ＶC-まで変化したときのインピーダンスＺmod の軌跡がリアクタンス０（ショート）の点Ｐ０を含み、中心制御電圧ＶC でほぼリアクタンスが０となる場合には、リアクタンスＸmod の変化に対する位相の変化（θ）が大きくなる。それにより、制御電圧ＶC （＋）の変化に対する発振周波数ｆn の変化率を大きくすることができる。そこで、制御電圧ＶC （＋）が中心制御電圧ＶC の場合に発振部１００と同調部２００との接続点Ｐがショートになるように同調スタブ２のパラメータを設定する。
【００５５】
以下、インピーダンス変成器２１０の最適化の方法について説明する。
（１）第１の最適化方法
同調部２００のインピーダンス変成器２１０は、同調スタブ２としてオープンスタブ（先端開放線路）またはショートスタブ（先端短絡線路）を用いて構成することができる。
【００５６】
図６はオープンスタブを用いた同調部２００を示す図であり、図７はショートスタブを用いた同調部２００を示す図である。
【００５７】
図６および図７において、バラクタダイオード３を等価的に可変容量および固定インダクタに簡略化する。Ｌはボンディングワイヤ、パッド等の誘導（インダクタ）成分であり、Ｃはバラクタダイオード３の容量、寄生容量等の容量（キャパシタ）成分である。
【００５８】
制御電圧ＶC （＋）が中心制御電圧ＶC のときに同調部２００のインピーダンスＺmod およびリアクタンスＸmod がＺmod ＝ｊＸmod ＝０となるように、インピーダンス変成器２１０を設計する。
【００５９】
このときに、インピーダンス変成器２１０の構成（オープンスタブまたはショートスタブ）と可変リアクタンス回路２２０の特性（容量性または誘導性）により４つの場合に分け、それぞれの場合で同調感度を最大にするための最適化条件を求める。
【００６０】
ここで、可変リアクタンス回路２２０の誘導成分をＡとし、可変リアクタンス回路２２０の容量成分をＢとする。誘導成分Ａの値は常に一定であり、容量成分Ｂの値は可変であるが、ここでは中心制御電圧ＶC 時の値とする。また、可変リアクタンス回路２２０の誘導成分Ａと容量成分Ｂとの比をα（＝Ａ／Ｂ）とする。中心制御電圧ＶC 時の可変リアクタンス回路２２０のみのリアクタンスＸVDは（Ａ−Ｂ）となる。
【００６１】
バラクタダイオード３と同調スタブ２との接続点Ｑから同調スタブ２を見たインピーダンスをＺstubとする。
【００６２】
以下の説明において、ωx は任意の制御電圧Ｖx 時の発振角周波数、ωC は中心制御電圧ＶC 時の発振角周波数（中心発振角周波数）、ωn は発振角周波数ωC で正規化した発振角周波数であり、ωn ＝ωx ／ωC である。
【００６３】
Ｃx は制御電圧Ｖx 時のバラクタダイオード３の容量、ＣC は中心制御電圧ＶC 時のバラクタダイオード３の容量、Ｃn は容量ＣC で正規化したバラクタダイオード３の容量であり、Ｃn ＝Ｃx ／ＣC である。制御電圧が中心制御電圧ＶC のときには、ωn ＝１、Ｃn ＝１となる。
【００６４】
また、Ｚstは同調スタブ２の特性インピーダンス［Ω］であり、θstは同調スタブ２の中心発振角周波数での電気長［ｒａｄ］である。
【００６５】
（オープンスタブの場合）
オープンスタブの場合には、特性インピーダンスＺstは次式で表される。
【００６６】
Ｚst＝Ｂ（α−１）ｔａｎθst＝（Ａ−Ｂ）ｔａｎθst …（Ａ１）
ここで、Ｃn （ωn ）を発振角周波数ωn でのバラクタダイオード３の容量とする。制御電圧が中心制御電圧ＶC （ωn ＝１）のときにはバラクタダイオード３の容量Ｃn （ωn ）の変化率Ｃn '（ωn ）は次式で表される。
【００６７】
Ｃn '（１）＝（１−α）・｛２θst／ｓｉｎ（２θst）｝−（１＋α）
…（Ａ２）
ここで、Ｃn （ωn ）は、容量Ｃn が発振角周波数ωn の関数であることを示している。また、Ｃn '（ωn ）は容量Ｃn （ωn ）を発振角周波数ωn で微分することにより得られ、発振角周波数ωn の変化に対するバラクタダイオード３の容量の変化率を表す。上式（Ａ２）の導出方法は後述する。
【００６８】
図８は同調スタブ２としてオープンスタブを用いた場合の中心発振角周波数ωC での同調スタブ２の電気長θstと同調スタブ２の特性インピーダンスＺstおよびバラクタダイオード３の容量の変化率Ｃn '（１）との関係を示す図である。容量の変化率Ｃn '（１）が負となっているのは、容量Ｃn は発振角周波数が高くなるにつれて小さくなるからである。
【００６９】
ここでは、誘導性（α＞１）の場合の一例としてα＝１．２とし、容量性（α＜１）の場合の一例としてα＝０．８としている。
【００７０】
図８から、可変リアクタンス回路２２０が誘導性（α＞１）の場合には、同調スタブ２の特性インピーダンスＺstが低くなるにつれてバラクタダイオード３の容量の変化率Ｃn '（１）が小さくなる。したがって、同調スタブ２の特性インピーダンスＺstは可能な限り低く設定することが好ましい。
【００７１】
ただし、製造上の理由等により実現可能な同調スタブ２の特性インピーダンスＺstに制限がある場合には、その制限内で同調スタブ２の特性インピーダンスＺstを可能な限り低く設定する。
【００７２】
また、可変リアクタンス回路２２０が容量性（α＜１）の場合には、バラクタダイオード３の容量の変化率のＣn '（１）は電気長θstがほぼ（２３π／３２）［ｒａｄ］で極小値を有する。したがって、同調スタブ２の特性インピーダンスＺstはリアクタンスＸVD（＝Ａ−Ｂ）のほぼ−１．２２倍であることが好ましい。ここで、−１．２２は、θst＝（２３π／３２）［ｒａｄ］のときのｔａｎθstの値である。
【００７３】
