DE60207697T2 - Abstimmbares ferroelektrisches element mit geringen verlusten und verfahren zu dessen charakterisierung - Google Patents

Abstimmbares ferroelektrisches element mit geringen verlusten und verfahren zu dessen charakterisierung Download PDF

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Description

  • Verwandte Anmeldungen
  • Diese Anmeldung beansprucht den Vorteil der vorläufigen U.S. Anmeldung 60/283,093, angemeldet am 11. April 2001. Außerdem betrifft diese Anmeldung die U.S. Anmeldung "Tunable Ferro-electric Filter", angemeldet am 13. Juli 2001, und die U.S. Anmeldung "Tunable Ferro-electric Multiplexer", angemeldet am 24. Juli 2001.
  • Gebiet der Erfindung
  • Das Gebiet der vorliegenden Erfindung betrifft ferroelektrische abstimmbare elektronische Einrichtungen und Bauelemente.
  • Hintergrund der Erfindung
  • Veränderliche Kondensatoren sind vorteilhaft, da unterschiedliche elektronische Ansprechverhalten durch Veränderung der Kapazität erreicht werden können. Die Strukturen, die gegenwärtig verwendet werden, um veränderliche oder abstimmbare Kondensatoren zu implementieren, haben jedoch signifikante Leistungs- und praktische Beschränkungen. Bewegliche parallele Platten sind, obwohl sie eine veränderliche Kapazität zur Funkabstimmung bereitstellen, sperrig, verlustbehaftet, verrauscht, funktionieren im Allgemeinen nur über einen begrenzten Bereich von Frequenzen oder haben irgendeine Anzahl dieser Beschränkungen. Eine (ein) "verlustbehaftete(s)" Baugruppe oder Bauelement hat einen hohen Einfügungsverlust (IL), welcher das Verhältnis der in dem Bauelement umgewandelten Leistung zu der an eine Last gelieferte Leistung ist. Ein elektronischer Varaktor ist ein Halbleiterbauelement, der die Kapazität in Antwort auf eine angelegte Spannung einstellt. Varaktoren sind typischerweise verlustbehaftet und verrauscht und sind deshalb für Hochfrequenzanwendungen, insbesondere solche über 200 MHz, im Allgemeinen ineffektiv. Folglich sind sie zum Abstimmen von Einfügungsverlust-kritischen Einrichtungen, wie zum Beispiel Filter und Multiplexer in drahtlosen Anwendungen, insbesondere wo Codemultiplex (CDMA) verwendet wird, nicht geeignet. Eine andere Implementierung, die eine veränderliche Kapazität bereitstellt, ist ein mikro-elektromechanisches System (MEMS). Das ist eine Miniatur-Schalteinrichtung, die physisch einen anderen Kondensator in Antwort auf ein angelegtes Signal auswählt. Ein MEMS ist jedoch üblicherweise kostspielig, unzuverlässig, erfordert eine erhebliche Steuerspannung und ermöglicht nur einen diskreten Satz von vorausgewählten Kapazitätswerten.
  • Wegen ihrer veränderlichen Dielektrizitätskonstante sind ferroelektrische Materialien gute Kandidaten zum Herstellen von abstimmbaren Kondensatoren oder anderen abstimmbaren Bauelementen. Gemäß den gegenwärtig verwendeten Mess- und Charakterisierungsverfahren haben abstimmbare ferroelektrische Bauelemente jedoch den Ruf erlangt, durchweg und im Wesentlichen verlustbehaftet zu sein, ungeachtet der Verarbeitungs-, Dotierungs- oder anderer Herstellungsverfahren, die verwendet werden, um ihre Verlusteigenschaften zu verbessern. Sie sind deshalb nicht viel benutzt worden. Ferroelektrische abstimmbare Bauelemente, die in RF- oder Mikrowellenbereichen in Betrieb sind, werden für besonders verlustbehaftet gehalten. Diese Beobachtung wird durch die Praxis in RADAR-Anwendungen gestützt, wo zum Beispiel ein hoher RF- oder Mikrowellenverlust der übliche Regelfall für ferroelektrische Bulk-Materialien (Dicke größer als etwa 1,0 mm) ist, besonders wenn eine maximale Abstimmung erwünscht ist. Im Allgemeinen sind die meisten ferroelektrischen Materialien verlustbehaftet, es sei denn es werden Schritte unternommen, um ihre Verluste zu verbessern (zu verringern). Solche Schritte umfassen, sind aber nicht begrenzt auf: (1) Erhitzen vor und nach der Abscheidung oder beides, um O2-Lücken zu kompensieren, (2) Verwendung von Pufferschichten, um Oberflächenspannungen zu reduzieren, (3) Legieren oder Puffern mit anderen Materialien und (4) selektives Dotieren.
  • Da die Forderung nach einer Abstimmung in einem begrenzten Bereich von Bauelementen mit niedrigerer Leistung in den letzten Jahren zugenommen hat, hat sich das Interesse an ferroelektrischen Materialien der Verwendung von Dünnschicht- anstatt von Bulk-Materialien zugekehrt. Die Annahme eines hohen ferroelektrischen Verlustes wurde jedoch in die Dünnschichtarbeit übertragen. Konventionelle Breitband-Messverfahren haben die Annahme unterstützt, dass abstimmbare ferroelektrische Bauelemente, ob Bulk oder Dünnschicht, einen erheblichen Verlust haben.
  • Eine Breitbandmessung des Kapazitätswertes eines ferroelektrischen Kondensators erhält man typischerweise unter Verwendung einer Einrichtung wie zum Beispiel eines LRC-Messgeräts, eines Impedanz-Messgerätes oder eines Netzwerkanalysators. Aus Leistungsmessungen kann man den Verlustfaktor des Kondensators berechnen. Die Inverse des Verlustfaktors wird als der Gütefaktor ("Q") bezeichnet. Somit hat eine verlustbehaftete Einrichtung ein niedriges Q und eine effizientere Einrichtung ein hohes Q. Es wird typischerweise gefordert, dass Q-Messungen für ferroelektrische Kondensatoren mit Kapazitäten in dem Bereich von ungefähr 0,5 pF bis 1,0 pF, die in einem Frequenzbereich von 1,8 GHz bis 2,0 GHz arbeiten, die unter Verwendung von herkömmlichen Messverfahren erhalten wurden, in dem Bereich von 10–50 liegen. Das ist inakzeptabel ineffizient, und deshalb werden ferroelektrische abstimmbare Bauelemente für eine umfassende Verwendung als unerwünscht erachtet. Beispielsweise ist in der drahtlosen Kommunikation ein Q von größer als 80 und vorzugsweise größer als 180, und möglichst größer als 350 bei Frequenzen von etwa 2 GHz notwendig.
  • Wie im Folgenden gezeigt wird, wurden herkömmliche ferroelektrische Bauelemente falsch hergestellt, gemessen und charakterisiert. Demzufolge wird allgemein angenommen, dass ferroelektrische abstimmbare Bauelemente sehr verlustbehaftet sind mit Q's im Bereich von 10–50 im L-Band. Ferroelektrische abstimmbare Einrichtungen, die in anderen Frequenzbändern arbeiten, wurden auch als Q's aufweisend gekennzeichnet, die für die meisten Anwendungen inakzeptabel sind.
  • WO 94/13028 offenbart ferroelektrische und supraleitende Dünnschichten, die in Kombination verwendet werden, um verlustarme abstimmbare Mikrowellen- und mm-Wellen-Einrichtungen herzustellen. Dabei können verschiedene supraleitende und ferroelektrische Metalloxid-Schichten in zahlreichen mehrschichtigen Geometrien angeordnet werden, welche Mikrowellen- und mm-Wellen-Signale durch das Anlegen einer Spannung über die ferroelektrische Schicht beeinflussen können.
  • Ein einfaches kompensierbares ferroelektrisches Hysterese-Messgerät ist in US 3,413,543 offenbart, das die Messung einer massebezogenen Probespannung mittels eines Oszilloskops auf der Basis von Ferroelektrische-Hysterese-Abbildungstechniken erlaubt. Dabei werden Informationen erhalten, die die Hysteresecharakteristik einer ferroelektrischen Probe betreffen, wobei die Probe während der Messung geerdet sein kann.
  • Zusammenfassung der Erfindung
  • Die Verfahren der Untersuchung des Verlustes oder seiner Inversen Q von ferroelektrischen Schichten sind im Stand der Technik mangelhaft. Die Verfahren nach dem Stand der Technik verwenden typischerweise Breitband-Prüfverfahren und nichtintegrierte Bauelemente. All die Verlustmechanismen der Prüfverfahren und der Prüflinge werden üblicherweise nicht berücksichtigt. Das hat dazu geführt, dass Forscher glauben, dass ferroelektrische Materialien verlustbehaftet sind.
  • Ein Verfahren zum Ermitteln eines mit einem ferroelektrischen Bauelement verbundenen ferroelektrischen Verlustes und ein entsprechender abstimmbarer ferroelektrischer Kondensator gemäß der Erfindung sind in den unabhängigen Ansprüchen 1 beziehungsweise 11 offenbart. Spezielle Ausführungsformen des im unabhängigen Anspruch 1 beschriebenen Verfahrens sind in den abhängigen Ansprüchen 2 bis 10 und 29 beschrieben, und spezielle Ausführungsformen des in dem unabhängigen Anspruch 11 beschriebenen abstimmbaren ferroelektrischen Kondensators sind in den abhängigen Ansprüchen 12 bis 28 offenbart.
  • Die Erfindung stellt Schmalband-Prüfverfahren und die Integration von Bauelementen bereit. Alle Verlustmechanismen werden berücksichtigt und eliminiert oder minimiert. Dies führt zu genaueren Prüfergebnissen, die zeigen, dass einige ferroelektrische Materialien viel weniger verlustbehaftet sind, als vorher gedacht.
  • Mit diesen Prüfverfahren können ferroelektrische Materialien erfolgreich untersucht werden, um ideale Kompromisse zwischen Verlust, Abstimmbarkeit und anderen Parametern zu finden. Es können verlustarme, abstimmbare ferroelektrische Bausteine gebaut werden. Es kann ein verlustarmer, ferroelektrischer, abstimmbarer Kondensator gebaut werden. Solch ein Kondensator kann als ein Funktionsbaustein in vielen Anwendungen verwendet werden, wo eine Abstimmbarkeit gewünscht ist, aber Forderungen nach einem niedrigen Verlust die Verwendung von irgendwelchen anderen abstimmbaren Bausteinen verhindert haben. Eine Beispielanwendung liegt in Einrichtungen der drahtlosen Kommunikation.
  • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • Die Details der vorliegenden Erfindung sowohl über ihre Struktur als auch ihre Funktion können teilweise durch das Studium der beigefügten Zeichnungen herausgefunden werden, in denen gleiche Bezugszahlen gleiche Teile bezeichnen, und in denen:
  • 1 eine Draufsicht eines Interdigitalkondensators ist, der mit einer dünnen ferroelektrischen Schicht hergestellt ist;
  • 2 eine Schnittdarstellung eines abstimmbaren Spaltkondensators gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;
  • 3 eine Tafel ist, die die Beziehung zwischen der Spaltbreite, der Dicke der ferroelektrischen Schicht und der Kapazität zeigt;
  • 4 eine Draufsicht eines ferroelektrischen Overlay-Kondensators gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;
  • 5 eine Einzelteildarstellung eines Teils des Overlay-Kondensators von 4 ist;
  • 6 eine schmalbandige Resonanz-Prüfschaltung zweiter Ordnung ist, die in der vorliegenden Erfindung verwendet wird;
  • 7 eine Tafel ist, die mit der Prüfschaltung von 6 erhaltene Daten mit Daten vergleicht, die unter Verwendung herkömmlicher Prüfverfahren erhalten wurden;
  • 8 ein anderes Beispiel einer schmalbandigen Resonanz-Prüfschaltung zweiter Ordnung ist, die in der vorliegenden Erfindung verwendet wird;
  • 9 eine schmalbandige Einzelresonator-Prüfschaltung ist, die in der vorliegenden Erfindung verwendet wird;
  • 10a eine schematische Darstellung eines anderen Beispiels einer schmalbandigen Einzelresonator-Prüfschaltung ist, die in der vorliegenden Erfindung verwendet wird; und
  • 10b eine planare Realisierung des Schaltungsschemas von 10a ist.
  • Ausführliche Beschreibung der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung stellt Prüfverfahren bereit, die schmalbandige Schwingkreise verwenden, die die Effizienz von abstimmbaren ferroelektrischen Bauelementen in dem Frequenzbereich, in dem sie verwendet werden, und mit Topologien, die verwendet werden, genau messen und charakterisieren. Diese Prüfverfahren und -schaltungen stellen fest, dass abstimmbare ferroelektrische Bauelemente nicht so einheitlich verlustbehaftet sind, wie vorher gedacht, und dass sie vorteilhaft in verlustarmen Anwendungen und Einrichtungen, wie zum Beispiel drahtlosen mobilen Geräten, verwendet werden können. Mit einer genauen Bestimmung des Verlustes können abstimmbare ferroelektrische Bauelemente geeignet optimiert und gestaltet werden. Spezifische Verlustmechanismen können identifiziert und eliminiert oder anderenfalls reduziert und begrenzt werden.
  • Abstimmbare ferroelektrische Bauelemente, insbesondere solche, die Dünnschichten verwenden, können in einer breiten Vielfalt von frequenzagilen Schaltungen eingesetzt werden. Abstimmbare Bauelemente sind wünschenswert, weil sie für eine kleinere Bauelementegröße und -höhe, einen niedrigeren Einfügungsverlust oder eine bessere Unterdrückung desselben Einfügungsverlustes, niedrigere Kosten und die Fähigkeit sorgen, über mehr als ein Frequenzband hinweg abzustimmen. Die Fähigkeit eines abstimmbaren Bauelelements, das mehrere Bänder abdecken kann, reduziert potentiell die Anzahl der notwendigen Bauelemente wie zum Beispiel Schalter, die notwendig wären, um zwischen diskreten Bändern zu wählen, wo mehrere unveränderliche Frequenzbauteile verwendet werden. Diese Vorteile sind insbesondere bei dem Entwurf von drahtlosen mobilen Geräten wichtig, wo das Bedürfnis nach erhöhter Funktionalität und einem geringeren Preis und einer geringeren Größe anscheinend einander widersprechende Anforderungen sind. IN mobilen CDMA-Geräten beispielsweise sind die Funktionen von einzelnen Komponenten hochbelastet. Ferroelektrische Materialien können auch die Integration von RF-Komponenten erlauben, die bis heute einem Schwinden standhielten, wie zum Beispiel eine Antennenschnittstelleneinheit (AIU) für eine drahtlose Einrichtung.
  • Zum Beispiel könnte eine AIU eine oder mehrere abstimmbare Weichen (US PCS und zellular in einer drahtlosen Dualband-Kommunikationseinrichtung), Frequenzweichen, PA's und rauscharme Verstärker integrieren. Einige oder alle dieser Bauelemente könnten vorteilhaft integriert werden, ihre Gesamtgröße oder ihr Gesamtvolumen oder beides reduziert und ihre elektronischen Funktionen verbessert werden. Weitere Anwendungen für abstimmbare ferroelektrische Bauelemente sind im vorangegangenen Teil dieser Beschreibung dargelegt.
  • Wie bei jedem Dielektrikum hat ein ferroelektrisches Material zwei hauptsächliche Verlustmechanismen, Leitfähigkeitsverluste und Dämpfung von Gitterschwingungen in dem Dielektrikum. Die Kombination dieser beiden Effekte wird als der Verlusttangens (tan(δ)) des Materials bezeichnet. Für ferroelektrische Materialien, die in abstimmbaren RF- oder Mikrowellen-Schaltungen betrachtet werden, dominiert die Dämpfung von den Gitterschwingungen, da es dort keine freien Ladungsträger gibt. Jedoch wird jedes Verfahren, welches tan(δ) misst, die Effekte der endlichen Leitfähigkeit, sofern vorhanden, einbeziehen. Dies deshalb, weil die Verlusteffekte der beiden Mechanismen nicht zu unterscheiden sind, soweit RF-/Mikrowellen-Eigenschaften betroffen sind.
  • Ein grundlegendes Bauelement in RF-Schaltungen ist der Kondensator. Die ferroelektrische Abstimmbarkeit wird nun in Hinblick auf ferroelektrische Kondensatoren diskutiert. Der Gesamtverlust eines Kondensators, ob abstimmbar oder nicht, ist durch seinen Gütefaktor (Q) gegeben, welcher als ein Verhältnis seiner gespeicherten zur umgewandelten Energie ausgedrückt wird, wobei die Energie in dem elektrischen Feld gespeichert und in einem Widerstand umgewandelt wird. Für ein konzentriertes Kondensatorelement ist das unbelastete Q (Qu) gegeben durch: Qu = X/RS = l/(ω∙RS∙C) (1)wobei ω = Kreisfrequenz, RS = Serienwiderstand des Kondensators; und C = die Kapazität des Kondensators ist. RS wird gemessen und vorausgesetzt, dass C und ω bekannt sind, kann Qu berechnet werden. Der Serienwiderstand entsteht sowohl aus einem Leitungs- als auch einem dissipativen Verlust in dem Dielektrikum, d.h. tan(δ).
  • Wenn ein abstimmbarer Kondensator in einen Schwingkreis integriert wird, ist das gesamte Q (Qt) des Systems nun gegeben durch: l/Qt = l/Qc + l/Cd + l/Qr (2)wobei Qc das Q der Leitung ist; Qd das dielektrische Q ist und Qr das Q der Abstrahlung ist. Für ein gut gestaltetes, nicht abstrahlendes System gibt es keinen Abstrahlungsverlust. Folglich bestimmten der Leitungsverlust und der dielektrische Verlust den Gesamtverlust. Der dielektrische Verlust ist die Wirkung des Verlusttangens, tan(δ), einschließlich des Leitfähigkeitsverlustes, der dem Dielektrikum zuordenbar ist, wenn der letztere Verlust vorhanden ist. Folglich ist sowohl für das unbelastete Q als auch das gesamte Q eine genaue Messung von tan(δ) bei der Bestimmung entscheidend, ob ein abstimmbarer Baustein mit akzeptablen Verlustcharakteristika hergestellt werden kann.
  • Hohlraumresonator-Verfahren werden herkömmlich verwendet, um die Dielektrizitätskonstante und den Verlusttangens eines Materials zu messen. Diese Verfahren sind schwierig, insbesondere bei niedrigeren Mikrowellen-Frequenzen (~ 2 GHz), bei denen Mobiltelefone arbeiten, da das Ausmaß des Hohlraumes ziemlich groß ist. Die Anwendung von Hohlraumresonator-Verfahren auf dünne ferroelektrische Schichten wirft ein größeres Problem auf, da es sehr schwierig ist, die Störung zu messen, die in einen Hohlraum von einer Struktur mit einer Dicke in dem Bereich von einem μm eingeführt wird.
  • Wegen dieser Schwierigkeit mit Resonatorverfahren werden üblicherweise Interdigitalkondensatoren (IDC's) verwendet, um die Güte einer ferroelektrischen Schicht zu messen. Ein ferroelektrischer Interdigitalkondensator (IDC) 100 in einer herkömmlichen Mikrostreifen-Konfiguration ist in 1 dargestellt. Der Interdigitalkondensator 100 weist ein Basissubstrat 110; eine ferroelektrische Dünnfilmschicht 120 und einen ersten Leiter 130 und einen zweiten Leiter 140 auf. Interdigitalkondensatoren werden typischerweise in Anwendungen wie monolithisch integrierten Mikrowellenschaltkreisen (MMICs) und in Anwendungen verwendet, in denen kleine Anschlussflächen und Kapazitäten in dem Bereich von 0,1–6 pF benötigt werden. In einem Interdigitalkondensator wird die Kapazität zwischen leitenden, parallelen Leitungen oder Fingern in der Struktur gebildet.
  • Das Basissubstrat 110 weist typischerweise ein verlustarmes Material wie zum Beispiel Magnesiumoxid (MgO), Saphir oder hochreines Aluminium auf. Das Substrat wird basierend auf seinem inhärent niedrigen Verlusttangens und seiner Fähigkeit gewählt, die direkte Abscheidung eines weiten Bereichs von ferroelektrischen Schichten ohne zusätzliche Pufferschichten zuzulassen. Eine dünne ferroelektrische Schicht 120 wird auf dem Basissubstrat 110 abgeschieden. Die ferroelektrische Schicht 120 hat typischerweise eine Dicke in dem Bereich von 0,15–1,5 μm. Dann wird eine leitfähige Schicht auf der ferroelektrischen Schicht 120 abgeschieden. Manchmal wird eine Adhäsionsschicht benötigt. Die leitfähige Schicht ist vorzugsweise ein metallisches Material wie zum Beispiel Kupfer, Gold oder Silber. Diese Metalle sind in Folge ihres relativ niedrigen Verlustes bei Raumtemperatur vorteilhaft. Für die Zwecke dieser Beschreibung wird die Raumtemperatur als in dem Bereich von –30°C bis +85°C liegend definiert, der den typischen Betriebsbereich für die meisten kommerziellen Bauelemente abdeckt. Die leitfähige Schicht hat typischerweise eine Dicke in dem Bereich von 0,5 bis 6,0 μm, wobei eine Dicke in dem Bereich von 0,5–1,5 μm am gebräuchlichsten ist. Die Dickenanforderungen variieren basierend auf der Eindringtiefe, die basierend auf der Frequenz variiert.
  • Obwohl ferroelektrische Dünnschichtmaterialien (tf-e kleiner als etwa 1,5 μm) diskutiert wurden, können auch ferroelektrisches Dickschichtmaterial verwendet werden. "Dickschicht" ist hier definiert, dass tf-e größer als etwa 1,5 μm und kleiner als etwa 1,0 mm ist. Bulk ist größer als etwa 1,0 mm. Die Herstellung und Anwendung von ferroelektrischem Dickschichtmaterial ist völlig andersartig als die von ferroelektrischem Dünnschichtmaterial. Sie weist gewöhnlich eine Pasten- oder Sol-Gel-Technik und die ferroelektrischen Materialen auf, um die signifikant erhöhte Dicke zu erzeugen. Die erhöhte Dicke und die besonders reduzierten Kosten erhält man zum Preis von etwas verschlechterten ferroelektrischen Funktionen, besonders einer verringerten Abstimmbarkeit.
