WO2018131138A1 - 高周波共振器及びこれを用いた高周波発振器 - Google Patents

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frequency
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reactance circuit
dielectric
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Inventor
津留　正臣
Original Assignee
三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P7/00—Resonators of the waveguide type
    • H01P7/08—Strip line resonators
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/18—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance

Definitions

  • the present invention relates to an interdigital type high frequency resonator and a high frequency oscillator using the same.
  • an interdigital coupled resonator As a conventional high frequency resonator, for example, there is an interdigital coupled resonator as disclosed in Patent Document 1.
  • This coupled resonator is composed of two transmission lines having a quarter wavelength at the resonance frequency when not coupled, and each of the transmission lines is short-circuited at one end and open at the other end. These transmission lines are arranged in parallel so that the short-circuit points are staggered.
  • Such a resonator is called an interdigital resonator.
  • the high-frequency input terminal is tap-coupled to one transmission line
  • the high-frequency output terminal is tap-coupled to the other transmission line
  • these tap coupling points are mutually connected with respect to the rotational symmetry axis of the coupled resonator having the rotational symmetry axis. It was placed at a position that was rotationally symmetric.
  • the transmission line is strongly coupled and the resonance frequency becomes two by narrowing the interval between the transmission lines arranged in the interdigital type.
  • One resonance frequency is a resonance frequency lower than the resonance frequency at the time of non-coupling
  • the other resonance frequency is a resonance frequency higher than the resonance frequency at the time of non-coupling.
  • Such a high-frequency resonator utilizes the fact that the capacitance between transmission lines depends on the resonance mode, and increases the change in capacitance with respect to the resonance mode by reducing the distance between the transmission lines, thereby reducing the resonance of the lower frequency. Therefore, resonance at a higher frequency was obtained.
  • interdigital coupled resonators have been used in bandpass filters and the like by sufficiently increasing the high frequency resonance and using the low frequency resonance.
  • the coupling between transmission lines depends on the spacing.
  • the upper and lower wirings in the inner layer of the multilayer substrate are used in order to obtain strong coupling.
  • the inner layer has a dielectric thickness and dielectric constant. The degree of freedom in design is small, and as a result, it is difficult to reduce the interval between the transmission lines, and thus it is difficult to reduce the size of the high-frequency resonator.
  • the present invention has been made to solve such a problem, and an object of the present invention is to provide a high-frequency resonator that can be miniaturized.
  • the high-frequency resonator according to the present invention includes a first transmission line provided on a dielectric, a second transmission line provided in a layer different from the first transmission line, a first transmission line, and a first transmission line.
  • An inter-transmission-line dielectric located in a layer between the two transmission lines, the dielectric, the first transmission line, the inter-transmission-line dielectric, and the second transmission line have a laminated structure; and
  • the dielectric between the transmission lines has a dielectric constant independent of the dielectric constant of the surrounding dielectric including the dielectric.
  • the high-frequency resonator according to the present invention is such that the inter-transmission-line dielectric located between the first transmission line and the second transmission line has a dielectric constant independent of the dielectric constant of the surrounding dielectric. It is. Thereby, the space
  • FIG. 1 is a perspective view of a high frequency resonator according to a first embodiment of the present invention. It is sectional drawing of the high frequency resonator of Embodiment 1 of this invention. It is explanatory drawing which shows the relationship of the resonant frequency of the high frequency resonator of Embodiment 1 of this invention. It is explanatory drawing which shows operation
  • FIG. 1 is a perspective view showing a high-frequency resonator according to the present embodiment.
  • the high-frequency resonator includes a first transmission line 1, a second transmission line 2, through-holes 3 and 4, a dielectric 6, an inter-transmission-line dielectric 7, and a high-frequency input / output terminal 9.
  • the first transmission line 1 and the second transmission line 2 are each one end open one end short circuit, and MIM (Metal-Insulator-Metal) manufacture so that the short-circuit ends formed by the through holes 3 and 4 are staggered.
  • MIM Metal-Insulator-Metal
  • the MIM manufacturing process is to form a bottom electrode, a dielectric thin film, and a top electrode on an insulating substrate by a thin film formation process such as sputtering, vapor deposition, CVD, sol-gel, etc. Since is well known, detailed description is omitted.
  • the through hole 3 and the through hole 4 are a first short-circuit portion that short-circuits one end of the first transmission line 1 and a first short-circuit portion of the second transmission line 2 opposite to the first transmission line 1, respectively. 2 is connected to the ground layer on the lower surface of the dielectric 6.
  • the high frequency input / output terminal 9 is tapped to the first transmission line 1 and is a terminal to which radio waves from the peripheral circuit are input or output.
  • the tap coupling is to connect terminals to which radio waves are input or output in addition to the short-circuit ends of the resonators (here, the first transmission line 1 and the second transmission line 2).
  • the dielectric constant ⁇ r2 of the inter-transmission line dielectric 7 between the first transmission line 1 and the second transmission line 2 is equal to the dielectric constant ⁇ r1 of the dielectric 6 and the resonator periphery. This is independent of the dielectric constant ⁇ r3 of the dielectric 8.
  • the dielectric 6 may be a GaAs substrate
  • the dielectric 8 may be air
  • both the dielectric 6 and the dielectric 8 may be SiO 2 .
  • the inter-transmission-line dielectric 7 is formed with a thickness equal to or smaller than the thin film.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram showing the resonance frequency.
  • the resonance frequency f 0 at the time of non-coupling due to the coupling of the first transmission line 1 and the second transmission line 2 is an odd mode (low-band resonance frequency f L ) and an even mode. It is separated into (high-band resonance frequency f H ).
  • the first transmission line 1 has a higher potential at the open end than the short-circuited end, and when the current flows from the open end to the short-circuited end, the second transmission line 2 is short-circuited.
  • the end is higher in potential than the open end, and the current flows from the short-circuit end to the open end. Since the open end of the first transmission line 1 and the short-circuited end of the second transmission line 2 are vertically opposite to each other, the direction of current flow is the same in the vertical direction, the mutual inductance is increased, and the resonance frequency is increased. Lower.
  • the capacitance is equivalently increased, and the resonance frequency is shifted to a low frequency.
  • the open end of the first transmission line 1 has a higher potential than the short-circuited end, and when current flows from the open end to the short-circuited end, the open end of the second transmission line 2 is also short-circuited. The potential is higher and the current flows from the open end to the short-circuit end. Since the open end of the first transmission line 1 and the short-circuited end of the second transmission line 2 are vertically opposed to each other, the direction of current flow is reversed up and down, and the mutual inductance is reduced. Becomes higher. In the even mode, since the midpoint between the first transmission line 1 and the second transmission line 2 does not form a virtual short-circuited surface, the capacitance due to the distance between the first transmission line 1 and the second transmission line 2 Is formed.
  • the high frequency resonance frequency f L or the high frequency resonance frequency f H is reflected with low loss and output from the high frequency input / output terminal 9.
  • the high frequency input / output terminal 9 is connected to the high frequency resonator by tap coupling, the high frequency resonator operates as a parallel resonator.
  • ⁇ represents the distance from the short-circuit end to the tap coupling point in the first transmission line 1.
  • transmission lines formed on different layers in a multilayer substrate have different layer thicknesses, so the capacitance to ground is different, and the characteristic impedance is different for the same line width.
  • the electric field distribution is not symmetric, such as an unbalanced state.
  • the transmission line formed using the MIM manufacturing process has a sufficiently small line interval as compared with the layer thickness in the multilayer substrate, and can be manufactured on the order of nm. Therefore, since the electrostatic capacitance between the transmission lines is large and the electric field distribution between the transmission lines is concentrated between the lines, the conventional problems are avoided and the characteristics are good.
