ES2252442T3 - Dispositivo fero-electrico, ajustable con bajas perdidas y metodo de carazterizacion. - Google Patents
Dispositivo fero-electrico, ajustable con bajas perdidas y metodo de carazterizacion.Info
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Abstract
Método para la determinación de las pérdidas ferro-eléctricas asociadas con un componente ferro-eléctrico (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610), que comprende: conectar el componente ferro-eléctrico (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) a un circuito resonante de franja estrecha (400, 450, 600); medir la frecuencia central y las pérdidas de inserción del circuito resonante de franja estrecha (400, 450, 600) y el componente ferro-eléctrico (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) con un analizador de red; calcular como mínimo o la pérdida geométrica o la pérdida del metal de, como mínimo, el circuito resonante de franja estrecha (400, 450, 600) o el componente ferro-eléctrico (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610); restar como mínimo las pérdidas geométricas calculadas o la pérdida de metal calculada de las pérdidas de inserción medidas para obtener una aproximación de las pérdidas ferro-eléctricas del componente ferro-eléctrico (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610).
Description
Dispositivo ferro-eléctrico,
ajustable con bajas perdidas y método de caracterización.
La presente solicitud reivindica la solicitud
provisional U.S.A. 60/283.093, presentada en 11 de Abril de 2001.
Además, la presente solicitud está relacionada con la solicitud
U.S.A. "Tunable Ferro-electric Filter"
("Filtro ferro-eléctrico ajustable"),
presentada en 13 de Julio de 2001, y con la solicitud U.S.A.
"Tunable Ferro-electric Multiplexer"
("Multiplexador ferro-eléctrico ajustable"),
presentada en 24 de Julio de 2001.
El sector técnico de la presente invención es el
de los dispositivos y componentes electrónicos
ferro-eléctricos ajustables.
Los condensadores variables son ventajosos dado
que se pueden conseguir diferentes respuestas electrónicas por la
variación de la capacidad. No obstante, las estructuras actualmente
utilizadas para implementar condensadores variables o ajustables
tienen importantes limitaciones de rendimiento y de tipo práctico.
Las placas paralelas móviles, si bien proporcionan capacidad
variable para ajuste de radio, son voluminosas, presentan pérdidas,
son ruidosas y operan, en general, solamente en una gama limitada de
frecuencias o presentan varias de estas limitaciones. Un componente
o dispositivo que "presenta pérdidas" tiene una pérdida de
inserción elevada (IL), que es la relación o proporción de la
potencia disipada en el componente con respecto a la potencia
suministrada a una carga. Un varactor electrónico es un dispositivo
semiconductor que ajusta la capacidad como respuesta a un voltaje
aplicado. Los varactores presentan típicamente pérdidas y generación
de ruidos, y por lo tanto son en general ineficaces para
aplicaciones de alta frecuencia, particularmente las superiores a
200 MHz. Por lo tanto, no son adecuados para el ajuste de
dispositivos de inserción críticos por pérdidas, tales como filtros
y multiplexadores en aplicaciones de técnicas sin cables,
particularmente cuando se utiliza el Código de División de Acceso
Múltiple (CDMA). Otra implementación que proporciona capacidad
variable es un sistema
micro-eléctrico-mecánico (MEMS).
Este es un dispositivo de conmutación en miniatura que selecciona
físicamente un condensador diferente como respuesta a una señal
aplicada. El sistema MEMS, no obstante, es típicamente costoso,
poco fiable, requiere un voltaje de control sustancial, y posibilita
solamente un juego discreto de valores de capacidad
preseleccionados.
A causa de su constante dieléctrica variable, los
materiales ferro-eléctricos son buenos candidatos
para la fabricación de condensadores ajustables u otros componentes
ajustables. De acuerdo con las técnicas de medición y
caracterización actualmente utilizadas, no obstante, los componentes
ferro-eléctricos ajustables han ganado la fama de
ser, de manera repetida, sustancialmente sujeto de pérdidas, con
independencia de las técnicas de proceso, dopado u otras técnicas
de fabricación utilizadas para mejorar sus características de
pérdidas. Por lo tanto, no han sido utilizados ampliamente. Los
componentes ferro-eléctricos ajustables, que
funcionan en las zonas de RF o microondas, se consideran como
particularmente sujetos de pérdidas. Esta observación queda
soportada por la experiencia en aplicaciones de RADAR, en las que,
por ejemplo, las elevadas pérdidas en RF o microondas son la norma
convencional para materiales f-e voluminosos (grosor
superior aproximadamente a 1,0 mm), especialmente cuando se desea
el máximo ajuste. En general, la mayor parte de materiales
f-e son sujetos de pérdidas excepto si se toman
medidas para mejorar (reducir) sus pérdidas. Estas medidas incluyen,
sin que ello sea limitativo: (1) recocido pre y post depósito o
ambos, para compensar ausencias o vacantes de O_{2}, (2)
utilización de capas tampón para reducir las tensiones
superficiales, (3) aleación o tamponado con otros materiales, y (4)
dopado selectivo.
Dado que la demanda de ajuste de gama limitada de
componentes de baja potencia ha incrementado en estos últimos años,
el interés en materiales ferro-eléctricos ha pasado
a la utilización de materiales de capa delgada en vez de materiales
voluminosos. No obstante, la suposición de altas pérdidas
ferro-eléctricas se ha transmitido a la tecnología
de capa delgada. Las técnicas de medición convencionales de franja
ancha han aumentado la suposición de que los componentes
ferro-eléctricos ajustables, voluminosos o de capa
delgada, tienen pérdidas sustan-
ciales.
ciales.
La medición de franja ancha del valor de
capacidad de un condensador ferro-eléctrico se
obtiene de manera típica utilizando un dispositivo tal como un
medidor LRC, analizador de impedancia o analizador de red. A partir
de las mediciones de potencia, se puede calcular la característica
de pérdidas del condensador. La inversa de las pérdidas es lo que
se designa como Factor de Calidad ("Q"). Por lo tanto, un
dispositivo que presente pérdidas tendrá un valor de Q bajo, y un
dispositivo más eficaz tendrá un valor de Q elevado. Las mediciones
de Q para condensadores ferro-eléctricos con
capacidades en una gama aproximada de 0,5 pF a 1,0 pF funcionando
con una gama de frecuencia de
1,8 GHz a 2,0 GHz, obtenidas utilizando técnicas de medición convencionales, se dice, de manera típica, que se encuentra en una gama de 10-50. Esto es inaceptablemente ineficaz, y los componentes ferro-eléctricos ajustables se consideran por lo tanto poco deseables para su utilización generalizada. En comunicaciones sin cables, por ejemplo, es necesario a frecuencias de 2 GHz un valor de Q superior a 80, y preferentemente superior a 180, y todavía más preferentemente superior a 350.
1,8 GHz a 2,0 GHz, obtenidas utilizando técnicas de medición convencionales, se dice, de manera típica, que se encuentra en una gama de 10-50. Esto es inaceptablemente ineficaz, y los componentes ferro-eléctricos ajustables se consideran por lo tanto poco deseables para su utilización generalizada. En comunicaciones sin cables, por ejemplo, es necesario a frecuencias de 2 GHz un valor de Q superior a 80, y preferentemente superior a 180, y todavía más preferentemente superior a 350.
Tal como se indicará más adelante, los
componentes ferro-eléctricos convencionales han sido
fabricados, medidos y caracterizados de forma errónea. Como
resultado de ello, se supone habitualmente que los componentes
ferro-eléctricos ajustables tienen muchas pérdidas
con valores de Q en una gama de 10-50 en la banda L.
Los dispositivos ferro-eléctricos ajustables que
operan en otras bandas de frecuencia se ha dicho también que tienen
valores de Q inaceptables para la mayor parte de aplicaciones.
El documento WO 94/13028 da a conocer láminas
delgadas ferro-eléctricas y superconductoras,
utilizadas en combinación para producir dispositivos ajustables de
bajas pérdidas para microondas y ondas mm. En ellos, se pueden
disponer varias películas superconductoras de óxido metálico y
ferro-eléctricas en numerosas geometrías de capas
múltiples que pueden conseguir señales de microondas y de ondas mm
por la aplicación de un voltaje a la película
ferro-eléctrica.
Un histéresiscopio
ferro-eléctrico compensable de características
simples se da a conocer en la patente U.S.A. 3.413.543, permitiendo
la medición de un voltaje de muestra referenciado a tierra por medio
de un osciloscopio, en base a técnicas de retrato de histéresis
ferro-eléctrica. En ellas, se obtiene información
con respecto a la característica de histéresis de una muestra
ferro-eléctrica, de manera que la muestra puede ser
conectada a tierra durante la me-
dición.
dición.
Los métodos de prueba de las pérdidas, o su
inverso, Q, de películas f-e en la técnica anterior
presentan fallos. Los métodos anteriormente conocidos utilizan, de
manera típica, métodos de prueba de franja ancha y componentes no
integrados. No se han tenido en cuenta, de forma típica, los
mecanismos de pérdidas de los métodos de pruebas y dispositivos
bajo pruebas. Esto ha conducido a los investigadores a creer que los
materiales f-e son propensos a pérdidas.
Un método para la determinación de las pérdidas
ferro-eléctricas asociadas a un componente
ferro-eléctrico y un correspondiente condensador
ferro-eléctrico ajustable, de acuerdo con la
invención, se dan a conocer en las reivindicaciones independientes
1 y 11, respectivamente. Se dan a conocer realizaciones específicas
del método descrito en la reivindicación independiente 1 en las
reivindicaciones dependientes 2 a 10 y 29, y se dan a conocer
realizaciones específicas del condensador
ferro-eléctrico ajustable descrito en la
reivindicación independiente 11 en las reivindicaciones
dependientes 12 a 28.
La presente invención da a conocer métodos de
prueba en franja estrecha e integración de componentes. Todos los
mecanismos de pérdidas son tenidos en cuenta y eliminados o
minimizados. Esto tiene como consecuencia resultados más exactos de
pruebas, mostrando que algunos materiales f-e son
mucho menos propensos a pérdidas que lo anteriormente previsto.
Con este método de prueba, los materiales
f-e pueden ser investigados satisfactoriamente para
encontrar compromisos ideales entre pérdidas, capacidad de ajuste y
otros parámetros. Se pueden construir dispositivos
f-e ajustables con bajas pérdidas. Se puede
construir un condensador ajustable f-e, de bajas
pérdidas. Este condensador puede ser utilizado como componente en
muchas aplicaciones en las que se desea capacidad de ajuste, pero
las exigencias de pérdidas bajas han impedido la utilización de
cualesquiera otros dispositivos ajustables. Una aplicación como
ejemplo es la de los dispositivos de comunicación sin cables.
Los detalles de la presente invención, tanto en
lo que respecta a su estructura como funcionamiento, se pueden
derivar por estudio de los dibujos adjuntos, en los que los
numerales de referencia iguales se refieren a iguales piezas, y en
los que:
la figura 1 es una vista en planta de un
condensador interdigital fabricado con película
ferro-eléctrica delgada;
la figura 2 es una vista en sección de un
condensador de intersticio ferro-eléctrico
ajustable, de acuerdo con una realización de la presente
invención;
la figura 3 es una tabla que muestra la relación
entre anchura del intersticio, grosor de la capa
ferro-eléctrica y capacidad;
la figura 4 es una vista en planta de un
condensador de superposición ferro-eléctrico, de
acuerdo con una realización de la presente invención;
la figura 5 es una vista en perspectiva, con las
piezas desmontadas, de una parte del condensador de superposición
de la figura 4;
la figura 6 es un circuito de pruebas resonante
de franja estrecha, de segundo orden, utilizado en una realización
de la presente invención;
la figura 7 es una tabla que compara datos
obtenidos con el circuito de pruebas de la figura 6 con datos
obtenidos utilizando métodos de pruebas convencionales;
la figura 8 es otro ejemplo de una realización de
un circuito de pruebas resonante de franja estrecha, de segundo
orden, utilizado en la presente invención;
la figura 9 es un circuito de pruebas de franja
estrecha, resonador único, utilizado en la presente invención;
la figura 10a es un esquema de otro ejemplo de un
circuito de pruebas de franja estrecha, resonador único, utilizado
en la presente invención; y
la figura 10b es una realización plana del
circuito esquemático de la figura 10a.
