ES2314045T3 - Oscilador controlado por tension y sintonizable. - Google Patents

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ES2314045T3 ES02718443T ES02718443T ES2314045T3 ES 2314045 T3 ES2314045 T3 ES 2314045T3 ES 02718443 T ES02718443 T ES 02718443T ES 02718443 T ES02718443 T ES 02718443T ES 2314045 T3 ES2314045 T3 ES 2314045T3
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Abstract

Un oscilador controlado por tensión con capacidad de conmutación de banda (400) provisto de un circuito resonante, en el que dicho circuito resonante se caracteriza por un elemento inductivo (L2) conectado entre una conexión a tierra y un primer terminal de un condensador de bloqueo de CC (C5); un primer condensador ferroeléctrico (FE3) conectado en serie con un segundo condensador ferroeléctrico (FE4), donde el primer y el segundo condensadores en serie (FE3, FE4) se conectan entre la conexión a tierra y un segundo terminal del condensador de bloqueo de CC (C5); una primera línea de tensión de control (V3) conectada, a través de una primera resistencia (R3), a un segundo terminal del segundo condensador ferroeléctrico (FE4) y un primer terminal del condensador ferroeléctrico (FE3), y donde un segundo terminal del primer condensador ferroeléctrico se conecta a tierra; y una segunda línea de tensión de control (V2) conectada a través de una segunda resistencia (R2) al segundo terminal del condensador de bloqueo (C5) y un primer terminal del segundo condensador ferroeléctrico (FE4); en el que una frecuencia de salida del oscilador (400) se encuentra comprendida en una primera banda de frecuencias cuando se aplica la misma tensión de control a la primera y la segunda líneas de tensión de control (V2, V3); y en el que una frecuencia de salida del oscilador (400) se encuentra comprendida en una segunda banda de frecuencias cuando se aplica 0 V a la primera línea de tensión de control (V3) y se aplica una segunda tensión a la segunda línea de tensión de control (V2).

Description

Oscilador controlado por tensión y sintonizable.
Ámbito del invento
El presente invento hace referencia en términos generales a los dispositivos y componentes electrónicos sintonizables y, más específicamente, a los osciladores controlados por tensión, con capacidad de conmutación de banda y que incorporan componentes ferroeléctricos sintonizables.
Antecedentes del invento
La anchura de banda para radiofrecuencia es un recurso escaso, sumamente valioso y cada vez más congestionado. Un número siempre creciente de usuarios intenta coexistir y transferir un volumen cada vez mayor de información en la anchura de banda finita disponible actualmente. El espectro de radio se divide en bandas de frecuencia que se asignan para usos específicos. En Estados Unidos, por ejemplo, todas las estaciones de radio FM transmiten en la banda de 88-108 MHz y todas las estaciones de radio de AM transmiten en la banda de 535 kHz - 1,7 MHz. La banda de frecuencias en torno a los 900 MHz se reserva para las transmisiones telefónicas sin hilos. Se ha reservado una banda de frecuencias centrada en torno a los 2,45 GHz para la nueva tecnología Bluetooth. Centenares de otras tecnologías inalámbricas disponen de su propia banda reservada dentro del espectro de radio, desde los intercomunicadores para vigilancia de bebés hasta las comunicaciones espaciales.
Las comunicaciones en una determinada frecuencia de banda tienen lugar en unos canales definidos de forma más limitada y precisa incluso dentro de la banda. Es por ello que en prácticamente todos los sistemas o dispositivos de comunicación inalámbrica, se requiere agilidad en las frecuencias y tiene una importancia crítica la generación precisa de frecuencias. Normalmente, la generación de frecuencias se obtiene mediante un oscilador electrónico. Como es bien conocido en la técnica, un oscilador electrónico es un circuito que produce una señal de salida en una frecuencia específica, y por lo general consta de un amplificador en el que una parte de la salida regresa como entrada mediante un sistema de retroalimentación en bucle. Los osciladores electrónicos más simples incluyen algún tipo de combinación entre un condensador y un inductor o cualquier otro componente resonante.