  • the distance between the first transmission line 1 and the second transmission line 2 is narrowed by using the MIM manufacturing process, and the dielectric of the inter-transmission-line dielectric 7 is reduced. It is effective to increase the degree of coupling between the first transmission line 1 and the second transmission line 2 by increasing the rate ⁇ r2 .
  • a through hole 3 that is a first short-circuit portion that short-circuits one end of the first transmission line 1 is formed in the same layer as the through-hole 4 that is a second short-circuit portion.
  • the transmission line 1 may be connected by an air bridge 5 or the like.
  • the structure which connects the 1st transmission line 1 and the through hole 3 with the air bridge 5 is a design matter of electrical length.
  • a high-frequency input / output terminal 91 and a high-frequency input / output terminal 92 may be provided in the first transmission line 1 and the second transmission line 2, respectively.
  • the high frequency input / output terminal 91 and the high frequency input / output terminal 92 are connected to a distance dL where the electrical length from the first short-circuited end and the electrical length from the second short-circuited end are the same point.
  • the first transmission line provided on the dielectric and the second transmission line provided in a different layer from the first transmission line.
  • an inter-transmission-line dielectric located in a layer between the first transmission line and the second transmission line, the dielectric, the first transmission line, the inter-transmission-line dielectric, and the second transmission line Is a laminated structure, and the dielectric between the transmission lines has a dielectric constant independent of the dielectric constant of the surrounding dielectric including the dielectric.
  • the dielectric between transmission lines has a dielectric constant larger than that of the surrounding dielectric located in the same layer of the laminated structure.
  • the coupling between the transmission lines can be strengthened.
  • the dielectric between the transmission lines is made to have a thickness equal to or smaller than the thin film, the capacitance between the transmission lines is increased, and the characteristics with good symmetry are obtained. can do.
  • the first short-circuit portion that short-circuits one end of the first transmission line and the end opposite to the first short-circuit portion of the second transmission line are short-circuited. Since the second short-circuit portion is provided, a high-frequency resonator can be easily configured.
  • the high frequency input / output terminal connected to a position other than the short-circuit portion of at least one of the first transmission line and the second transmission line is provided. Therefore, input / output of radio waves with the outside can be performed as a high frequency resonator.
  • the electrical length from the first short-circuit portion in the first transmission line is the same as the electrical length from the second short-circuit portion in the second transmission line.
  • the symmetry of the two high frequency input / output terminals is maintained, and a good characteristic can be obtained with a small loss as a high frequency resonator.
  • FIG. FIG. 7 is a configuration diagram illustrating a transmission line portion of the high-frequency resonator according to the second embodiment.
  • FIG. 8 is an operation explanatory diagram of the high-frequency resonator according to the second embodiment.
  • the high-frequency resonator of the second embodiment includes a first transmission line 1, a second transmission line 2, through holes 3 and 4, a dielectric 6, a transmission line dielectric 7, and a high-frequency input / output terminal. 9, 91, 92, capacitors 101, 102, and a resistor 12.
  • the configuration other than the capacitors 101 and 102 and the resistor 12 is the same as the configuration of FIG. 1 and FIG.
  • the same reference numerals are given to the corresponding portions and the description thereof is omitted.
  • the high-frequency input / output terminals 91 and 92 are respectively connected to the midpoints (points at a distance dL from the through holes 3 and 4) of the first transmission line 1 and the second transmission line 2.
  • One end of each of the capacitors 101 and 102 is connected to the high frequency input / output terminals 91 and 92. That is, as shown in the connection state 103 in FIG. 8, each is connected to the midpoint of the first transmission line 1 and the second transmission line 2.
  • the other ends of the capacitors 101 and 102 are connected to one end of the resistor 12, and the other end side of the resistor 12 is short-circuited.
  • the capacitor 101 constitutes a first reactance circuit
  • the capacitor 102 constitutes a second reactance circuit.
  • the operation of the high frequency resonator of the second embodiment will be described.
  • the basic operation is the same as that of the high frequency resonator of the first embodiment.
  • the high frequency input / output terminals 91 and 92 are connected to the midpoints of the first transmission line 1 and the second transmission line 2, respectively, at the connection point between the other ends of the connected capacitor 101 and capacitor 102.
  • the odd mode operates in the opposite phase, the virtual short circuit occurs, and when the even mode operates in the same phase, the resistor 12 can be seen and the resistor is terminated (see FIG. 8). Accordingly, in the odd mode, no current flows through the resistor 12 and no loss occurs, whereas in the even mode, a current flows through the resistor 12 and a loss occurs. Therefore, the high frequency resonator suppresses the high frequency resonance frequency (f H ). And operates only at a low resonance frequency (f L ).
  • the no-load Q (Q u0 ) of the resonator is expressed by the following expression when the equivalent conductance, the equivalent capacitance, and the equivalent inductance are G r , C r , and L r , respectively.
  • ⁇ 0 is the resonance angular frequency. Since the capacitance of the capacitor 101 is applied to the equivalent capacitance C r, the unloaded Q of the resonance of the low frequency side (Q uL) is further increased. When the Q value is high, the frequency characteristic is steep, so that a steep frequency characteristic can be obtained.
  • the capacitors 101 and 102 may have a stack structure 104.
  • the electrical length between the high frequency input / output terminal 91 and the capacitor 101 and the electrical length between the high frequency input / output terminal 92 and the capacitor 102 can be made equal as compared with the case where the capacitor 101 and the capacitor 102 are formed in a plane.
  • the stack structure 104 includes three electrodes: an upper surface electrode 105 connected to the high frequency input / output terminal 91, a lower surface electrode 106 connected to the high frequency input / output terminal 92, and a central electrode 107 connected to the other end of the resistor 12. It is formed.
  • the stack structure 104 may be formed by vertically stacking MIM capacitors.
  • the capacitors 101 and 102 may be variable capacitance elements 111 and 112, respectively. Thereby, it becomes possible to change the resonance frequency of the high frequency resonator.
  • the resistor 12 can be shared as a bias circuit. it can.
  • the other end of the resistor 12 is a virtual short circuit at a desired resonance frequency, it is not necessary to increase the resistance value of the resistor 12 from several hundreds to several k ⁇ as in the conventional case, and noise to the variable capacitance elements 111 and 112 is eliminated. There is an effect that the superimposition of the image can be reduced. This is also effective in reducing the phase noise of the oscillator described later.
  • the other end of the capacitor 13 whose one end is short-circuited is connected to one end of the resistor 12, and one end of the resistor 12 is short-circuited in a high frequency manner. One end of the resistor 12 is connected to a control voltage source.
  • the cathode terminals of the variable capacitance elements 111 and 112 may be connected to the high frequency input / output terminals 91 and 92, respectively, and the anode terminals may be connected to the other end of the resistor 12.
  • the first reactance circuit having one end connected to the midpoint of the first transmission line and the one end at the midpoint of the second transmission line. One end is connected to a connection point between the first reactance circuit and the second reactance circuit, and the other end is at least connected to the other end of the first reactance circuit. Since the high-frequency short-circuited resistor is provided, unnecessary high-frequency resonance can be suppressed and only low-frequency resonance can be achieved.
  • the loss at the desired low frequency resonance frequency is reduced. can do.
  • the first reactance circuit, the second reactance circuit, and the connection point thereof are formed by the upper electrode, the lower surface, and the center three electrodes, respectively. Loss at the resonance frequency can be reduced.
  • the first reactance circuit and the second reactance circuit are the first voltage variable capacitance element and the second voltage variable capacitance element, respectively.