La presente invención da a conocer métodos de
prueba, utilizando circuitos resonantes de franja estrecha que
miden y caracterizan de manera precisa la eficacia de componentes
ferro-eléctricos ajustables, en la gama de
frecuencias en la que serán utilizados, y con las topologías que
serán utilizadas. Estos métodos de prueba y circuitos establecen
que los componentes ferro-eléctricos ajustables no
son tan uniformemente propensos a las pruebas, tal como se creía
con anterioridad, y que pueden ser utilizados ventajosamente en
aplicaciones y dispositivos de bajas pérdidas, tales como equipos
manuales de comunicación sin cables. Con una determinación precisa
de pérdidas, los componentes ferro-eléctricos
ajustables pueden ser optimizados y diseñados de manera apropiada.
Los mecanismos específicos de pérdidas pueden ser identificados y
eliminados, o de otro modo se pueden reducir y
limitar.
limitar.
Los componentes ferro-eléctricos
ajustables, en especial los que utilizan capas delgadas, se pueden
utilizar en una amplia variedad de circuitos sensibles a la
frecuencia. Son deseables los componentes ajustables porque pueden
proporcionar componentes más pequeños en dimensiones y altura, bajas
pérdidas de inserción o mejor rechazo para las mismas pérdidas de
inserción, menores costes y capacidad de ajuste en más de una franja
de frecuencia. La capacidad de un componente ajustable que pueda
cubrir múltiples bandas potencialmente reduce el número de
componentes necesarios, tales como interruptores que serían
necesarios para seleccionar entre bandas discretas o individuales,
en caso de utilizar múltiples componentes de frecuencia fija. Estas
ventajas son especialmente importantes en equipos de comunicación
de tipo manual sin cables, en los que la necesidad para conseguir
una mayor funcionalidad y costes y tamaño menores parecen ser
exigencias contradictorias. En equipos CDMA, por ejemplo, el
funcionamiento de los componentes individuales está sometido a
elevadas solicitaciones. Los materiales
ferro-eléctricos pueden permitir también la
integración de componentes RF que, en la actualidad, han resistido
las retracciones, tal como una unidad de interfaz de antena (AIU)
para un dispositivo de comunicación sin
cables.
cables.
Por ejemplo, un AIU podría integrar uno o varios
duplexadores ajustables (US PCS y celulares en dispositivos de
comunicación sin cables, en banda dual), diplexadores, elementos PA
y LNA. Algunos o la totalidad de estos componentes podrían ser
integrados de manera ventajosa, reduciéndose sus dimensiones o
volumen total, o ambos, y mejorando su comportamiento electrónico.
Otras aplicaciones para componentes ferro-eléctricos
se indican en la parte final de esta descripción.
Igual que con cualquier dieléctrico, el material
ferro-eléctrico tiene dos mecanismos de pérdidas
principales, pérdidas por conductividad y amortiguación de
vibraciones reticulares en el dieléctrico. La combinación de los
dos efectos es lo que se conoce como tangente de pérdidas del
material (tan(\delta)). Para los materiales
ferro-eléctricos que se toman en consideración en
circuitos ajustables RF o de microondas, predomina la amortiguación
de vibraciones en retícula, puesto que no hay portadores de cargas
libres. No obstante, cualquier método que mida tan(\delta)
incluirá efectos de conductividad finita si existen. La razón de
ello es que los efectos de pérdidas de los dos mecanismos no son
distinguibles en lo que se refiere a características de
RF/microondas.
Un componente principal en circuitos RF es el
condensador. La capacidad de ajuste F-E se discutirá
a continuación en términos de condensadores f-e.
Las pérdidas totales de un condensador, tanto si es ajustable o no,
vienen dadas por su factor de calidad (Q) que es expresado como
relación entre su energía almacenada con respecto a la energía
disipada, de manera que la energía es almacenada en el campo
eléctrico y disipada en resistencia. Para un condensador de
elementos concentrados, el factor Q (Q_{u}) sin carga viene dado
por la ecuación:
(1)Q_{u} =
X/R_{s} = 1/(\omega
*R_{s}*C)
en la que \omega = frecuencia en
radianes; R_{s} = resistencia serie del condensador; y C =
capacidad del condensador. R_{s} es medida, y dado que C y
\omega son conocidos, Q_{u} puede ser calculado. La resistencia
en serie se produce tanto por el conductor como las pérdidas por
disipación en el dieléctrico, es decir,
tan(\delta).
\newpage
Si un condensador ajustable está integrado en un
circuito resonante, el Q (Q_{t}) del sistema viene dado por la
siguiente ecuación:
(2)1/Q_{t} =
1/Q_{c} + 1/Q_{d} +
1/Q_{r}
en la que Q_{c} es el valor de Q
del conductor; Q_{d} es el valor de Q del dieléctrico y Q_{r} es
el valor de Q de la radiación. Para un sistema bien diseñado, no
radiante, no hay pérdidas por radiación. Por lo tanto, las pérdidas
del conductor y las pérdidas del dieléctrico determinan las pérdidas
totales. Las pérdidas dieléctricas son el efecto de la tangente de
pérdidas, tan(\delta), incluyendo las pérdidas por
conductividad atribuibles al dieléctrico, si estas últimas pérdidas
existen. Por lo tanto, para el valor de Q sin carga y el valor de Q
total, es crucial una medición correcta de tan(\delta) en
la determinación de si se puede fabricar un dispositivo ajustable
con características de pérdida
aceptables.
Los métodos del resonador de cavidad se utilizan
convencionalmente para medir la constante dieléctrica del material
y la tangente de pérdidas. Estos métodos son difíciles,
especialmente para frecuencias de microondas bajas
(\sim 2 GHz), en las que funcionan los teléfonos celulares, dado que la dimensión de la cavidad es grande. La utilización de métodos cavidad-resonador sobre películas ferro-eléctricas delgadas presenta un mayor problema, dado que es muy difícil medir la perturbación introducida en una cavidad desde una estructura que tiene un grosor del orden de un \mum. El potencial de error es significativo.
(\sim 2 GHz), en las que funcionan los teléfonos celulares, dado que la dimensión de la cavidad es grande. La utilización de métodos cavidad-resonador sobre películas ferro-eléctricas delgadas presenta un mayor problema, dado que es muy difícil medir la perturbación introducida en una cavidad desde una estructura que tiene un grosor del orden de un \mum. El potencial de error es significativo.
A causa de esta dificultad con los métodos de
resonadores, se utilizan habitualmente condensadores interdigitales
(IDC) para medir la calidad de la película
ferro-eléctrica. Se ha mostrado en la figura 1 un
condensador interdigital ferro-eléctrico (IDC)
(100) en una configuración convencional de microfranja
("microstrip"). El condensador interdigital (100) comprende el
sustrato de base (110); una película ferro-eléctrica
de película delgada (120); y un primer y segundo conductores (130)
y (140). Los condensadores interdigitales se utilizan, de manera
típica, en aplicaciones tales como circuitos integrados de
microondas de tipo monolítico (MMIC) y en aplicaciones en las que
se necesitan pequeñas secciones de base y capacidades del orden de
0,1-6 pF. En un condensador interdigital, la
capacidad es creada entre líneas o dedos paralelos y conductores de
la estructura.
El sustrato de base (110) comprende, de manera
típica, un material de bajas pérdidas, tal como óxido de magnesio
(MgO), zafiro o aluminio de alta pureza, por ejemplo. El sustrato se
escoge basándose en su tangente de pérdidas intrínsecamente baja y
su capacidad de aceptar el depósito directo de una amplia gama de
películas f-e sin capas tampón adicionales. Una
película ferro-eléctrica delgada (120) es depositada
sobre el sustrato de base (110). La película
ferro-eléctrica (120) tiene, de manera típica, un
grosor del orden de 0,15-1,5 \mum. A continuación,
se deposita una capa conductora sobre la película
ferro-eléctrica (120). En algunos casos, se necesita
una capa de adherencia. La capa conductora es preferentemente un
material metálico tal como cobre, oro o plata. Estos metales son
ventajosos debido a sus pérdidas relativamente bajas a temperatura
ambiente. Para los efectos de la presente descripción, la
temperatura ambiente se define como una temperatura comprendida
entre -30ºC y +85ºC, que cubre la gama de temperaturas de
funcionamiento típica para la mayor parte de componentes
comerciales. La capa conductora tiene, de manera típica, un grosor
comprendido entre 0,5 y 6,0 \mum, con un grosor del orden de 0,5
a 1,5 \mum de manera más habitual. Las exigencias de grosor varían
en base a la profundidad de la capa de recubrimiento ("skin")
que varía según
la frecuencia.
la frecuencia.
Si bien se han explicado materiales
f-e de capa delgada (t_{f-e} menor
de 1,5 \mum), se pueden utilizar también materiales
f-e de película gruesa. En este caso, "película
gruesa" se define como t_{f-e} superior
aproximadamente a 1,5 \mum y menor de aproximadamente 1,0 mm. El
espesor es superior aproximadamente a 1,0 mm. La fabricación y
aplicación de un material f-e de película gruesa son
muy distintas a las de un material f-e de película
delgada. Habitualmente, comporta una técnica de manejo de pasta o un
sol-gel, y los materiales f-e para
producir el grosor significativamente incrementado. El grosor
incrementado y los costes especialmente reducidos se obtienen a
expensas de un rendimiento f-e algo degradado,
especialmente una capacidad de ajuste reducida.
El condensador interdigital (100) es fabricado a
continuación utilizando técnicas de rebaje por ataque ácido
("etch-back" o "lift-off")
para formar el primer conductor (130) y el segundo conductor (140).
El primer conductor (130) tiene unos dedos (132) y espacios (134)
que se encuentran próximos a los dedos (142) y espacios (144) del
segundo conductor (140). Los conductores están dispuestos de manera
que los dedos (132) del primer conductor (130) se encuentran en
espacios (144) del segundo conductor (140) y, por lo tanto, los
dedos (142) del segundo conductor (140) se encuentran en espacios
(134) del primer conductor (130). Hasta la actualidad, la mayor
parte de investigadores y otros técnicos en la fabricación y
caracterización de películas f-e han diseñado los
IDC con dedos típicamente de
1-5 \mum de anchura, y el intersticio o espacio entre los dedos típicamente de 1-5 \mum de anchura.
1-5 \mum de anchura, y el intersticio o espacio entre los dedos típicamente de 1-5 \mum de anchura.
La capacidad se crea principalmente entre los
dedos (132) y (142). Para generar un alto nivel de capacidad, se
requieren dimensiones pequeñas del intersticio (< 5 \mum) y
dedos largos. Cuando se utiliza como condensador de ajuste
ferro-eléctrico, las dimensiones pequeñas del
intersticio ayudan también en la creación de un campo de ajuste
grande entre los dedos. Esto es crítico porque una buena parte del
campo de ajuste se pierde en la zona de aire situada por encima del
condensador (100).
La mayor pérdida de componentes en esta
configuración es generada en modalidad impar en la zona de los
dedos. El acoplamiento entre las líneas paralelas se puede expresar
en términos de modalidad par y modalidad impar. La modalidad par
tiene lugar cuando ambas líneas son excitadas en fase (usualmente
considerada cero), y la modalidad impar tiene lugar cuando las
líneas son excitadas a 180 grados en desplazamiento de fase. En
circuitos de microfranja, las velocidades a las que se propagan las
modalidades impar y par son distintas. Las pérdidas incrementan
además con una capa conductora delgada (menos de 1,5 \mum),
reducida anchura de los dedos y reducida separación del intersticio
(cualquiera de ellos o ambos menores de 5 \mum) y esquinas
agudas.