  • Dann wird der Interdigitalkondensator 100 unter Verwendung entweder der Rückätz- oder Abhebetechnik hergestellt, um einen ersten Leiter 130 und einen zweiten Leiter 140 zu bilden. Der erste Leiter 130 hat Finger 132 und Zwischenräume 134, die Fingern 142 und Zwischenräumen 144 des zweiten Leiters 140 benachbart sind. Die Leiter sind so angeordnet, dass die Finger 132 des ersten Leiters 130 in dem Zwischenräumen 144 des zweiten Leiters 140 liegen, und dass die Finger 142 des zweiten Leiters 140 in den Zwischenräumen 134 des ersten Leiters 130 liegen. Bis heute haben die meisten Forscher und andere Fachleute in der Herstellung und Charakterisierung von ferroelektrischen Schichten IDC's mit Fingern entworfen, die typischerweise 1–5 μm breit sind und bei denen der Spalt oder der Zwischenraum zwischen der Fingern typischerweise 1–5 μm breit ist.
  • Die Kapazität wird im Wesentlichen zwischen den Fingern 132 und 142 gebildet. Um ein hohes Kapazitätsniveau zu erzeugen, sind eine kleine Spaltgröße (< 5 μm) und lange Finger erforderlich. Wenn als ein ferroelektrischer Abstimmkondensator verwendet, hilft eine kleine Spaltgröße auch beim Bilden eines großen Abstimmbereichs zwischen den Fingern. Dies ist entscheidend, da viel von dem Abstimmbereich in der Luftregion über dem Kondensator 100 verloren wird.
  • Die größte Verlustkomponente in dieser Konfiguration ist die ungerade Mode, die in dem Fingerbereich erzeugt wird. Die Kopplung zwischen den parallelen Leitungen kann in Form einer geraden Mode und einer ungeraden Mode ausgedrückt werden. Die gerade Mode tritt auf, wenn beide Leitungen in Phase angeregt werden (üblicherweise als Null angenommen), und die ungerade Mode tritt auf, wenn die Leitungen 180 Grad versetzt angeregt werden. In Mikrostreifenschaltungen sind die Geschwindigkeiten verschieden, bei denen sich die gerade und die ungerade Mode fortpflanzen. Ferner erhöht sich der Verlust, wenn eine dünne leitfähige Schicht (weniger als 1,5 μm), eine schmale Fingerbreite und ein schmaler Spalt-Zwischenraum (einer von beiden oder beide kleiner als 5 μm) und spitze Ecken verwendet werden.
  • Das Standardverfahren zur Messung der Verluste einer dünnen ferroelektrischen Schicht durch einen Interdigitalkondensator ist wie folgt. Wie oben beschrieben, werden ungefähr 0,5 μm einer ferroelektrischen Schicht auf einem verlustarmen Substrat wie zum Beispiel Magnesiumoxid abgeschieden. Dann wird eine leitfähige Schicht mit einer Dicke von 1 μm oder weniger abgeschieden, um die Herstellung eines Interdigitalkondensators der kleinstmöglichen Größe zu ermöglichen. Fingerbreite und Spalt-Zwischenraum liegen beide typischerweise in dem Bereich 1 bis 5 μm. Es werden die Rückätz- oder die Abhebetechnik verwendet, um schmale, lange Finger mit spitzen Ecken zu bilden. Der resultierende Interdigitalkondensator wird unter Verwendung eines Breitband-Messinstrumentes, wie zum Beispiel eines LRC-Messinstruments oder eines Impedanz- oder Netzwerkanalysators mit Prüfspitzen, die den Kondensator kontaktieren, charakterisiert.
  • Unter Verwendung dieses Verfahrens erhält man Kondensatoren im Bereich von 0,2 bis 1,5 pF, bei denen typischerweise Q's im Bereich von 10–100 bei einer beliebigen Betriebsfrequenz zwischen ungefähr 500 MHz und ungefähr 2 GHz gemessen werden. Dieser Verlust wird typischerweise gänzlich der ferroelektrischen Schicht zugeordnet. Diese Q-Werte werden als ziemlich niedrig angesehen, und folglich wird allgemein angenommen, dass abstimmbare ferroelektrische Bauelemente verlustreich und für viele Verwendungen inakzeptabel sind. Beispielsweise ist in der drahtlosen Kommunikation ein Q von größer als 100 und vorzugsweise größer als 250 bei Frequenzen im Bereich von 2 GHz für ferroelektrische Kondensatoren in der Nähe von 1,0 pF notwendig. Wie nachstehend beschrieben wird, führen jedoch herkömmliche Herstellungs- und Verlustmessungsverfahren nicht zu einer verlässlichen Indikation des tatsächlichen, der ferroelektrischen Schicht zuordenbaren Verlustes.
  • Wie in Gleichung (1) angegeben, ist der Verlust des Kondensators (ob abstimmbar oder nicht) proportional zum Serienverlust RS bei Radiofrequenzen (f> ca. 500 MHz), wo der Effekt des großen Parallelwiderstandes, der zur Kapazität parallel geschaltet ist, vernachlässigbar ist. Den Kondensator interessiert es nicht, was der Ursprung des Serienverlustes ist, nur dass es einen Ursprung gibt. Beispielsweise darf für einen ferroelektrischen abstimmbaren 1 pF-Kondensator, damit dieser einen akzeptabel niedrigen Verlust (Qu = 250) bei 2 GHz hat, der Serienverlust nur 0,32 Ω betragen. Der Serienverlust enthält den gesamten Verlust von allen Ursprüngen, die von der Verwendung des Kondensators herrühren. Um die Ursprünge des Serienverlustes zu minimieren oder zu eliminieren, muss man zunächst jeden Verlustmechanismus berücksichtigen, der vorhanden ist. Das erlaubt ein genauere Bestimmung des Verlustes, der spezifisch der ferroelektrischen Schicht zuordenbar ist.
  • Für ferroelektrische Bausteine wird der Gesamtverlust bestimmt durch Summieren jedes Ursprungsbeitrags wie folgt: Lt = Lgeom + Lattach + Lmetal + Lsub + Lrad + Lmeas + Lf-e wobei
    Lgeom sich aus der Topologie der Kondensators ableitet,
    Lattach der Verlust infolge der Befestigung des Bausteins ist;
    Lmetal der gesamte Metallverlust ist,
    Lsub der Basissubstratverlust ist (falls vorhanden),
    Lrad der sowohl erwünschte als auch unerwünschte Strahlungsverlust ist,
    Lmeas der Gesamtverlust ist, der aus Messfehlern herrührt, und
    Lf-e der ferroelektrische Verlusttangens ist.
  • Diese Verlustverteilung kann zunächst verwendet werden, um einen genauen Wert von Lf-e (oder des ferroelektrischen tan δ) bei der gewünschten Betriebsfrequenz in der Weise zu erhalten, in welcher der ferroelektrische Kondensator verwendet werden wird. Um Lf-e genau abzuleiten, muss man all die anderen, eben beschriebenen Verlustbeitragsquellen eliminieren oder beschränken. Beispielsweise variiert Lgeom entsprechend der Topologie, die am besten für einen Overlay-Kondensator, schlechter für einen Spaltkondensator und viel schlechter für einen IDC-Kondensator ist. Obwohl dieser Verlust reduziert und kontrolliert werden kann, ist er einem Baustein inhärent. Folglich beeinflusst die Wahl der Topologie für einen gegebenen ferroelektrischen Kondensator das bestmögliche Qc, das von dem ferroelektrischen Kondensator erreichbar ist. Elektromagnetische (EM) Software kann einen Basisverlust für eine gewünschte Geometrie ermitteln, wobei eine verlustlose ferroelektrische Schicht angenommen wird. Dieser Basisverlust repräsentiert den besten (niedrigsten) Verlust für eine gegebene Geometrie.
  • Im allgemeinen kann ein Spaltkondensator am einfachsten hergestellt werden. Ein IDC ist der nächst leichtere und ein Overlay-Kondensator ist der schwierigste von diesen dreien. Verglichen mit einem IDC hat der Spaltkondensator ein besseres Q, aber eine geringere Kapazität je Querschnittseinheit (W in 1a). Die Kapazität des IDC ist infolge der Verwendung einer Anzahl von Fingern je Querschnittseinheit größer. Jedoch wird für viele Kommunikationsfilter-Anwendungen eine große Kapazität (C ≥ 4,0 pF) nicht benötigt. Somit kann oft ein Spaltkondensator eine adäquate Kapazität bereitstellen. Der inhärent hohe Wert von κ für die meisten ferroelektrischen Schichten hilft, eine im Vergleich zu einem herkömmlichen Spaltkondensator relativ hohe Kapazität je Querschnittseinheit bereitzustellen.
  • Lattach rührt von diskreten Bauelemente-Befestigungstechniken her, einschließlich zum Beispiel Lot, Silberlack oder Drahtbonden. Diese Befestigungsverluste können groß und unvorhersagbar sein. Die geringsten Verluste werden durch direkte Herstellung des ferroelektrischen Kondensators an dem Resonator oder einer anderen RF-Schaltung erreicht, wodurch diese Verlustkomponente minimiert, wenn nicht eliminiert wird.
  • Der inhärente Verlust eines allein stehenden ferroelektrischer Kondensators hat eine geringe Auswirkung. Was eine viel größere Auswirkung hat, ist jeder zusätzliche Verlust, der von der Befestigung des ferroelektrischen Bauelements an einer Schaltung herrührt. Selbst wenn der ferroelektrische Kondensator verlustlos wäre, ist der Gesamteffekt, sollte eine Verbindung mit großem Verlust verwendet werden, der eines verlustreichen ferroelektrischen Bausteins. Wenn zum Beispiel ein Q ≥ 250 bei 2,0 GHz für eine Kapazität von 1,0 pF gewünscht ist, dann muss der gesamte Serienwiderstand RS ≤ 0,32 Ohm sein. Jeder zusätzliche Verlust wird somit das Q dieses Kondensators weiter reduzieren. Es ist irrelevant, dass dieser zusätzliche Verlust extern gegenüber dem eigentlichen Kondensator ist. Selbst unvermeidliche Verlustmechanismen, wie zum Beispiel die in Folge der Befestigung, verringern das effektive Q des Kondensators aus dem Blickwinkel seiner Wirkung auf das System.
  • Für einen minimalen zusätzlichen Verlust sollte die Verbindung zwischen dem ferroelektrischen Kondensator und dem Resonator den niedrigsten zusätzlichen Widerstand aufweisen.
  • Die mit dem ferroelektrischen Kondensator verbundenen elektrischen Ströme und Ladungen sollten somit einen minimalen zusätzlichen Verlust empfangen. Herkömmliche Verbindungs- oder Befestigungstechniken, wie zum Beispiel (aber nicht begrenzt auf) Löten, Drahtbonden oder Silberlack oder -paste sorgen nicht für solch eine verlustarme, beherrschbare Verbindung.