  • the anode terminals or the cathode terminals of the voltage variable capacitance element and the second voltage variable capacitance element are connected to a connection point between the first reactance circuit and the second reactance circuit, and a resistor is connected to the first voltage variable capacitance element. Since the bias circuit of the second voltage variable capacitance element is provided, the resonance frequency of the high frequency resonator can be changed.
  • FIG. 11 is a configuration diagram illustrating a transmission line portion of the high-frequency resonator according to the third embodiment.
  • FIG. 12 is an operation explanatory diagram of the high-frequency resonator according to the third embodiment.
  • the high-frequency resonator of the third embodiment includes a first transmission line 1, a second transmission line 2, through holes 3 and 4, a dielectric 6, a dielectric 7 between transmission lines, and a high-frequency input / output terminal. 91, 92, 93, 94, capacitors 101, 102, and a resistor 12.
  • the high-frequency input / output terminal 93 and the high-frequency input / output terminal 94 are terminals that are tapped to the first transmission line 1 and the second transmission line 2 at a distance dL 2 from the respective short-circuit ends. .
  • the high frequency input / output terminal 93 and the high frequency input / output terminal 94 are terminals to which radio waves from peripheral circuits are input or output in a differential manner with the terminals as a pair.
  • the basic operation is the same as in the second embodiment.
  • the operating low frequency resonance frequency (f L ) is output with equal amplitude. Therefore, application to a differential circuit becomes easy.
  • the first reactance circuit having one end connected to the midpoint of the first transmission line and the one end at the midpoint of the second transmission line. One end is connected to a connection point between the first reactance circuit and the second reactance circuit, and the other end is at least connected to the other end of the first reactance circuit.
  • application to a differential circuit is facilitated.
  • the loss at the desired low frequency resonance frequency is reduced. can do.
  • the first reactance circuit, the second reactance circuit, and the connection point thereof are formed by the upper electrode, the lower surface, and the center three electrodes, respectively. Loss at the resonance frequency can be reduced.
  • the first reactance circuit and the second reactance circuit are the first voltage variable capacitance element and the second voltage variable capacitance element, respectively.
  • the anode terminals or the cathode terminals of the voltage variable capacitance element and the second voltage variable capacitance element are connected to a connection point between the first reactance circuit and the second reactance circuit, and a resistor is connected to the first voltage variable capacitance element. Since the bias circuit of the second voltage variable capacitance element is provided, the resonance frequency of the high frequency resonator can be changed.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a high-frequency oscillator according to Embodiment 4 of the present invention.
  • the high-frequency oscillator according to the fourth embodiment includes the high-frequency resonator according to the second embodiment and an active circuit 141. Since the high-frequency resonator is the same as that of the second embodiment, the same reference numerals are assigned to the corresponding parts, and the description thereof is omitted.
  • the active circuit 141 is a circuit having a reflection gain at a resonance frequency f L at a low frequency.
  • the input terminal of the active circuit 141 is connected to the high frequency input / output terminal 9, and the sum of the reflection phase of the high frequency resonator and the reflection phase of the active circuit 141 (loop phase) is the resonance frequency f L by the high frequency resonator and the active circuit 141. It is an integral multiple of 360 ° (including 0), and forms a positive feedback that satisfies the oscillation condition in which the sum of the reflection gain of the high-frequency resonator and the reflection gain of the active circuit 141 (loop gain) is 0 dB or more.
  • Resonance frequency f L near the high frequency noise is input to the active circuit 141 is supplied to the high-frequency input and output terminal 9 of the high-frequency resonator its power is amplified.
  • the power input from the high-frequency input / output terminal 9 is reflected at a resonance frequency f L of the high-frequency resonator with a lower loss than other frequencies, and is supplied to the active circuit 141 again. Since the active circuit 141 and the high-frequency resonator are configured to be positive feedback, the original high-frequency noise is further amplified and finally oscillates.
  • one end of the capacitor 101 is connected to the high-frequency input / output terminal 91 that is the middle point of the first transmission line 1, and one end of the capacitor 102 is connected to the second transmission line. 2 is connected to the high-frequency input / output terminal 92 which is the middle point of FIG. 2, and thus maintains symmetry with respect to the odd mode and the even mode, and the high frequency resonance frequency f H operating in the even mode is the resistance 12 Therefore, the loop gain of the oscillation condition cannot be satisfied, the high frequency noise near f H does not oscillate, and unnecessary oscillation is suppressed.
  • the resonance of the high frequency side of the high frequency resonator can be suppressed and only the resonance of the low frequency side can be suppressed, and an unnecessary oscillation on the high frequency side can be suppressed in the oscillator using the high frequency resonator. Oscillation can be obtained.
  • the transmission line can be formed by using the MIM manufacturing process and strong coupling can be realized, the size can be reduced, and the high-frequency resonator has a high Q, which has the effect of reducing the phase noise.
  • the high frequency resonator of the second embodiment is used, and the input terminal of the active circuit having the reflection gain at the set frequency is connected to the high frequency input / output terminal. Therefore, unnecessary oscillation on the high frequency side can be suppressed, and oscillation on the low frequency side can be obtained. Further, the high-frequency oscillator can be miniaturized and the phase noise can be reduced.
  • FIG. 14 is a block diagram showing a high-frequency oscillator according to Embodiment 5 of the present invention.
  • the high-frequency oscillator according to the fifth embodiment includes the high-frequency resonator according to the third embodiment, an active circuit 141, and a parallel resonant circuit 150. Since the high-frequency resonator is the same as that of the third embodiment, the same reference numerals are given to the corresponding portions and the description thereof is omitted.
  • Active circuitry 141 is similar to the fourth embodiment, a circuit having a reflection gain at a resonance frequency f L of the low frequency. The input terminal of the active circuit 141 is connected to the high frequency input / output terminal 93.
  • the parallel resonance circuit 150 is a resonance circuit that performs parallel resonance at a low frequency resonance frequency f L , one end of which is short-circuited and the other end connected to the high-frequency input / output terminal 94.
  • the parallel resonant circuit 150 includes a capacitor 151 and an inductor 152.
  • the high frequency resonator, the active circuit 141, and the parallel resonance circuit 150 the sum of the reflection phase of the high frequency resonator including the parallel resonance circuit 150 and the reflection phase of the active circuit 141 (loop phase) is 360 ° at the resonance frequency f L.
  • the high-frequency resonator including the parallel resonance circuit 150 and the sum of the reflection gain of the active circuit 141 (loop gain) is 0 dB or more, and a positive feedback satisfying an oscillation condition is formed. To do.
  • the parallel resonant circuit 150 is connected to the high frequency input / output terminal 94, the phase gradient of the high frequency resonator is increased, and the Q value is improved. At this time, since the impedance of the parallel resonant circuit 150 is open in f L is the desired frequency, it is possible to maintain the same symmetry and the fourth embodiment. In addition, by using the capacitor 151 as a variable capacitor to form a tuning circuit, it is possible to change the oscillation frequency of the high-frequency oscillator.
  • the parallel resonant circuit 150 may be a circuit that can be regarded as a parallel resonant circuit equivalently.
  • the high-frequency resonator of the third embodiment is used and connected to the high-frequency input / output terminal connected to the first transmission line and the second transmission line.
  • the active circuit input terminal is connected to one of the high frequency input / output terminals and the other end of the parallel resonant circuit whose one end is short-circuited to the other high frequency input / output terminal.
  • the Q value of the high-frequency resonator can be improved and the phase noise can be further reduced.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a high-frequency oscillator according to Embodiment 6 of the present invention.
  • the high-frequency oscillator according to the sixth embodiment includes the high-frequency resonator according to the third embodiment and active circuits 141 and 142. Since the configuration of the high-frequency resonator and the active circuit 141 is the same as that of the fifth embodiment, the corresponding parts are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted.