La capacidad de selección y cambio entre canales de frecuencia puede conseguirse mediante un oscilador controlado por tensión ("VCO", por sus siglas en inglés). En un VCO, se aplica una tensión de control a un condensador dependiente de la tensión, conocido normalmente como diodo con capacitancia variable, diodo varicap o varactor, con el fin de sintonizar el VCO en una frecuencia determinada. En la figura 1 se ilustra un circuito resonante 100 convencional de un oscilador sintonizado con un diodo varicap. El circuito 100 incluye un diodo varicap D1 y un elemento resonante L1 (siendo L1 un inductor o algún otro dispositivo resonante de línea de transmisión). La tensión de control V1 se aplica a todo el diodo varicap D1 a través de la resistencia de entrada R1. La tensión V1 es una tensión de control de CC y se aplica para sintonizar el oscilador en una gama especificada. El condensador C1 de bloqueo de la CC se interpone entre el diodo varicap D1 y el inductor L1, y el condensador C2 de bloqueo de la CC se interpone entre el inductor L1 y un amplificador sustentador del oscilador (que no se ilustra). Normalmente, el amplificador sustentador es un generador de impedancia negativa. Como es bien conocido en la técnica, normalmente también se proporcionará, conjuntamente con el VCO, un circuito de control con bucle de enganche de fase (PLL, por sus siglas en inglés).
Al aplicar una tensión inversa (V1) al diodo varicap D1, la capa de aislamiento entre las zonas p-dopadas y las zonas n-dopadas del semiconductor gana espesor. En el diodo D1 se forma una zona de transición prácticamente exenta transportadoras y que se comporta como el dieléctrico del condensador. La zona de transición se incrementa a medida que se incrementa la tensión inversa que la recorre y, dado que la capacitancia varía en relación inversa al espesor del dieléctrico, la capacitancia de unión se reduce al incrementarse la tensión inversa. El efecto es parecido a incrementar la separación entre dos placas de un condensador, lo que reduce la capacitancia. Así, al variar la tensión de control V1, puede variarse la capacitancia de unión proporcionada por el diodo varicap D1. Al variar la capacitancia, a su vez, cambia la frecuencia resonante del inductor L1 y, con ello, la frecuencia que será amplificada y emitida por el circuito 100.
En los últimos años, se ha exigido a los diseñadores de VCO el cumplimiento con unas normas cada vez más exigentes. Actualmente, sólo unos pocos fabricantes en todo el mundo pueden producir de forma rentable unos VCO que sean aptos para utilizarse en dispositivos de comunicación de consumo de gran volumen. Dos de los principales obstáculos planteados en el diseño de VCO son (1) el ruido de fase y (2) la función de transferencia no lineal inherente (tensión aplicada versus capacitancia) de los diodos varicap.
Un parámetro crítico del rendimiento de los osciladores es su ruido de fase de banda lateral única o, simplemente, "ruido de fase". El ruido de fase afecta a la capacidad del receptor de rechazar las señales no deseadas en los canales cercanos. Es el cociente de la potencia de salida dividida por la potencia del ruido, en una compensación especificada, y se expresa en dBc/Hz. La figura 2 es un diagrama que muestra los requisitos habituales de ruido de fase para un VCO de 1 GHz. Como puede observarse, en una compensación de unos 60 kHz, un oscilador de 1 GHz especifica un ruido de fase situado alrededor de los -120 dBc/Hz.
Uno de los principales escollos para conseguir este rendimiento es la Q cargada del circuito del oscilador. El amplificador sustentador del oscilador no suele ser un factor significativo en la determinación del ruido de fase, debido a la disponibilidad de semiconductores de bajo ruido que se optimizan específicamente para tal fin. La Q cargada de la estructura del elemento resonante (L1) suele ser el factor predominante al determinar el rendimiento global del ruido de fase. La Q cargada del elemento resonante tiene limitada la frecuencia por la resistencia en serie del diodo varicap, que puede llegar a ser de varios ohmios.
La Q de un condensador puede expresarse mediante la fórmula Q = X_{c}/R_{s}, donde X_{c} es la reactancia del diodo varicap, determinada por la fórmula X_{c} = 1/(2\cdot\pi\cdotf\cdotc), y R_{s} es la resistencia en serie efectiva del diodo varicap. Asumiendo que se requiere una capacitancia de 5 pF en una frecuencia de 1,5 GHz, se obtiene una reactancia X_{c} de 21,22\Omega. Asumiendo además que la resistencia en serie efectiva R_{s} del diodo varicap es 0,5\Omega, la Q resultante del diodo varicap es 42,44. Así, la reducción de la resistencia en serie efectiva tendrá un efecto directo sobre la Q del diodo varicap y la Q cargada de toda la estructura del elemento resonante.