El proceso normal para la medición de pérdidas de
películas ferro-eléctricas delgadas mediante un
condensador interdigital es el siguiente. Tal como se ha descrito
anteriormente, se depositan aproximadamente 0,5 \mum de película
ferro-eléctrica sobre un sustrato de bajas pérdidas,
tal como óxido de magnesio. A continuación, una capa conductora de
un grosor de 1 micra o menos es depositada para permitir la
fabricación de un condensador interdigital de las dimensiones más
pequeñas posibles. La anchura de los dedos y la separación del
intersticio son ambos, de manera típica, de 1 a 5 \mum. Se
utilizan técnicas de rebaje por ataque químico
("etch-back" o
"lift-back") para formar dedos estrechos y
largos con esquinas agudas. El condensador interdigital resultante
se caracteriza por la utilización de una herramienta de medición de
franja ancha, tal como un medidor LRC o un analizador de impedancia
o de red, con puntas de sonda que establecen contacto con el
condensador.
Utilizando este procedimiento, se obtienen
condensadores en una gama de 0,2 a 1,5 pF, midiéndose, de manera
típica, valores de Q en una gama de 10-100 a una
frecuencia operativa comprendida desde aproximadamente 500 MHz
hasta aproximadamente 2 GHz. Estas pérdidas se atribuyen de manera
típica y por completo a la película
ferro-eléctrica. Estos valores de Q se consideran
muy bajos y, como consecuencia, se supone habitualmente que los
componentes ferro-eléctricos ajustables tienen
elevadas pérdidas y no son aceptables para muchas utilizaciones. En
comunicaciones sin cables, por ejemplo, un valor de Q superior a 100
y preferentemente superior a 250 es necesario a frecuencias en una
gama de 2 GHz para condensadores f-e en las
proximidades de 1,0 pF. Tal como se describirá más adelante, no
obstante, las técnicas de fabricación convencional y de medición de
pérdidas no proporcionan una indicación fiable de las pérdidas
reales atribuibles a la película
ferro-eléctrica.
Tal como se ha indicado en la ecuación (1), las
pérdidas del condensador (ajustable o no) son proporcionales a las
pérdidas en serie R_{S} en radiofrecuencia (f > de
aproximadamente 500 MHz), siendo despreciable el efecto de la gran
resistencia en paralelo que deriva el condensador. El condensador no
se ve influido por la fuente de pérdidas en serie, solamente por el
hecho de que existe dicha fuente. Por ejemplo, para que un
condensador ferro-eléctrico ajustable de 1 pF tenga
pérdidas aceptablemente bajas (Q_{u}=250) a 2 GHz, las pérdidas
en serie deben ser solamente de 0,32 \Omega. Las pérdidas en serie
incluyen las pérdidas totales de todas las fuentes que se generan
por la utilización del condensador. A efectos de minimizar o
eliminar las fuentes de pérdidas en serie, se deben tener en
cuenta, en primer lugar, todos los mecanismos de pérdidas presentes.
Esto permitirá una determinación más exacta de las pérdidas
atribuibles específicamente a la película
ferro-eléctrica.
Para dispositivos f-e, las
pérdidas totales están gobernadas por la suma de la contribución de
cada una de las fuentes del modo siguiente:
L_{t}=
L_{geom} + L_{attach} + L_{metal} + L_{sub} + L_{rad} + L_{meas} +
L_{f-e};
en la
que
L_{geom} se deriva de la topología del
condensador,
L_{attach} significa las pérdidas debidas al
acoplamiento del dispositivo,
L_{metal} son las pérdidas totales del
metal,
L_{sub} son las pérdidas del sustrato base (si
existe),
L_{rad} son las pérdidas por radiación, tanto
las deseables como las no deseables,
L_{meas} significa las pérdidas totales que se
producen por errores de medición, y
L_{f-e} es la tangente de
pérdidas f-e.
Esta atribución de pérdidas puede ser utilizada,
en primer lugar, para obtener un valor preciso de
L_{f-e} (o f-e tan \delta) para
la frecuencia operativa deseada en la manera en la que el
condensador f-e se utilizará. Para deducir
correctamente L_{f-e}, se deben eliminar o reducir
todas las otras fuentes que contribuyen a las pérdidas que se han
descrito. Por ejemplo, L_{geom} variará según la topología, siendo
la mejor para un condensador de superposición, peor para un
condensador de intersticio, y mucho peor para un condensador IDC.
Si bien esta pérdida se puede reducir y controlar, es intrínseca de
un dispositivo. Como consecuencia, la elección de la topología para
un condensador f-e determinado afectará la mejor
Q_{c} que es posible obtener del condensador f-e.
El software electromagnético (EM) puede establecer una pérdida base
para una geometría deseada, suponiendo una película
f-e sin pérdidas. Esta línea base de pérdidas
representa la pérdida mejor (más baja) para una geometría
determinada.
En general, un condensador de intersticio es el
más fácil de fabricar. Un condensador IDC es el siguiente más
fácil, y el condensador de superposición es el más difícil de los
tres. En comparación con un IDC, el condensador de intersticio
tendrá un valor de Q mejor pero una capacidad más baja por unidad de
sección transversal (W en la figura 1a). La capacidad del IDC es
superior debido a la utilización de una serie de dedos por unidad
de sección transversal. Para muchas aplicaciones de filtros de
comunicación, no obstante, no se necesita una gran capacidad
(C \geq 4,0 pF). Por lo tanto, un condensador de intersticio puede proporcionar frecuentemente la capacidad adecuada. El valor intrínsecamente alto de \kappa para la mayor parte de películas f-e ayuda a proporcionar una capacidad relativamente elevada por unidad de sección transversal, W, en comparación con un condensador convencional de intersticio.
(C \geq 4,0 pF). Por lo tanto, un condensador de intersticio puede proporcionar frecuentemente la capacidad adecuada. El valor intrínsecamente alto de \kappa para la mayor parte de películas f-e ayuda a proporcionar una capacidad relativamente elevada por unidad de sección transversal, W, en comparación con un condensador convencional de intersticio.
L_{attach} procede de técnicas de acoplamiento
de dispositivos separados, incluyendo, por ejemplo, soldadura,
pintura de plata o unión mediante cables. Estas pérdidas de
acoplamiento pueden ser grandes y poco predictibles. Las pérdidas
más bajas se consiguen por la fabricación directa del condensador
f-e en el resonador u otros circuitos RF,
minimizando de esta manera o eliminando este componente de
pérdidas.
Las pérdidas intrínsecas de un condensador
f-e independiente son poco trascendentes. Lo que es
mucho más importante, son las pérdidas adicionales producidas por
el acoplamiento del condensador f-e a un circuito.
Incluso si el condensador f-e no tuviera pérdidas,
en caso de utilizar una conexión con grandes pérdidas, el efecto
global sería el de un dispositivo f-e propenso a
pérdidas ("lossy"). Por ejemplo, si se desea Q \geq 250 a 2,0
GHz para una capacidad de 1,0 pF, entonces la resistencia total en
serie R_{s} debe ser \leq 0,32 ohm. De este modo, cualquier
pérdida adicional reducirá adicionalmente el valor de Q de este
condensador. Que esta pérdida adicional sea externa con respecto al
condensador real, es irrelevante. Incluso los mecanismos de pérdidas
inevitables, tales como los debidos al montaje, por ejemplo,
reducen el valor efectivo de Q del condensador desde el punto de
vista de su efecto sobre los sistemas.
Para tener un mínimo de pérdidas añadidas, la
conexión entre el condensador f-e y el resonador
debe proporcionar la resistencia añadida más baja. Por lo tanto,
las corrientes eléctricas y cargas asociadas con el condensador
f-e deben tener un mínimo de pérdidas añadidas. Las
técnicas convencionales de unión o de montaje, tales como (sin que
sirva de limitación) soldadura, unión por cables o pintura de plata
o pasta, no proporcionan esta unión controlable y de bajas
pérdidas.
Las pérdidas añadidas, no predictibles, que se
producen por la utilización de estos métodos de unión degradan el
valor de Q conseguido con independencia de si el condensador
f-e está siendo utilizado o no para objetivos de
ajuste del resonador o caracterización de una película
f-e. Por lo tanto, para conseguir el mejor
rendimiento (pérdidas más bajas), la estructura del condensador
f-e debe ser fabricada directamente sobre el
resonador o con el resonador que está destinado a ajustar o sobre
otros circuitos RF esenciales. Solamente por fabricación directa
puede producirse una transición de pérdidas mínimas para fuentes
(corrientes) electromagnéticas (EM) desde los elementos de ajuste
f-e al resonador. Los efectos deseables de la
fabricación de condensadores f-e de forma directa
sobre un resonador, o con el mismo, se pueden incrementar por la
ausencia de esquinas agudas o transiciones.
Los factores para L_{metal} incluyen la
rugosidad superficial (SR) del metal, grosor del metal en
comparación con el grosor del recubrimiento ("skin"),
\deltas, y conductividad. La rugosidad SR puede ser eliminada de
manera efectiva como factor, si SR es menor aproximadamente 0,254
\mum (10 micropulgadas) raíz de cuadrados medios (rms) para
frecuencias operativas en la banda L y S (1-4 GHz).
El grosor del metal se puede reducir como factor si el grosor es de
1,5 \deltas o superior, o se puede eliminar de manera efectiva si
el grosor es \geq 5 \deltas. Para contactos de electrodos, el
grosor del metal (t_{m}) puede ser aproximadamente de 1,5
\deltas. Para el caso de resonadores electromagnéticos, en los
que se tiene que soportar una onda en desplazamiento o fija, es
decir, en los que el metal en cuestión se extiende en una fracción
apreciable de una longitud de onda (aproximadamente 10% o más), el
grosor del metal debe encontrarse más próximo a 5 \deltas
aproximadamente o superior.
La conductividad es óptima para Au, Cu o Ag. Por
lo tanto, L_{metal} se puede reducir y controlar, pero no
eliminar como factor. Su efecto, no obstante, puede ser calculado
por expresiones bien conocidas por los técnicos en la materia, o
utilizando herramientas de cálculo en línea, disponibles a
simuladores de circuito habitualmente utilizados, tales como
Eagleware o Touchstone. Además, el control de fabricación preciso
puede limitar las variaciones geométricas en L_{metal}.
La contribución de pérdidas representada por
L_{sub} se puede minimizar escogiendo un sustrato de pocas
pérdidas con una tangente de pérdidas menor de 0,001 y
preferentemente menor de 0,0005 para la frecuencia operativa de
interés. Los materiales adecuados incluyen alúmina pura >99%, que
es una elección habitualmente óptima para ventajas de
pérdidas/costes. El zafiro o MgO son mejores que la alúmina por el
hecho de que tienen tangentes de pérdidas menores, pero tienen un
precio más elevado. Todos estos materiales aceptarán muchas
películas delgadas f-e sin capas tampón y teniendo
una rugosidad superficial que es aceptable con poco o ningún
pulido. Los sustratos semiconductores son soluciones poco aceptables
a causa de su conductividad relativamente alta. Además de los
factores de tangente de pérdidas, rugosidad superficial y precio,
los sustratos adecuados no deben ser frágiles, pudiendo ser
fabricados como obleas de área grande, y pudiéndose metalizar
fácilmente sin preproceso extenso.
Se puede conseguir la separación de L_{sub} con
respecto a las pérdidas totales de un sustrato compuesto
(película
f-e más el sustrato), por la utilización de un campo EM o software de simulación de circuito. Por ejemplo, se pueden utilizar Sonnet, Momentum o IE3D. Por lo tanto, L_{sub} se puede reducir significativamente y se puede calcular de forma precisa.
f-e más el sustrato), por la utilización de un campo EM o software de simulación de circuito. Por ejemplo, se pueden utilizar Sonnet, Momentum o IE3D. Por lo tanto, L_{sub} se puede reducir significativamente y se puede calcular de forma precisa.
L_{rad} puede ser eliminado por apantallado y
diseño apropiados, y por lo tanto no es típicamente un factor a
tener en cuenta. Se debe observar que una amplia variedad de
filtros, especialmente filtros planos tales como los de modelo
peine ("combline") o de horquilla ("hairpin"), dependen
del acoplamiento radiante para conseguir su rendimiento deseado. En
estos casos, se debe asegurar que se reduce el acoplamiento disperso
no deseado, si no se llega a
eliminar.
eliminar.
L_{meas} puede aumentar significativamente el
error de pérdidas del circuito, dado que las pérdidas añadidas
pequeñas reducen significativamente el valor de Q medido del
dispositivo sometido a pruebas (DUT) o del sistema, ocultando por
lo tanto el valor intrínseco de Q del DUT. El método convencional
para la medición de la constante dieléctrica y de la tangente de
pérdidas en un material es la técnica de perturbación de cavidad,
que es bien conocida por los técnicos en la materia. No obstante,
en la banda L, las dimensiones de la cavidad resultan muy grandes.