ただし、実現可能な同調スタブ２の特性インピーダンスＺstに制限がある場合には、その制限内で同調スタブ２の特性インピーダンスＺstを可能な限りリアクタンスＸVD（＝Ａ−Ｂ）の−１．２２倍に近く設定する。
【００７４】
なお、バラクタダイオード３の容量の変化率Ｃn '（１）が極小値を有するときの同調スタブ２の電気長θstは（２３π／３２）［ｒａｄ］から多少ずれる場合がある。この場合、同調スタブ２の特性インピーダンスＺstをリアクタンスＸVDの−１．２２倍から多少ずれた値に設定してもよい。
【００７５】
同調スタブ２の特性インピーダンスＺstは、制御電圧の中心値における可変リアクタンス回路２２０のリアクタンスＸVDのｔａｎ（２３π／３２）倍に設定されてもよく、あるいは可変リアクタンス回路２２０のリアクタンスＸVDのｔａｎ｛（２３π／３２）−（π／１０）｝倍からｔａｎ｛（２３π／３２）＋（π／１０）｝倍の範囲内に設定されてもよい。また、同調スタブ２の電気長θstは（２３π／３２）［ｒａｄ］に設定されてもよく、あるいは｛（２３π／３２）−（π／１０）｝［ｒａｄ］から｛（２３π／３２）＋（π／１０）｝［ｒａｄ］の範囲内に設定されてもよい。
【００７６】
（ショートスタブの場合）
ショートスタブの場合には、特性インピーダンスＺstは次式で表される。
【００７７】
Ｚst＝Ｂ（１−α）ｃｏｔθst＝−（Ａ−Ｂ）ｃｏｔθst …（Ｂ１）
ここで、Ｃn （ωn ）を発振角周波数ωn でのバラクタダイオード３の容量とする。制御電圧が中心制御電圧ＶC （ωn ＝１）のときにはバラクタダイオード３の容量Ｃn （ωn ）の変化率Ｃn '（ωn ）は次式で表される。
【００７８】
Ｃn '（１）＝（α−１）・｛２θst／ｓｉｎ（２θst）｝−（１＋α）
…（Ｂ２）
ここで、Ｃn （ωn ）は、容量Ｃn が発振角周波数ωn の関数であることを示している。また、Ｃn '（ωn ）は容量Ｃn （ωn ）を発振角周波数ωn で微分することにより得られ、発振角周波数ωn の変化に対するバラクタダイオード３の容量の変化率を表す。上式（Ｂ２）の導出方法は後述する。
【００７９】
図９は同調スタブ２としてショートスタブを用いた場合の中心発振角周波数ωC での同調スタブ２の電気長θstと同調スタブ２の特性インピーダンスＺstおよびバラクタダイオード３の容量の変化率Ｃn '（１）との関係を示す図である。容量の変化率Ｃn '（１）が負となっているのは、容量Ｃn は発振角周波数が高くなるにつれて小さくなるからである。
【００８０】
ここでは、誘導性（α＞１）の場合の一例としてα＝１．２とし、容量性（α＜１）の場合の一例としてα＝０．８としている。
【００８１】
図９から、可変リアクタンス回路２２０が誘導性（α＞１）の場合には、バラクタダイオード３の容量の変化率のＣn '（１）は電気長θstがほぼ（２３π／３２）［ｒａｄ］で極小値を有する。したがって、同調スタブ２の特性インピーダンスＺstはリアクタンスＸVD（＝Ａ−Ｂ）のほぼ０．８２倍であることが好ましい。ここで、０．８２は、θst＝（２３π／３２）［ｒａｄ］のときのｃｏｔθstの値である。
【００８２】
ただし、製造上の理由等により実現可能な同調スタブ２の特性インピーダンスＺstに制限がある場合には、その制限内で同調スタブ２の特性インピーダンスＺstを可能な限りリアクタンスＸVD（＝Ａ−Ｂ）の０．８２倍に近く設定する。
【００８３】
なお、バラクタダイオード３の容量の変化率Ｃn '（１）が極小値を有するときの同調スタブ２の電気長θstは（２３π／３２）［ｒａｄ］から多少ずれる場合がある。この場合、同調スタブ２の特性インピーダンスＺstをリアクタンスＸVDの０．８２倍から多少ずれた値に設定してもよい。
【００８４】
同調スタブ２の特性インピーダンスＺstは、制御電圧の中心値における可変リアクタンス回路２２０のリアクタンスＸVDのｃｏｔ（２３π／３２）倍に設定されてもよく、あるいは可変リアクタンス回路２２０のリアクタンスＸVDのｃｏｔ｛（２３π／３２）−（π／１０）｝倍からｃｏｔ｛（２３π／３２）＋（π／１０）｝倍の範囲内に設定されてもよい。また、同調スタブ２の電気長θstは（２３π／３２）［ｒａｄ］に設定されてもよく、あるいは｛（２３π／３２）−（π／１０）｝［ｒａｄ］から｛（２３π／３２）＋（π／１０）｝［ｒａｄ］の範囲内に設定されてもよい。
【００８５】
また、可変リアクタンス回路２２０が容量性（α＜１）の場合には、同調スタブ２の特性インピーダンスＺstが高くなるにつれてバラクタダイオード３の容量の変化率のＣn '（１）が小さくなる。したがって、同調スタブ２の特性インピーダンスＺstは可能な限り高く設定することが好ましい。
【００８６】
ただし、実現可能な同調スタブ２の特性インピーダンスＺstに制限がある場合には、その制限内で同調スタブ２の特性インピーダンスＺstを可能な限り高く設定する。
【００８７】
ここで、図１０に示す６つの場合（ａ）〜（ｆ）について最適な同調スタブ２の特性インピーダンスＺstおよび同調スタブ２の電気長θstを算出した。
【００８８】
中心発振周波数ｆn は１０ＧＨｚである。また、Ａ＝ω・Ｌ＝２πｆn Ｌ、Ｂ＝１／（ω・Ｃ）＝１／２πｆn Ｃである。
【００８９】
場合（ａ）〜（ｄ）では、特性インピーダンスＺstの制限が２０〜６０Ωとなっている。また、場合（ｅ），（ｆ）では、特性インピーダンスＺstの制限がない。場合（ａ），（ｂ），（ｅ）ではオープンスタブを用い、場合（ｃ），（ｄ），（ｆ）ではショートスタブを用いる。
【００９０】