  • the active circuit 142 is a circuit having a reflection gain at a low-frequency resonance frequency f L , and its input terminal is connected to the high-frequency input / output terminal 94.
  • Resonance frequency f L near the high frequency noise is input to the active circuit 141 and active circuitry 142 is supplied to the high frequency input terminal 93 and the high frequency input terminal 94 of the high-frequency resonator its power is amplified.
  • the power input from the high-frequency input / output terminals 93 and 94 is reflected at a resonance frequency f L of the high-frequency resonator with a lower loss than the other frequencies, and is supplied to the active circuits 141 and 142 again.
  • the low-loss component is a component that operates differentially. Therefore, the active circuits 141 and 142 also operate differentially. Since the active circuits 141 and 142 and the high-frequency resonator are configured to be positive feedback, the original high-frequency noise is further amplified and finally oscillates.
  • the two active circuits 141 and 142 in FIG. 15 operate differentially, the two active circuits 141 and 142 may be replaced with a cross-coupled active circuit 143 as shown in FIG. Thereby, further miniaturization of the high frequency oscillator can be achieved.
  • the resonance on the high frequency side of the high frequency resonator can be suppressed and only the resonance on the low frequency side can be suppressed, and the unnecessary oscillation on the high frequency side can be suppressed in the oscillator using this. Oscillation on the side can be obtained. Further, since a transmission line can be formed by using the MIM manufacturing process and strong coupling can be realized, an effect of miniaturization can be obtained, and an oscillation wave that operates in a reverse phase strong against disturbance due to common noise can be obtained.
  • the high-frequency resonator of the third embodiment is used to connect the high-frequency input / output terminal connected to the first transmission line and the second transmission line. Since the active circuit input terminals are connected to both high frequency input and output terminals, unnecessary oscillations as a high frequency oscillator can be suppressed, and miniaturization can be achieved and the circuit can operate in a reverse phase that is resistant to disturbances caused by common noise. An oscillation wave can be obtained.
  • the high-frequency resonator and the high-frequency oscillator according to the present invention relate to an interdigital type high-frequency resonator and a high-frequency oscillator using the high-frequency resonator, such as a high-frequency filter and a local oscillation source for a communication device. Suitable for use in.

Landscapes

  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)

Abstract

誘電体（６）上に、第１の伝送線路（１）と第２の伝送線路（２）とこれらの間に位置する伝送線路間誘電体（７）とを設ける。伝送線路間誘電体（７）は誘電体（６）を含む周囲の誘電体と独立した誘電率を有する。第１の伝送線路（１）の一端はスルーホール（３）で短絡され、第２の伝送線路（２）の、第１の伝送線路（１）の一端とは逆側の端部はスルーホール４で短絡される。第１の伝送線路（１）か第２の伝送線路（２）のいずれか一方に高周波入出力端子（９）を備える。

Description

高周波共振器及びこれを用いた高周波発振器
　本発明は、インターデジタル型の高周波共振器及びこれを用いた高周波発振器に関するものである。
　従来の高周波共振器として、例えば、特許文献１に示されるようなインターデジタル型結合共振器があった。この結合共振器は、非結合時の共振周波数で１／４波長となる２つの伝送線路で構成され、当該伝送線路はそれぞれ一端が短絡、他端が開放である。これらの伝送線路は、短絡点が互い違いとなるように平行に配置される。このような共振器をインターデジタル型共振器という。高周波入力端子は、一方の伝送線路にタップ結合され、高周波出力端子は、他方の伝送線路にタップ結合され、これらのタップ結合点は回転対称軸を有する結合共振器の回転対称軸に対して互いに回転対称となる位置に配置されていた。
　上記のような高周波共振器では、インターデジタル型に配置された伝送線路の間隔を狭くすることで伝送線路は結合が強くなり、共振周波数は二つになる。一方の共振周波数は非結合時の共振周波数よりも低い共振周波数であり、他方の共振周波数は非結合時の共振周波数よりも高い共振周波数である。このような高周波共振器は、伝送線路間の容量が共振モードに依存することを利用して、伝送線路の間隔を小さくすることで共振モードに対する容量の変化を大きくし、より低い周波数の共振と、より高い周波数の共振が得られるようにしていた。すなわち、インターデジタル型結合共振器では、高い周波数の共振を十分に高くして、低い周波数の共振を用いることで、帯域通過フィルタ等に用いられていた。
