JP2007325321A - チューナブル位相シフタおよびそれに対するアプリケーション - Google Patents

Abstract

【課題】ダイレクトダウンコンバージョン受信機におけるローカル発振器漏れ影響を軽減するための改良された装置を提供すること。
【解決手段】本発明は、位相シフトフィルタおよび位相補償を行うダイレクトダウンコンバージョン受信機を提供する。ＤＣオフセット検出器は、受信されたベースバンド信号のＤＣオフセットを検出し、フィードバック信号を提供する。チューナブルフィルタは、フィードバック信号に応答してローカル発振器信号を位相シフトする。位相シフトされたローカル発振器信号は、受信されたＲＦ信号を直接的にダウンコンバートするために使用され、それによって、結果のベースバンド信号におけるＤＣオフセットは低減される。
【選択図】図３

Description

（背景）
（発明の分野）
本発明の分野は、エレクトロニクスである。より詳細には、本発明はワイヤレス通信デバイスにおけるダイレクトコンバージョン（ｄｉｒｅｃｔ ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ）受信機に関する。

（関連技術の説明）
大抵のワイヤレス通信デバイスは、ベースバンドとワイヤレス周波数（ＲＦ）ステージとの間に中間周波数（ＩＦ）ステージを有するトランシーバ（送信機および受信機）を使用する。ＩＦステージを使うトランシーバは、スーパーヘテロダイントランシーバと呼ばれる。より安価で、より信頼ができ、より長い耐久性がありより小さいワイヤレス通信デバイスに対する人をひきつける商業的動きが、ＩＦステージを除去するために、この産業において多くの試みをを引き起こしている。これは、コンポーネントの数、費用やサイズの節約を生む。

ＲＦ信号が、ＲＦ信号からのベースバンド信号にダイレクトコンバージョンされるので、ＩＦステージを使わないトランシーバは、ダイレクトダウンコンバージョントランシーバと呼ばれる。それらはまた、ゼロＩＦトランシーバ（ｚｅｒｏ ＩＦ ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ）としても知られている。

スーパーヘテロダイン受信機は中間周波数ステージを有するので、スーパーヘテロダイン受信機は、概して、ダイレクトダウンコンバージョン受信機と比較してより多くのコンポーネントを有する。現在、スーパーヘテロダイン受信機の使用および製造は、よく理解されているので、多くのワイヤレスハンドセット（ｈａｎｄｓｅｔ）は、スーパーヘテロダイントランシーバを用いている。多くのハンドセットがスーパーヘテロダイン設計を使用するが、このような使用は、中間周波数ステージを必要とするハードウェアが理由で、ハンドセットのサイズを小さくすることおよび製造費用を低くすることの関心に対して常時緊張させている。

ワイヤレスハンドセットにおけるダイレクトコンバージョン技術の使用は、中間周波数の必要を取り除き、これにより、製造費用およびサイズ制限を引き下げる。しかしながら、複数の問題が、ワイヤレスハンドセットにおけるダイレクトコンバージョン技術の広範の使用を妨げてきた。例えば、従来技術のダイレクトダウンコンバージョン受信機５を示す図１を考慮する。受信機５は、送信されたワイヤレス周波数（ＲＦ）信号１１を受信するためのアンテナ１０を含む。ＲＦ信号１１は、デュプレクサ（ｄｕｐｌｅｘｅｒ）１２を通って、低ノイズ増幅器１４と繋がる。増幅されたＲＦ信号は、その後ＲＦポート２２を通ってミキサ１５に接続される。この増幅されたＲＦ信号は、通常、バンドパス信号ｇ_ｂｐ（ｔ）であり、これらは、
ｇ_ｂｐ（ｔ）＝ｇ_ｃ（ｔ）ｃｏｓｗ_０ｔ＋ｇ_ｓ（ｔ）ｓｉｎｗ_０ｔ
として表わされ得る。ここで、ｇ_ｃ（ｔ）およびｇ_ｓ（ｔ）は、それぞれ、ベースバンド信号の同相（Ｉ）およびの直交（Ｑ）コンポーネントである。従って、このバンドパス信号をそのベースバンドコンポーネントに変換するために、電圧制御型発振器１６は、ＬＯポート２４を通ってミキサ１５と繋がる、ＲＦ周波数ｗ_０の正弦波（ｓｉｎｕｓｏｉｄ）を生成する。ベースバンドローパスフィルタ１８は、ベースバンドコンポーネントを取り戻し、その後これらのコンポーネントは、Ａ／Ｄおよびデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）ベースバンドプロセッサ２０によって処理される。