Otro parámetro crítico en el rendimiento del oscilador es la linealidad (o falta de linealidad) en la función de transferencia (tensión aplicada versus capacitancia) del diodo varicap. En la figura 3 se presenta un diagrama que muestra la capacitancia de un diodo varicap tipo, versus una gama de tensión de sintonización tipo para el diodo de un teléfono móvil (de 0,3V a 2,7V). Como puede observarse, no se trata de una relación lineal. Por debajo de 0,5V, los cambios en la tensión unitaria producen cambios mucho más importantes en la capacitancia unitaria. En consecuencia el cambio de frecuencia MHz/voltio del oscilador no se mantiene constante en toda la gama de sintonización. Esto compromete el diseño del filtro del bucle PLL y, en consecuencia, al rendimiento global del ruido.
Otro problema asociado con el uso de los diodos varicap es que, dado que se trata de una unión de diodos inversamente polarizada, resulta importante que la señal de CA aplicada no supere la tensión de polarización y resulte en una conducción marcadamente directa del diodo. Si esto se produce, la Q del elemento resonante se reducirá drásticamente y varios de los parámetros del oscilador, como el ruido de fase y la pureza general del espectro, se verán gravemente afectados. En un caso extremo, el oscilador podría ser incapaz de mantener una oscilación constante y degeneraría en oscilaciones parasitarias a ráfagas e incontroladas.
A la vista de lo anterior, surge la necesidad de un oscilador controlado por tensión que muestre un mejor rendimiento del ruido de fase y una función de transferencia tensión/capacitancia más lineal.
La patente US-4.494.081 revela un oscilador con capacidad de conmutación de banda mediante un circuito LC resonante que comprende dos diodos varactores conectados en serie. Se aplica tensión de control a la unión de los dos varactores y se permite la conmutación de banda estableciendo que una parte de la tensión de control se aplique al otro terminal de uno de los varactores.
Resumen del invento
Una forma de realización del presente invento comprende un circuito resonante de un oscilador con capacidad de conmutación de banda. El circuito dispone de un primer y un segundo condensadores ferroeléctricos y de una primera y segunda líneas de tensión de control para facilitar la conmutación de banda.
En otra forma de realización, se aporta un método para la conmutación de banda en un oscilador controlado por tensión. Se proporcionan el primer y el segundo condensadores ferroeléctricos y se aplican la primera y la segunda tensiones de control al primer y al segundo condensadores, de modo que el primero o el segundo condensador sea predominante en la frecuencia de salida del oscilador.
Los expertos en la técnica descubrirán o podrán deducir otras funciones, objetivos y aplicaciones del invento a partir del examen de los dibujos siguientes y de la descripción detallada que se incluye. Dichas funciones adicionales se incluyen en el ámbito del invento, en la medida en que queden cubiertas por las reivindicaciones que se acompañan.
Breve descripción de los dibujos
En la figura 1 se muestra un esquema de un circuito resonante convencional de un oscilador sintonizado con diodos varicap;
En la figura 2 se muestra un diagrama que ilustra los requisitos de ruido de fase versus compensación de frecuencia necesarios para un típico oscilador controlado por tensión, de 1 GHz;
En la figura 3 se muestra un diagrama que ilustra la capacitancia versus la tensión de control aplicada para un diodo varicap tipo;
En la figura 4 se muestra un esquema de un circuito resonante de un oscilador sintonizado ferroeléctrico que no forma parte del presente invento;
En la figura 5 se muestra un diagrama que ilustra la capacitancia versus la tensión de control aplicada para un condensador ferroeléctrico;
En la figure 6 se muestra un esquema de un circuito oscilador sintonizado con ferroeléctrico y con retroalimentación adaptable que no se corresponde con el presente invento;
En la figura 7 se muestra un esquema de un circuito resonante de oscilador sintonizado con ferroeléctrico con capacidad de conmutación de banda que se corresponde con el presente invento.
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Descripción detallada del invento
En los VCO que se utilizan actualmente suele emplearse un diodo varicap como dispositivo de sintonización de frecuencias. Estos VCO presentan un rendimiento de ruido de fase limitado y una función de transferencia de tensión de capacitancia/control no lineal. Con el fin de superar estas limitaciones, el presente invento proporciona un oscilador controlado por tensión empleando condensadores ferroeléctricos, en lugar de diodos varicap, como dispositivos de sintonización.