すべての場合（ａ）〜（ｆ）において、Ｂ＝５０［Ω］とする。場合（ａ），（ｄ），（ｆ）ではＡ＝６０［Ω］であり、誘導性（α＞１）である。場合（ｂ），（ｃ），（ｅ）ではＡ＝４０［Ω］であり、容量性（α＜１）である。
【００９１】
場合（ａ）では、特性インピーダンスＺstの最適値は、電気長θstが１．１０７ｒａｄで下限の２０Ωとなる。場合（ｂ）では、特性インピーダンスＺstの最適値は、電気長θstが２．０３４ｒａｄで下限の２０Ωとなる。場合（ｃ）では、特性インピーダンスＺstの最適値は、電気長θstが０．１６５ｒａｄで上限の６０Ωとなる。場合（ｄ）では、特性インピーダンスＺstの最適値は、電気長θstが２．６７８ｒａｄで下限の２０Ωとなる。
【００９２】
場合（ｅ）では、特性インピーダンスＺstの最適値は、電気長θstが（２３π／３２）ｒａｄで１２．２Ωとなる。場合（ｆ）では、特性インピーダンスＺstの最適値は、電気長θstが（２３π／３２）ｒａｄで８．２Ωとなる。
【００９３】
（２）第２の最適化方法
（オープンスタブの場合）
中心制御電圧ＶC 時の可変リアクタンス回路２２０のみのリアクタンスＸVD（＝Ａ−Ｂ）をほぼ０に設定する。それにより、同調スタブ２としてオープンスタブを用いた場合、バラクタダイオード３の容量の変化率Ｃn '（１）は、同調スタブ２の特性インピーダンスＺstにかかわらず−２で最小となる。この場合、同調部２００は中心発振角周波数で直列共振し、同調感度は最大となる。同調スタブ２の特性インピーダンスＺstは任意であり、かつ同調スタブ２の電気長θstはほぼ（π／２）ｒａｄである。
【００９４】
中心制御電圧ＶC 時の可変リアクタンス回路２２０のみのリアクタンスＸVD（＝Ａ−Ｂ）をほぼ０に設定するためには、バラクタダイオード３に固定容量を直列または並列に付加するか、あるいは、ボンディングワイヤまたは配線によるインダクタを調整する。
【００９５】
なお、同調スタブ２の電気長θstは（π／２）ｒａｄに設定されてもよく、あるいは｛（π／２）−（π／１０）｝ｒａｄから｛（π／２）＋（π／１０）｝ｒａｄの範囲内に設定されてもよい。
【００９６】
（ショートスタブの場合）
中心制御電圧ＶC 時の可変リアクタンス回路２２０のみのリアクタンスＸVD（＝Ａ−Ｂ）をほぼ０に設定する。それにより、同調スタブ２としてショートスタブを用いた場合、バラクタダイオード３の容量の変化率Ｃn '（１）は、同調スタブ２の特性インピーダンスＺstにかかわらず−２で最小となる。この場合、同調部２００は中心発振角周波数で直列共振し、同調感度は最大となる。同調スタブ２の特性インピーダンスＺstは任意であり、かつ同調スタブ２の電気長θstはほぼ０ｒａｄである。
【００９７】
中心制御電圧ＶC 時の可変リアクタンス回路２２０のみのリアクタンスＸVD（＝Ａ−Ｂ）をほぼ０に設定するためには、バラクタダイオード３に固定容量を直列または並列に付加するか、あるいは、ボンディングワイヤまたは配線によるインダクタを調整する。
【００９８】
なお、同調スタブ２の電気長θstは０ｒａｄに設定されてもよく、あるいは０ｒａｄから（π／１０）ｒａｄの範囲内に設定されてもよい。
【００９９】
図１１は第２の最適化方法を用いた電圧制御型発振器の平面図である。図１１の電圧制御型発振器では、バラクタダイオード３のカソード電極Ｃと同調スタブ２との間に固定容量３１が接続され、バラクタダイオード３に並列に固定容量３２が接続されている。
【０１００】
それにより、中心制御電圧ＶC 時の可変リアクタンス回路２２０のみのリアクタンスＸVD（＝Ａ−Ｂ）がほぼ０に設定される。また、同調スタブ２の電気長θstはほぼ（π／２）ｒａｄに設定される。
【０１０１】
図１１の電圧制御型発振器の他の部分の構成は、図３の電圧制御型発振器の構成と同様である。
【０１０２】
ここで、実施例１、実施例２および比較例の電圧制御型発振器において、発振角周波数ωn とバラクタダイオード３の容量Ｃn との関係を調べた。
【０１０３】
実施例１の電圧制御型発振器は図３に示した構成を有し、実施例２の電圧制御型発振器は図１１に示した構成を有する。
【０１０４】
図１２は比較例の電圧制御型発振器の平面図である。図１２の電圧制御型発振器では、扇形の同調スタブ２の代わりに直線状の同調スタブ２ａが設けられている。図１２の電圧制御型発振器の他の部分の構成は、図３の電圧制御型発振器の構成と同様である。
【０１０５】
実施例１では、可変リアクタンス回路２２０の同調スタブ２の特性インピーダンスＺstを２０Ωとし、比較例では、同調スタブ２ａの特性インピーダンスＺstを５０Ωとした。また、比較例では、同調スタブ２の電気長θstは１．３７３ｒａｄ（７８．７ｄｅｇ）である。
【０１０６】
また、実施例２では、次の２つの方法のうちいずれかによりα＝Ａ／Ｂ＝１を実現し、同調スタブ２の電気長θstを（π／２）ｒａｄとした。同調スタブ２の特性インピーダンスＺstは任意である。この場合、Ｃn ＝１／ωn 2であり、発振角周波数ωn の変化率は最大となる。
【０１０７】
例えば、Ａ＝６０［Ω］とし、バラクタダイオード３に直列に１．５９ｐＦの固定容量３１を付加してバラクタダイオード３および固定容量３１の容量値の合計を０．２６５ｐＦとすることにより、Ｂ＝６０［Ω］とする。それにより、Ａ＝Ｂ＝６０［Ω］とする。あるいは、Ｂ＝５０［Ω］とし、可変リアクタンス回路２２０のボンディングワイヤを短くして誘導成分Ｌを０．７９６ｎＨとすることにより、Ａ＝５０［Ω］とする。それにより、Ａ＝Ｂ＝５０［Ω］とする。
【０１０８】
図１３および図１４は実施例１、実施例２および比較例における発振角周波数ωn とバラクタダイオード３の容量Ｃn との関係を示す図であり、図１３は実施例１の可変リアクタンス回路２２０が誘導性の場合を示し、図１４は実施例１の可変リアクタンス回路２２０が容量性の場合を示す。