特開２００７－６０６１８号公報
　上記のように、伝送線路間の結合は間隔に依存する。しかしながら、従来の高周波共振器においては、強結合を得るために多層基板内層の上下配線を用いていたが、他の周辺回路と同じ層に形成されるため、内層の誘電体厚さや誘電率に対する設計自由度が少なく、その結果、伝送線路間の間隔を小さくすることが困難であり、従って、高周波共振器として小型化するのが困難であった。
　この発明は、かかる問題を解決するためになされたもので、小型化を図ることができる高周波共振器を提供することを目的とする。
　この発明に係る高周波共振器は、誘電体上に設けられた第１の伝送線路と、第１の伝送線路とは異なる層に設けられた第２の伝送線路と、第１の伝送線路と第２の伝送線路との間の層に位置する伝送線路間誘電体とを備え、誘電体と第１の伝送線路と伝送線路間誘電体と第２の伝送線路とは積層構造であり、かつ、伝送線路間誘電体は、誘電体を含む周囲の誘電体の誘電率とは独立した誘電率を有するようにしたものである。
　この発明に係る高周波共振器は、第１の伝送線路と第２の伝送線路間に位置する伝送線路間誘電体が、周囲の誘電体の誘電率とは独立した誘電率を有するようにしたものである。これにより、伝送線路間の間隔を狭くして伝送線路間の結合を強くすることができ、その結果、高周波共振器の小型化を図ることができる。
この発明の実施の形態１の高周波共振器の斜視図である。 この発明の実施の形態１の高周波共振器の断面図である。 この発明の実施の形態１の高周波共振器の共振周波数の関係を示す説明図である。 この発明の実施の形態１の高周波共振器の動作を示す説明図である。 この発明の実施の形態１の高周波共振器の他の例を示す斜視図である。 この発明の実施の形態１の高周波共振器の更に他の例を示す斜視図である。 この発明の実施の形態２の高周波共振器の斜視図である。 この発明の実施の形態２の高周波共振器の動作を示す説明図である。 図９Ａ及び図９Ｂは、この発明の実施の形態２の高周波共振器のスタック構造を示す説明図である。 この発明の実施の形態２の高周波共振器の他の例の構成図である。 この発明の実施の形態３の高周波共振器の斜視図である。 この発明の実施の形態３の高周波共振器の動作を示す説明図である。 この発明の実施の形態４の高周波発振器の構成図である。 この発明の実施の形態５の高周波発振器の構成図である。 この発明の実施の形態６の高周波発振器の構成図である。 この発明の実施の形態６の高周波発振器の他の例の構成図である。
　以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
　図１は、本実施の形態による高周波共振器を示す斜視図である。
　図において、高周波共振器は、第１の伝送線路１、第２の伝送線路２、スルーホール３，４、誘電体６、伝送線路間誘電体７、高周波入出力端子９を備える。第１の伝送線路１及び第２の伝送線路２は、それぞれ一端開放一端短絡であり、スルーホール３，４で形成される短絡端が互い違いとなるように、ＭＩＭ（Ｍｅｔａｌ－Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ－Ｍｅｔａｌ）製造プロセスを用いてそれぞれ上面電極と下面電極に平行に配置されている。ここで、ＭＩＭ製造プロセスとは、絶縁性の基板上にスパッタリング法、蒸着法、ＣＶＤ法、ゾルゲル法などの薄膜形成プロセスによって下面電極、誘電体薄膜、上面電極を形成するものであるが、これについては公知であるため、詳細な説明は省略する。
　スルーホール３及びスルーホール４は、それぞれ第１の伝送線路１の一端を短絡する第１の短絡部及び第２の伝送線路２の第１の伝送線路１とは逆側の端を短絡する第２の短絡部を構成しており、誘電体６の下面のグランド層に接続されている。高周波入出力端子９は、第１の伝送線路１にタップ結合されたものであり、周辺回路からの電波が入力または出力される端子である。ここで、タップ結合とは、共振器（ここでは第１の伝送線路１及び第２の伝送線路２）の短絡端以外に電波が入力または出力される端子を接続することである。
　図２に示すように、第１の伝送線路１と第２の伝送線路２との間の伝送線路間誘電体７の誘電率εｒ２は、誘電体６の誘電率εｒ１、及び共振器周辺の誘電体８の誘電率εｒ３と独立したものである。例えば、誘電体６はＧａＡｓ基板、誘電体８は空気でも良く、誘電体６も誘電体８もＳｉＯ２であっても良い。また、伝送線路間誘電体７は薄膜以下の厚さに形成されている。
　次に、実施の形態１の高周波共振器の動作について説明する。
　平行に配置された非結合時の共振周波数ｆ０で１／４波長の電気長を有する第１の伝送線路１と第２の伝送線路２との間隔が狭くなると、第１の伝送線路１と第２の伝送線路２の結合は強くなり、第１の伝送線路１と第２の伝送線路２の電磁界が相互作用を起こすことで、奇モードと偶モードの共振が生じるようになる。図３は、共振周波数を示す説明図である。図３の矢印３０１に示すように、第１の伝送線路１と第２の伝送線路２との結合により非結合時の共振周波数ｆ０が奇モード（低域側共振周波数ｆＬ）と偶モード（高域側共振周波数ｆＨ）に分離される。
　図４に示すように、奇モードの場合、第１の伝送線路１では開放端の方が短絡端より電位が高く、開放端から短絡端に電流が流れるとき、第２の伝送線路２では短絡端の方が開放端より電位が高く、短絡端から開放端に電流が流れる向きにある。第１の伝送線路１の開放端と第２の伝送線路２の短絡端が上下対向する位置にあることから、電流の流れる向きは上下で同じ向きとなって相互インダクタンスが大きくなり、共振周波数が低くなる。また、第１の伝送線路１と第２の伝送線路２との間の中点が仮想短絡の面を形成するため、等価的にキャパシタンスが大きくなり、共振周波数は低周波にシフトする。偶モードの場合、第１の伝送線路１では開放端の方が短絡端より電位が高く、開放端から短絡端に電流が流れるとき、第２の伝送線路２においても開放端の方が短絡端より電位が高く、開放端から短絡端に電流が流れる向きにある。第１の伝送線路１の開放端と第２の伝送線路２の短絡端が上下対向する位置にあることから、電流の流れる向きは上下で逆向きとなって相互インダクタンスが小さくなるため、共振周波数が高くなる。偶モードでは、第１の伝送線路１と第２の伝送線路２との間の中点が仮想短絡の面を形成しないため、第１の伝送線路１と第２の伝送線路２の間隔によるキャパシタンスが形成される。
　高周波入出力端子９に電波を入力することで低域側共振周波数ｆＬもしくは高域側共振周波数ｆＨは低損失で反射して高周波入出力端子９から出力される。このとき高周波入出力端子９はタップ結合により高周波共振器に接続されているため、高周波共振器は並列共振器として動作している。なお、図４において、αは第１の伝送線路１における短絡端からタップ結合点までの距離を示している。
　従来のように、多層基板内の異なる層に形成された伝送線路はそれぞれ異なる層厚さのため、対グランド間容量が異なり、同じ線路幅では特性インピーダンスが異なる、上側と下側の伝送線路の電界分布が対称ではない、などアンバランスな状態である。一方、ＭＩＭ製造プロセスを用いて形成された伝送線路は、線路間隔が多層基板内の層厚さと比較して十分小さく、ｎｍオーダで製造可能である。従って、伝送線路間の静電容量が大きく、伝送線路間の電界分布は線路間に集中するため、従来のような問題は回避され、対称性の良い特性となる。
　このような点から、高周波共振器において小型化を図るためには、ＭＩＭ製造プロセスを用いて第１の伝送線路１と第２の伝送線路２の間隔を狭く、伝送線路間誘電体７の誘電率εｒ２を大きくして、第１の伝送線路１と第２の伝送線路２の間の結合度を大きくすることが有効である。
　また、図５に示すように、第１の伝送線路１の一端を短絡する第１の短絡部であるスルーホール３を、第２の短絡部であるスルーホール４と同じ層に形成し、第１の伝送線路１とはエアブリッジ５などで接続しても良い。なお、第１の伝送線路１とスルーホール３とをエアブリッジ５で接続する構成は、電気長の設計事項である。