  • Der zusätzliche, unvorhersagbare, von der Verwendung solcher Verbindungstechniken herrührende Verlust vermindert das erzielte Q, gleichgültig ob der ferroelektrische Kondensator für Zwecke der Resonatorabstimmung oder der Charakterisierung einer ferroelektrischen Schicht verwendet wird. Daher sollte für die beste Güte (den niedrigsten Verlust) die Struktur des ferroelektrischen Kondensators direkt auf oder mit dem Resonator, den er abstimmen soll, oder auf einer anderen essentiellen RF-Schaltung hergestellt werden. Nur durch direkte Herstellung kann es einen minimalen Verlustübergang für elektromagnetische (EM) Quellen (Ströme) von den ferroelektrischen Abstimmelementen zu dem Resonator geben. Die gewünschten Effekte der direkten Herstellung des ferroelektrischen Kondensators auf oder mit einem Resonator kann durch das Fehlen von spitzen Ecken oder Übergangen erhöht werden.
  • Einflussgrößen für Lmetal beinhalten die Oberflächenrauhigkeit (SR) des Metalls, die Metalldicke im Vergleich zur Eindringtiefe δs und die Leitfähigkeit. SR kann als eine Einflussgröße wirksam eliminiert werden, wenn SR kleiner als etwa 0,254 μm (10 Mikroinch) quadratischer Mittelwert (rms) für Betriebsfrequenzen in dem L- und dem S-Band (1–4 GHz) ist. Die Metalldicke kann als eine Einflussgröße reduziert werden, wenn die Dicke 1,5δs oder größer ist, oder wirksam eliminiert werden, wenn die Dicke 5δs ist. Für Elektrodenanschlüsse kann die Metalldicke (tm) etwa 1,5δs betragen. Für den Fall elektromagnetischer Resonatoren, wo eine laufende oder stehende Welle aufrechterhalten werden muss, d.h. wo sich das besagte Metall über einen nennenswerten Bruchteil einer Wellenlänge (etwa 10% oder größer) erstreckt, sollte die Metalldicke näher an etwa 5δs oder größer liegen.
  • Die Leitfähigkeit ist am besten für Au, Cu oder Ag. Somit kann Lmetall als Einflussgröße reduziert und unter Kontrolle gehalten, aber nicht eliminiert werden. Ihre Wirkung kann jedoch durch dem Fachmann bekannte Ausdrücke oder unter Verwendung von Leitungsberechnungswerkzeugen berechnet werden, die in allgemein verwendeten Schaltungssimulatoren, wie zum Beispiel Eagleware oder Touchstone verwendet werden. Ferner kann eine präzise Fertigungssteuerung geometrische Variationen bei Lmetal begrenzen.
  • Der durch Lsub repräsentierte Verlustbeitrag kann durch Wählen eines verlustarmen Substrats mit einem Verlusttangens kleiner als 0,001 und vorzugsweise kleiner als 0,0005 bei der interessierenden Betriebsfrequenz minimiert werden. Geeignete Materialien enthalten > 99% reines Aluminium, eine gegenwärtig beste Wahl für Verlust-/Kostenvorteile. Saphir und MgO sind dahingehend besser als Aluminium, dass sie einen niedrigeren Verlusttangens haben, aber sie sind teurer. All diese Materialien nehmen viele ferroelektrische Dünnschichten ohne Pufferschichten auf und haben eine Oberflächenrauhigkeit, die mit wenig oder keinem weiteren Polieren akzeptabel ist. Halbleitersubstrate sind wegen ihrer relativ hohen Leitfähigkeit eine schlechte Wahl. Zusätzlich zu den Faktoren des Verlusttangens, der Oberflächenrauhigkeit und des Preises sollten geeignete Substrate nicht spröde sein, als größerflächige Wafer herstellbar sein und ohne eine aufwendige Vorbearbeitung metallisierbar sein.
  • Das Ausscheiden von LSub aus dem Gesamtverlust eines Kompositsubstrats (ferroelektrische Schicht plus Substrat) kann unter Verwendung einer EM-Feld- oder Schaltungssimulationssoftware erreicht werden. Beispielsweise können Sonnet, Momentum oder IE3D verwendet werden. Auf diese Weise kann Lsub signifikant reduziert und präzise berechnet werden.
  • Lrad kann durch eine geeignete Abschirmung und Gestaltung eliminiert werden und ist so typischerweise keine Einflussgröße. Es sollte beachtet werden, dass eine breite Vielfalt von Filtern, insbesondere Planarfilter wie zum Beispiel Combline-Filter oder Hairpin-Filter, von einer Strahlungskopplung abhängig sind, um ihre gewünschten Funktionen zu erreichen. In diesen Fällen sollte man sicherstellen, dass die unerwünschte Streukopplung reduziert, wenn nicht eliminiert wird.
  • Lmeas kann den Schaltungsverlustfehler signifikant vergrößern, weil ein kleiner, hinzugefügter Verlust das gemessene Q des Prüflings (DUT) oder des Systems signifikant reduziert, wobei auf diese Weise das wirkliche Q des DUT verschleiert wird. Das herkömmliche Verfahren zum Messen der Dielektrizitätskonstante und des Verlusttangens in einem Material ist die Hohlraumresonator-Störungsmethode, die jedem Fachmann gut bekannt ist. Im L-Band wird jedoch das Ausmaß des Hohlraumresonators ziemlich groß. Beim Charakterisieren von Dünnschichten (im Gegensatz zum Bulk) mit einer Schichtdicke ≤ 1,5 μm, wie zum Beispiel ferroelektrische Schichten, wird das Problem sehr schwierig, da die Messfehler schwerwiegend sein können. Weiterhin sollte man einen ferroelektrischen Kondensator (oder Filter) in einer Weise charakterisieren, die der, wie er verwendet werden wird, am ähnlichsten ist. Daher ist der bevorzugte Weg, ferroelektrische Verbindungen oder Schichten durch Mikrostreifenresonator-Verfahren zu charakterisieren.
  • Für Messungen an Resonanzkreisen ist ein Netzwerkanalysator die bevorzugte Wahl. Um Messverluste zu minimieren und die genaueste Messung unter Verwendung eines Netzwerkanalysators zu erzielen, sollte der Verlust zum DUT auskalibriert werden, eine volle Zweitorkalibrierung des Analysators ausgeführt werden und eine Mittelwertbildung für die Kalibrierung und Messung verwendet werden.
  • Durch Minimierung oder Eliminierung der Bauelementebefestigungs-, Substrat-, Strahlungs- und Messfehlerverlustkomponenten wird der Gesamtverlust: Ltot = Lgeom + Lmetal + Lf-e + ΔLmisc (4)
  • Ltot ist der Gesamtverlust für eine gegebene Geometrie des ferroelektrischen Kondensators, und Lgeom und Lmetal sind integrale Bestandteile dieser Geometrie. Ihr Vorhandensein ist zur Bestimmung des tatsächlichen Verlustes eines spezifischen Bausteins geeignet, sie können jedoch quantifiziert und entfernt werden, um den Verlust aufgrund einzig und allein des ferroelektrischen Materials zu ermitteln. Lgeom kann aus einer genauen elektromagnetischen Simulation der Schaltung in der Annahme eines verlustlosen ferroelektrischen Materials bestimmt werden; und Lmetal kann unter Verwendung der Ausdrücke für den Metallverlust, die eine Leitfähigkeit, eine Oberflächenrauhigkeit (gegebenenfalls) und eine Eindringtiefe voraussetzen, bestimmt werden. ΔLmisc repräsentiert eine Kombination einer unvollständigen Entfernung der anderen Verlustmechanismen mit den endlichen Begrenzungen bei Lgeom und Lmetal
  • Dieser Zweischritt-Prozess des (a) In-Betracht-Ziehens aller Verlustmechanismen; und (b) des Eliminierens oder Begrenzens der Verluste erlaubt nicht nur eine genaue Bestimmung des ferroelektrischen Verlustes, er hilft auch, richtige Gestaltungsrichtlinien für verlustarme, abstimmbare Bauelemente zu erstellen. Die genaue Kenntnis von Lf-e erlaubt es einem zunächst zu bestimmen, ob die vorliegende Schicht für eine vorgeschlagene Anwendung verwendet werden kann. Die Kenntnis von Lf-e schafft ferner eine notwendige Basis für jede Art eines optimalen Entwurfs unter Verwendung ferroelektrischer Schichten. Diese Kenntnis ist notwendig, wenn man den Verlusttangens für eine Abstimmbarkeit effektiv abzuwägen hat. Kurzum, genaue Herstellungs- und Messverfahren führen zu einer konsistenten Charakterisierung des Verlustes einer ferroelektrischen Schicht.
  • Auf der Basis dieser Verlustanalyse, können verlustarme, abstimmbare ferroelektrische Bauelemente und insbesondere abstimmbare ferroelektrische Kondensatoren entworfen, getestet und in einer breiten Vielfalt von Anwendungen implementiert werden. Ein Entwurfsverfahren und eine Implementierung basierend auf dieser Verlustanalyse werden nun für drei allgemeine Arten von Kondensatoren – (1) Spaltkondensatoren, (2) Overlay-Kondensatoren und (3) Interdigitalkondensatoren – erörtert.
  • Ein ferroelektrischer, abstimmbarer Spaltkondensator 200 ist in 2 dargestellt. Der Spaltkondensator 200 weist eine Substratschicht 202, eine ferroelektrische Schicht 204 und eine einen kapazitätsinduzierenden Spalt 208 definierende Metallschicht 206 auf. Die folgende Entwurfsimplementierung minimiert Verluste von anderen Quellen und erlaubt eine genaue Bestimmung des Verlustes aufgrund der ferroelektrischen Schicht 204. Sie nimmt eine Betriebsfrequenz in dem L-Band (1–2 GHz) für drahtlose mobile Geräte an, obgleich die selben Verfahren auch in anderen Bändern angewendet werden könnten.
  • In einer Implementierung ist das Substrat 202 eine Schicht aus 99,5% reinem Aluminium mit einer Dicke in dem Bereich von 0,508–1,016 mm (20–40 mils). Die Oberflächenrauhigkeit sollte kleiner als oder gleich etwa 127 μm (5 μinch) rms sein. Die ferroelektrische Schicht 204 ist eine Schicht aus Barium-Strontium-Titanat, BaxSr1-xTiO3 (BSTO) mit einer Dicke in dem Bereich von 0,15 bis 2,0 μm. Die Verwendung einer Schichtdicke > 1,0 μm maximiert die Kapazität und den Abstimmbereich.
  • Das Einstellen des Ba/Sr-Anteils, Dotieren oder Erhitzen werden vorzugsweise gewählt, um für den minimalen tan δ zu sorgen, während der erforderliche Abstimmbereich bereitgestellt wird. In einer Ausführungsform ist x = 0.5 (in BaxSr1-xTiO3) für den Betrieb bei Raumtemperatur. Alternative ferroelektrische Materialien könnten auch verwendet werden. Die Metallschicht 206 hat eine Dicke von etwa 2,5 μm, die sie für eine Elektrodenanwendung geeignet macht. Der Spalt 208 ist 0,762–2,032 mm (30–80 mils) breit, und die Kanten sollten gerundet sein, um die Verlustreduzierung zu maximieren. Die durch den Spalt 208 nachgewiesene Kapazität liegt in dem Bereich von 0,6 pF bis 1,5 pF bei 0 Volt DC Vorspannung.