ミキサがポート２２および２４の両方で同じ周波数ｗ_０の正弦波を受けることに留意されたい。従って、スーパーヘテロダイン受信機のＩＦステージにおけるミキサとは異なり、厳しいカップリングサイド影響がミキサ１５において発生し得る。これらの影響は、ミキサがベースバンド信号の所望でない高調波を生み出すことの非線形の影響を含む。さらに、ＤＣオフセットは、ミキサ１５のＲＦポート２２にＶＣＯの正弦波出力の漏れによって、復調されるベースバンド信号内に現われ得る。このタイプの漏れは、特に問題がある。なぜなら、ＶＣＯ出力は、一般的に、低ノイズ増幅器１５の出力よりパワーにおいて、より高い大きいデシベル値であるからである。さらに、このタイプの漏れは、ワイヤレスハンドセットにおいて使用されるＰＣＳバンドなどのより高い周波数で悪化される。

ＬＯ漏れが与えられると、ＶＣＯ１６からＬＯポート２４に入力する周波数ｗ_１での正弦波出力はまた、ＲＦポート２２と結合する。したがって、同じ信号は、ＲＦポート２２とＬＯポート２４の両方に存在し、ミキサ１５によって二乗される。入力正弦波の位相に関係なく、その二乗することは、入力周波数を二倍した正弦波およびＤＣオフセット項を生成する。したがって、ＬＯ漏れは、ＤＣオフセットを必然的に生成する。複数の技術が、ＬＯ漏れおよび復調されたベースバンド信号におけて、この結果として生じる歪みおよびＤＣオフセットの問題を解決するために開発された。例えば、米国特許番号第４，８１１，４２５号および５，００１，７７３号は、ミキサ１５のＲＦポート２２に入るＬＯコンポーネントを直接的にキャンセルするスキームを開示する。ＲＦポート２２に入るＬＯコンポーネントは必ずＶＣＯ１６によって生成されるＬＯ信号より小さい振幅であるので、キャンセルされる信号は、漏れるＬＯコンポーネントをキャンセルするために適切に大きくかつ位相シフトされなければならない。これらの直接キャンセルスキームは、高価なハードウェアの必要性および漏れコンポーネントをキャンセルすることでの効率の悪さに苦慮する。

したがって、ダイレクトダウンコンバージョン受信機におけるローカル発振器漏れ影響を軽減するための改良された装置および技術が当該技術において必要である。

（要旨）
復調されたベースバンド信号においてＤＣオフセットを低減するダイレクトダウンコンバージョン受信機を提供することが所望される。したがって、検出されたＤＣオフセットに応答して、受信機の特性を適応するように調整するためのメソドロジー（ｍｅｔｈｏｄｏｌｏｇｙ）を提供することが、本発明の目的である。

本発明の一つの局面によると、チューナブル（ｔｕｎａｂｌｅ）で、低損失な、位相シフトフィルタが提供される。フィルタは、ローパスフィルタ、ハイパスフィルタまたはオールパスフィルタとして構成され得る。フィルタは、可変誘電率の強誘電性コンポーネントを含む。

本発明の別の局面において、ダイレクトダウンコンバージョン受信機は、受信されるベースバンド信号内のＤＣオフセットを検出しかつ検出されたＤＣオフセットに負帰還信号を生成するためのＤＣオフセット検出器を有する。チューナブルフィルタは負帰還に従って、受信機のローカル発振器の位相を調整するミキサは、ベースバンド信号を生成するために位相シフトされたローカル発振器信号と受信されたＲＦ信号とのミックスイングを行う。ＤＣオフセット検出器、チューナブルフィルタ、およびミキサによって形成される負帰還によって、ベースバンド信号におけるＤＣオフセットの量は、低減される。

本発明の別の局面によると、ある方法が、ダイレクトダウンコンバージョン受信機内のＤＣオフセットを低減するために提供される。この方法において、受信されるＲＦ信号は、直接的にダウンコンバートされるベースバンド信号を生成するために位相シフトされたローカル発振器の信号とミックスされる。ベースバンド信号の中のＤＣオフセットが検出され、位相シフトされたローカル発振器信号の位相シフトがＤＣオフセットを低減するために調整される。