Cuando se caracterizan películas delgadas (en oposición a gruesas)
con espesores de película \leq 1,5 \mum, tales como películas
f-e, el problema resulta difícil dado que los
errores de medición pueden ser importantes. Además, se debe
caracterizar un condensador f-e (o filtro) de manera
muy similar a la forma en la que será utilizado. Por lo tanto, la
forma preferente de caracterizar componentes o películas
f-e es por las técnicas de resonador de
microfranja.
Para mediciones en circuitos resonantes, es
preferible un analizador de red. Para minimizar las pérdidas de
medición y conseguir la medición más exacta utilizando un analizador
de red, las pérdidas DUT deben ser calibradas, se debe llevar a
cabo un calibrado completo de dos puertas del analizador, y se debe
utilizar el promedio para la calibración y medición.
Por minimización o eliminación del acoplamiento
de dispositivo, sustrato, radiación y componentes de pérdida de
error de medición, la pérdida total resulta ser:
(4)L_{tot} =
L_{geom} + L_{metal} + L_{f-e} + \Delta
L_{misc}
L_{tot} es la pérdida total para una geometría
determinada de un condensador ferro-eléctrico, y
L_{geom} y L_{metal} son partes integrales de dicha geometría.
Su presencia es apropiada para determinar la pérdida real de un
dispositivo específico, pero se pueden cuantificar y eliminar a
efectos de determinar las pérdidas debidas únicamente al material
ferro-eléctrico. L_{geom} puede ser determinada a
partir de una simulación electromagnética precisa del circuito,
suponiendo un material ferro-eléctrico sin pérdidas;
y L_{metal} puede ser determinada utilizando las expresiones
para pérdida del metal, suponiendo conductividad, rugosidad
superficial (si es aplicable) y profundidad del recubrimiento
("skin"). \DeltaL_{misc} representa una combinación de la
eliminación incompleta de los otros mecanismos de pérdidas con los
límites finitos de L_{geom} y L_{metal}.
Este proceso de dos etapas de (a) contabilizar
todos los mecanismos de pérdidas; y (b) eliminar o limitar estas
pérdidas, permite no solamente una determinación precisa de las
pérdidas ferro-eléctricas, sino también ayuda a
establecer normas de diseño correctas para componentes ajustables
con pérdidas reducidas. El conocimiento correcto de
L_{f-e} permite determinar, en primer lugar, si la
película en consideración puede ser utilizada para una aplicación
propuesta. El conocimiento de L_{f-e} proporciona
además una línea base necesaria para cualquier tipo de diseño
óptimo utilizando películas ferro-eléctricas. Este
conocimiento es necesario si se tiene que buscar efectivamente un
compromiso entre la tangente de pérdidas y la capacidad de ajuste.
Es decir, técnicas de fabricación y de medición precisas tienen
como resultado una caracterización fiable de las pérdidas de las
películas ferro-eléctricas.
Basándose en este análisis de pérdidas, los
componentes ferro-eléctricos ajustables con pérdidas
bajas y, en particular, los condensadores
ferro-eléctricos ajustables, pueden ser diseñados,
probados e implementados en una amplia variedad de aplicaciones. A
continuación, se explicará el procedimiento de diseño y la
implementación, basándose en este análisis de pérdidas para tres
tipos habituales de condensadores: (1) condensadores de intersticio,
(2) condensadores de superposición ("overlay") y (3)
condensadores interdigitales.
En la figura 2 se ha mostrado un condensador de
intersticio ajustable ferro-eléctrico (200). El
condensador de intersticio (200) comprende una capa de sustrato
(202); una capa ferro-eléctrica (204) y una capa de
metal (206) que definen un intersticio (208) inductor de la
capacidad. La siguiente implementación de diseño minimiza las
pérdidas de otras fuentes y permite una determinación precisa de las
pérdidas debidas a la película ferro-eléctrica
(204). Supone una frecuencia operativa en la banda L
(1-2 GHz) para equipos manuales sin cables, si bien
los mismos métodos podrían ser aplicables en otras bandas.
En una implementación, el sustrato (202) es una
capa de alúmina pura al 99,5% con un grosor comprendido en una gama
de valores de 0,508-1,016 mm (20-40
mils). La rugosidad superficial debe ser menor o igual que
127 \mum (5 \mupulgadas) rms aproximadamente. La capa ferro-eléctrica (204) es una película de titanato de bario y estroncio, Ba_{X}Sr_{1-x}TiO_{3}, (BSTO) que tiene un grosor en una gama de valores de 0,15 a 2,0 \mum. Utilizando un grosor de pelí-
cula > 1,0 \mum, se hace máxima la capacidad y la gama de ajuste.
127 \mum (5 \mupulgadas) rms aproximadamente. La capa ferro-eléctrica (204) es una película de titanato de bario y estroncio, Ba_{X}Sr_{1-x}TiO_{3}, (BSTO) que tiene un grosor en una gama de valores de 0,15 a 2,0 \mum. Utilizando un grosor de pelí-
cula > 1,0 \mum, se hace máxima la capacidad y la gama de ajuste.
Ajustando la fracción Ba/Sr, se escogen
preferentemente el dopado o recosido para conseguir el valor mínimo
de tan \delta, proporcionando al mismo tiempo, la gama de ajuste
requerida. En una realización, x = 0,5 (en
Ba_{X}Sr_{1-x}TiO_{3}) para funcionamiento a
temperatura ambiente. También se pueden utilizar otros materiales
ferro-eléctricos alternativos. La capa metálica
(206) tiene un grosor aproximado de 2,5 \mum, lo que la hace
adecuada para aplicación de electrodos. El intersticio (208) tiene
una anchura de 0,762-2,032 mm (30-80
mils), y los bordes deben ser redondeados para hacer máxima la
reducción de las pérdidas. La capacidad demostrada por el
intersticio (208) se encuentra en una gama de 0,6 pF a 1,5 pF a 0
voltios en corriente continua.
Las simulaciones EM indican que, para una
capacidad aproximadamente de 1 pF a 2 GHz, el condensador de
intersticio tiene un valor Q>700, suponiendo una tangente de
pérdidas de 0,002 o Q>300, suponiendo una tangente de pérdidas
de 0,005. La figura 3 es una tabla que muestra la relación entre la
anchura del intersticio, grosor de la capa
ferro-eléctrica y la capacidad. Estos datos son muy
útiles para fijar objetivos de diseño de circuitos de pruebas de
condensadores de intersticio. Los resultados de la figura 3 suponen
una película ferro-eléctrica con un grosor
de
0,5 \mum con una constante dieléctrica de valor 1000 a 0 V corriente continua, una capa de sustrato con un grosor de
1,016 mm (40 mil) de alúmina pura al 99,5%, y una tangente de pérdidas de 0,002 para una película f-e.
0,5 \mum con una constante dieléctrica de valor 1000 a 0 V corriente continua, una capa de sustrato con un grosor de
1,016 mm (40 mil) de alúmina pura al 99,5%, y una tangente de pérdidas de 0,002 para una película f-e.
Un condensador (300)
ferro-eléctrico de superposición, de acuerdo con la
presente invención, se ha mostrado en la figura 4. El condensador
(300) comprende el sustrato (310), la capa de polarización (320);
capa ferro-eléctrica (330); y la capa de patillas
del condensador (340). La capa de polarización (320) define una capa
de polarización en corriente continua y la capa de condensador
(340) define la capa de condensador (342) y la capa de condensador
(344) de bloqueo de corriente continua.
En una implementación, el sustrato de base (310)
es de alúmina con un grosor en una gama de valores de
0,508-1,016 mm (20-40 mils). La
capa de polarización (320) comprende una capa de electrodo base de
plata, con un grosor aproximado de 2,0 \mum cubierto por una capa
de platino que tiene un grosor aproximado de 100 nm. La capa de
platino impide la oxidación de la capa de plata durante el
crecimiento de la capa ferro-eléctrica. La capa
(320) tiene una patilla incorporada para conectar una resistencia de
una gama de valores de 0,5 a 1,0 M\Omega para conseguir
polarización en corriente continua. En caso necesario, una delgada
capa de cromo (10 nm) puede ser interpuesta entre la alúmina y la
plata para conseguir mejor adherencia. La capa
ferro-eléctrica (330) es una capa delgada BSTO que
tiene un grosor aproximado de 1 micra. La patilla (342) del
condensador tiene un área mínima de 203,2 por 101,6 \mum (8,0 por
4,0 mils) y está recubierta por electrodos de oro o plata que tienen
un área aproximada de 101,6 por 101,6 \mum (4,0 por 4,0 mils). El
condensador de bloqueo de corriente continua tiene una capacidad
mínima de 150-200 pF y un área aproximadamente de
100 por 100 \mum. El área total de la patilla de contacto (344)
es como mínimo de 177,8 por
203,2 \mum (7,0 por 8,0 mils).
203,2 \mum (7,0 por 8,0 mils).
Un condensador de superposición tiene una
capacidad mínima en una gama de 0,8-1,5 pF. Tal como
se puede apreciar en la figura 5, que es una vista a mayor escala
de una parte del condensador (300), el área de superposición (350)
del condensador (300) es muy pequeña. En una implementación, el área
de superposición (350) tiene dimensiones de 7,62 \mum por 7,62
\mum (0,3 mil por 0,3 mil). Esto se basa en una constante
dieléctrica BSTO de valor aproximado
1000 a 0 V en corriente continua y un grosor de película aproximado de 1,0 \mum. Las patillas (342) y (320) están inclinadas hacia y desde el área de superposición (350) del condensador. La inclinación está comprendida entre
101,6 \mum (4,0 mils) hasta aproximadamente 6,35 \mum (0,25 mils) en una distancia de 25,4 \mum (1,0 mil).
1000 a 0 V en corriente continua y un grosor de película aproximado de 1,0 \mum. Las patillas (342) y (320) están inclinadas hacia y desde el área de superposición (350) del condensador. La inclinación está comprendida entre
101,6 \mum (4,0 mils) hasta aproximadamente 6,35 \mum (0,25 mils) en una distancia de 25,4 \mum (1,0 mil).
El objetivo de pérdidas para el condensador (300)
es un valor de Q mínimo de 350 a 2,0 GHz para 1,0 pF. En caso
necesario, la película ferro-eléctrica (330) puede
ser optimizada adicionalmente por dopaje, recosido o utilización de
una capa o capas tampón. Finalmente, el cambio de capacidad debe ser
preferentemente 2:1 (50%) o superior para un cambio en el voltaje
de polarización de 0-2,5 voltios.
Un aspecto de la presente invención es conseguir
criterios óptimos para estructuras y diseño para componentes
ferro-eléctricos ajustables, de los cuales las
estructuras de condensador que se han descrito anteriormente son un
ejemplo. Otros aspectos de la presente invención consisten en
métodos de medición y aparatos para caracterizar de manera precisa
las pérdidas en componentes ferro-eléctricos
ajustables. Estos métodos comportan la utilización de resonadores y
circuitos resonantes de franja estrecha. Las mediciones de franja
estrecha son apropiadas dado que los dispositivos objeto de
medición están diseñados para funcionar en una franja estrecha de
frecuencias. Las mediciones de franja estrecha (resonantes) son
también preferentes dado que incrementan, de manera natural, el
efecto de pequeñas pérdidas haciéndolas más fáciles de medir, y
hacen la medición más precisa. Los métodos anteriores han
comportado mediciones de franja ancha, que no son apropiadas y son
inexactas para dispositivos de franja estrecha. Dos
implementaciones de la invención de estos circuitos resonantes de
comprobación se describirán a continuación: filtros de paso banda
de franja estrecha de segundo orden y circuitos de resonador de
microfranja (media onda o un cuarto de onda).