  • EM-Simulationen zeigen, dass für eine Kapazität von etwa einem pF bei zwei GHz ein Spaltkondensator ein Q > 700 in der Annahme eines Verlusttangens von 0,002 oder Q > 300 in der Annahme eines Verlusttangens von 0,005 hat. 3 ist eine Tafel, die die Beziehung zwischen Spaltbreite, Dicke der ferroelektrischen Schicht und Kapazität zeigt. Diese Daten sind sehr nützlich zum Zielentwurf von Spaltkondensator-Prüfschaltungen. Die Ergebnisse in 3 setzen eine 0,5 μm dicke ferroelektrische Schicht mit einer Dielektrizitätskonstante von 1000 bei 0 V DC Vorspannung, eine 1.016 mm (40 mil) dicke Substratschicht aus 99,5% reinem Aluminium und einen Verlusttangens von 0,002 für die ferroelektrische Schicht voraus.
  • Ein ferroelektrischer Overlay-Kondensator 300 gemäß der vorliegenden Erfindung ist in 4 dargestellt. Der Kondensator 300 weist ein Substrat 310, eine Bias-Pad-Schicht 320, eine ferroelektrische Schicht 330 und eine Kondensator-Pad-Schicht 340 auf. Die Bias-Pad-Schicht 320 definiert ein DC-Bias-Pad und die Kondensator-Pad-Schicht 340 definiert ein Kondensator-Pad 342 und ein DC-Blockkondensator-Pad 344.
  • In einer Implementierung ist das Basissubstrat 310 Aluminium mit einer Dicke in dem Bereich von 0,508–1,016 mm (20–40 mils). Die Bias-Pad-Schicht 320 weist eine Basiselektrodenschicht aus Silber mit einer Dicke von ungefähr 2,0 μm auf, die mit einer Schicht aus Platin mit einer Dicke von ungefähr 100 nm bedeckt ist. Die Platinschicht bewahrt die Silberschicht während des Aufwachsens der ferroelektrischen Schicht vor dem Oxidieren. Die Schicht 320 weist ein Pad auf, dass zum Anschließen eines Widerstandes in dem Bereich von 0,5 bis 1,0 MΩ eingebaut ist, um eine DC-Vorspannung bereitzustellen. Wenn erforderlich, kann eine dünne (10 nm) Chromschicht zwischen das Aluminium und das Silber eingefügt werden, um für eine bessere Adhäsion zu sorgen. Die ferroelektrische Schicht 330 ist eine Dünnschicht aus BSTO mit einer Dicke von ungefähr einem Mikrometer. Das Kondensator-Pad 342 hat eine minimale Fläche von 203,2 mal 101,6 μm (8,0 mal 4,0 mils) und ist mit Elektroden aus Gold oder Silber bedeckt, die eine Fläche von ungefähr 101,6 mal 101,6 μm (4,0 mal 4,0 mils) haben. Der DC-Blockkondensator hat eine Kapazität von wenigstens 150–200 pF und eine Fläche von ungefähr 100 mal 100 μm. Die Gesamtfläche des Kontaktpads 344 ist ein Minimum von 177,8 mal 203, 2 μm (7,0 mal 8,0 mils).
  • Ein Overlay-Kondensator hat eine minimale Kapazität in dem Bereich von 0,8–1,5 pF. Wie man in 5, die eine Vergrößerung eines Teils des Kondensators 300 ist, sehen kann, ist die Überlappungsfläche 350 des Kondensators 300 sehr klein. In einer Implementierung weist die Überlappungsfläche 350 eine Größe von 7,62 μm mal 7,62 μm (0,3 mil mal 0,3 mil) auf. Dies basiert auf einer BSTO-Dielektrizitätskonstante von etwa 1000 bei 0 Volt DC und einer Schichtdicke von etwa 1,0 μm. Die Pads 342 und 320 verjüngen sich zu und von der Kondensator-Überlappungsfläche 350. Die Verjüngung beträgt von 101,6 μm (4,0 mils) bis zu etwa 6,35 μm (0,25 mils) in einer Entfernung von 25,4 μm (1,0 mil).
  • Das Verlustziel für den Kondensator 300 ist ein Q von wenigstens 350 bei 2,0 GHz für 1,0 pF. Wenn erforderlich, kann die ferroelektrische Schicht 230 durch Dotieren, Erhitzen oder die Verwendung einer Pufferschicht oder -schichten weiter optimiert werden. Schließlich sollte die Veränderung in der Kapazität vorzugsweise 2:1 (50%) oder größer für eine Veränderung in der Bias-Spannung von 0–2,5 Volt sein.
  • Ein Aspekt der vorliegenden Erfindung sind optimale Strukturen und Entwurfskriterien für abstimmbare ferroelektrische Bauelemente, von denen die oben beschriebenen Kondensatorstrukturen ein Beispiel sind. Ein anderer Aspekt der vorliegenden Erfindung sind Messverfahren und Einrichtungen zum genauen Charakterisieren der Verluste in abstimmbaren ferroelektrischen Bauelementen. Diese Verfahren beinhalten die Verwendung von Resonatoren und schmalbandigen Resonanzkreisen. Schmalbandmessungen sind geeignet, da die Bausteine, die gemessen werden, dafür entwickelt sind, in einem schmalen Frequenzband zu arbeiten. Schmalband-(Resonanzmessungen werden auch bevorzugt, da sie naturgemäß den Effekt von kleinen Verlusten steigern, was es leichter macht, sie zu messen, und sie machen die Messung genauer. Frühere Verfahren umfassten Breitbandmessungen, die für Schmalband-Bausteine ungeeignet und ungenau sind. Zwei erfinderische Implementierungen dieser Resonanz-Prüfschaltungen werden beschrieben: ein schmalbandiger Bandpassfilter zweiter Ordnung und Mikrostreifen-Resonatorschaltungen (Halbwelle oder Viertelwelle).
  • 6 zeigt eine schmalbandige Resonanz-Prüfschaltung 400, die konfiguriert ist, zwei ferroelektrische Kondensatoren 410 und 412 zu prüfen. Es ist ein Planar-Combline-Filter 2. Ordnung. Die Kondensatoren 410 und 412 sind wie in Bezug auf 1 und 2 beschrieben konfiguriert und sind implementiert, um Verlustkomponenten zu minimieren. Die Prüfschaltung 400 umfasst einen planaren Combline-Bandpassfilter zweiter Ordnung und weist zwei Resonatoren 402 und 404 auf, die jeweils mit ferroelektrischen Kondensatoren 410 bzw. 412 in Reihe gekoppelt sind. Eine DC-Bias-Spannung wird an die Kondensatoren 410 und 412 angelegt. Die Kondensatoren 410 und 412 können zum Prüfen entweder als konzentrierte Elemente oder durch Drucken direkt auf das Substrat hergestellt und befestigt werden. DC-Blockkondensatoren (Kapazität etwa gleich 180 pF) sind nicht gezeigt. In einer konzentrierten Konfiguration werden die Kondensatoren mit Silberfarbe oder -paste gelötet oder befestigt. Dies erlaubt die Verwendung einer breiten Vielfalt von Bausteinen, jedoch gibt es einen erhöhten und unvorhersagbaren Verlust infolge dieser Befestigungstechnik. In einer gedruckten Konfiguration werden die Kondensatoren direkt auf das Substrat gedruckt. Drucken ist dahingehend vorteilhaft, dass kein Löten oder Bonden erforderlich ist und dass es aufgrund der direkten Fertigung einen geringeren Verlust gibt. Die Art der Substrate, die verwendet werden können, ist jedoch wegen des Vorhandenseins der ferroelektrischen Schicht begrenzt. DC-Blockkondensatoren sind nicht gezeigt.
  • Das Ansprechverhalten wird durch an einen Netzwerkanalysator angeschlossene Eingangs- und Ausgangsleitungen 406 und 408 gemessen. Eine Messung der Mittenfrequenz f0 des Resonators erlaubt die Bestimmung des tatsächlichen Kapazitätswertes (siehe Gleichung (1) oben), und der Einfügungsverlust bei f0 bestimmt die Güte Q. Nachdem diese Messungen erlangt wurden, kann eine Schaltungssimulation verwendet werden, um den Kapazitäts- und den Q-Wert zu erhalten und die Ergebnisse zu vergleichen.
  • Um den drastischen Unterschied bei den unter Verwendung des Prüfverfahrens der vorliegenden Erfindung erhaltenen Prüfergebnissen relativ zu herkömmlichen Prüfverfahren zu demonstrieren, wird auf 7 Bezug genommen. Die Tabelle in
  • 7 stellt Messdaten dar, die von Proben ferroelektrischer Interdigitalkondensatoren erhalten wurden, die gemäß dem Auftrag von Kyocera Wireless Corporation (KWC), der Bevollmächtigten der vorliegenden Erfindung, in dem Naval Research Laboratory (NRL), Washington DC gefertigt wurden. Kapazitäts- und Q-Messungen, die von den Proben der Interdigitalkondensatoren bei NRL unter Verwendung herkömmlicher Prüfverfahren (in diesem Fall ein HP 4291B Impedanzanalysator und einem Cascade Tech – Mikrowellentastkopf) entnommen sind, werden mit Messungen verglichen, die von den gleichen Proben bei KWC unter Verwendung der neuen, oben beschriebenen Prüfverfahren entnommen sind.
  • Für Zwecke dieses Experiments wurden die Interdigitalkondensatoren hergestellt, dass sie eine Kapazität in dem Bereich von 0,5–1,2 pF; einen Spaltabstand von etwa 5,0 μm; eine Fingerbreite von wenigstens 150 μm; eine ferroelektrische Schichtdicke von etwa 0,5 μm; eine Metalldicke in dem Bereich von 1,5–2,5 μm und eine Fingerlänge kleiner oder gleich 100 μm haben.
  • Die KWC-Prüfschaltung ist in ähnlicher Art und Weise wie die Schaltung 400 konfiguriert. Es ist ein planarer Chebychev-Bandpassfilter zweiter Ordnung, der konfiguriert ist, dass er bei etwa 1800 MHz schwingt. Die Interdigitalkondensator-Proben, Konzentriertes-Element-Kondensatoren, wurden "Flip- Chip"-montiert und unter Verwendung von Silberfarbe befestigt. Es wurde eine Vorspannung angelegt, um die Tatsache zu korrigieren, dass typischerweise C1 ≠ C2 ist, wobei C1 und C2 die beiden Combline-Bandpassfilter-Lastkondensatoren sind, die für einen genauen Betrieb des Filters erforderlich sind. Obwohl beabsichtigt ist, dass C1 gleich C2 ist, wird in der Praxis C1 = C2 selten erreicht. Die üblichere Bedingung C1 ≠ C2 erhöht, wenn sie nicht korrigiert wird, signifikant den Durchlassbereich-Einfügungsverlust (was die Q-Bestimmung betrifft).