さらなる本発明の局面および特徴は、添付の図面と共に以下の説明で示される。

異なった図における同じ参照符号の使用は、類似または同一の項目を表わす。

（詳細な説明）
ここで、図２を参照すると、位相補償形ダイレクトダウンコンバージョン受信機３０が、示される。図１に関して説明されたように、ダウンコンバージョン受信機３０は、アンテナ１０、デュプレクサ１２、低ノイズ増幅器１４、ミキサ１５、ＶＣＯ１６、ベースバンドローパスフィルタ１８、および、Ａ／Ｄ＆ＤＳＰベースバンドプロセッサ２０を含み得る。さらに、ベースバンドプロセッサ２０は、ＤＣオフセット検出器３２を含む。ＤＣオフセット検出器３２は、ベースバンドプロセッサ２０と一体化して示されるが、ベースバンドプロセッサ２０とは区別可能であり得る。ＤＣオフセット検出器３２は、複数の方法においてハードウェアまたはソフトウェア、または、二つの組み合わせで、インプリメントされ得ることが理解される。

インプリメンテーションに関係なく、ＤＣオフセット検出器３２は、ベースバンドプロセッサ２０によって取り戻された、復調ベースバンド信号に存在しているＤＣオフセットの量（ａｍｏｕｎｔ）の測定を提供するために機能する。例えば、ＤＣオフセット検出器３２は、ベースバンドプロセッサ２０内のアナログデジタル変換器（Ａ／Ｄ）によって生成される波形を平均化またはローパスフィルタリングし得る。したがって、ＤＣオフセット検出器３２は、Ａ／Ｄ変換器の波形の移動平均を行い続けるためにプログラムされたマイクロプロセッサまたは状態機械においてインプリメントされ得る。ＤＣオフセットがない場合、この波形の平均化は、およそ０であるべきであり、すなわち、時間にわたって、正のサンプル値は、Ａ／Ｄ変換器から出力されるデジタル化された波形の負のサンプル値をキャンセルする傾向になる。ＤＣオフセットは信号をハイ（ｈｉｇｈ）またはロウ（ｌｏｗ）にバイアスする傾向がある。フィードバックネットワーク３８は、ＤＣオフセット検出器３２からのデジタルＤＣオフセット測定値を受ける。この値に基づいて、フィードバックネットワーク３８は、チューナブルフィルタ３６に適用されるＶ_ｆ−ｅの値をインクリメント的に（ｉｎｃｒｅｍｅｎｔｌｌｙ）調整する。フィードバックネットワーク３８は、ＤＣオフセット測定値の値の記憶を保持する。ＤＣオフセット検出器３２からのフィードバックネットワーク３８によって受け取られるＤＣオフセットの次の測定値が前述の値より大きい場合、フィードバックネットワーク３８は方向を反転し、Ｖ_ｆ−ｅの最初の値の反対側の値にＶ_ｆ−ｅの値を設定する。しかしながら、ＤＣオフセット検出器３２からフィードバックネットワーク３８によって受信されるＤＣオフセットの次の測定値が前の値よりも小さい場合、フィードバックネットワーク３８は、Ｖ_ｆ−ｅでの変化の方向を維持し、再びＶ_ｆ−ｅをインクリメントする。

代替的に、所定のＤＣオフセットを検出するようなＲＦ入力なしに、最初に動作するようなシステムを設計し得る。このＤＣオフセットは、減算され得る。このことは、ＤＣオフセットの時間変化がＤＣオフセット検出器およびフィードバックネットワークのサンプリング期間と比較して全く小さい場合に、作動する。代替的に、ＤＣオフセット検出器３２は、ワイヤレスハンドセットなどの従来の受信機において既に提供されている信号品質
メトリック（ｓｉｇｎａｌ ｑｕａｌｉｔｙ ｍｅｔｒｉｃｓ）によって簡単に提供される。例えば、全てのノイズおよび干渉信号に対する復調ベースバンド信号の強さの比であるＳＩＮＡＤが使用され得る。所定の閾値以下に下げられたＳＩＮＡＤの場合に、ＤＣオフセットは、存在すると仮定され得る。