　また、図６に示すように、高周波入出力端子９１と高周波入出力端子９２をそれぞれ第１の伝送線路１と第２の伝送線路２に備えても良い。これらの高周波入出力端子９１と高周波入出力端子９２は、第１の短絡端からの電気長と前記第２の短絡端からの電気長とが同じ点となる距離ｄＬに接続されている。これにより、高周波入出力端子９１と高周波入出力端子９２の対称性が保たれ、高周波共振器として損失が小さく良好な特性が得られる。
　以上説明したように、実施の形態１の高周波共振器によれば、誘電体上に設けられた第１の伝送線路と、第１の伝送線路とは異なる層に設けられた第２の伝送線路と、第１の伝送線路と第２の伝送線路との間の層に位置する伝送線路間誘電体とを備え、誘電体と第１の伝送線路と伝送線路間誘電体と第２の伝送線路とは積層構造であり、かつ、伝送線路間誘電体は、誘電体を含む周囲の誘電体の誘電率とは独立した誘電率を有するようにしたので、高周波共振器の伝送線路間の結合を強くでき、その結果、高周波共振器の小型化を図ることができる。
　また、実施の形態１の高周波共振器によれば、伝送線路間誘電体は、積層構造の同層に位置する周囲の誘電体の誘電率より大きい誘電率を有するようにしたので、高周波共振器の伝送線路間の結合を強くすることができる。
　また、実施の形態１の高周波共振器によれば、伝送線路間誘電体を薄膜以下の厚さにするようにしたので、伝送線路間の静電容量を大きくするとともに、対称性の良い特性とすることができる。
　また、実施の形態１の高周波共振器によれば、第１の伝送線路の一端を短絡する第１の短絡部と、第２の伝送線路の第１の短絡部とは逆側の端を短絡する第２の短絡部とを備えたので、容易に高周波共振器を構成することができる。
　また、実施の形態１の高周波共振器によれば、第１の伝送線路及び第２の伝送線路のうち、少なくともいずれかの伝送線路の短絡部以外の位置に接続した高周波入出力端子を備えたので、高周波共振器として外部との電波の入出力を行うことができる。
　また、実施の形態１の高周波共振器によれば、第１の伝送線路における第１の短絡部からの電気長と、第２の伝送線路における第２の短絡部からの電気長とが同じ位置に、それぞれ高周波入出力端子を設けたので、二つの高周波入出力端子の対称性が保たれ、高周波共振器として損失が小さく良好な特性を得ることができる。
実施の形態２．
　図７は、実施の形態２による高周波共振器の伝送線路部を示す構成図である。また、図８は、実施の形態２による高周波共振器の動作説明図である。
　これらの図において、実施の形態２の高周波共振器は、第１の伝送線路１、第２の伝送線路２、スルーホール３，４、誘電体６、伝送線路間誘電体７、高周波入出力端子９，９１，９２、キャパシタ１０１，１０２、抵抗１２とを備える。ここで、キャパシタ１０１，１０２及び抵抗１２以外の構成は、実施の形態１における図１及び図６の構成と同様であるため、対応する部分に同一符号を付してその説明を省略する。ただし、高周波入出力端子９１，９２は、それぞれ第１の伝送線路１及び第２の伝送線路２の中点（スルーホール３，４からの距離ｄＬの点）に接続されている。キャパシタ１０１，１０２は、それぞれの一端が高周波入出力端子９１，９２に接続されている。すなわち図８の接続状態１０３に示すように、それぞれが第１の伝送線路１及び第２の伝送線路２の中点に接続されていることになる。キャパシタ１０１，１０２の他端同士は抵抗１２の一端に接続され、抵抗１２の他端側は短絡されている。ここで、キャパシタ１０１は第１のリアクタンス回路を構成し、キャパシタ１０２は第２のリアクタンス回路を構成している。
　次に、実施の形態２の高周波共振器の動作について説明する。
　基本的な動作は実施の形態１の高周波共振器と同様である。ただし、高周波入出力端子９１，９２は第１の伝送線路１と第２の伝送線路２のそれぞれ中点に接続されているため、接続されたキャパシタ１０１とキャパシタ１０２の他端同士の接続点では、奇モードが逆相で動作していることで仮想短絡に、偶モードが同相で動作していることで抵抗１２が見えて抵抗終端になっている（図８参照）。従って、奇モードは抵抗１２に電流が流れず損失が生じないのに対して、偶モードは抵抗１２に電流が流れて損失が生じるため、高周波共振器は高周波の共振周波数（ｆＨ）が抑圧され、低周波の共振周波数（ｆＬ）のみで動作する。
　また、共振器の無負荷Ｑ（Ｑｕ０）は、等価コンダクタンス、等価キャパシタンス、等価インダクタンスをそれぞれＧｒ、Ｃｒ、Ｌｒとすると次式で表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
　上式においてω０は共振角周波数である。この等価キャパシタンスＣｒにキャパシタ１０１，１０２の容量が加わるため、低域側の共振の無負荷Ｑ（ＱｕＬ）はさらに大きくなる。Ｑ値が高いと周波数特性は急峻であるため、急峻な周波数特性が得られる。
　図９Ａ及び図９Ｂに示すように、キャパシタ１０１，１０２はスタック構造１０４としても良い。これにより、キャパシタ１０１とキャパシタ１０２を平面に形成した場合よりも高周波入出力端子９１とキャパシタ１０１との間の電気長と、高周波入出力端子９２とキャパシタ１０２との間の電気長とを等しくでき、対称性が向上し、所望の低周波の共振周波数での損失を小さくできる効果がある。例えば、スタック構造１０４は、高周波入出力端子９１に接続される上面電極１０５、高周波入出力端子９２に接続される下面電極１０６、抵抗１２の他端に接続される中央電極１０７の三つの電極で形成される。また、スタック構造１０４は、ＭＩＭキャパシタの縦積みで形成されても良い。
　図１０に示すように、キャパシタ１０１，１０２はそれぞれ可変容量素子１１１，１１２としても良い。これにより、高周波共振器の共振周波数を変化させることが可能となる。このとき、可変容量素子１１１，１１２のアノード端子をそれぞれ高周波入出力端子９１，９２に接続し、カソード端子同士を抵抗１２の他端に接続することで、抵抗１２はバイアス回路として共有することができる。また、抵抗１２の他端は所望の共振周波数で仮想短絡であるため、抵抗１２の抵抗値を従来のように数百から数ｋΩと大きくする必要がなくなり、可変容量素子１１１，１１２への雑音の重畳を小さくできる効果がある。これは後述する発振器の位相雑音低減にも効果を奏する。一端が短絡されたキャパシタ１３の他端は抵抗１２の一端に接続され、抵抗１２の一端を高周波的に短絡する。抵抗１２の一端は制御電圧源に接続される。
　また、可変容量素子１１１，１１２のカソード端子をそれぞれ高周波入出力端子９１，９２に接続し、アノード端子同士を抵抗１２の他端に接続しても良い。
　以上説明したように、実施の形態２の高周波共振器によれば、第１の伝送線路の中点に一端が接続された第１のリアクタンス回路と、第２の伝送線路の中点に一端が接続され、他端が第１のリアクタンス回路の他端と接続された第２のリアクタンス回路と、第１のリアクタンス回路と第２のリアクタンス回路との接続点に一端が接続され、他端が少なくとも高周波的に短絡された抵抗とを備えたので、不要な高域側の共振を抑圧でき、低域側の共振のみにできる効果がある。
　また、実施の形態２の高周波共振器によれば、第１のリアクタンス回路と第２のリアクタンス回路は、スタック構造のキャパシタにて形成されたので、所望の低周波の共振周波数での損失を小さくすることができる。
　また、実施の形態２の高周波共振器によれば、第１のリアクタンス回路、第２のリアクタンス回路及びその接続点は、それぞれ上面、下面及び中央の三つの電極で形成されたので、所望の低周波の共振周波数での損失を小さくすることができる。
　また、実施の形態２の高周波共振器によれば、第１のリアクタンス回路と前記第２のリアクタンス回路は、それぞれ第１の電圧可変容量素子と第２の電圧可変容量素子であり、第１の電圧可変容量素子と第２の電圧可変容量素子のアノード端子同士またはカソード端子同士を第１のリアクタンス回路と第２のリアクタンス回路との接続点に接続し、抵抗を第１の電圧可変容量素子と第２の電圧可変容量素子のバイアス回路に備えたので、高周波共振器の共振周波数を変化させることができる。
実施の形態３．
　図１１は、実施の形態３による高周波共振器の伝送線路部を示す構成図である。また、図１２は、実施の形態３による高周波共振器の動作説明図である。