  • ATC- und AVX-Chipkondensatoren mit hohem Q in dem Bereich von 0,6 bis 0,8 pF wurden verwendet, um einen Basis-Durchlassbereich-Einfügungsverlust festzulegen. Die Q's für diese Chipkondensatoren lagen in dem Bereich von 600–800 bei der Prüffrequenz. Ein Eagleware-Schaltungssimulator wurde verwendet, um die tatsächliche Kapazität und die Q's für die Interdigitalkondensatoren zu bestimmen, um die selbe Resonanzfrequenz und den selben Durchlassbereich-Einfügungsverlust wie die gemessenen Daten zu ergeben.
  • Die Daten in 7 sind im Wesentlichen Q-Daten im ungünstigsten Fall, da kein Versuch unternommen wurde, alle möglichen Verlustkomponenten zu entfernen (auszukalibrieren). Eine solche Verlustkomponente weist Bond- (Befestigungs-)verluste auf, die für jede Leitung und jeden Interdigitalkondensator verschieden sind. Eine andere ist die resultierende Resonatorlängen-Fehlanpassung; die Effekte des offenen Endes des Mikrostreifenspalts unterhalb der Stelle der Kondensatoren und Verluste, die von der Grundgeometrie des Interdigitalkondensators herrühren. Indem das der Fall ist, ist der Unterschied bei den Q-Werten, der unter Verwendung der vorliegenden Erfindung relativ zu herkömmlichen Verfahren erhalten wurde, sogar beachtlicher. Eine weitere Verringerung oder Eliminierung von Fehlerquellen, wie zum Beispiel die direkte Herstellung von Spaltkondensatoren unter Verwendung eines Aluminium- oder MgO-Substrats wird die Q-Daten nur verbessern.
  • Die Verwendung eines Bandpassfilters zweiter Ordnung als die schmalbandige Resonanz-Prüfschaltung hat verschiedene Vorteile. Die Kondensatordaten können bei der Betriebsfrequenz extrahiert werden. Die Topologie ist einfach, wiederholbar und leicht herstellbar. Die Messungen sind einfach und es gibt aufgrund des Durchführens der Messungen einen kleinen zusätzlichen Fehler. Die Ergebnisse sind leicht mit dem simulierten Ergebnissen zu vergleichen. Es gibt auch einzelne Nachteile, die beachtet werden sollten. Das Potential für oben beschriebene Unterschiede in den Kapazitätswerten kann in den Messdaten als erhöhter Verlust erscheinen. Jedoch kann eine kleine Einstellung bei einer der Bias-Spannungen diesen Unterschied kompensieren. Auch kann eine Streukapazität und eine -kopplung die erhaltenen f0- und Q-Werte beeinflussen. Diese Effekte können auch über den EM-Feld-Simulator berücksichtigt werden. Ein ungleiches Befestigen der ferroelektrischen Kondensatoren führt zu geringfügigen Unterschieden in den beiden elektrischen Längen der Resonatoren, was den Einfügungsverlust unmittelbar vergrößert. Eine Versetzung der ferroelektrischen Kondensatoren kann auch zu einem erhöhten Verlust führen, der sich selbst als niedrigeres Q manifestiert.
  • Eine weitere Ausführungsform einer schmalbandigen Resonanz-Prüfschaltung 450 ist in 8 dargestellt. Die Prüfschaltung 450 nimmt die Form eines abstimmbaren koaxialen Resonanzfilters ein, obgleich andere Resonatoren, wie zum Beispiel ein Monoblock, ein Streifenleiter oder ein Mikrostreifen verwendet werden können. Wiederum können die ferroelektrischen Kondensatoren 452 und 454 konzentriert oder gedruckt sein. Die Prüfschaltung 450 weist ferner koaxiale Viertelwellenlängen-Resonatoren 462 und 464 auf. Ein nicht ferroelektrischer Kondensator 470 (C2) ist zwischen den Resonatoren 462 und 464 gekoppelt, und nicht ferroelektrische Kondensatoren 472 und 474 (C1) sind an den Außenseiten der Resonatoren angekoppelt. Die Grundstruktur ist ein konventioneller, fest abgestimmter, oben kapazitiv gekoppelter Bandpassfilter 2. Ordnung.
  • Das Messverfahren unter Verwendung der Schaltung 450 ist wie folgt. Die Güte des Bandpassfilters wird zuerst ohne, dann mit vorhandenen ferroelektrischen Kondensatoren gemessen. In dem ersten Fall werden die Mittenfrequenz f01 des Resonators und der Einfügungsverlust IL1 des Filters zuerst ohne die ferroelektrischen Kondensatoren gemessen. In dem zweiten Fall werden die Mittenfrequenz f0 2 des Resonators und der Einfügungsverlust IL2 des Filters mit den ferroelektrischen Kondensatoren 452 und 454 gemessen. Bemerkenswerterweise wird f01 immer größer als f02 sein und IL2 wird immer größer als IL1 sein, solange die Resonatoren 462 und 464 gleichlang sind. Die Kapazität Cfe kann aus f01–f02 bestimmt werden, und Q (Cfe) kann aus IL2–IL1 durch Vergleich mit Simulationen mit großer Genauigkeit bestimmt werden. Die ferroelektrischen Kondensatoren müssen der ursprünglichen Schaltung nicht hinzugefügt werden. Vielmehr kann der grundsätzliche, oben kapazitiv gekoppelte Bandpassfilter ohne ferroelektrische Kondensatoren hergestellt, und ein zweiter Bandpassfilter mit ferroelektrischen Kondensatoren direkt hergestellt werden. Das würde zu einer abstimmbaren Prüfschaltung mit minimal erhöhtem Verlust führen, da sie eine direkte Fertigung der ferroelektrischen Kondensatoren mit der Schaltung ermöglicht.
  • Eine alternative Prüfschaltung würde zur Verwendung von physikalisch kürzeren Resonatoren 462 und 464 führen, wenn sie in Verbindung mit ferroelektrischen Kondensatoren verwendet werden. Dies würde bewirken, dass der Bandpassfilter bei der oder nahe der gleichen Resonanzfrequenz wie der nicht ferroelektrische Bandpassfilter schwingt. Es würden die selben Q-Extraktionsverfahren des ferroelektrischen Kondensators verwendet werden.
  • Die Prüfschaltung zweiter Ordnung 450 hat gegenüber der Prüfschaltung zweiter Ordnung 400 verschiedene Vorteile. Sowohl Schaltung 400 als auch Schaltung 450 sind von Natur aus Schmalbandstrukturen, aber die koaxialen Resonatoren 462 und 464 können ein sehr großes Q haben, was zu einem sehr kleinen Einfügungsverlust führt. Aufgrund der inhärenten Abschirmung ist eine sehr geringe Streukopplung beteiligt. Auch ist wie bei Schaltung 400 die Prüfschaltung 450 nicht nur eine Prüfschaltung, sondern könnte als ein Bandpassfilter in Anwendungen der realen Welt verwendet werden. Jedoch ist die Schaltung 450 ein wenig schwieriger herzustellen und zu prüfen. Die Montage ist kritisch und das Hinzufügen der ferroelektrischen Kondensatoren führt infolge des Befestigens zu zusätzlichen Verlusten. Dies kann durch direkte Herstellung der ferroelektrischen Kondensatoren auf der selben Schaltung, die verwendet wird, um C1 und C2 zu realisieren, überwunden werden, und wobei man dann eine zusätzliche Schaltung ohne die ferroelektrischen Kondensatoren hat.
  • Die Prüfschaltung und das -verfahren können durch Verwendung eines einzelnen Resonators anstatt von zweien weiter vereinfacht werden. Das eliminiert das Problem der Kondensator-Fehlanpassung. Die resultierende Schaltung ist robuster, leichter zu modellieren und weniger fehleranfällig. Es ist zu beachten, dass, obwohl die in 7 gezeigten Ergebnisse die Ergebnisses von Tests an Interdigitalkondensatoren sind, Spalt- oder Overlay-Kondensatoren vorteilhaft verwendet werden können, da sie beide höhere Q's als Interdigitalkondensatoren haben können.
  • Eine Prüfschaltung 500, die einen spaltgekoppelten Mikrostreifen-Resonator in seiner einfachsten Form aufweist, ist in 9 dargestellt. Die Schaltung 500 weist ein verlustarmes Substrat 502 und einen Mikrostreifen-Resonator 504 auf, der von der Eingangsleitung 506 durch einen Spalt 508 getrennt ist. Eine ferroelektrische Dünnschicht ist in dem Spalt 508 abgeschieden, um den ferroelektrischen Spaltkondensator zu bilden. Folglich werden der Resonator 504 und der Spaltkondensator als eine einzige, integrierte Struktur hergestellt. Alternativ kann ein ferroelektrisches Material unterhalb des Resonators 504 abgeschieden werden, wobei ein abstimmbarer Resonator gebildet wird.
  • Das Substrat 502 sollte ein hochqualitatives, verlustarmes Substrat wie zum Beispiel Magnesiumoxid, Aluminium mit einer Reinheit von mehr als 99% und Saphir sein. Das Substrat 502 sollte auch eine geringe Oberflächenrauhigkeit (weniger als 0,127 μm (5,0 inch)) aufweisen. Der Resonator 504 kann entweder ein Halbwellenlänge- (Leerlauf) oder Viertelwellenlänge- (Kurzschluss) Resonator sein. Ein Halbwellenlänge-Resonator ist länger, aber leichter herzustellen, während ein Viertelwellenlänge-Resonator kürzer ist, aber eine Durchkontaktierung erfordert. Die Breite des Spalts 508 wird für eine nahezu kritische Kopplung gewählt.
  • Für die Kapazitäts- und Q-Messungen wird vorzugsweise ein Netzwerkanalysator verwendet. Das Modell für die Spaltkapazität und der Ausdruck für den Metallverlust werden verwendet, um das Q des Dielektrikums zu extrahieren, welches nun ein Gemisch des Q des Basissubstrats und des Q der ferroelektrischen Dünnschicht ist. Folglich repräsentiert der zusätzliche Verlust über dem des Basissubstrats den Verlust der ferroelektrischen Schicht. Schließlich ist eine geeignete Analyse der gemessenen Daten erforderlich, wie sie zum Beispiel in "Data Reduction Method for Q Measurements of Strip-Line Resonators", IEEE Transactions in MTT, S. Toncich und R.E. Collin, Vol. 40, Nr. 9, September 1992, Seiten 1833–1836 skizziert ist, um das Q oder den Verlust des Kondensator-Prüflings genau zu extrahieren.