La figura 6 muestra un circuito de pruebas de
franja estrecha resonante (400) configurado para la prueba de dos
condensadores ferro-eléctricos (410) y (412). Es un
filtro de tipo peine ("combline") plano, de segundo orden. Los
condensadores (410) y (412) están configurados tal como se ha
descrito con respecto a la figura 1 y a la figura 2, y están
realizados para minimizar componentes de pérdidas. El circuito de
pruebas (400) comprende un filtro de paso banda de tipo peine, de
segundo orden, plano, y comprende dos resonadores (402) y (404)
acoplados en serie, respectivamente, con los condensadores
ferro-eléctricos (410) y (412). Un voltaje de
polarización de tipo continuo es aplicado a los condensadores (410)
y (412). Los condensadores (410) y (412) pueden ser fabricados y
montados para pruebas como elementos discretos o por impresión
directamente sobre el sustrato. No se han mostrado condensadores de
bloqueo de DC (capacidad igual aproximadamente a 180 pF). En una
configuración de elementos discretos, los condensadores están
soldados o acoplados con una pintura o pasta de plata. Esto permite
la utilización de una amplia variedad de dispositivos, no obstante,
existe una pérdida incrementada y no predictible debido a este
método de montaje. En una configuración impresa, los condensadores
están impresos directamente sobre el sustrato. La impresión es
ventajosa por el hecho de que no se requiere soldadura o pegado y
existe una pérdida reducida debido a la fabricación directa. El tipo
de sustratos que pueden ser utilizados está limitado, no obstante,
a la presencia de la película ferro-eléctrica. No
se han mostrado condensadores de bloqueo de DC.
La respuesta es medida mediante líneas de entrada
y de salida (406) y (408) conectadas a un analizador de red. Una
medición de la frecuencia f_{0} del centro del resonador permite
la determinación del valor real del condensador (ver ecuación (1)
anterior), y las pérdidas de inserción a f_{0} determinan el
condensador Q. Después de haber obtenido estas mediciones, se puede
utilizar una simulación de circuito para obtener la capacidad y
valores Q, y se pueden comparar los resultados.
A efectos de demostrar la notable diferencia en
los resultados de prueba obtenidos utilizando el método de pruebas
de la presente invención, con respecto a los métodos de pruebas
convencionales, se hará referencia a la figura 7. La tabla de la
figura 7 representa datos de medición obtenidos a partir de muestras
de condensadores interdigitales ferro-eléctricos,
fabricados en el Naval Research Laboratory (NRL), Washington DC,
bajo contrato con Kyocera Wireless Corporation (KWC), titular de la
presente invención. La capacidad y mediciones de Q tomadas de
muestras de condensador interdigital en NRL, utilizando métodos de
pruebas convencionales (en este caso, un Analizador de Impedancia
HP 4291B y una sonda de microondas Cascade Tech) se comparan a
mediciones realizadas a partir de las mismas muestras en KWC
utilizando los nuevos métodos de pruebas descritos
anteriormente.
A los efectos de este experimento, los
condensadores interdigitales han sido fabricados de manera que
tengan una capacidad en una gama de 0,5-1,2 pF; una
separación de intersticio aproximadamente de 5,0 \mum; una anchura
de los dedos mínima de 150 \mum; un grosor de la película
ferro-eléctrica aproximadamente de 0,5 \mum; un
grosor metálico en una gama de 1,5-2,5 \mum; y
una longitud de los dedos menor o igual a 100 \mum.
El circuito de pruebas KWC está configurado de
manera similar al circuito (400). Es un filtro de paso banda
Chebychev plano, de segundo orden, configurado para resonar
aproximadamente a 1800 MHz. Las muestras de condensador
interdigital, condensadores de elementos discretos, fueron montados
"flip-chip" y fijados utilizando pintura de
plata. Se aplicó una corriente de polarización para corregir el
hecho de que, típicamente, C1\neqC2, siendo C1 y C2 los dos
condensadores de carga del filtro, de paso banda, de tipo peine
("combline"), requeridos para corregir el funcionamiento del
filtro. Mientras C1 está destinado a ser igual a C2, en la práctica
C1=C2 se consigue raramente. A condición más habitual de
C1\neqC2, incrementa significativamente las pérdidas de inserción
de paso banda (en lo que se refiere a la determinación de Q) si no
se corrige.
Se utilizaron condensadores ATC y AVX de chip de
Q elevado de una gama de 0,6 a 0,8 pF, para establecer una pérdida
de inserción de banda de paso de línea base. El valor de Q para
estos condensadores de chip era del orden de
600-800 a la frecuencia de pruebas. Se utilizó un
simulador de circuito Eagleware para determinar la capacidad real y
valores de Q para que los condensadores interdigitales
proporcionaran la misma frecuencia resonante y pérdidas de
inserción de banda de paso que los datos medidos.
Los datos de la figura 7 son esencialmente el
peor caso de Q, dado que no se hizo intento alguno de eliminar
(eliminación por calibrado) todos los posibles componentes de
pérdidas. Uno de dichos componentes de pérdidas comprende pérdidas
de la unión (acoplamiento) que son diferentes para cada línea y para
cada condensador interdigital. Otra es el desacoplamiento en
longitud del resonador resultante; efectos del extremo abierto del
intersticio de microfranja por debajo de la localización de los
condensadores; y pérdidas que se producen por la geometría del
condensador interdigital básico. Al ser este el caso, la diferencia
en los valores de Q obtenidos por utilización de la presente
invención, con respecto a métodos convencionales, es incluso más
sorprendente. La reducción adicional o eliminación de fuentes de
error tales como, por ejemplo, la fabricación directa de
condensadores de intersticio utilizando un sustrato de alúmina o de
MgO solamente mejorará los datos de Q.
La utilización de un filtro de paso banda, de
segundo orden como circuito de pruebas resonante de franja estrecha
tiene varias ventajas. Los datos del condensador pueden ser
extraídos a la frecuencia de funcionamiento. La topología es
simple, repetible y fabricada de modo sencillo. Las mediciones son
simples y existen pocos errores añadidos por el hecho de realizar
las mediciones. Los resultados son fáciles de comparar con los
resultados simulados. Existen también varias desventajas que se
deben observar. El potencial para diferencia de valores de
capacidad, que se ha descrito anteriormente, puede aparecer en los
datos de medición como pérdidas incrementadas. Un pequeño ajuste en
uno de los voltajes de polarización, no obstante, puede compensar
esta discrepancia. Asimismo, la capacidad dispersa y el
acoplamiento pueden afectar los valores de f_{0} y Q obtenidos.
Estos efectos se pueden tener en cuenta también con intermedio del
simulador de campo EM. El montaje desigual de los condensadores
f-e tiene como resultado ligeras diferencias en las
dos longitudes eléctricas de los resonadores, lo que aumenta
directamente el I.L. La desalineación de los condensadores
f-e puede tener también como resultado un aumento
de las pérdidas, manifestándose en forma de un valor de Q más
bajo.
Otra realización de otro circuito de pruebas
resonante de franja estrecha de segundo orden (450) se ha mostrado
en la figura 8. El circuito de comprobación (450) adopta la forma de
un filtro ajustable con resonador coaxial, si bien pueden ser
también utilizados otros resonadores, tales como los de tipo
monobloque, franja estrecha ("stripline") o microfranja
("microstrip"). También en este caso, los condensadores
ferro-eléctricos (452) y (454) pueden quedar
integrados por elementos individuales o impresos. El circuito de
pruebas (450) comprende además resonadores (462) y (464) de cuarto
de longitud de onda coaxiales. El condensador no
ferro-eléctrico (470) (C2) está acoplado entre los
resonadores (462) y (464), y los condensadores no
ferro-eléctricos (472) y (474) (C1) están acoplados
en los exteriores de los resonadores. La estructura básica es un BPF
convencional con ajuste fijo de segundo orden, acoplado
capacitivamente.
La técnica de medición que utiliza el circuito
(450) es la siguiente. El rendimiento del BPS es medido, en primer
lugar, sin los condensadores f-e colocados, y luego
con los mismos. En el primer caso, la frecuencia central del
resonador f_{01} y la pérdida de inserción IL_{1} del filtro se
miden, en primer lugar, sin condensadores
ferro-eléctricos. En el segundo caso, la frecuencia
central del resonador f_{02} y la pérdida de inserción IL_{2}
del filtro se miden con condensadores
ferro-eléctricos (452) y (454). De forma destacada,
f_{01} siempre será superior que f_{02} e IL_{2} será siempre
superior a IL_{1}, siempre que los resonadores (462) y (464)
tengan la misma longitud. La capacidad C_{fe} puede ser
determinada a partir de f_{01}-f_{02}, y
Q(C_{fe}) se puede determinar a partir de
IL_{2}-IL_{1} por comparación con simulaciones
con gran exactitud. Los condensadores f-e no
necesitan ser añadidos al circuito original. En vez de ello, el BPF
básico, superior, acoplado capacitivamente puede ser fabricado sin
condensadores f-e, y un segundo BPF puede ser
fabricado con condensadores f-e directamente. Esto
conduciría a un circuito de pruebas ajustable, con mínima añadidura
de pérdidas, dado que permite una fabricación directa de
condensadores f-e con el circuito.
Un circuito alternativo de pruebas comportaría la
utilización de resonadores físicamente más cortos (462) y (464)
cuando se utilizan conjuntamente con condensadores
f-e. Esto provocaría que el BPF resonara a la misma
frecuencia resonante que el BPF no f-e, o cerca de
la misma. Se utilizaría el mismo método de extracción de Q del
conden-
sador f-e.
sador f-e.
El circuito de pruebas de segundo orden (450)
tiene varias ventajas con respecto al circuito de pruebas de
segundo orden (400). Tanto el circuito (400) como el circuito (450)
son intrínsecamente estructuras de franja estrecha, pero los
resonadores coaxiales (462) y (464) pueden tener un valor de Q muy
elevado, con el resultado de una pérdida de inserción muy baja. Se
produce muy poca dispersión de acoplamiento debido al apantallado
intrínseco. Asimismo, igual que con el circuito (400), el circuito
de pruebas (450) no es solamente un circuito de pruebas sino que
podría ser utilizado como filtro de paso banda en aplicaciones
reales. No obstante, el circuito (450) es un poco más difícil de
fabricar y de comprobar. La disposición de utillajes es crítica y
la añadidura de condensadores ferro-eléctricos tiene
como resultado pérdidas extraordinarias debido al montaje. Esto
puede ser superado mediante fabricación directa de los condensadores
ferro-eléctricos en el mismo circuito utilizado
para realizar C1 y C2, y a continuación tendiendo un circuito
adicional sin condensadores ferro-eléctricos.
El circuito y métodos de pruebas se pueden
simplificar adicionalmente utilizando un resonador único en vez de
dos. Esto elimina el problema de desacoplamiento del condensador. El
circuito resultante es más robusto, fácil de modelar y menos
propenso a errores. Se debe observar que, si bien los resultados
mostrados en la figura 7 son los resultados de pruebas en
condensadores interdigitales, se pueden utilizar ventajosamente
condensadores de intersticio o de superposición, dado que ambos
tienen valores de Q más elevados que los condensadores
interdigitales.
Se ha mostrado en la figura 9 un circuito de
pruebas (500) que comprende un resonador de microfranja acoplado
por intersticio en su forma más simple. El circuito (500) comprende
un sustrato de bajas pérdidas (502) y un resonador de microfranja
(504), separados con respecto a la línea de entrada (506) por un
intersticio (508). Una película delgada
ferro-eléctrica es depositada en el intersticio
(508) para crear el condensador ferro-eléctrico de
intersticio. Por lo tanto, el resonador (604) y el condensador de
intersticio son fabricados como estructura única integrada. De
manera alternativa, un material ferro-eléctrico
puede ser depositado por debajo del resonador (504), creando un
resonador ajustable.
El sustrato (502) debe ser un sustrato de alta
calidad y bajas pérdidas, tales como óxido de magnesio, alúmina que
tiene una pureza superior a 99% y zafiro. El sustrato (502) debe
tener también un SR bajo (menos de 0,127 \mum) (5,0
\mupulgadas). El resonador (504) puede ser un resonador de media
longitud de onda (circuito abierto) o de un cuarto de longitud de
onda (circuito corto). Un resonador de media longitud de onda es más
largo pero más fácil de fabricar, mientras que un resonador de
cuarto de longitud de onda es más corto pero requiere conductores
de entrada. La anchura del intersticio (508) se escoge para
acoplamiento próximo al crítico.