　これらの図において、実施の形態３の高周波共振器は、第１の伝送線路１、第２の伝送線路２、スルーホール３，４、誘電体６、伝送線路間誘電体７、高周波入出力端子９１，９２，９３，９４、キャパシタ１０１，１０２、抵抗１２とを備える。ここで、高周波入出力端子９がなく、高周波入出力端子９３，９４が設けられている点以外の構成は、実施の形態２における図７及び図８の構成と同様であるため、対応する部分に同一符号を付してその説明を省略する。
　高周波入出力端子９３及び高周波入出力端子９４は、それぞれ第１の伝送線路１及び第２の伝送線路２に対して、それぞれの短絡端からの距離ｄＬ２の位置にタップ結合された端子である。これらの高周波入出力端子９３及び高周波入出力端子９４は、周辺回路からの電波がこれら端子を一対とした差動で入力または出力される端子である。
　次に、実施の形態３の高周波共振器の動作について説明する。
　基本的な動作は実施の形態２と同様である。ただし、高周波入出力端子９３及び高周波入出力端子９４はそれぞれ第１の伝送線路１及び第２の伝送線路２の短絡点から同じ電気長の点に接続されているため、高周波共振器で差動動作する低周波の共振周波数（ｆＬ）が等振幅で出力される。従って、差動回路への適用が容易となる。
　なお、実施の形態３においても、実施の形態２と同様に、図９及び図１０で示すキャパシタ１０１，１０２の変形例を適用しても良い。また、この適用は実施の形態４以降においても同様である。
　以上説明したように、実施の形態３の高周波共振器によれば、第１の伝送線路の中点に一端が接続された第１のリアクタンス回路と、第２の伝送線路の中点に一端が接続され、他端が第１のリアクタンス回路の他端と接続された第２のリアクタンス回路と、第１のリアクタンス回路と第２のリアクタンス回路との接続点に一端が接続され、他端が少なくとも高周波的に短絡された抵抗とを備えたので、実施の形態２の効果に加えて、差動回路への適用が容易となる。
　また、実施の形態３の高周波共振器によれば、第１のリアクタンス回路と第２のリアクタンス回路は、スタック構造のキャパシタにて形成されたので、所望の低周波の共振周波数での損失を小さくすることができる。
　また、実施の形態３の高周波共振器によれば、第１のリアクタンス回路、第２のリアクタンス回路及びその接続点は、それぞれ上面、下面及び中央の三つの電極で形成されたので、所望の低周波の共振周波数での損失を小さくすることができる。
　また、実施の形態３の高周波共振器によれば、第１のリアクタンス回路と前記第２のリアクタンス回路は、それぞれ第１の電圧可変容量素子と第２の電圧可変容量素子であり、第１の電圧可変容量素子と第２の電圧可変容量素子のアノード端子同士またはカソード端子同士を第１のリアクタンス回路と第２のリアクタンス回路との接続点に接続し、抵抗を第１の電圧可変容量素子と第２の電圧可変容量素子のバイアス回路に備えたので、高周波共振器の共振周波数を変化させることができる。
実施の形態４．
　図１３はこの発明の実施の形態４による高周波発振器を示す構成図である。
　実施の形態４の高周波発振器は、実施の形態２の高周波共振器と能動回路１４１で構成されている。高周波共振器については実施の形態２と同様であるため、対応する部分に同一符号を付してその説明を省略する。能動回路１４１は、低周波の共振周波数ｆＬで反射利得を有する回路である。能動回路１４１の入力端子は高周波入出力端子９に接続され、高周波共振器と能動回路１４１によって、高周波共振器の反射位相と能動回路１４１の反射位相の和（ループ位相）が共振周波数ｆＬで３６０°の整数倍（０を含む）となり、高周波共振器の反射利得と能動回路１４１の反射利得の和（ループ利得）が０ｄＢ以上となる発振条件を満足する正帰還を形成するものである。
　次に、実施の形態４の高周波発振器の動作について説明する。
　共振周波数ｆＬ近傍の高周波雑音が能動回路１４１に入力され、その電力が増幅されて高周波共振器の高周波入出力端子９に与えられる。高周波入出力端子９から入力された電力は、高周波共振器の共振周波数ｆＬで他の周波数よりも低損失で反射し、再び能動回路１４１に与えられる。能動回路１４１と高周波共振器は正帰還となるように構成されているため、元の高周波雑音は益々増幅し、最終的に発振に至る。
　実施の形態２で説明したように、高周波共振器は、キャパシタ１０１の一端が第１の伝送線路１の中点である高周波入出力端子９１に接続され、キャパシタ１０２の一端が第２の伝送線路２の中点である高周波入出力端子９２に接続されているため、奇モード及び偶モードに対してそれぞれ対称性を保持しており、偶モードで動作する高域側共振周波数ｆＨは抵抗１２による損失が生じて抑圧されているために、発振条件のループ利得を満足できず、ｆＨ近傍の高周波雑音は発振に至らず、不要発振が抑圧される。
　従って、実施の形態４では、高周波共振器の高域側の共振を抑圧し、低域側の共振のみにでき、これを用いた発振器において高域側の不要発振を抑圧でき、低域側での発振を得ることができる。また、ＭＩＭ製造プロセスを用いて伝送線路を形成して強結合を実現できるため、小型化が図れ、かつ高周波共振器のＱが高いため低位相雑音化の効果を有する。
　以上説明したように、実施の形態４の高周波発振器によれば、実施の形態２の高周波共振器を用い、高周波入出力端子に、設定された周波数で反射利得を有する能動回路の入力端子を接続したので、高域側の不要発振を抑圧でき、低域側での発振を得ることができる。また、高周波発振器として小型化が図れ、かつ、低位相雑音化を図ることができる。
実施の形態５．
　図１４はこの発明の実施の形態５による高周波発振器を示す構成図である。
　実施の形態５の高周波発振器は、実施の形態３の高周波共振器と、能動回路１４１と、並列共振回路１５０で構成されている。高周波共振器については実施の形態３と同様であるため、対応する部分に同一符号を付してその説明を省略する。能動回路１４１は、実施の形態４と同様であり、低周波の共振周波数ｆＬで反射利得を有する回路である。能動回路１４１の入力端子は高周波入出力端子９３に接続されている。並列共振回路１５０は、低周波の共振周波数ｆＬで並列共振する共振回路であり、その一端が短絡され、他端が高周波入出力端子９４に接続されている。並列共振回路１５０は、キャパシタ１５１とインダクタ１５２から構成されている。これら高周波共振器、能動回路１４１、並列共振回路１５０によって、並列共振回路１５０を含めた高周波共振器の反射位相と能動回路１４１の反射位相の和（ループ位相）が、共振周波数ｆＬで３６０°の整数倍（０を含む）となり、並列共振回路１５０を含めた高周波共振器の反射利得と能動回路１４１の反射利得の和（ループ利得）が０ｄＢ以上となる発振条件を満足する正帰還を形成するものである。
　次に、実施の形態５の高周波発振器の動作について説明する。
　基本的な動作は実施の形態４と同様である。高周波入出力端子９４に並列共振回路１５０が接続されているため、高周波共振器の位相の傾きが大きくなり、Ｑ値が向上する効果がある。このとき、並列共振回路１５０のインピーダンスは所望周波数であるｆＬでは開放であるため、実施の形態４と同等の対称性を保つことが可能である。
　また、キャパシタ１５１を可変容量として同調回路とすることで、高周波発振器の発振周波数を変化させることが可能となる。
　なお、並列共振回路１５０は、等価的に並列共振回路とみなせる回路であっても良い。
　以上説明したように、実施の形態５の高周波発振器によれば、実施の形態３の高周波共振器を用い、第１の伝送線路に接続された高周波入出力端子と第２の伝送線路に接続された高周波入出力端子のうち、いずれか一方の高周波入出力端子に能動回路の入力端子を、他方の高周波入出力端子に、その一端が短絡された並列共振回路の他端を接続したので、実施の形態４の効果に加えて、高周波共振器のＱ値を改善し、さらに低位相雑音化を図ることができる。
実施の形態６．
　図１５はこの発明の実施の形態６による高周波発振器を示す構成図である。
　実施の形態６の高周波発振器は、実施の形態３の高周波共振器と、能動回路１４１，１４２で構成されている。高周波共振器と能動回路１４１の構成は実施の形態５の構成と同様であるため、対応する部分に同一符号を付してその説明を省略する。能動回路１４２は、能動回路１４１と同様に低周波の共振周波数ｆＬで反射利得を有する回路であり、その入力端子が高周波入出力端子９４に接続されている。これら高周波共振器と能動回路１４１，１４２によって、高周波入出力端子９３，９４を一対とする差動でみた反射位相と能動回路１４１，１４２の入出力端子を一対とする差動の反射位相の和（ループ位相）が共振周波数ｆＬで３６０°の整数倍（０を含む）となり、高周波共振器の反射利得と能動回路１４１，１４２の反射利得の和（ループ利得）が０ｄＢ以上となる発振条件を満足する正帰還を形成するものである。