Los antecedentes, ventajas, topologías y métodos de ensayo asociados con los condensadores ferroeléctricos se exponen exhaustivamente en la solicitud provisional de patente de Estados Unidos con número de serie 60/283.093 presentada el 11 de abril de 2001, así como en los números de solicitud relacionados, de titularidad conjunta, 09/904.631; 09/912.753; 09/927.732; 09/927.136; 10/044.522; 10/077.654; 10/076.171; 10/075.896; 10/075.727; y 10/075.507. Brevemente, estas solicitudes revelan unos métodos de ensayo en los que se utilizan circuitos resonantes de banda estrecha que miden y caracterizan con precisión la pérdida debida al uso de material ferroeléctrico, y establecen que los componentes ferroeléctricos no presentan tanta atenuación como solía creerse. Los anteriores métodos y dispositivos de ensayo no daban cuenta de todos los mecanismos de atenuación y, en consecuencia, no permitían determinar con precisión la atenuación causada por el uso de material ferroeléctrico. En una de las aplicaciones, el circuito resonante de banda estrecha utilizado para el ensayo es un elemento resonante de microbanda con una separación para definir el condensador, y un film ferroeléctrico colocado en dicha separación.
Al utilizar métodos de ensayo adecuados y mecanismos de recuento de la atenuación, los componentes ferroeléctricos sintonizables pueden optimizarse y diseñarse para que se utilicen en una amplia variedad de aplicaciones con poca atenuación y circuitos con agilidad de frecuencias. La elección de la topología es crítica para alcanzar la mejor Q posible (atenuaciones mínimas). Dependiendo de la topología y los materiales particulares que se utilicen, y de la gama de frecuencias aplicables, pueden obtenerse Q mayores de 80, mayores de 180 e incluso más elevadas. Se establecen procedimientos de diseño y detalles de implementación para condensadores de separación, condensadores de superposición y condensadores interdigitales. Las menores atenuaciones se obtienen mediante la fabricación directa del condensador ferroeléctrico con el elemento resonante u otros circuitos de radiofrecuencia. Esto elimina la atenuación adicional causada por el enganche del condensador ferroeléctrico al circuito.
En la figura 4 se dibuja un circuito resonante 200 de oscilador sintonizado ferroeléctrico que no se corresponde con el presente invento. El VCO 200 es parecido al ilustrado en la figura 1, con la salvedad de que utiliza un condensador ferroeléctrico FE1 en lugar de un diodo varicap D1. El condensador ferroeléctrico FE1 se ha construido, ensayado e integrado en el circuito 200 según se describe en las solicitudes de patente enumeradas anteriormente. El L1 es un inductor u otro dispositivo de línea de transmisión resonante. La salida del circuito 200 conduce a un amplificador sustentador del oscilador (que no se ilustra).
Un condensador ferroeléctrico variable ofrece varias ventajas frente a un diodo varicap. En primer lugar, su resistencia en serie es mucho menor, normalmente unas diez veces. Esto se traducirá directamente en una Q mucho más cargada Q (Q = X_{C} / R_{S} véase la discusión anterior) y un mejor rendimiento de ruido de fase. En segundo lugar, como se ilustra en la figura 5, la función de transferencia de capacitancia/tensión aplicada de un condensador ferroeléctrico es básicamente lineal, lo que permite diseñar unos filtros de bucle PLL más óptimos. Finalmente, los condensadores ferroeléctricos no se ven afectados por los problemas de conducción directa de los diodos varicap. Este último aspecto permite el diseño de nuevos osciladores con capacidad de conmutación de banda, según se describirá más adelante.
Además de establecer la frecuencia operativa deseada, es posible también utilizar una combinación de condensadores variables ferroeléctricos para ajustar la vía de retroalimentación sustentadora de la oscilación. Este ejemplo adicional, que no se corresponde con el invento, se ilustra en la figura 6. Al ajustar simultáneamente el nivel de retroalimentación y cambiar al mismo tiempo la frecuencia, se mantiene el rendimiento del oscilador en una mayor anchura de banda. Un oscilador convencional, como el oscilador que se ilustra en la figura 1, presenta una frecuencia operativa óptima, en la que su salida se sitúa en su mejor rendimiento, en términos de pureza de espectro y potencia de radiofrecuencia. Esto suele describirse como "punto dulce" del oscilador. El mantenimiento de esta retroalimentación óptima es importante, en especial para los diseños de oscilador a los que se exige sintonización a lo largo de una amplia anchura de banda (superior al quince por ciento de la frecuencia central del oscilador). Sin embargo, a medida que el oscilador se sintoniza lejos de su punto dulce y se desplaza hacia sus límites de sintonización, la potencia de salida de la radiofrecuencia suele caer y el ruido de fase (o pureza de espectro) se degrada.