ＤＣオフセットがどのようにＤＣオフセット検出器３２によって検出されるかとは関係なく、ＤＣオフセット検出器３２は、ＤＣオフセットの量に比例するフィードバック信号を生成する。このフィードバック信号は、アナログまたはデジタルのどちらかでも良い。例えば、ＤＣオフセット検出器３２がベースバンドプロセッサ２０のＡ／Ｄ変換器によって生成されたデジタル化された波形の移動平均を実行するマイクロプロセッサである場合、ＤＣオフセット検出器は、この移動平均を適切なデジタル化された値にスケーリングするのみである。適切な値にスケールングする量は、フィードバックネットワーク３８を介してフィードバック信号と結合するチューナブルフィルタ３６の特性を考慮して決定される。チューナブルフィルタ３６は、ＶＣＯ１６によって生成されるローカル発振信号の位相を調整するオールパス、ローパス、または、ハイパスフィルタであり得る。チューナブルフィルタ３６は、負のフィードバックネットワーク３８を介して結合されるフィードバック信号に応答して位相を調整する。上述のように、チューナブルフィルタ３６は、まさにローパスフィルタであり得、そのコーナー周波数は、ローカル発振器信号の周波数に関して十分に高い値であるべきである。ＶＣＯ１６によって生成されるローカル発振器信号は、通常、狭帯域正弦波なので、ローカル発振器の信号が、ミキサのＲＦポート２２に入力する増幅された受信のＲＦ信号をダウンコンバートするためのミキサ１５の機能に対して十分な振幅でチューナブルフィルタ３６を通過する限り、チューナブルフィルタ３６のタイプがオールパス、ハイパス、または、ローパスのいずれかであるかは、重要でない。

本発明の鍵となる利点は、チューナブルフィルタ３６によって生成される信号の振幅が、重要でないということである。言い換えると、上述の従来技術のＤＣオフセット削減スキーム（ｓｃｈｅｍｅ）とは異なり、ダイレクトダウンコンバージョン受信機３０は、ＤＣオフセット検出器３２からのフィードバックに関するローカル発振器信号の位相の制御のみ必要である。対照的に、上述の従来技術のスキームは、ＲＦポート２２に入力するＬＯ漏れを直接キャンセルすることに役に立っていたので、これらのスキームは、ＬＯ漏れキャンセル信号の位相および振幅の両方を調整しなければならなかった。これらの信号の特性の両方を適合させることの難しさは、このスキームのＤＣオフセットキャンセル効率を悪くする。

負帰還ネットワーク３８により生成されるＤＣオフセッフィードバック信号の存在に対応するチューナブルフィルタ３６は、ＶＣＯ１６によって生成されるローカル発振器信号の位相を調整する。チューナブルフィルタ３６の複数の異なるタイプがローカル発振器信号の位相を適切に調整することをインプリメントされ得ることが、理解される。しかしながら、重要なことには、チューナブルフィルタ３６が、ミキサ１５のＬＯポート２４の近くにある。フィルタ３６は、ＬＯポート２４の近くにあるべきであり、これにより、ポート２２に漏れ得る伝送線の多くは存在しない。なお、ＶＣＯ１６が通常、ローカル発振器信号をミキサ１５のみに提供するだけではなく、受信機３０に渡って複数の位置に信号を結合する。例えば、ワイヤレスハンドセットにおいて、ＶＣＯ１６は、ミキサ１５およびワイヤレスハンドセットのマザーボード上の数個のトレースとリードに分配されたローカル発振器信号から数インチ離れ得る。この方法では、ローカル発振器信号は、他のリード線がローカル発振器信号を伝搬する他のリードと同様に、ＶＣＯ１６からのリードの長さでこの数インチまたはこれより大きい長さからミキサ１５に放射し得る。このことは、ローカル発振器信号が素早く、ミキサ１５のＲＦポート２２に結合するか、または放射するために十分な機会を与える。このような素早い結合および放射は、現在のデジタルハンドセットにおいて利用される比較的高い周波数（１〜２ＧＨｚ）によって容易に行われる。
しかしながら、反対に、チューナブルフィルタ３６は、好ましくは、ミキサ１５のＲＦポート２２にチューナブルフィルタによって生成される位相調整されたローカル発振器信号の任意の素早い結合を最小にするためにミキサ１５とできるだけ近づける。このことは、チューナブルフィルタ３６によって生成された位相シフトされたローカル発振器信号は、キャンセルすることができないので重要であり、それ自体で混合されるミキサ１５のＲＦポート２２に素早く結合されるべきである。上述のように、正弦波（この場合は位相シフトされたローカル発振器信号）の二乗された結果は、ＤＣオフセット項を生成する。チューナブルフィルタ３６をミキサ１５のＬＯポート２４と近接して配置することは、ミキサ１５において位相シフトされた出力信号の二乗の値を最小化する。その結果、ベースバンドプロセッサ２０によって生成された復調されるベースバンド信号の中の望まれないＤＣオフセットを防ぐことになる。