【０１０９】
図１３の誘導性の場合の実施例１は、図１０の（ａ）に相当し、Ａ＝６０［Ω］、Ｂ＝５０［Ω］であり、中心制御電圧ＶC 時の可変リアクタンス回路２２０のリアクタンスＸVD（ωn ＝１，Ｃn ＝１）はＡ−Ｂ＞０となる。
【０１１０】
図１４の容量性の場合の実施例１は、図１０の（ｂ）に相当し、Ａ＝４０［Ω］、Ｂ＝５０［Ω］であり、中心制御電圧ＶC 時の可変リアクタンス回路２２０のリアクタンスＸVD（ωn ＝１，Ｃn ＝１）はＡ−Ｂ＜０となる。
【０１１１】
図１３および図１４から、発振周波数を１０ＧＨｚを中心に９．０〜１１．０ＧＨｚの範囲で同調するために必要な容量Ｃn の変化量は、実施例１では０．７８〜１．３５となり、比較例では０．７４〜１．５２となる。すなわち、実施例１では、比較例に比べてバラクタダイオード３の容量Ｃn の小さい変化で比較例と同じ同調範囲が得られる。
【０１１２】
また、実施例２では、発振周波数を１０ＧＨｚを中心に９．０〜１１．０ＧＨｚの範囲で同調するために必要な容量Ｃn の変化量は０．８４〜１．２４となる。すなわち、実施例２では、実施例１および比較例に比べてバラクタダイオード３の容量Ｃn のさらに小さい変化で実施例１および比較例と同じ同調範囲が得られる。
【０１１３】
上記のように、本実施の形態の電圧制御型発振器においては、バラクタダイオード３の容量Ｃn の変化に対する発振周波数の変化率（変化幅）が大きくなる。すなわち、制御電圧の変化に対する発振周波数の変化率（変化幅）が大きくなる。したがって、同調範囲の広帯域化が可能となる。
【０１１４】
また、広帯域化した同調範囲のうち所望の範囲を選択することができるので、同調範囲の最適化が可能となる。
【０１１５】
さらに、同調範囲が広帯域化することにより、バラクタダイオード３の容量−制御電圧特性の線型性の良好な範囲を選択的に使用することができる。それにより、電圧制御型発振器の制御電圧の変化に対する発振周波数の変化の線型性が向上する。
【０１１６】
また、バラクタダイオード３の小さい容量の変化で必要な同調範囲を確保することができるので、同調範囲での容量変化が小さくなり、バラクタダイオード３の直列抵抗成分も小さくなる。したがって、発振周波数の変化による位相雑音特性の変動が小さくなる。
【０１１７】
また、バラクタダイオード３の直列抵抗成分の小さい制御電圧の領域（深いバイアス領域）で同調を行うことにより、同調部２００のＱ値が向上し、位相雑音特性が向上する。
【０１１８】
図１５は図１の電圧制御型発振器のより具体的な構成の一例を示す平面図である。また、図１６は図１５の電圧制御型発振器の回路図である。
【０１１９】
図１５および図１６の電圧制御型発振器は、金等の薄膜導体で回路パターンが形成されたアルミナセラミックからなる誘電体基板１に、パッケージ化されたトランジスタ、バラクタダイオード等の半導体素子および抵抗、コンデンサ等のチップ部品が装荷されてなる電圧制御型発振器モジュールである。図１５において、「Ｒ」と記された四角はチップ容量を示し、「Ｃ」と記された四角はチップ抵抗を示す。
【０１２０】
誘電体基板１上に、ＧａＡｓからなるトランジスタ４が形成されている。誘電体基板１の裏面には接地導体が形成されている。また、誘電体基板１上には、ゲート側帰還用マイクロストリップ線路５、ドレイン側帰還用マイクロストリップ線路６および出力用マイクロストリップ線路７が形成されている。トランジスタ４のゲート電極Ｇ、ドレイン電極Ｄおよびソース電極Ｓは、ゲート側帰還用マイクロストリップ線路５、ドレイン側帰還用マイクロストリップ線路６および出力用マイクロストリップ線路７の一端にそれぞれ接続されている。
【０１２１】
また、誘電体基板１上には、扇形の同調スタブ（ラジアルスタブ）２が形成されている。このように同調スタブ２を扇形にすることにより低い特性インピーダンスを容易に実現することができる。マイクロストリップ線路５の他端はバラクタダイオード３のアノード電極Ａに接続されている。バラクタダイオード３のカソード電極Ｃは、同調スタブ２の一端に接続されている。図１５の例では、同調スタブ２の他端はオープン（開放状態）となっている。
【０１２２】
また、バラクタダイオード３のカソード電極Ｃは、制御バイアス抵抗１１を介して正の制御電圧Ｖc（＋）を受けるパッド電極１２に接続されかつ抵抗＃１を介して接地電位ＧＮＤを受けるパッド電極２１に接続されている。制御バイアス抵抗１１および抵抗＃１が制御電圧印加回路を構成する。制御バイアス抵抗１１は、例えば１０ｋΩのように大きな抵抗値を有する。そのため、信号の漏れを生じることなく、バラクタダイオード３のカソード電極Ｃに制御電圧Ｖc（＋）を印加することができる。
【０１２３】
トランジスタ４のゲート電極Ｇは、発振帯域の高周波の通過を阻止する帯域阻止フィルタ１３および終端抵抗１４を介して接地電位ＧＮＤを受けるパッド電極２０に接続されている。
【０１２４】
マイクロストリップ線路６の他端はオープンとなっている。トランジスタ４のドレイン電極Ｄは、発振帯域の高周波の通過を阻止する帯域阻止フィルタ１６を介してパッド電極１５に接続されている。パッド電極１５は、バイパスコンデンサ＃２を介して接地される。パッド電極１５にはドレインバイアスＶｄｄが印加される。
【０１２５】
トランジスタ４のソース電極Ｓは、発振帯域の高周波の通過を阻止する帯域阻止フィルタ１８および自己バイアス抵抗１９を介して接地電位ＧＮＤを受けるパッド電極２１に接続されている。
【０１２６】