Como se ilustra en la figura 6, es posible utilizar un segundo componente ferroeléctrico para mantener un rendimiento óptimo en una mayor anchura de banda variando los parámetros de retroalimentación con la frecuencia operativa deseada. Para que el oscilador 300 pueda producir una señal de espectro comparativamente pura, la ganancia pico del bucle abierto del oscilador debe corresponderse con el punto cero de cambio de fase en torno a todo el bucle. La imposibilidad de mantener esta relación en toda la gama de sintonización llevará a un rendimiento defectuoso del oscilador. En otro caso extremo, el oscilador podría interrumpir su oscilación.
En el circuito 300 de la figura 6, FE7 y FE9 son condensadores variables ferroeléctricos. El condensador C8 es un condensador de bloqueo de CC, pero también podría ser opcionalmente un condensador ferroeléctrico. Los condensadores C10 y C11 son condensadores de bloqueo de CC. Durante el funcionamiento, se utiliza la tensión de control V4 para alterar la capacitancia del condensador ferroeléctrico FE9. La capacitancia del condensador FE9, en combinación con los demás componentes (principalmente el condensador C8 y el inductor L3) establece la frecuencia del oscilador que es emitida por el amplificador Al. Al variar consecuentemente la tensión de control V4, varía proporcionalmente la frecuencia del oscilador. La tensión de control V4, además, controla el potencial de CC en todo el condensador ferroeléctrico FE7. Por ello, la capacitancia del FE7 también varía con la tensión de control aplicada. Mediante un diseño y una selección precisos de los condensadores C7, C10 y C11, se controla con exactitud la amplitud y la fase de la señal de retroalimentación en la frecuencia deseada, manteniendo así un rendimiento óptimo.
La forma de realización del invento, ilustrada en la figura 7, utiliza condensadores ferroeléctricos para proporcionar un nuevo oscilador con capacidad de conmutación de banda 400. El circuito 400 puede configurarse de formas muy distintas para proporcionar una conmutación de banda efectiva o para alcanzar la gama de sintonización disponible. Los condensadores FE3 y FE4 son componentes ferroeléctricos, y los condensadores C5 y C6 son condensadores de bloqueo de CC. La línea de salida del condensador C6 conduce al amplificador sustentador del oscilador (que no se ilustra).
El circuito 400 dispone de dos entradas de tensión de control: V2 y V3. La frecuencia de oscilación producida por el circuito 400 puede alcanzarse variando las tensiones de control V2 y V3, ya sea conjunta o independientemente. Son varios los escenarios posibles. En un primer escenario, se aplica una única (y la misma) tensión de control tanto a V2 como a V3. Esto provoca que la tensión de control en todo el condensador FE4 sea efectivamente cero, lo que sitúa su capacitancia en su valor máximo. Así, la tensión en todo FE3 y, en consecuencia, su capacitancia predominan efectivamente en el establecimiento de la frecuencia. En un segundo escenario, la entrada de control V3 está conectada a tierra y se aplica tensión de control a V2. En este escenario, no se produce diferencia de potencial en todo el FE3, por lo que su capacitancia se establece en su valor máximo. La tensión en todo el FE4 y, en consecuencia, su capacitancia predominan efectivamente en el establecimiento de la frecuencia. Así, al elegir diferentes gamas de capacitancia para FE4 y FE3, puede proporcionarse conmutación efectiva de bandas estableciendo las tensiones de control que se han descrito en el primer y el segundo escenarios.
En un tercer escenario, se aplica tensión de control a V3 y la tensión de control V2 se conecta a tierra. En este escenario, tanto FE3 como FE4 experimentan la misma tensión de control de CC, por lo que cambian su capacitancia. Desde un punto de vista de CA, los condensadores se encuentran efectivamente en serie, lo que incrementa considerablemente la frecuencia de funcionamiento y permite la cobertura de otras bandas de comunicación. Pueden obtenerse resultados similares aplicando diferentes tensiones de control a V2 y a V3.