Se utiliza preferentemente un analizador de red
para las mediciones de la capacidad y de Q. El modelo para
capacidad de intersticio y expresión de pérdidas del metal se
utilizan para deducir el valor de Q del dieléctrico, que, en este
caso, es un valor combinado del Q del sustrato base y del Q de la
película ferro-eléctrica delgada. Por lo tanto, el
valor de pérdidas añadido al del sustrato de base representa las
pérdidas de la película ferro-eléctrica.
Finalmente, se requiere un análisis apropiado de los datos medidos,
tal como el que se indica en la publicación "Data Reduction
Method Q Measurements of Strip-Line Resonators",
IEEE Transactions in MTT, S. Toncich and R.E. Collin, Vol. 40, Nº
9, Septiembre 1992, páginas 1833-1836, para deducir
de manera precisa el valor de Q, o pérdidas, del condensador
sometido a prueba.
Es útil comparar, a continuación, los métodos de
prueba resonantes de franja estrecha de segundo orden y circuitos
descritos con referencia a las figuras 6-8, por el
método de prueba de resonador único acoplado por intersticio y el
circuito descrito con referencia a la figura 9. El resonador único
acoplado por intersticio es ventajoso por ser pequeño, simple y muy
fácil de fabricar. Tampoco requiere ajuste para ningún posible
desajuste de los condensadores de entrada y salida C1. No obstante,
el más difícil de deducir la tangente de pérdidas
ferro-eléctricas del sustrato global y pérdidas de
acoplamiento del condensador. Los circuitos resonantes de segundo
orden, por otra parte, pueden ser dispositivos reales además de ser
circuitos de pruebas. Además, es muy fácil comparar los datos
medidos a cualesquiera datos de simulación o datos obtenidos durante
la utilización de condensadores no ferro-eléctricos
con valores elevados de Q. Los inconvenientes de los circuitos de
segundo orden consiste en ser circuitos más grandes, más complejos
y en los que puede ser necesario un ajuste superior de los
condensadores ferro-eléctricos para obtener
pérdidas mínimas por inserción.
Las figuras 10a y 10b muestran un circuito de
comprobación resonante preferente (600) de franja estrecha para
comprobación. El circuito (600) adopta la forma de un filtro de paso
banda de resonador único. Haciendo referencia a la figura 10a, que
es un esquema del circuito (600), dicho circuito (600) comprende un
condensador ferro-eléctrico (610) acoplado a un
resonador (620). Los condensadores (630) y (640) C1 son
condensadores de entrada y salida que conectan los resonadores al
instrumento de medición.
La figura 10b es una realización plana del
circuito (600). Tal como se puede apreciar, el condensador (610) y
el resonador (620) son fabricados en forma de componentes
integrados. La película ferro-eléctrica (616) es
depositada sobre un sustrato de bajas pérdidas (602). El resonador
(620) y la patilla conductora (612) están separados por el
intersticio (614) sobre la película ferro-eléctrica
(616) para definir un condensador ferro-eléctrico
de intersticio (610). Se aplica un voltaje de polarización en
corriente continua a la patilla (612), pudiendo incluir una
resistencia (625). Un condensador de bloqueo DC (618) está conectado
entre la patilla (612) y masa. Los condensadores (630) y (640)
están realizados por franjas conductoras (632) y (642) depositadas
sobre el sustrato (602) que están separadas del resonador (620) para
formar un intersticio capacitivo.
En una implementación, el sustrato (602) está
formado a partir de alúmina pura al 99,5% y tiene un grosor
aproximado de 1,016 mm (40 mils), así como un SR de aproximadamente
0,127 \mum (5,0 \mupulgadas). La película
ferro-eléctrica (616) tiene un grosor aproximado de
1,0 mm y está depositada solamente en la zona del condensador de
intersticio (610). Las microfranjas (612) y (620) tienen un grosor
de 4-6 \mum y están separadas aproximadamente
en
10 \mum definiendo un intersticio (614). La longitud del resonador (620) se selecciona de manera que la estructura general (condensador (610) y resonador (620)) produce resonancia en la banda de frecuencia deseada. En una implementación, el resonador (620) es un resonador de cuarto de onda. Se pueden utilizar otros ciclos de fabricación para el ajuste fino de la frecuencia resonante si se desea o se requiere una frecuencia resonante específica.
10 \mum definiendo un intersticio (614). La longitud del resonador (620) se selecciona de manera que la estructura general (condensador (610) y resonador (620)) produce resonancia en la banda de frecuencia deseada. En una implementación, el resonador (620) es un resonador de cuarto de onda. Se pueden utilizar otros ciclos de fabricación para el ajuste fino de la frecuencia resonante si se desea o se requiere una frecuencia resonante específica.
El resonador (620) puede ser configurado en forma
de microfranja, resonador coaxial o línea delgada
("stripline"). Es preferible una configuración plana de la
microfranja, dado que facilita una deducción más fácil de la
capacidad y valores Q del circuito (600). La utilización de una
estructura de componente integrado (es decir, un resonador que
tiene un condensador de intersticio integrado, tal como resonador
(620)/condensador (610)) es ventajosa con respecto a la utilización
de un resonador separado y un condensador de elementos discretos,
dado que las pérdidas no predictibles y difíciles de medir y los
errores introducidos por un condensador de elementos discretos son
eliminados.
Un método de pruebas que utiliza un circuito de
pruebas de paso banda, resonador único, tal como el circuito (600),
depende de la manera siguiente. En primer lugar, se fabrica tal como
se ha descrito anteriormente, un circuito de pruebas con filtro de
paso banda resonador único que tiene un condensador de intersticio
integrado. Se deben utilizar fabricación precisa de capa delgada y
técnicas de proceso para asegurar que se obtienen la geometría y
características deseadas. Preferentemente, se debe utilizar una
técnica con tolerancias en una gama de \pm0,5 \mum. Una vez que
el circuito ha sido fabricado, se mide la frecuencia central f_{0}
y las pérdidas de inserción IL_{0}. Preferentemente, estas
mediciones son obtenidas utilizando un analizador de red calibrado
por medio de calibración completa de dos puertas y utilizando el
promedio.
A continuación, se diseña y analiza el mismo
circuito sobre un dispositivo de simulación de campo
electromagnético tal como Sonnet, IE3D ó Momentum. Inicialmente, la
simulación supone que no existen pérdidas debido a la película
ferro-eléctrica (es decir, una tangente de pérdidas
de valor 0). A continuación, se ajusta la constante dieléctrica
ferro-eléctrica en la zona del intersticio para
conseguir la misma frecuencia central f_{0} medida en el circuito
de pruebas. A continuación, se calcula IL_{0} para el condensador
de intersticio ferro-eléctrico solo. Este valor se
utiliza a continuación en la simulación, para tener en cuenta el
componente de pérdidas L_{metal} asociado con el metal.
A continuación, se hace funcionar otro circuito
de simulación pero esta vez utilizando una tangente de pérdidas no
nula. En una implementación, se utiliza una tangente de pérdidas de
0,003 y se recalcula IL_{0}. Este proceso iterativo se continúa
hasta que se obtienen las pérdidas por inserción medidas IL_{0}
del circuito de pruebas, dando lugar, de este modo, a una
aproximación muy exacta de la tangente de pérdidas para el circuito,
así como la componente de pérdidas L_{geom} debida a la
estructura específica objeto de pruebas (en este caso, un
condensador de intersticio).
El comportamiento de la línea base del
SR-BPF se puede establecer por fabricación del
circuito sin película f-e. La frecuencia resonante
resultante será, desde luego, más elevada al ser más pequeña la
carga del condensador (610). Este resultado proporcionará una
información precisa sobre la forma global y respuesta de frecuencia
del SR-BPF.
El circuito (600) no es solamente un mecanismo
preciso para medir las pérdidas introducidas por un condensador de
intersticio ferro-eléctrico, sino que es también un
componente básico para filtros ajustables con bajas pérdidas que se
pueden implementar en una amplia gama de aplicaciones, tales como
equipos manuales sin cables. Los circuitos resonantes de franja
estrecha, configurados tal como se ha indicado, se pueden utilizar
para aumentar el rendimiento y añadir capacidad de ajuste a muchos
componentes de un transceptor típico de RF. Se incluyen entre los
ejemplos de componentes de RF en los que se puede implementar la
presente invención, sin que ello sirva de limitación, duplexadores,
aislantes, circuitos acoplados, amplificadores de potencia,
multiplexadores, filtros de paso banda y amplificadores con ruidos
bajos. Al ser ajustable cada uno de los elementos, resulta
innecesario utilizar bloques de circuitos múltiples para adaptarse a
las modalidades de bandas múltiples. En caso necesario, los
circuitos resonantes pueden ser dispuestos en cascada de forma
apropiada para crear filtros y sistemas deseados, mejorando
notablemente el comportamiento del sistema y disminuyendo
simultáneamente los costes y las dimensiones. Muchos de los
componentes de un equipo manual sin cables típico se beneficiarían
de la capacidad de ajuste.
La descripción y dibujos que se han adjuntado son
realizaciones específicas de la invención y son representativos de
la materia que se prevé de manera amplia por la invención. No
obstante, la invención abarca a otras realizaciones que serán
evidentes para los técnicos en la materia. De acuerdo con ello, el
ámbito de la invención queda limitado solamente por las
reivindicaciones adjuntas.
Claims (29)
-
\global\parskip0.970000\baselineskip
1. Método para la determinación de las pérdidas ferro-eléctricas asociadas con un componente ferro-eléctrico (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610), que comprende:conectar el componente ferro-eléctrico (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) a un circuito resonante de franja estrecha (400, 450, 600);medir la frecuencia central y las pérdidas de inserción del circuito resonante de franja estrecha (400, 450, 600) y el componente ferro-eléctrico (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) con un analizador de red;calcular como mínimo o la pérdida geométrica o la pérdida del metal de, como mínimo, el circuito resonante de franja estrecha (400, 450, 600) o el componente ferro-eléctrico (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610);restar como mínimo las pérdidas geométricas calculadas o la pérdida de metal calculada de las pérdidas de inserción medidas para obtener una aproximación de las pérdidas ferro-eléctricas del componente ferro-eléctrico (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610). - 2. Método, según la reivindicación 1, en el que el componente ferro-eléctrico (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) es un condensador.
- 3. Método, según la reivindicación 2, en el que el circuito resonante de franja estrecha (400, 450, 600) comprende una estructura integrada que incluye un resonador (402, 404, 442, 444, 620) integrado con el condensador.
- 4. Método, según la reivindicación 3, en el que la estructura integrada comprende franjas conductoras (632, 642) depositadas sobre un sustrato de bajas pérdidas (602) separado por un intersticio (614, 630, 640), y una película delgada (616) de material ferro-eléctrico por debajo del intersticio (614, 630, 640).
- 5. Método, según la reivindicación 1, en el que el componente ferro-eléctrico (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) es seleccionado entre el grupo que comprende un condensador interdigital (100), un condensador de intersticio (200, 610) y un condensador de superposición (300).
- 6. Método, según la reivindicación 1, en el que las pérdidas geométricas o las pérdidas del metal se calculan utilizando un dispositivo de simulación del circuito.
- 7. Método, según la reivindicación 1, en el que las pérdidas geométricas o las pérdidas del metal se calculan utilizando un dispositivo de simulación de campo electromagnético.
- 8. Método, según la reivindicación 1, en el que el componente ferro-eléctrico (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) tiene un factor de calidad Q superior a 100.
- 9. Método, según la reivindicación 1, en el que el componente ferro-eléctrico (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) tiene un factor de calidad Q superior a 200.
- 10. Método, según la reivindicación 1, en el que el circuito resonante de franja estrecha (400, 450, 600) comprende un resonador de microfranja que tiene un intersticio para definir el condensador.
- 11. Condensador ferro-eléctrico ajustable (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610), que comprende:una primera capa conductora;una segunda capa conductora, comprendiendo la primera y segunda capas conductoras un condensador;un material ferro-eléctrico próximo a la primera y segunda capas conductoras;una línea de voltaje variable acoplada al material ferro-eléctrico para cambiar la capacidad del condensador, que responde a una constante dieléctrica cambiante del material ferro-eléctrico, respondiendo a un voltaje aplicado a la línea de voltaje variable;en el que la primera y segunda capas conductoras son tiras metálicas que tienen un grosor de 2-3 \mum.