  • Es ist nun nützlich, die mit Bezug auf die 6–8 beschriebenen schmalbandigen Resonanz-Prüfverfahren und -schaltungen zweiter Ordnung mit dem Prüfverfahren und der -schaltung des spaltgekoppelten Einzelresonators zu vergleichen, die mit Bezug auf 9 beschrieben sind. Der spaltgekoppelte Einzelresonator ist dahingehend vorteilhaft, dass er klein, einfach und sehr leicht herzustellen ist. Er erfordert auch keine Abstimmung für irgendeine mögliche Fehlanpassung des Eingangs- und des Ausgangskondensators C1. Jedoch ist es schwieriger, den ferroelektrischen Verlusttangens aus dem gesamten Substrat- und Kopplungskapazitätsverlust zu extrahieren. Auf der anderen Seite können die Resonanzkreise zweiter Ordnung zusätzlich dazu, dass sie Prüfschaltungen sind, tatsächliche Schaltungen sein. Darüber hinaus ist es sehr einfach, die gemessenen Daten entweder mit Simulationsdaten oder Daten zu vergleichen, die unter Verwendung von nicht ferroelektrischen Kondensatoren mit hohen Q's erhalten wurden. Die Nachteile der Schaltungen zweiter Ordnung sind, dass sie größer sind, dass komplexere Schaltungen und mehr Abstimmung der ferroelektrischen Kondensatoren erforderlich sein kann, um einen minimalen Einfügungsverlust zu erhalten.
  • Die 10a und 10b stellen eine bevorzugte schmalbandige Resonanz-Prüfschaltung 600 dar. Die Schaltung 600 nimmt die Form eines Einzelresonator-Bandpassfilters an. Unter Bezugnahme auf 10a, die eine schematische Darstellung der Schaltung 600 ist, weist die Schaltung 600 einen ferroelektrischen Kondensator 610 auf, der an einen Resonator 620 gekoppelt ist. Kondensatoren 630 und 640 (C1) sind ein Eingangs- und ein Ausgangskondensator, die den Resonator mit dem Messinstrument verbinden.
  • 10b ist eine planare Realisierung der Schaltung 600. Wie man sehen kann, sind der Kondensator 610 und der Resonator 620 als ein integriertes Bauelement hergestellt. Eine ferroelektrische Schicht 616 ist auf einem verlustarmen Substrat 602 abgeschieden. Der Resonator 620 und ein leitfähiges Pad 612 sind durch einen Spalt 614 über der ferroelektrischen Schicht 616 getrennt, um einen ferroelektrischen Spaltkondensator 610 zu definieren. Eine DC-Bias-Spannung wird an das Pad 612 angelegt und kann einen Vorspannungswiderstand 625 aufweisen. Ein DC-Blockkondensator 618 ist zwischen dem Pad 612 und Masse geschaltet. Die Kondensatoren 630 und 640 sind durch auf dem Substrat 602 abgeschiedene leitfähige Streifen 632 und 642 realisiert, die mit einem Abstand von dem Resonator 620 angeordnet sind, um einen kapazitiven Spalt zu bilden.
  • In einer Implementierung ist das Substrat 602 aus 99,5% reinem Aluminium gebildet und hat eine Dicke von ungefähr 1,016 mm (40 mils) und eine Oberflächenrauhigkeit von ungefähr 0,127 μm (5,0 μinch). Die ferroelektrische Schicht 616 hat eine Dicke von ungefähr 1,0 μm und ist nur in dem Bereich des Spaltkondensators 610 abgeschieden. Die Mikrostreifen 612 und 620 haben eine Dicke von 4–6 μm und sind mit einem Abstand von ungefähr 10 μm angeordnet, um den Spalt 614 zu bilden. Die Länge des Resonators 620 ist so gewählt, dass die Gesamtstruktur (Kondensator 610 und Resonator 620) in dem gewünschten Frequenzband schwingt. In einer Implementierung ist der Resonator 620 ein Viertelwellen-Resonator. Weitere Herstellungszyklen können verwendet werden, um eine Feinabstimmung der Resonanzfrequenz vorzunehmen, wenn eine bestimmte Resonanzfrequenz gewünscht oder erforderlich ist.
  • Der Resonator 620 kann als ein Mikrostreifen-, Koaxial- oder Streifenleiterresonator konfiguriert sein. Eine planare Mikrostreifen-Konfiguration ist bevorzugt, da sie eine leichtere Extrahierung des Kapazitäts- und des Q-Wertes aus der Schaltung 600 ermöglicht. Die Verwendung einer Integrierte-Bauelemente-Struktur (d.h. eines Resonators mit einem integrierten Spaltkondensator, wie zum Beispiel Resonator 620/Kondensator 610) ist relativ zu der Verwendung eines separaten Resonators und eines konzentrierten Kondensatorelements vorteilhaft, da die unvorhersagbaren und schwer zu messenden Verluste und Fehler eliminiert werden, die durch ein konzentriertes Kondensatorelement eingeführt werden.
  • Ein Prüfverfahren unter Verwendung einer Einzelresonator-Bandpass-Prüfschaltung, wie zum Beispiel Schaltung 600, läuft wie folgt ab. Zuerst wird eine Einzelresonator-Bandpassfilter-Prüfschaltung mit einem integrierten Spaltkondensator wie oben beschrieben hergestellt. Es sollten genaue Dünnschichtherstellungs- und Verarbeitungsverfahren verwendet werden, um sicherzustellen, dass die gewünschte Geometrie und die gewünschten Eigenschaften erreicht werden. Vorzugsweise sollte ein Verfahren mit Toleranzen in dem Bereich von ± 0,5 μm verwendet werden. Wenn die Schaltung einmal hergestellt ist, werden die Mittenfrequenz f0 und der Einfügungsverlust IL0 gemessen. Vorzugsweise werden diese Messungen unter Verwendung eines mittels einer vollständigen Zweitorkalibrierung kalibrierten Netzwerkanalysators und unter Verwendung einer Mittelwertbildung erhalten.
  • Als nächstes wird die selbe Schaltung in einem Elektromagnetisches-Feld-Simulationswerkzeug, wie zum Beispiel Sonnet, IE3D oder Momentum entworfen und analysiert. Anfangs nimmt die Simulation keinen Verlust aufgrund der ferroelektrischen Schicht (d.h. einen Verlusttangens von Null) an. Dann wird die ferroelektrische Dielektrizitätskonstante in dem Spaltbereich eingestellt, damit sie die gleiche, wie in der Prüfschaltung gemessene Mittenfrequenz f0 ergibt. Dann wird IL0 für den ferroelektrischen Spaltkondensator allein berechnet. Dieser Wert wird dann in der Simulation verwendet, um die mit dem Metall in Zusammenhang stehende Verlustkomponente Lmetal nachzuweisen.
  • Als nächstes wird eine weitere Schaltungssimulation ausgeführt, aber diesmal unter Verwendung eines Verlusttangens, der nicht Null ist. In einer Implementierung wird ein Verlusttangens von 0,003 verwendet, und IL0 wird erneut berechnet. Dieser iterative Prozess wird fortgesetzt, bis man den gemessenen Einfügungsverlust IL0 von der Prüfschaltung erhält, wodurch sich eine sehr genaue Näherung sowohl des Verlusttangens für die Schaltung als auch der Verlustkomponente Lgeom aufgrund der jeweiligen Struktur, die getestet wird (in diesem Fall ein Spaltkondensator), ergibt.
  • Die Basisgüte des SR-BPF kann durch Herstellung der Schaltung ohne ferroelektrische Schicht festgelegt werden. Die resultierende Resonanzfrequenz wird selbstverständlich höher sein, da der Lastkondensator 610 kleiner ist. Dieses Ergebnis schafft eine genaue Information über die Gesamtgestalt und den Frequenzgang des SR-BPF.
  • Die Schaltung 600 ist nicht nur ein genauer Mechanismus zur Messung des durch einen ferroelektrischen Spaltkondensators eingefügten Verlustes, sie ist auch ein Grundbaustein für verlustarme, abstimmbare Filter, die in einem breiten Bereich von Anwendungen, wie zum Beispiel drahtlosen mobilen Geräten, implementiert werden können. Schmalband-Resonanzkreise, die wie hier gelehrt konfiguriert sind, können verwendet werden, um die Effizienz von und Abstimmbarkeit zu vielen Bauelementen eines typischen RF-Transceivers zu erhöhen bzw. hinzuzufügen. Beispiele von RF-Bauelementen, bei denen die vorliegende Erfindung implementiert werden könnte, beinhalten, sind aber nicht beschränkt auf Weichen, Entkoppler, Anpassungsschaltungen, Leistungsverstärker, Multiplexer, Bandpassfilter und rauscharme Verstärker. Bei jedem Element, das abstimmbar ist, wird es unnötig, mehrere Schaltungsblöcke zu verwenden, um Multiband-Modi unterzubringen. Wenn nötig, können die Resonanzkreise in einer geeigneten Art und Weise kaskadiert werden, um gewünschte Filter und Systeme zu bilden, was die Systemleistung enorm verbessert, während Kosten und Größe verringert werden. Viele der Bauelemente eines typischen drahtlosen mobilen Geräts würden von einer Abstimmbarkeit profitieren.
  • Die Beschreibung und die hierin enthaltenen Zeichnungen sind bestimmte Ausführungsformen der Erfindung und sind für den Gegenstand repräsentativ, der durch die Erfindung weit betrachtet wird. Jedoch umfasst die Erfindung andere Ausführungsformen, die dem Fachmann ersichtlich sein werden. Dementsprechend wird der Bereich der Erfindung nur durch die angefügten Ansprüche begrenzt.

Claims (29)

  1. Verfahren des Bestimmens eines ferroelektrischen Verlustes, der mit einem ferroelektrischen Bauelement (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) verbunden ist, aufweisend: Anschließen des ferroelektrischen Bauelements (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) an einen Schmalband-Resonanzkreis (400, 450, 600); Messen der Mittenfrequenz und des Einfügungsverlustes des Schmalband-Resonanzkreises (400, 450, 600) und des ferroelektrischen Bauelements (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) mit einem Netzwerkanalysator; Berechnen zumindest entweder eines Geometrieverlustes oder eines Metallverlustes von zumindest entweder des Schmalband-Resonanzkreises (400, 450, 600) oder des ferroelektrischen Bauelements (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610); Subtrahieren zumindest entweder des berechneten Geometrieverlustes oder des berechneten Metallverlustes von dem gemessenen Einfügungsverlust, so dass eine Näherung des ferroelektrischen Verlustes des ferroelektrischen Bauelements (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) erhalten wird.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei das ferroelektrische Bauelement (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) ein Kondensator ist.
  3. Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Schmalband-Resonanzkreis (400, 450, 600) eine integrierte Struktur enthält, die einen mit dem Kondensator integrierten Resonator (402, 404, 442, 444, 620) aufweist.
  4. Verfahren nach Anspruch 3, wobei die integrierte Struktur auf einem verlustarmen Substrat (602) abgeschiedene leitfähige Streifen (632, 642), die durch einen Spalt (614, 630, 640) getrennt sind, und eine Dünnschicht (616) aus ferroelektrischem Material unterhalb des Spalts (614, 630, 640) aufweist.
  5. Verfahren nach Anspruch 1, wobei das ferroelektrische Bauelement (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) aus einer Gruppe gewählt ist, die einen Interdigitalkondensator (100), einen Spaltkondensator (200, 610) und einen Overlay-Kondensator (300) aufweist.
  6. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Geometrieverlust oder der Metallverlust unter Verwendung eines Schaltungssimulationswerkzeugs berechnet wird.