マイクロストリップ線路７の他端は、減衰器８および直流成分除去回路９を介して出力ノード１０に接続されている。直流成分除去回路９は、コンデンサからなる。また、マイクロストリップ線路７には、帰還回路を構成するラジアル型の先端開放スタブ＃３が設けられている。
【０１２７】
本例の電圧制御型発振器では、ラジアル型で２８Ω相当の低特性インピーダンスの先端開放の同調スタブ２を用いてインピーダンス変成器２１０を構成することにより、同調範囲を広帯域化している。
【０１２８】
また、制御電圧Ｖc（＋)を抵抗で分圧することによりバラクタダイオ−ド３に印加する電圧を下げている。
【０１２９】
図１７は制御電圧印加回路の構成を示す回路図である。
図１７において、抵抗１１の抵抗値をＲx 、抵抗＃１の抵抗値をＲy 、抵抗＃４の抵抗値をＲz とする。抵抗１１の抵抗値Ｒx 、抵抗＃１の抵抗値Ｒy 、および抵抗＃４の抵抗値Ｒz が十分に大きい値を持つとき、抵抗１１および抵抗＃４にそれぞれ流れる電流Ｉvcおよび電流Ｉvdは次式のようになる。
【０１３０】
Ｉvc＝（ＶCc±α）／（Ｒx ＋Ｒy ）
ここで、Ｖc ＝ＶCc±αであり、可変電圧である。
【０１３１】
Ｉvd＝Ｖｄｄ／（Ｒz ＋Ｒy ）
バラクタダイオード３の両極にかかる電圧ＶVDは次式のようになる。
【０１３２】
ＶVD＝（Ｉvd＋Ｉvc）Ｒy
＝｛Ｖｄｄ／（Ｒz ＋Ｒy ）＋（ＶCc±α）／（Ｒx ＋Ｒy ）]Ｒy
…（１）
上式より、バラクタダイオード３の両極にかかる電圧ＶVDは、制御電圧Ｖc （＋）およびドレインバイアスＶｄｄにより制御可能である。さらに、各抵抗値Ｒx ，Ｒy ，Ｒz によっても電圧ＶVDは制御可能である。
【０１３３】
本例では、抵抗１１の抵抗値Ｒx 、抵抗＃１の抵抗値Ｒy 、および抵抗＃４の抵抗値Ｒz を次の値に設定する。
【０１３４】
Ｒx ＝１０［ＫΩ］、Ｒy ＝５［ＫΩ］、Ｒz ＝∞
なお、本例では、抵抗＃４は接続されず、ドレインバイアスＶｄｄは使用されない。
【０１３５】
この場合、制御電圧Ｖc （＋）の１／３がバラクタダイオード３の両極にかかる。すなわち、ＶVD＝Ｖc （＋）／３となる。
【０１３６】
図１８は発振周波数ｆｏの制御電圧Ｖc依存性を示す図である。図１８において、Ｌ１は同調範囲を広帯域化した時点の特性を示し、Ｌ２は制御電圧印加回路の改良により同じ同調範囲を得るために必要な制御電圧変化を０〜３Ｖの範囲Ａから０〜９Ｖの範囲Ｂに引き伸ばした特性を示す。これにより、同調時の制御電圧に要求される電圧値の精度が次のように緩和される。
【０１３７】
特性Ｌ１の場合には、制御電圧Ｖc の変化が０〜９Ｖのときの同調範囲はｆｏ＝７．０８〜８．０４［ＧＨｚ］で約１ＧＨｚとなる。制御電圧Ｖcの変化が０〜３Ｖのときの同調範囲はｆｏ＝７．０８〜７．４８［ＧＨｚ］で約０．４ＧＨｚとなる。一方、特性Ｌ２の場合には、制御電圧Ｖcの変化が０〜９Ｖのときの同調範囲はｆｏ＝７．０８〜７．４８［ＧＨｚ］で約０．４ＧＨｚとなる。
【０１３８】
このように、同調時の制御電圧に要求される電圧値の精度が緩和されるので、発振周波数の制御を正確に行うことができる。
【０１３９】
図１９は同調感度Ｋｖの制御電圧Ｖc 依存性を示す図である。ここで、同調感度Ｋｖは、制御電圧Ｖc の変化に対する発振周波数の変化率である。
【０１４０】
図１９に示すように、特性Ｌ１を特性Ｌ２に改善することにより、同調感度Ｋｖの線型性（制御電圧に対する同調感度の変動）を見かけ上向上させることができる。
【０１４１】
上記のように、広帯域化した同調範囲のうち所望の範囲を選択することにより、同調範囲を最適化することができる。
【０１４２】
なお、本例では、電圧制御型発振器の形態としてモジュール形態を採用しているが、半導体基板上に集積化されたモノリッジック形態を採用してもよい。
【０１４３】
図２０は図１の電圧制御型発振器を用いた無線通信システム用の送受信機の構成を示す模式図である。
【０１４４】
図２０の送受信機は、送信系５００、受信系５１０、局部発振器５２０、信号経路切り替え器（スイッチ）５３０およびアンテナ５５０により構成される。
【０１４５】
送信系５００は、周波数変換器５０１、増幅器５０２および帯域通過フィルタ５０３を含む。受信系５１０は、周波数変換器５１１、増幅器５１２および帯域通過フィルタ５１３を含む。局部発振器５２０は、図１の電圧制御型発振器により構成され、所定の発振周波数の基準信号を発生する。
【０１４６】
送信系５００の周波数変換器５０１は、所定の周波数の送信信号ＴＳを局部発振器５２０から発生される基準信号と混合することにより、高い周波数の送信信号に変換する。増幅器５０２は、周波数変換器５０１により得られた送信信号を増幅する。帯域通過フィルタ５０３は、増幅器５０２により増幅された送信信号のうち所定の帯域の信号を通過させて信号経路切り替え器５３０を介してアンテナ５５０に与える。それにより、アンテナ５５０からマイクロ波または準ミリ波の無線電波が送信される。
【０１４７】
一方、アンテナ５５０により受信されたマイクロ波または準ミリ波の無線電波は、信号経路切り替え器５３０を介して受信系５１０の帯域通過フィルタ５１３に与えられる。帯域通過フィルタ５１３は、無線電波のうち所定の帯域の受信信号を通過させる。増幅器５１２は、帯域通過フィルタ５１３を通過した受信信号を増幅する。周波数変換器５１１は、増幅器５１２により増幅された受信信号を局部発振器５２０から発生される基準信号と混合することにより、低い周波数の受信信号ＲＳに変換する。
【０１４８】
図２０の送受信機においては、局部発振器５２０として図１の電圧制御型発振器が用いられているので、同調範囲の広帯域化が可能となる。
【０１４９】