- 12. Condensador ferro-eléctrico ajustable (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610), según la reivindicación 11, en el que el factor de calidad Q, cuando funciona en una gama de temperatura entre -50ºC y 100ºC, es superior a 80 en una gama de frecuencias entre 0,8 GHz y 7,0 GHz.
- 13. Condensador ferro-eléctrico ajustable (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610), según la reivindicación 11, en el que el factor de calidad Q, cuando funciona en una gama de temperatura entre -50ºC y 100ºC, es superior a 80 en una gama de frecuencias entre 0,25 GHz y 2,5 GHz.
- 14. Condensador ferro-eléctrico ajustable (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610), según la reivindicación 11, en el que el factor de calidad Q, cuando funciona en una gama de temperatura entre -50ºC y 100ºC, es superior a 80 en una gama de frecuencias entre 0,8 GHz y 2,5 GHz.
- 15. Condensador ferro-eléctrico ajustable (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610), según la reivindicación 11, en el que el factor de calidad Q, cuando funciona en una gama de temperatura entre -50ºC y 100ºC, es superior a 180 en una gama de frecuencias entre 0,25 GHz y 7,0 GHz.
- 16. Condensador ferro-eléctrico ajustable (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610), según la reivindicación 11, en el que el factor de calidad Q, cuando funciona en una gama de temperatura entre -50ºC y 100ºC, es superior a 180 en una gama de frecuencias entre 0,8 GHz y 2,5 GHz.
- 17. Condensador ferro-eléctrico ajustable (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610), según la reivindicación 11, en el que el factor de calidad Q, cuando funciona en una gama de temperatura entre -50ºC y 100ºC, es superior a 80 para una capacidad entre 0,3 pF y 3,0 pF.
- 18. Condensador ferro-eléctrico ajustable (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610), según la reivindicación 11, en el que el factor de calidad Q, cuando funciona en una gama de temperatura entre -50ºC y 100ºC, es superior a 80 en una capacidad entre 0,5 pF y 1,0 pF.
- 19. Condensador ferro-eléctrico ajustable (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610), según la reivindicación 11, en el que el factor de calidad Q, cuando funciona en una gama de temperatura entre -50ºC y 100ºC, es superior a 180 en una capacidad entre 0,3 pF y 3,0 pF.
- 20. Condensador ferro-eléctrico ajustable (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610), según la reivindicación 11, en el que el factor de calidad Q, cuando funciona en una gama de temperatura entre -50ºC y 100ºC, es superior a 180 en una gama de frecuencias entre 0,5 pF y 1,0 pF.
- 21. Condensador ferro-eléctrico ajustable (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610), según la reivindicación 11, en el que el condensador tiene una capacidad de 0,8 a 1,5 pF cuando se aplica un voltaje 0 al material ferro-eléctrico.
- 22. Condensador ferro-eléctrico ajustable (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610), según la reivindicación 11, en el que el material ferro-eléctrico comprende titanato de bario y estroncio.
- 23. Condensador ferro-eléctrico ajustable (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610), según la reivindicación 11, en el que el material ferro-eléctrico comprende una película que comprende una película de un grosor aproximado de
una \mum. - 24. Condensador ferro-eléctrico ajustable (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610), según la reivindicación 11, en el que el condensador es un condensador de intersticio microfranja.
- 25. Condensador ferro-eléctrico ajustable (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610), según la reivindicación 24, en el que la primera capa conductora y la segunda capa conductora están separadas por un intersticio que tiene aproximadamente una anchura de unos 2,5 \mum.
- 26. Condensador ferro-eléctrico ajustable (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610), según la reivindicación 11, en el que el condensador es un condensador de superposición.
- 27. Condensador ferro-eléctrico ajustable (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610), según la reivindicación 11, en el que la segunda capa conductora comprende oro o plata.
- 28. Condensador ferro-eléctrico ajustable (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610), según la reivindicación 11, en el que:una primera pendiente con respecto al condensador ferro-eléctrico ajustable (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) desde una patilla de unión del condensador ferro-eléctrico comprende la contracción de la primera capa conductora desde una anchura de 101,6 \mum hasta una anchura de 2,54 \mum en una distancia de 25,4 \mum; yuna segunda inclinación desde el condensador ferro-eléctrico ajustable (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) a una zona de patilla de polarización DC comprende una expansión de la segunda capa conductora desde una anchura de 2,54 \mum hasta 101,6 \mum de anchura en una distancia de 25,4 \mum.
- 29. Método, según la reivindicación 1, en el que tanto las pérdidas geométricas como las pérdidas por el metal son calculadas, y en el que tanto las pérdidas geométricas como las pérdidas del metal son restadas de las pérdidas de inserción medidas para obtener la aproximación de la pérdida ferro-eléctrica.
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Families Citing this family (68)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE10316719B4 (de) | 2003-04-11 | 2018-08-02 | Snaptrack, Inc. | Frontendschaltung für drahtlose Übertragungssysteme |
US7030463B1 (en) | 2003-10-01 | 2006-04-18 | University Of Dayton | Tuneable electromagnetic bandgap structures based on high resistivity silicon substrates |
JP2005236389A (ja) * | 2004-02-17 | 2005-09-02 | Kyocera Corp | アレーアンテナおよびそれを用いた無線通信装置 |
US7679461B2 (en) | 2004-10-11 | 2010-03-16 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Varactor device with reduced temperature dependence |
US8229366B2 (en) * | 2005-04-08 | 2012-07-24 | Qualcomm, Incorporated | Tunable duplexer with common node notch filter |
US20060274476A1 (en) * | 2005-04-13 | 2006-12-07 | Andrew Cervin-Lawry | Low loss thin film capacitor and methods of manufacturing the same |
JP4530951B2 (ja) * | 2005-08-29 | 2010-08-25 | 京セラ株式会社 | 誘電定数測定方法及び両端開放形半波長コプレナーライン共振器 |
DE102005044856A1 (de) * | 2005-09-13 | 2007-03-22 | IHP GmbH - Innovations for High Performance Microelectronics/Institut für innovative Mikroelektronik | Verringerte Übersprache zwischen benachbarten Frequenzbereichen in einem elektronischen Bauelement mit einem Verstärker oder Mischer und abstimmbarer Impedenzanpassung |
CN101490898B (zh) * | 2005-11-18 | 2013-04-24 | 超导技术公司 | 低损耗可调射频滤波器 |
JP4838572B2 (ja) * | 2005-11-24 | 2011-12-14 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 安定化回路、マルチバンド増幅回路 |
JP4621155B2 (ja) * | 2006-02-28 | 2011-01-26 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 可変フィルタ |
CN101467305B (zh) * | 2006-06-12 | 2013-01-16 | 株式会社村田制作所 | 表面安装型天线以及天线装置 |
US7893879B2 (en) | 2006-09-21 | 2011-02-22 | Mitsumi Electric Co., Ltd. | Antenna apparatus |
US7639101B2 (en) * | 2006-11-17 | 2009-12-29 | Superconductor Technologies, Inc. | Low-loss tunable radio frequency filter |
JP4731515B2 (ja) * | 2007-03-29 | 2011-07-27 | 富士通株式会社 | チューナブルフィルタおよびその作製方法 |
JP2008258670A (ja) * | 2007-03-30 | 2008-10-23 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | アンテナ装置及び携帯端末 |
KR100964652B1 (ko) * | 2007-05-03 | 2010-06-22 | 주식회사 이엠따블유 | 다중 대역 안테나 및 그를 포함하는 무선 통신 장치 |
WO2009029096A1 (en) | 2007-08-29 | 2009-03-05 | Agere Systems Inc. | Electronically steerable antenna |
JP4924327B2 (ja) * | 2007-09-26 | 2012-04-25 | Tdk株式会社 | アンテナ装置及びその特性調整方法 |
JP4835572B2 (ja) * | 2007-10-16 | 2011-12-14 | 日立電線株式会社 | 同調型アンテナ |
US8457697B2 (en) * | 2007-11-14 | 2013-06-04 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Antenna switching arrangement |
JP2009164997A (ja) * | 2008-01-09 | 2009-07-23 | Mitsubishi Electric Corp | 帯域可変フィルタ |
US7922975B2 (en) | 2008-07-14 | 2011-04-12 | University Of Dayton | Resonant sensor capable of wireless interrogation |
WO2010049984A1 (ja) * | 2008-10-27 | 2010-05-06 | 三菱電機株式会社 | 無線通信装置 |
KR101615760B1 (ko) * | 2009-07-22 | 2016-04-27 | 삼성전자주식회사 | 이동통신 단말기의 안테나 장치 제조 방법 |
IL201812A (en) * | 2009-10-29 | 2015-01-29 | Elta Systems Ltd | Wave-guided antenna |
JP5526726B2 (ja) * | 2009-11-20 | 2014-06-18 | 富士通株式会社 | 無線タグ |
DE102009059873A1 (de) | 2009-12-21 | 2011-06-22 | Epcos Ag, 81669 | Varaktor und Verfahren zur Herstellung eines Varaktors |
US8686655B2 (en) | 2010-07-22 | 2014-04-01 | Panasonic Corporation | Lighting circuit, lamp, and illumination apparatus |
DE102010046677B4 (de) | 2010-09-27 | 2017-10-12 | Snaptrack Inc. | Schaltungsanordnung |
JP5561615B2 (ja) * | 2011-01-18 | 2014-07-30 | 三菱マテリアル株式会社 | アンテナ装置 |
CN102347743A (zh) * | 2011-05-19 | 2012-02-08 | 南京信息工程大学 | 一种调节滤波器通频带的方法及滤波器 |
US9184722B2 (en) | 2012-02-10 | 2015-11-10 | Infineon Technologies Ag | Adjustable impedance matching network |
US9166640B2 (en) | 2012-02-10 | 2015-10-20 | Infineon Technologies Ag | Adjustable impedance matching network |
US9000866B2 (en) | 2012-06-26 | 2015-04-07 | University Of Dayton | Varactor shunt switches with parallel capacitor architecture |
US9930592B2 (en) | 2013-02-19 | 2018-03-27 | Mimosa Networks, Inc. | Systems and methods for directing mobile device connectivity |
US9179336B2 (en) | 2013-02-19 | 2015-11-03 | Mimosa Networks, Inc. | WiFi management interface for microwave radio and reset to factory defaults |
WO2014138292A1 (en) | 2013-03-06 | 2014-09-12 | Mimosa Networks, Inc. | Enclosure for radio, parabolic dish antenna, and side lobe shields |
US9130305B2 (en) | 2013-03-06 | 2015-09-08 | Mimosa Networks, Inc. | Waterproof apparatus for cables and cable interfaces |
US9191081B2 (en) | 2013-03-08 | 2015-11-17 | Mimosa Networks, Inc. | System and method for dual-band backhaul radio |
US10320357B2 (en) | 2013-03-15 | 2019-06-11 | Wispry, Inc. | Electromagnetic tunable filter systems, devices, and methods in a wireless communication network for supporting multiple frequency bands |