Los expertos en la técnica descubrirán o sabrán deducir otras formas de realización y aplicaciones del invento. Dichas formas de realización y aplicaciones adicionales se incluyen en el ámbito del presente invento en la medida en que estén protegidas por las reivindicaciones que se acompañan.

Claims (4)

1. Un oscilador controlado por tensión con capacidad de conmutación de banda (400) provisto de un circuito resonante, en el que dicho circuito resonante se caracteriza por un elemento inductivo (L2) conectado entre una conexión a tierra y un primer terminal de un condensador de bloqueo de CC (C5); un primer condensador ferroeléctrico (FE3) conectado en serie con un segundo condensador ferroeléctrico (FE4), donde el primer y el segundo condensadores en serie (FE3, FE4) se conectan entre la conexión a tierra y un segundo terminal del condensador de bloqueo de CC (C5); una primera línea de tensión de control (V3) conectada, a través de una primera resistencia (R3), a un segundo terminal del segundo condensador ferroeléctrico (FE4) y un primer terminal del condensador ferroeléctrico (FE3), y donde un segundo terminal del primer condensador ferroeléctrico se conecta a tierra; y una segunda línea de tensión de control (V2) conectada a través de una segunda resistencia (R2) al segundo terminal del condensador de bloqueo (C5) y un primer terminal del segundo condensador ferroeléctrico (FE4); en el que una frecuencia de salida del oscilador (400) se encuentra comprendida en una primera banda de frecuencias cuando se aplica la misma tensión de control a la primera y la segunda líneas de tensión de control (V2, V3); y en el que una frecuencia de salida del oscilador (400) se encuentra comprendida en una segunda banda de frecuencias cuando se aplica 0 V a la primera línea de tensión de control (V3) y se aplica una segunda tensión a la segunda línea de tensión de control (V2).
2. El oscilador que se describe en la reivindicación 1, en el que la primera tensión de control (V3) mantiene una relación lineal con la primera capacitancia del primer condensador ferroeléctrico (FE3) en toda la banda de frecuencias.
3. El oscilador que se describe en la reivindicación 1, en el que la segunda tensión de control (V2) mantiene una relación lineal con la segunda capacitancia del primer condensador ferroeléctrico (FE3) en toda la primera banda de frecuencias.
4. Un método para la conmutación de banda en un oscilador controlado por tensión (400) que comprende: la aportación de un circuito resonante formado por un primer condensador ferroeléctrico (FE3) y un segundo condensador ferroeléctrico (FE4) conectados en serie entre un primer terminal de un condensador de bloqueo (C5) y una conexión a tierra, y comprendiendo también el circuito resonante un elemento inductivo (L2) conectado entre un segundo terminal del condensador de bloqueo (C5) y la conexión a tierra; y la aplicación de una primera tensión de control (V3) y una segunda tensión de control (V2) al primer y al segundo condensadores ferroeléctricos (FE3, FE4) para que el circuito resonante presente resonancia en una de las primeras bandas de frecuencia correspondiente al primer condensador ferroeléctrico (FE3), o en una segunda banda de frecuencias correspondiente al segundo condensador ferroeléctrico (FE4); en el que la primera tensión de control (V3) se acopla a través de una primera resistencia (R3) con un primer terminal del primer condensador ferroeléctrico (FE3) y con un segundo terminal del segundo condensador ferroeléctrico (FE4) y en el que la segunda tensión de control (V2) se acopla a través de una segunda resistencia (R2) con un primer terminal del segundo condensador ferroeléctrico (FE4), y en el que un segundo terminal del primer condensador ferroeléctrico (FE3) se acopla con la conexión a tierra; en el que, cuando la primera tensión de control (V3) y la segunda tensión de control (V2) son aproximadamente iguales, provocando que la tensión en todo el segundo condensador ferroeléctrico (FE4) sea efectivamente a cero, se provoca que el circuito resonante presente resonancia en la primera banda de frecuencias, correspondiente al primer condensador ferroeléctrico (FE3), y cuando la primera tensión de control (V3) está conectada a tierra y la segunda tensión de control (V2) no está conectada a tierra, provocando que la tensión en todo el condensador ferroeléctrico (FE3) sea efectivamente cero, se provoca que el circuito resonante presente resonancia en la segunda banda de frecuencias, correspondiente al segundo condensador ferroeléctrico (FE4).
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