　次に、実施の形態６の高周波発振器の動作について説明する。
　共振周波数ｆＬ近傍の高周波雑音が能動回路１４１及び能動回路１４２に入力され、その電力が増幅されて高周波共振器の高周波入出力端子９３及び高周波入出力端子９４に与えられる。高周波入出力端子９３，９４から入力された電力は、高周波共振器の共振周波数ｆＬで他の周波数よりも低損失で反射し、再び能動回路１４１，１４２に与えられる。ただし、高周波共振器の動作から分かるように低損失なのは差動で動作する成分である。従って、能動回路１４１，１４２も差動で動作する。能動回路１４１，１４２と高周波共振器は正帰還となるように構成されているため、元の高周波雑音は益々増幅し、最終的に発振に至る。
　図１５における能動回路１４１，１４２は差動で動作することから、図１６に示すように二つの能動回路１４１，１４２をクロスカップル型能動回路１４３に置き換えても良い。これにより、高周波発振器のさらなる小型化を図ることができる。
　このように、実施の形態６では、高周波共振器の高域側の共振を抑圧し、低域側の共振のみにでき、これを用いた発振器において高域側の不要発振を抑圧でき、低域側での発振を得ることができる。また、ＭＩＭ製造プロセスを用いて伝送線路を形成して強結合を実現できるため小型化の効果を奏し、かつコモンノイズによる外乱に強い逆相で動作する発振波が得られる。
　以上説明したように、実施の形態６の高周波発振器によれば、実施の形態３の高周波共振器を用い、第１の伝送線路に接続された高周波入出力端子と第２の伝送線路に接続された高周波入出力端子の双方にそれぞれ能動回路の入力端子を接続したので、高周波発振器としての不要な発振を抑圧でき、また、小型化が図れ、かつ、コモンノイズによる外乱に強い逆相で動作する発振波を得ることができる。
　なお、以上の各実施の形態においては、高周波部に関する構成及び説明を行ったが、能動回路などに印加される直流電圧の分離のためのＤＣブロック等の挿入については当業者にとって自明である。
　なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
　以上のように、この発明に係る高周波共振器及び高周波発振器は、インターデジタル型の高周波共振器と、この高周波共振器を用いた高周波発振器に関するものであり、高周波フィルタや通信装置用局部発振源等に用いるのに適している。
　１　第１の伝送線路、２　第２の伝送線路、３，４　スルーホール、５　エアブリッジ、６，８　誘電体、７　伝送線路間誘電体、９，９１，９２，９３，９４　高周波入出力端子、１２　抵抗、１３，１０１，１０２，１５１　キャパシタ、１０４　スタック構造、１０５　上面電極、１０６　下面電極、１０７　中央電極、１１１，１１２　可変容量素子、１４１，１４２　能動回路、１４３　クロスカップル型能動回路、１５０　並列共振回路、１５２　インダクタ。

Claims (17)

  1. 　誘電体上に設けられた第１の伝送線路と、
    　前記第１の伝送線路とは異なる層に設けられた第２の伝送線路と、
    　前記第１の伝送線路と前記第２の伝送線路との間の層に位置する伝送線路間誘電体とを備え、
    　前記誘電体と前記第１の伝送線路と前記伝送線路間誘電体と前記第２の伝送線路とは積層構造であり、かつ、前記伝送線路間誘電体は、前記誘電体を含む周囲の誘電体の誘電率とは独立した誘電率を有することを特徴とする高周波共振器。
  2. 　前記伝送線路間誘電体は、積層構造の同層に位置する周囲の誘電体の誘電率より大きい誘電率を有することを特徴とする請求項１記載の高周波共振器。
  3. 　前記伝送線路間誘電体は、薄膜以下の厚さであることを特徴とする請求項１記載の高周波共振器。
  4. 　前記第１の伝送線路の一端を短絡する第１の短絡部と、
    　前記第２の伝送線路の、前記第１の短絡部とは逆側の端を短絡する第２の短絡部と
    を備えたことを特徴とする請求項１記載の高周波共振器。
  5. 　前記第１の伝送線路及び前記第２の伝送線路のうち、少なくともいずれかの伝送線路の前記短絡部以外の位置に高周波入出力端子を備えたことを特徴とする請求項４記載の高周波共振器。
  6. 　前記第１の伝送線路における前記第１の短絡部からの電気長と、前記第２の伝送線路における前記第２の短絡部からの電気長とが同じ位置に、それぞれ高周波入出力端子を備えたことを特徴とする請求項４記載の高周波共振器。
  7. 　前記第１の伝送線路の中点に一端が接続された第１のリアクタンス回路と、
    　前記第２の伝送線路の中点に一端が接続され、他端が前記第１のリアクタンス回路の他端と接続された第２のリアクタンス回路と、
    　前記第１のリアクタンス回路と前記第２のリアクタンス回路との接続点に一端が接続され、他端が少なくとも高周波的に短絡された抵抗とを備えたことを特徴とする請求項５記載の高周波共振器。
  8. 　前記第１の伝送線路の中点に一端が接続された第１のリアクタンス回路と、
    　前記第２の伝送線路の中点に一端が接続され、他端が前記第１のリアクタンス回路の他端と接続された第２のリアクタンス回路と、
    　前記第１のリアクタンス回路と前記第２のリアクタンス回路との接続点に一端が接続され、他端が少なくとも高周波的に短絡された抵抗とを備えたことを特徴とする請求項６記載の高周波共振器。
  9. 　前記第１のリアクタンス回路と前記第２のリアクタンス回路は、スタック構造のキャパシタにて形成されたことを特徴とする請求項７記載の高周波共振器。
  10. 　前記第１のリアクタンス回路と前記第２のリアクタンス回路は、スタック構造のキャパシタにて形成されたことを特徴とする請求項８記載の高周波共振器。
  11. 　前記第１のリアクタンス回路、前記第２のリアクタンス回路及びその接続点は、それぞれ上面、下面及び中央の三つの電極で形成されたことを特徴とする請求項９記載の高周波共振器。
  12. 　前記第１のリアクタンス回路、前記第２のリアクタンス回路及びその接続点は、それぞれ上面、下面及び中央の三つの電極で形成されたことを特徴とする請求項１０記載の高周波共振器。
  13. 　前記第１のリアクタンス回路と前記第２のリアクタンス回路は、それぞれ第１の電圧可変容量素子と第２の電圧可変容量素子であり、
    　前記第１の電圧可変容量素子と前記第２の電圧可変容量素子のアノード端子同士またはカソード端子同士を前記第１のリアクタンス回路と前記第２のリアクタンス回路との接続点に接続し、
    　前記抵抗を前記第１の電圧可変容量素子と前記第２の電圧可変容量素子のバイアス回路に備えたことを特徴とする請求項７記載の高周波共振器。
  14. 　前記第１のリアクタンス回路と前記第２のリアクタンス回路は、それぞれ第１の電圧可変容量素子と第２の電圧可変容量素子であり、
    　前記第１の電圧可変容量素子と前記第２の電圧可変容量素子のアノード端子同士またはカソード端子同士を前記第１のリアクタンス回路と前記第２のリアクタンス回路との接続点に接続し、
    　前記抵抗を前記第１の電圧可変容量素子と前記第２の電圧可変容量素子のバイアス回路に備えたことを特徴とする請求項８記載の高周波共振器。
  15. 　請求項７の高周波共振器を用い、前記高周波入出力端子に、設定された周波数で反射利得を有する能動回路の入力端子を接続したことを特徴とする高周波発振器。
  16. 　請求項８の高周波共振器を用い、前記第１の伝送線路に接続された高周波入出力端子と前記第２の伝送線路に接続された高周波入出力端子のうち、いずれか一方の高周波入出力端子に能動回路の入力端子を、他方の高周波入出力端子に、その一端が短絡された並列共振回路の他端を接続したことを特徴とする高周波発振器。
  17. 　請求項８の高周波共振器を用い、前記第１の伝送線路に接続された高周波入出力端子と前記第２の伝送線路に接続された高周波入出力端子の双方にそれぞれ能動回路の入力端子を接続したことを特徴とする高周波発振器。
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