また、局部発振器５２０の発振周波数が制御電圧に対して線型に変化するとともに、発振周波数の変化による位相雑音特性の変動が小さくなる。さらに、局部発振器５２０の位相雑音特性も良好となる。
【０１５０】
これらの結果、通信システムに割り当てられる周波数帯域またはチャネルの切り替えによる通信品質の変動が小さくなるとともに、位相雑音に起因する通信品質の劣化が小さくなる。
【０１５１】
（式の導出方法）
以下、図６および図７を参照しながら上式（Ａ２），（Ｂ２）の導出方法について説明する。
【０１５２】
ここでは、可変リアクタンス回路２２０の抵抗成分を０とし、容量成分としてはバラクタダイオード３の容量のみを考慮する。
【０１５３】
可変リアクタンス回路２２０とインピーダンス変成器２１０との接続点Ｑから同調スタブ２を見たインピーダンスをＺstubとする。
【０１５４】
上述のように、ωx は任意の制御電圧Ｖx 時の発振角周波数、ωC は中心制御電圧ＶC 時の発振角周波数（中心発振角周波数）、ωn は発振角周波数ωC で正規化した発振角周波数であり、ωn ＝ωx ／ωC である。
【０１５５】
また、Ｃx は任意の制御電圧Ｖx 時のバラクタダイオード３の容量、ＣC は中心制御電圧ＶC 時のバラクタダイオード３の容量（中心容量）、Ｃn は容量ＣC で正規化したバラクタダイオード３の容量であり、Ｃn ＝Ｃx ／ＣC である。中心制御電圧ＶC では、ωn ＝１、Ｃn ＝１となる。
【０１５６】
また、Ｚstは同調スタブ２の特性インピーダンス［Ω］であり、θstは同調スタブ２の中心発振角周波数での電気長［ｒａｄ］である。
【０１５７】
（オープンスタブを用いた場合）
可変リアクタンス回路２２０とインピーダンス変成器２１０との接続点Ｑから同調スタブ２を見たインピーダンスＺstubは次式で表される。
【０１５８】
Ｚstub＝−ｊＺstｃｏｔ（ωn ・θst） …（ａ１）
発振部１００と同調部２００との接続点Ｐから同調部２００を見たインピーダンスＺmod は次式で表される。
【０１５９】
Ｚmod ＝ｊ｛−Ｚstｃｏｔ（ωn ・θst）＋ＸVD｝＝ｊＸmod
…（ａ２）
ここで、ＸVDは可変リアクタンス回路２２０のリアクタンスである。上式（ａ２）から発振部１００と同調部２００との接続点Ｐから同調部２００を見たリアクタンスＸmod は次式のようになる。
【０１６０】
Ｘmod ＝−Ｚstｃｏｔ（ωn ・θst）＋ＸVD …（ａ３）
可変リアクタンス回路２２０のインダクタンスをＬp とすると、可変リアクタンス回路２２０の誘導成分は次式のようになる。
【０１６１】
ωn ・Ｌp ＝ωx ・ωC ・Ｌp ＝ωn ・Ａ …（ａ４）
ここで、Ａ＝ωC ・Ｌp ＝一定
可変リアクタンス回路２２０の容量成分は次式のようになる。
【０１６２】
１／（ωx ・Ｃx ）＝１／（ωn ・ωC ・Ｃn ・ＣC ）
＝Ｂ／（ωn ・Ｃn ） …（ａ５）
ここで、Ｂ＝１／（ωC ／ＣC ）＝一定
上式（ａ４），（ａ５）から、可変リアクタンス回路２２０のリアクタンスＸVDは次式のようになる。
【０１６３】
ＸVD＝ωx ・Ｌp −１／（ωx ・Ｃx ）
＝ωn ・Ａ−Ｂ／（ωn ・Ｃn ）
＝ＸVD（ωn ，Ｃn ） …（ａ６）
このように、可変リアクタンス回路２２０のリアクタンスＸVDは発振角周波数ωn および容量Ｃn の関数で表される。
【０１６４】
Ａ／Ｂ＝ω2 C・Ｌp ・ＣC ＝αとおくと、可変リアクタンス回路２２０は、α＞１の場合に誘導性となり、α＜１の場合に容量性となり、α＝１の場合に直列共振となる。
【０１６５】
上式（ａ６）から、可変リアクタンス回路２２０のリアクタンスＸVD（ωn ，Ｃn ）は次式のようになる。
【０１６６】
ＸVD（ωn ，Ｃn ）＝Ｂ｛ωn ・α−１／（ωn ・Ｃn ）｝ …（ａ７）
したがって、上式（ａ３），（ａ７）から、リアクタンスＸmod （ωn ，Ｃn ）は次式のようになる。
【０１６７】
Ｘmod （ωn ，Ｃn ）
＝−Ｚstｃｏｔ（ωn ・θst）＋ＸVD（ωn ，Ｃn ）
＝−Ｚstｃｏｔ（ωn ・θst）＋Ｂ｛ωn ・α−１／（ωn ・Ｃn ）｝
…（ａ８）
中心発振角周波数（ωn ＝１）および中心容量（Ｃn ＝１）でリアクタンスＸmod がショートとなるように設計する。それにより、上式（ａ８）からωn ＝１およびＣn ＝１のときのリアクタンスＸmod （１，１）は次式のようになる。
【０１６８】
Ｘmod （１，１）＝−Ｚstｃｏｔθst＋Ｂ（α−１）＝０ …（ａ９）
上式（ａ９）により次式が成立する。
【０１６９】
Ｚst＝Ｂ（α−１）／ｃｏｔθst＝Ｂ（α−１）ｔａｎθst …（ａ１０）
したがって、上式（ａ８），（ａ１０）よりリアクタンスＸmod は次式のようになる。
【０１７０】
Ｘmod （ωn ，Ｃn ）＝Ｂ｛（１−α）ｔａｎθstｃｏｔ（ωn ・θst）＋ωn ・α−１／（ωn ・Ｃn ）｝ …（ａ１１）
発振角周波数（ωx ＝ωn ・ωC ）はバラクタダイオード３の容量Ｃn が変化したときにＸmod （ωn ，Ｃn ）＝０を満足する発振角周波数ωn で与えられる。
【０１７１】
逆に、発振角周波数ωn が変化したときにＸmod （ωn ，Ｃn ）＝０を満足する容量Ｃn を考えると、上式（ａ１１）から次式が成立する。
【０１７２】
（１−α）ｔａｎθstｃｏｔ（ωn ・θst）＋ωn ・α−１／（ωn ・Ｃn ）＝０ …（ａ１２）
上式（ａ１２）を容量Ｃn で整理すると、次式のようになる。
【０１７３】
１／（ωn ・Ｃn ）＝ωn ・α＋（１−α）ｔａｎθstｃｏｔ（ωn ・θst） …（ａ１３）
さらに、上式（ａ１３）から次式が求められる。
【０１７４】