チューナブルフィルタ３６からの位相シフトされたローカル発振器信号は、増幅され受信のＲＦ信号、および、素早い結合またはＲＦポート２２へのローカル発振器信号の放射から生じるＬＯ漏れ信号とミックスされまたは乗算される。乗算のため、チューナブルフィルタ３６の位相シフトされた出力は、位相シフトされたローカル発振器信号の振幅に関係なくＬＯ漏れ信号をキャンセルし得る。当業者に理解されるように、複数のタイプのチューナブルフィルタのアーキテクチャは、本発明においてインプリメントされ得る。

図３は、チューナブルフィルタ３６の１実施形態としてローカル発振器信号を位相シフトする、２．０ＧＨｚに同調されたハイパスチューナブルフィルタ４０を示す。当該技術において通常であるように、チューナブルフィルタ４０の入力４２および出力４４は、抵抗器４６および４８の記号で表わされる５０Ωのインピーダンスに整合している。もちろん、このことが、ＬＯ入力ポート２４およびＶＣＯ１６が５０Ωのインピーダンスと整合するように調整されると仮定することが理解される。含まれる実際のインピーダンスとは関係なく、コンポーネントは、最大効率のために出力および入力インピーダンスと整合するために調整されるべきである。任意のインピーダンスエレメントが、使用され得る。インピーダンスエレメントは、例えば、キャパシタ、インダクタ、抵抗器、伝送線などのインピーダンスを有する任意のエレメントとして本明細書で定義される。

インダクタ５０は、４．０ｎＨのインダクタンスを有し得る。チューナブルなエレメントは、キャパシタ５２および５４である。この実施形態において、キャパシタ５２および５４は等しく、１〜４ｐＦのキャパシタンスの範囲にわたり変更され得る。結果的に対称になるので、ポート４２および４４は等しく、かつ入力または出力ポートのいずれかとして示され得る。

多くの異なるチューナブルエレメントは、バラクターダイオード、ＭＥＭキャパシタ、または可動平行板などのキャパシタ５２および５４を形成するために使用され得る。あるいは、強誘電性（ｆ−ｅ）材料は、ギャップ（ｇａｐ）、オーバーレイ（ｏｖｅｒｌａｙ）、またはインターデジタル（ｉｎｔｅｒｄｉｇｉｔａｌ）などの種々のトポロジー（ｔｏｐｏｌｏｇｙ）のキャパシタ５２を形成するために使用され得る。１〜２ＧＨｚの範囲におけるｆ−ｅキャパシタの使用の本質の利点は、例えばバラクターダイオードなどの他のチューナブルコンポーネントより低い損失を提供し得ることである。このような用途に用いられる任意の位相シフト回路網は好ましく最も可能なＲＦ低損失を提供すべきである。システム性能は、ローカル発振器（ＬＯ）の駆動レベルが低減される場合、低下される。さらに、複数のミキサは、ミキサが能動的か受動的かどうかによって、ミキサの利得および損失の要求を満たすＬＯ駆動最小レベルを必要とする。ＬＯ経路において付加された損失がＬＯ駆動レベル増加を必要とし、したがって、ＲＦ経路に漏れる高レベル信号に供給すると同様に、バッテリーに電流の引きこみを増加させる。

適切なｆ−ｅキャパシタの設計のさらなる詳細は、同時係属中の、米国出願番号０９／９０４，６３１； ０９／９１２，７５３； ０９／９２７，７３２； ０９／９２７，１３６；および１０／０４４，５２２で見つけられ得、これらの出願のコンテンツは、本明細書で参照として援用される。

キャパシタ５２および５４がどのような形状なのかに関係なく、フィルタ４０の位相応答の結果は、図４に示される。この位相変化は、ポート４２に入力する２．０ＧＨｚの入力正弦波とポート４４に出力する位相シフトされた正弦波との間に存在する。キャパシタ５２および５４が１．０ｐＦのキャパシタンスを有する場合、フィルタ４０を介する位相遅延は１２５度である。４．０ｐＦのキャパシタンスに対するチューニングキャパシタ５２および５４は、およそ５３度の位相遅延を調整する。ＬＯポート２４およびＶＣＯ１６に対するポート４２および４４の関係は、図２に示され得る。チューナブルフィルタ３６からの必要な位相変化の範囲が所与の受信機におけるＤＣオフセットの存在の個別的な分析に依存することが理解される。さらなる位相変化が必要とされなければならない場合、フィルタ４０は、さらなるキャパシタおよびインダクタを含んでも良い。あるいは、抵抗器−キャパシタトポロジーが使用され得る。つまり、抵抗器およびキャパシタから作られるローパスフィルタが使用され得る。