US9295103B2 (en) | 2013-05-30 | 2016-03-22 | Mimosa Networks, Inc. | Wireless access points providing hybrid 802.11 and scheduled priority access communications |
US10938110B2 (en) | 2013-06-28 | 2021-03-02 | Mimosa Networks, Inc. | Ellipticity reduction in circularly polarized array antennas |
CN105432017B (zh) * | 2013-07-29 | 2018-12-14 | 维斯普瑞公司 | 自适应滤波器响应系统和方法 |
US9160296B2 (en) * | 2014-01-21 | 2015-10-13 | Qualcomm Incorporated | Passive switch-based phase shifter |
US9001689B1 (en) | 2014-01-24 | 2015-04-07 | Mimosa Networks, Inc. | Channel optimization in half duplex communications systems |
DE102014102521B4 (de) | 2014-02-26 | 2023-10-19 | Snaptrack, Inc. | Abstimmbare HF-Filterschaltung |
DE102014102707A1 (de) * | 2014-02-28 | 2015-09-03 | Epcos Ag | Abstimmbares elektroakustisches HF-Filter mit verbesserten elektrischen Eigenschaften und Verfahren zum Betrieb eines solchen Filters |
US9780892B2 (en) | 2014-03-05 | 2017-10-03 | Mimosa Networks, Inc. | System and method for aligning a radio using an automated audio guide |
US9998246B2 (en) | 2014-03-13 | 2018-06-12 | Mimosa Networks, Inc. | Simultaneous transmission on shared channel |
CN105723563B (zh) | 2014-09-03 | 2019-03-08 | 华为技术有限公司 | 复合左右手传输线天线 |
US10958332B2 (en) | 2014-09-08 | 2021-03-23 | Mimosa Networks, Inc. | Wi-Fi hotspot repeater |
CN104993801A (zh) * | 2015-08-01 | 2015-10-21 | 王福建 | 一种双工器电路 |
WO2017123558A1 (en) * | 2016-01-11 | 2017-07-20 | Mimosa Networks, Inc. | Printed circuit board mounted antenna and waveguide interface |
CN105738708B (zh) * | 2016-04-06 | 2018-08-07 | 中国舰船研究设计中心 | 一种短波天线调谐器插入损耗测量装置及方法 |
CN105932378B (zh) * | 2016-06-13 | 2018-11-02 | 华南理工大学 | 一种带宽可控的平面可调带通-带阻滤波器 |
WO2018022526A1 (en) | 2016-07-29 | 2018-02-01 | Mimosa Networks, Inc. | Multi-band access point antenna array |
GB201616637D0 (en) * | 2016-09-30 | 2016-11-16 | Radio Design Limited | Multiplexer apparatus and method of use thereof |
EP3319165B1 (en) * | 2016-11-07 | 2020-03-18 | Nokia Technologies Oy | A radio frequency reflection type phase shifter, and method of phase shifting |
JP6580278B2 (ja) * | 2017-01-13 | 2019-09-25 | 三菱電機株式会社 | 高周波共振器及びこれを用いた高周波発振器 |
JP7011806B2 (ja) * | 2017-10-06 | 2022-01-27 | 国立研究開発法人産業技術総合研究所 | 誘電体材料評価装置 |
US10498290B2 (en) * | 2017-11-21 | 2019-12-03 | Infineon Technologies Ag | System and method for a VCO |
US10511074B2 (en) | 2018-01-05 | 2019-12-17 | Mimosa Networks, Inc. | Higher signal isolation solutions for printed circuit board mounted antenna and waveguide interface |
US11069986B2 (en) | 2018-03-02 | 2021-07-20 | Airspan Ip Holdco Llc | Omni-directional orthogonally-polarized antenna system for MIMO applications |
CN108872713B (zh) * | 2018-07-02 | 2020-06-02 | 京东方科技集团股份有限公司 | 液晶介电常数的测量装置、测量系统、测量方法 |
US11289821B2 (en) | 2018-09-11 | 2022-03-29 | Air Span Ip Holdco Llc | Sector antenna systems and methods for providing high gain and high side-lobe rejection |
CN110095654B (zh) * | 2019-05-09 | 2020-12-22 | 东北电力大学 | 一种电网电感检测方法 |
CN113964513B (zh) * | 2021-10-25 | 2024-01-26 | 国网天津市电力公司电力科学研究院 | 一种无线通信微波天线及其成型方法 |
Family Cites Families (58)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3413543A (en) * | 1965-04-23 | 1968-11-26 | Gen Motors Corp | Compensated ferroelectric hysteresiscope employing ground reference |
US4378534A (en) * | 1981-03-31 | 1983-03-29 | Motorola, Inc. | Wideband modulation sensitivity compensated voltage controlled oscillator |
US4494081A (en) * | 1982-05-24 | 1985-01-15 | Rca Corporation | Variable frequency U. H. F. local oscillator for a television receiver |
US4475108A (en) * | 1982-08-04 | 1984-10-02 | Allied Corporation | Electronically tunable microstrip antenna |
DE3316881C1 (de) * | 1983-05-07 | 1990-01-25 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh, 7730 Villingen-Schwenningen | Oszillatorschaltung fuer Fernsehempfangsgeraete |
GB2178616B (en) * | 1985-07-26 | 1989-04-26 | Marconi Co Ltd | Impedance matching arrangement |
JPS639303A (ja) * | 1986-06-30 | 1988-01-16 | Murata Mfg Co Ltd | マイクロ波フイルタ及びこれを用いた送受信機 |
US4736169A (en) * | 1986-09-29 | 1988-04-05 | Hughes Aircraft Company | Voltage controlled oscillator with frequency sensitivity control |
JPH082766B2 (ja) * | 1987-03-09 | 1996-01-17 | インペリアル・ケミカル・インダストリーズ・ピーエルシー | 除草剤組成物 |
JP2693959B2 (ja) * | 1988-02-08 | 1997-12-24 | アルプス電気株式会社 | 局部発振回路 |
US4835499A (en) * | 1988-03-09 | 1989-05-30 | Motorola, Inc. | Voltage tunable bandpass filter |
JPH03160801A (ja) * | 1989-11-17 | 1991-07-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電圧制御発振器 |
JPH0394841U (es) * | 1990-01-18 | 1991-09-27 | ||
EP0473373A3 (en) * | 1990-08-24 | 1993-03-03 | Rockwell International Corporation | Calibration system for direct conversion receiver |
FR2681994B1 (fr) * | 1991-09-26 | 1994-09-30 | Alcatel Telspace | Dispositif de transmission numerique comportant un recepteur a demodulation coherente realisee directement en hyperfrequence. |
US5293408A (en) * | 1991-10-14 | 1994-03-08 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | FSK data receiving system |
JPH05160616A (ja) * | 1991-12-10 | 1993-06-25 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 薄膜共振器 |
US5166857A (en) * | 1991-12-24 | 1992-11-24 | Motorola Inc. | Electronically tunable capacitor switch |
CA2150690A1 (en) * | 1992-12-01 | 1994-06-09 | Robert M. Yandrofski | Tuneable microwave devices incorporating high temperature superconducting and ferroelectric films |
US5472935A (en) * | 1992-12-01 | 1995-12-05 | Yandrofski; Robert M. | Tuneable microwave devices incorporating high temperature superconducting and ferroelectric films |
JP2962966B2 (ja) * | 1993-03-25 | 1999-10-12 | 三菱電機株式会社 | 整合回路装置 |
US5407855A (en) * | 1993-06-07 | 1995-04-18 | Motorola, Inc. | Process for forming a semiconductor device having a reducing/oxidizing conductive material |
US5496795A (en) * | 1994-08-16 | 1996-03-05 | Das; Satyendranath | High TC superconducting monolithic ferroelectric junable b and pass filter |
JPH0879069A (ja) * | 1994-09-08 | 1996-03-22 | Mitsubishi Electric Corp | Vco回路及びpll回路 |
US5617104A (en) * | 1995-03-28 | 1997-04-01 | Das; Satyendranath | High Tc superconducting tunable ferroelectric transmitting system |
US5479139A (en) * | 1995-04-19 | 1995-12-26 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | System and method for calibrating a ferroelectric phase shifter |
JPH0969799A (ja) * | 1995-09-01 | 1997-03-11 | Antenna Giken Kk | 自動制御サーキュレータ装置 |
US5640042A (en) * | 1995-12-14 | 1997-06-17 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Thin film ferroelectric varactor |
US6216020B1 (en) * | 1996-05-31 | 2001-04-10 | The Regents Of The University Of California | Localized electrical fine tuning of passive microwave and radio frequency devices |
JPH1013181A (ja) * | 1996-06-21 | 1998-01-16 | Nec Corp | Ifフィルタ自動整合方式 |
US6097263A (en) * | 1996-06-28 | 2000-08-01 | Robert M. Yandrofski | Method and apparatus for electrically tuning a resonating device |
JP3005472B2 (ja) * | 1996-07-26 | 2000-01-31 | 埼玉日本電気株式会社 | 受信機 |
JPH10209714A (ja) * | 1996-11-19 | 1998-08-07 | Sharp Corp | 電圧制御通過帯域可変フィルタおよびそれを用いる高周波回路モジュール |
US5777524A (en) * | 1997-07-29 | 1998-07-07 | Motorola, Inc. | Temperature compensation circuit for a crystal oscillator and associated circuitry |
US5973519A (en) * | 1997-01-20 | 1999-10-26 | Nec Corporation | Voltage controlled oscillator circuit capable of switching between oscillation frequency bands |
US5880921A (en) * | 1997-04-28 | 1999-03-09 | Rockwell Science Center, Llc | Monolithically integrated switched capacitor bank using micro electro mechanical system (MEMS) technology |
JPH10335903A (ja) * | 1997-05-28 | 1998-12-18 | Sharp Corp | 電圧制御通過帯域可変フィルタ、電圧制御共振周波数可変共振器およびそれらを用いる高周波回路モジュール |
US6052036A (en) * | 1997-10-31 | 2000-04-18 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson | Crystal oscillator with AGC and on-chip tuning |
JP3212930B2 (ja) * | 1997-11-26 | 2001-09-25 | 日本電気株式会社 | 容量及びその製造方法 |
JPH11289229A (ja) * | 1998-04-02 | 1999-10-19 | Kokusai Electric Co Ltd | 広帯域高周波増幅器 |
JP3454163B2 (ja) * | 1998-08-05 | 2003-10-06 | 株式会社村田製作所 | 周波数可変型フィルタ、アンテナ共用器及び通信機装置 |
ATE244459T1 (de) * | 1998-10-16 | 2003-07-15 | Paratek Microwave Inc | Spannungsgesteuerte varaktoren und abstimmbare geräte mit derartigen varaktoren |
CA2346878A1 (en) * | 1998-10-16 | 2000-04-27 | Xubai Zhang | Voltage tunable laminated dielectric materials for microwave applications |
JP2002529938A (ja) * | 1998-11-09 | 2002-09-10 | パラテック マイクロウェーブ インコーポレイテッド | 組み込みdcブロックを有する強誘電体 |
US20020186099A1 (en) * | 1998-12-11 | 2002-12-12 | Sengupta Louise C. | Electrically tunable filters with dielectric varactors |
JP3552971B2 (ja) * | 1998-12-14 | 2004-08-11 | 松下電器産業株式会社 | アクティブフェイズドアレイアンテナ |
JP2000323669A (ja) * | 1999-03-10 | 2000-11-24 | Sanyo Electric Co Ltd | 半導体不揮発メモリ素子 |
DE19915247A1 (de) * | 1999-04-03 | 2000-10-05 | Philips Corp Intellectual Pty | Spannungsabhängiger Dünnschichtkondensator |
SE513809C2 (sv) * | 1999-04-13 | 2000-11-06 | Ericsson Telefon Ab L M | Avstämbara mikrovågsanordningar |
JP3475858B2 (ja) * | 1999-06-03 | 2003-12-10 | 株式会社村田製作所 | アンテナ共用器及び通信機装置 |
WO2000079648A1 (en) * | 1999-06-17 | 2000-12-28 | The Penn State Research Foundation | Tunable dual-band ferroelectric antenna |
SE516235C2 (sv) * | 1999-06-18 | 2001-12-03 | Ericsson Telefon Ab L M | Avstämbar spiralantenn |
JP2001036155A (ja) * | 1999-07-21 | 2001-02-09 | Japan Science & Technology Corp | 電磁波素子 |
JP4652499B2 (ja) * | 1999-07-29 | 2011-03-16 | 株式会社ダイヘン | インピーダンス自動整合方法及び整合装置 |
US6292143B1 (en) * | 2000-05-04 | 2001-09-18 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Multi-mode broadband patch antenna |
JP3640595B2 (ja) * | 2000-05-18 | 2005-04-20 | シャープ株式会社 | 積層パターンアンテナ及びそれを備えた無線通信装置 |
JP2001338839A (ja) * | 2000-05-29 | 2001-12-07 | Kyocera Corp | 可変容量コンデンサ |
EP1290753A1 (en) * | 2000-06-16 | 2003-03-12 | Paratek Microwave, Inc. | Electronically tunable dielectric composite thick films |
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2002
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