Ｃn （ωn ）＝１／［ωn ｛ωn ・α＋（１−α）ｔａｎθstｃｏｔ（ωn ・θst）｝］ …（ａ１４）
上式（ａ１４）の容量Ｃn （ωn ）を発振角周波数ωn で微分すると、中心発振角周波数（ωC ＝１）での容量の変化率Ｃn '（１）が次式のように求められる。
【０１７５】
Ｃn '（１）＝（１−α）・２θst／ｓｉｎ（２θst）−（１＋α）
…（Ａ２）
（ショートスタブを用いた場合）
可変リアクタンス回路２２０とインピーダンス変成器２１０との接続点Ｑから同調スタブ２を見たインピーダンスＺstubは次式で表される。
【０１７６】
Ｚstub＝ｊＺstｔａｎ（ωn ・θst） …（ｂ１）
発振部１００と同調部２００との接続点Ｐから同調部２００を見たインピーダンスＺmod は次式で表される。
【０１７７】
Ｚmod ＝ｊ｛Ｚstｔａｎ（ωn ・θst）＋ＸVD｝＝ｊＸmod …（ｂ２）
ここで、ＸVDは可変リアクタンス回路２２０のリアクタンスである。上式（ｂ２）から発振部１００と同調部２００との接続点Ｐから同調部２００を見たリアクタンスＸmod は次式のようになる。
【０１７８】
Ｘmod ＝Ｚstｔａｎ（ωn ・θst）＋ＸVD …（ｂ３）
可変リアクタンス回路２２０のインダクタンスをＬp とすると、可変リアクタンス回路２２０の誘導成分は次式のようになる。
【０１７９】
ωn ・Ｌp ＝ωx ・ωC ・Ｌp ＝ωn ・Ａ …（ｂ４）
ここで、Ａ＝ωC ・Ｌp ＝一定
可変リアクタンス回路２２０の容量成分は次式のようになる。
【０１８０】
１／（ωx ・Ｃx ）＝１／（ωn ・ωC ・Ｃn ・ＣC ）
＝Ｂ／（ωn ・Ｃn ） …（ｂ５）
ここで、Ｂ＝１／（ωC ／ＣC ）＝一定
上式（ｂ４），（ｂ５）から、可変リアクタンス回路２２０のリアクタンスＸVDは次式のようになる。
【０１８１】
ＸVD＝ωx ・Ｌp −１／（ωx ・Ｃx ）
＝ωn ・Ａ−Ｂ／（ωn ・Ｃn ）
＝ＸVD（ωn ，Ｃn ） …（ｂ６）
このように、可変リアクタンス回路２２０のリアクタンスＸVDは発振角周波数ωn および容量Ｃn の関数で表される。
【０１８２】
Ａ／Ｂ＝ω2 C・Ｌp ・ＣC ＝αとおくと、可変リアクタンス回路２２０は、α＞１の場合に誘導性となり、α＜１の場合に容量性となり、α＝１の場合に直列共振となる。
【０１８３】
上式（ｂ６）から、可変リアクタンス回路２２０のリアクタンスＸVD（ωn ，Ｃn ）は次式のようになる。
【０１８４】
ＸVD（ωn ，Ｃn ）＝Ｂ｛ωn ・α−１／（ωn ・Ｃn ）｝ …（ｂ７）
したがって、上式（ｂ３），（ｂ７）から、リアクタンスＸmod （ωn ，Ｃn ）は次式のようになる。
【０１８５】
Ｘmod （ωn ，Ｃn ）
＝Ｚstｔａｎ（ωn ・θst）＋ＸVD（ωn ，Ｃn ）
＝Ｚstｔａｎ（ωn ・θst）＋Ｂ｛ωn ・α−１／（ωn ・Ｃn ）｝
…（ｂ８）
中心発振角周波数（ωn ＝１）および中心容量（Ｃn ＝１）でリアクタンスＸmod がショートとなるように設計する。それにより、上式（ｂ８）からωn ＝１およびＣn ＝１のときのリアクタンスＸmod （１，１）は次式のようになる。
【０１８６】
Ｘmod （１，１）＝Ｚstｔａｎθst＋Ｂ（α−１）＝０ …（ｂ９）
上式（ｂ９）により次式が成立する。
【０１８７】
Ｚst＝Ｂ（１−α）／ｔａｎθst＝Ｂ（１−α）ｃｏｔθst …（ｂ１０）
したがって、上式（ｂ８），（ｂ１０）よりリアクタンスＸmod は次式のようになる。
【０１８８】
Ｘmod （ωn ，Ｃn ）＝Ｂ｛（１−α）ｃｏｔθstｔａｎ（ωn ・θst）＋ωn ・α−１／（ωn ・Ｃn ）｝ …（ｂ１１）
発振角周波数（ωx ＝ωn ・ωC ）はバラクタダイオード３の容量Ｃn が変化したときにＸmod （ωn ，Ｃn ）＝０を満足する発振角周波数ωn で与えられる。
【０１８９】
逆に、発振角周波数ωn が変化したときにＸmod （ωn ，Ｃn ）＝０を満足する容量Ｃn を考えると、上式（ｂ１１）から次式が成立する。
【０１９０】
（１−α）ｃｏｔθstｔａｎ（ωn ・θst）＋ωn ・α−１／（ωn ・Ｃn ）＝０ …（ｂ１２）
上式（ｂ１２）を容量Ｃn で整理すると、次式のようになる。
【０１９１】
１／（ωn ・Ｃn ）＝ωn ・α＋（１−α）ｃｏｔθstｔａｎ（ωn ・θst） …（ｂ１３）
さらに、上式（ｂ１３）から次式が求められる。
【０１９２】
Ｃn （ωn ）＝１／［ωn ｛ωn ・α＋（１−α）ｃｏｔθstｔａｎ（ωn ・θst）｝］ …（ｂ１４）
上式（ｂ１４）の容量Ｃn （ωn ）を発振角周波数ωn で微分すると、中心発振角周波数（ωC ＝１）での容量の変化率Ｃn '（１）が次式のように求められる。
【０１９３】
Ｃn '（１）＝（α−１）・２θst／ｓｉｎ（２θst）−（１＋α）
…（Ｂ２）
以上をまとめると、同調スタブ２の特性インピーダンスＺstおよび中心発振角周波数（ωC ＝１）でのバラクタダイオード３の容量の変化率Ｃn '（１）は次式（Ａ１），（Ａ２），（Ｂ１），（Ｂ２）のように求められる。なお、α＝ωC 2・Ｌp ・ＣC である。α＝１のときは直列共振である。
【０１９４】
（オープンスタブを用いた場合）
Ｚst＝Ｂ（α−１）ｔａｎθst …（Ａ１）
Ｃn '（１）＝（１−α）・２θst／ｓｉｎ（２θst）−（１＋α）
…（Ａ２）
（ショートスタブを用いた場合）
Ｚst＝Ｂ（１−α）ｃｏｔθst …（Ｂ１）
Ｃn '（１）＝（α−１）・２θst／ｓｉｎ（２θst）−（１＋α）
…（Ｂ２）