図２を参照して、制御信号ジェネレータ（図示せず）は、一つ以上の強誘電性コンポーネントをチューニングするために制御信号を生成する。

電気的長さ（ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ｌｅｎｇｔｈ）がフィードバック信号に応じて調整されるチューナブルな伝送線などの分布アーキテクチャがまたフィルタ３６を形成するために使用され得る。例えば、マイクロストリップ線を負荷された強誘電性（ｆ−ｅ）が使用され得る。このようなデバイスおよび方法は、米国特許出願番号０９／９２７，１３６で開示される。この特許出願は、本明細書で参照として援用される。

フィードバックネットワーク３８は、負帰還信号をチューナブルフィルタ３６に提供する機能として働く。図２に示される実施形態において、フィードバックネットワーク３８は、制御信号ジェネレータとしての役目を行う。特定のフィードバックネットワークのインプリメンテーションに関係なく、当業者は、基本的な原理が負帰還ループの結果としての安定性を制御することを理解する。任意のネガティブフィードバックループにおいて、出力は、入力をキャンセルするために使用される。この場合、出力は、ＤＣ検出器３２によって検出されるＤＣオフセットである入力をキャンセルするために使用されるチューナブルフィルタ３６からの位相変化の結果である。安定させるために、伝達関数は、ｓ平面（ｓ−ｐｌａｎｅ）の右半分に任意の根を有してはいけない。伝達関数は、ゼロ初期状態下での出力および入力のラプラス変換の比である。

ここで、フィードバックネットワークがどのようにインプリメントされるかの特定の例が与えられる。図５は、フィードバックネットワーク６５の概要図を示す。フィードバックネットワーク６５は、出力７３がスケーリングシステム６９に結合される反転演算増幅器６７を含む。この演算増幅器６７はＤＣオフセット検出器３２からの入力７１を受けてこの演算増幅器６７は、この入力を反転させ、スケーリングシステム６９に対してこの入力を増幅または減衰させ得る。

演算増幅器６７の出力７３において、この信号は、正または負であり得る。好ましくは、チューナブルフィルタ３６は、非負信号を受ける。したがって、スケーリングシステム６９は、可能性のある出力信号７３の最大絶対値と等しいかまたは電圧をより大きい出力７３に加えることによって出力７３をシフトする。スケーリングシステム６９はまた、出力７３に電圧を加えた後、出力７３を増幅し得る。したがって、例えば、出力７３が−０
．８Ｖから＋０．８Ｖに変動し得、スケーリングシステム６９は、出力７３を０．０ｖ〜＋１．６Ｖにシフトし得、その後、出力７３を０．０Ｖ〜３．３Ｖでスケーリングする。

スケーリングシステム６９は、チューナブルフィルタ３６をチューニングするためにチューナブルフィルタ３６と結合される。有利にも、チューナブルフィルタ３６は、ＤＣオフセット信号に応答して、ＬＯ信号の位相を変化させ、その結果ベースバンド信号のＤＣオフセットを最小化する。

あるいは、フィードバックネットワークは、状態機械としてインプリメントされ得る。この場合、ＤＣオフセット信号は好適には、デジタル信号である。簡単化の目的のために、状態機械の機能は、本明細書には記述されない。

本発明は、特定の実施形態の参照で記述されたが、この説明は、本発明の応用の例であるだけであり、限定するようにはとられない。結果として、開示された実施形態の特徴の種々の適合および組み合わせは添付の請求項に包含され本発明の範囲内である。

図１は、従来技術のダイレクトダウンコンバージョン受信機のブロック図である。 図２は、本発明の一実施形態によるＤＣオフセット低減を提供するように構成されたダイレクトダウンコンバージョン受信機のブロック図である。 図３は、図２のダイレクトダウンコンバージョン受信機において適切に使用するためのチューナブルハイパスフィルタを示す。 図４は、図３のチューナブルフィルタに対する位相遅れの変化を示す。 図５は、フィードバックネットワークの概要図を示す。

Claims (1)

1. 本願明細書に記載のベースバンド信号ＤＣオフセットを補正するシステム。

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