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態における電圧制御型発振器の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の電圧制御型発振器の詳細な構成の一例を示す回路図である。
【図３】図２の電圧制御型発振器の平面図である。
【図４】図２の電圧制御型発振器の発振周波数に着目した回路図である。
【図５】図４の同調部の発振周波数でのインピーダンスの制御電圧依存性を表すスミスチャートである。
【図６】オープンスタブを用いた同調部を示す図である。
【図７】ショートスタブを用いた同調部を示す図である。
【図８】オープンスタブを用いた場合の中心発振角周波数での同調スタブの電気長と同調スタブの特性インピーダンスおよびバラクタダイオードの容量の変化率との関係を示す図である。
【図９】ショートスタブを用いた場合の中心発振角周波数での同調スタブの電気長と同調スタブの特性インピーダンスおよびバラクタダイオードの容量の変化率との関係を示す図である。
【図１０】６つの場合についての最適な同調スタブの特性インピーダンスおよび電気長の算出結果を示す図である。
【図１１】第２の最適化方法を用いた電圧制御型発振器の平面図である。
【図１２】比較例の電圧制御型発振器の平面図である。
【図１３】誘導性の場合の実施例１、実施例２および比較例における発振角周波数とバラクタダイオードの容量との関係を示す図である。
【図１４】容量性の場合の実施例１、実施例２および比較例における発振角周波数とバラクタダイオードの容量との関係を示す図である。
【図１５】図１の電圧制御型発振器のより具体的な構成の一例を示す平面図である。
【図１６】図１５の電圧制御型発振器の回路図である。
【図１７】制御電圧印加回路の構成を示す回路図である。
【図１８】発振周波数の制御電圧依存性を示す図である。
【図１９】同調感度の制御電圧依存性を示す図である。
【図２０】図１の電圧制御型発振器を用いた無線通信システム用の送受信機の構成を示す模式図である。
【符号の説明】
１ 誘電体基板
２ 同調スタブ
３ バラクタダイオード
４ トランジスタ
５，６，７ マイクロストリップ線路
１００ 発振部
１１０ 増幅回路
１２０ 帰還回路
２００ 同調部
２１０ インピーダンス変成器
２２０ 可変リアクタンス回路
５００ 送信系
５０１，５１１ 周波数変換器
５１０ 受信系
５２０ 局部発振器
５５０ アンテナ
Claims (7)
- 発振動作を行う発振部と、
前記発振部の発振周波数帯域内で共振する同調部とを備え、
前記同調部は、
伝送線路を含むインピーダンス変成器と、
前記伝送線路の一端と前記発振部との間に接続され、制御電圧に応じて容量値が変化する可変容量素子および誘導成分を含む可変リアクタンス回路とを備え、
制御電圧の変化に応じて前記発振部と前記同調部との接続点から前記同調部を見たインピーダンスの描く軌跡は、リアクタンスが実質的に０となる点を含み、
前記伝送線路の他端は開放状態にされ、制御電圧の中心値において、前記可変リアクタンス回路のリアクタンスは容量性であり、かつ発振周波数の変化に対する前記可変容量素子の容量値の変化率が極小となるように前記伝送線路の特性インピーダンスが設定されたことを特徴とする電圧制御型発振器。 - 前記伝送線路の特性インピーダンスは、制御電圧の中心値における前記可変リアクタンス回路のリアクタンスの実質的にｔａｎ（２３π／３２）倍に設定されるとともに、前記伝送線路の電気長が実質的に（２３π／３２）［ｒａｄ］に設定されたことを特徴とする請求項１記載の電圧制御型発振器。
- 発振動作を行う発振部と、
前記発振部の発振周波数帯域内で共振する同調部とを備え、
前記同調部は、
伝送線路を含むインピーダンス変成器と、
前記伝送線路の一端と前記発振部との間に接続され、制御電圧に応じて容量値が変化する可変容量素子および誘導成分を含む可変リアクタンス回路とを備え、
制御電圧の変化に応じて前記発振部と前記同調部との接続点から前記同調部を見たインピーダンスの描く軌跡は、リアクタンスが実質的に０となる点を含み、
前記伝送線路の他端は短絡状態にされ、制御電圧の中心値において、前記可変リアクタンス回路のリアクタンスは誘導性であり、かつ発振周波数の変化に対する前記可変容量素子の容量値の変化率が極小となるように前記伝送線路の特性インピーダンスが設定されたことを特徴とする電圧制御型発振器。 - 前記伝送線路の特性インピーダンスは、制御電圧の中心値における前記可変リアクタンス回路のリアクタンスの実質的にｃｏｔ（２３π／３２）倍に設定されるとともに、前記伝送線路の電気長が実質的に（２３π／３２）［ｒａｄ］に設定されたことを特徴とする請求項３記載の電圧制御型発振器。
- 制御電圧の中心値において前記発振部と前記同調部との接続点から前記同調部を見たインピーダンスは、リアクタンスが実質的に０となるように設定されたことを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の電圧制御型発振器。
- 前記可変容量素子に直列または並列に固定容量が付加されたことを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電圧制御型発振器。
- 基準信号を発生する請求項１〜６のいずれかに記載の電圧制御型発振器を含む局部発振器と、
前記局部発振器により発生された基準信号を送信信号または受信信号と混合することにより送信信号または受信信号の周波数を所定の周波数に変換する周波数変換器とを備えたことを特徴とする通信装置。
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