  7. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Geometrieverlust oder der Metallverlust unter Verwendung eines Elektromagnetisches-Feld-Simulationswerkzeugs berechnet wird.
  8. Verfahren nach Anspruch 1, wobei das ferroelektrische Bauelement (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) einen Gütefaktor Q größer als 100 hat.
  9. Verfahren nach Anspruch 1, wobei das ferroelektrische Bauelement (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) einen Gütefaktor Q größer als 200 hat.
  10. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schmalband-Resonanzkreis (400, 450, 600) einen Mikrostreifen-Resonator mit einem Spalt aufweist, um den Kondensator zu definieren.
  11. Abstimmbarer ferroelektrischer Kondensator (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610), welcher aufweist: eine erste leitfähige Schicht; eine zweite leitfähige Schicht, wobei die erste leitfähige Schicht und die zweite leitfähige Schicht einen Kondensator aufweisen; ein der ersten leitfähigen Schicht und der zweiten leitfähigen Schicht benachbartes ferroelektrisches Material; eine mit dem ferroelektrischen Material gekoppelte Veränderliche-Spannung-Leitung zum Verändern einer Kapazität des Kondensators, ansprechend auf eine sich verändernde Dielektrizitätskonstante des ferroelektrischen Materials, ansprechend auf eine an die veränderliche Spannungsleitung angelegte Spannung; wobei die erste leitfähige Schicht und die zweite leitfähige Schicht Metallstreifen mit einer Dicke in dem Bereich von 2–3 μm sind.
  12. Abstimmbarer ferroelektrischer Kondensator (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) nach Anspruch 11, wobei, wenn er in einem Temperaturbereich zwischen –50 Grad Celsius und 100 Grad Celsius betrieben wird, der Gütefaktor Q in einem Frequenzbereich zwischen 0,8 GHz und 7,0 GHz größer als 80 ist.
  13. Abstimmbarer ferroelektrischer Kondensator (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) nach Anspruch 11, wobei, wenn er in einem Temperaturbereich zwischen –50 Grad Celsius und 100 Grad Celsius betrieben wird, der Gütefaktor Q in einem Frequenzbereich zwischen 0,25 GHz und 2,5 GHz größer als 80 ist.
  14. Abstimmbarer ferroelektrischer Kondensator (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) nach Anspruch 11, wobei, wenn er in einem Temperaturbereich zwischen –50 Grad Celsius und 100 Grad Celsius betrieben wird, der Gütefaktor Q in einem Frequenzbereich zwischen 0,8 GHz und 2,5 GHz größer als 80 ist.
  15. Abstimmbarer ferroelektrischer Kondensator (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) nach Anspruch 11, wobei, wenn er in einem Temperaturbereich zwischen –50 Grad Celsius und 100 Grad Celsius betrieben wird, der Gütefaktor Q in einem Frequenzbereich zwischen 0,25 GHz und 7,0 GHz größer als 180 ist.
  16. Abstimmbarer ferroelektrischer Kondensator (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) nach Anspruch 11, wobei, wenn er in einem Temperaturbereich zwischen –50 Grad Celsius und 100 Grad Celsius betrieben wird, der Gütefaktor Q in einem Frequenzbereich zwischen 0,8 GHz und 2,5 GHz größer als 180 ist.
  17. Abstimmbarer ferroelektrischer Kondensator (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) nach Anspruch 11, wobei, wenn er in einem Temperaturbereich zwischen –50 Grad Celsius und 100 Grad Celsius betrieben wird, der Gütefaktor Q für eine Kapazität in einem Bereich zwischen 0,3 pF und 3,0 pF größer als 80 ist.
  18. Abstimmbarer ferroelektrischer Kondensator (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) nach Anspruch 11, wobei, wenn er in einem Temperaturbereich zwischen –50 Grad Celsius und 100 Grad Celsius betrieben wird, der Gütefaktor Q für eine Kapazität in einem Bereich zwischen 0,5 pF und 1,0 pF größer als 80 ist.
  19. Abstimmbarer ferroelektrischer Kondensator (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) nach Anspruch 11, wobei, wenn er in einem Temperaturbereich zwischen –50 Grad Celsius und 100 Grad Celsius betrieben wird, der Gütefaktor Q für eine Kapazität in einem Bereich zwischen 0,3 pF und 3,0 pF größer als 180 ist.
  20. Abstimmbarer ferroelektrischer Kondensator (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) nach Anspruch 11, wobei, wenn er in einem Temperaturbereich zwischen –50 Grad Celsius und 100 Grad Celsius betrieben wird, der Gütefaktor Q für eine Kapazität in einem Bereich zwischen 0,5 pF und 1,0 pF größer als 180 ist.
  21. Abstimmbarer ferroelektrischer Kondensator (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) nach Anspruch 11, wobei der Kondensator eine Kapazität von 0,8 bis 1,5 pF hat, wenn eine Nullspannung an das ferroelektrische Material angelegt wird.
  22. Abstimmbarer ferroelektrischer Kondensator (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) nach Anspruch 11, wobei das ferroelektrische Material Barium-Strontium-Titanat enthält.
  23. Abstimmbarer ferroelektrischer Kondensator (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) nach Anspruch 11, wobei das ferroelektrische Material eine Schicht mit einer Dicke von ungefähr einem μm aufweist.
  24. Abstimmbarer ferroelektrischer Kondensator (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) nach Anspruch 11, wobei der Kondensator ein Mikrostreifen-Spaltkondensator ist.
  25. Abstimmbarer ferroelektrischer Kondensator (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) nach Anspruch 24, wobei die erste leitfähige Schicht und die zweite leitfähige Schicht durch einen ungefähr 2,5 μm breiten Spalt getrennt sind.
  26. Abstimmbarer ferroelektrischer Kondensator (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) nach Anspruch 11, wobei der Kondensator ein Overlay-Kondensator ist.
  27. Abstimmbarer ferroelektrischer Kondensator (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) nach Anspruch 11, wobei die zweite leitfähige Schicht entweder Gold oder Silber enthält.
  28. Abstimmbarer ferroelektrischer Kondensator (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) nach Anspruch 11, wobei: eine erste Verjüngung zu dem abstimmbaren ferroelektrischen Kondensator (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) von einem Bond-Pad des ferroelektrischen Kondensators eine Einschnürung der ersten leitfähigen Schicht von 101,6 μm Breite auf 2,54 μm Breite über eine Entfernung von 25,4 μm aufweist; und eine zweite Verjüngung von dem abstimmbaren ferroelektrischen Kondensator (100, 200, 300, 410, 412, 452, 454, 610) zu einem DC-Bias-Pad-Gebiet eine Aufweitung der zweiten leitfähigen Schicht von 2,54 μm Breite auf 101,6 μm Breite über eine Entfernung von 25,4 μm aufweist.
  29. Verfahren nach Anspruch 1, wobei sowohl der Geometrieverlust als auch der Metallverlust berechnet werden und wobei sowohl der Geometrieverlust als auch der Metallverlust von dem gemessenen Einfügungsverlust subtrahiert werden, um die Näherung des ferroelektrischen Verlustes zu erhalten.
DE60207697T 2001-04-11 2002-04-02 Abstimmbares ferroelektrisches element mit geringen verlusten und verfahren zu dessen charakterisierung Expired - Lifetime DE60207697T2 (de)

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Application Number Priority Date Filing Date Title
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US09/912,753 US6639491B2 (en) 2001-04-11 2001-07-24 Tunable ferro-electric multiplexer
US927732 2001-08-08
US09/927,732 US6690176B2 (en) 2001-04-11 2001-08-08 Low-loss tunable ferro-electric device and method of characterization
US927136 2001-08-10
US09/927,136 US6825818B2 (en) 2001-04-11 2001-08-10 Tunable matching circuit
PCT/IB2002/001027 WO2002084310A1 (en) 2001-04-11 2002-04-02 Low-loss tunable ferro-electric device and method of characterization

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DE60228430T Expired - Lifetime DE60228430D1 (de) 2001-04-11 2002-04-02 Abstimmbare anpassschaltung
DE60207697T Expired - Lifetime DE60207697T2 (de) 2001-04-11 2002-04-02 Abstimmbares ferroelektrisches element mit geringen verlusten und verfahren zu dessen charakterisierung
DE60237808T Expired - Lifetime DE60237808D1 (de) 2001-04-11 2002-04-02 Abstimmbarer ferro-elektrischer filter
DE60220664T Expired - Lifetime DE60220664T2 (de) 2001-04-11 2002-04-04 Ferroelektrische antenne und verfahren zu deren abstimmung
DE60230030T Expired - Lifetime DE60230030D1 (de) 2001-04-11 2002-04-08 Abstimmbarer spannungsgesteuerter oszillator
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EP (8) EP1377994B1 (de)
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WO (10) WO2002084685A1 (de)

Families Citing this family (67)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10316719B4 (de) 2003-04-11 2018-08-02 Snaptrack, Inc. Frontendschaltung für drahtlose Übertragungssysteme
US7030463B1 (en) 2003-10-01 2006-04-18 University Of Dayton Tuneable electromagnetic bandgap structures based on high resistivity silicon substrates
JP2005236389A (ja) * 2004-02-17 2005-09-02 Kyocera Corp アレーアンテナおよびそれを用いた無線通信装置
US7679461B2 (en) 2004-10-11 2010-03-16 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Varactor device with reduced temperature dependence
US8229366B2 (en) * 2005-04-08 2012-07-24 Qualcomm, Incorporated Tunable duplexer with common node notch filter
US20060274476A1 (en) * 2005-04-13 2006-12-07 Andrew Cervin-Lawry Low loss thin film capacitor and methods of manufacturing the same
JP4530951B2 (ja) * 2005-08-29 2010-08-25 京セラ株式会社 誘電定数測定方法及び両端開放形半波長コプレナーライン共振器
DE102005044856A1 (de) * 2005-09-13 2007-03-22 IHP GmbH - Innovations for High Performance Microelectronics/Institut für innovative Mikroelektronik Verringerte Übersprache zwischen benachbarten Frequenzbereichen in einem elektronischen Bauelement mit einem Verstärker oder Mischer und abstimmbarer Impedenzanpassung
CN101490898B (zh) * 2005-11-18 2013-04-24 超导技术公司 低损耗可调射频滤波器
JP4838572B2 (ja) * 2005-11-24 2011-12-14 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 安定化回路、マルチバンド増幅回路
JP4621155B2 (ja) * 2006-02-28 2011-01-26 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 可変フィルタ
EP2031702A1 (de) 2006-06-12 2009-03-04 Murata Manufacturing Co. Ltd. Oberflächenmontierte antenne und antennenvorrichtung
US7893879B2 (en) 2006-09-21 2011-02-22 Mitsumi Electric Co., Ltd. Antenna apparatus
JP4731515B2 (ja) * 2007-03-29 2011-07-27 富士通株式会社 チューナブルフィルタおよびその作製方法
JP2008258670A (ja) * 2007-03-30 2008-10-23 Matsushita Electric Ind Co Ltd アンテナ装置及び携帯端末
KR100964652B1 (ko) * 2007-05-03 2010-06-22 주식회사 이엠따블유 다중 대역 안테나 및 그를 포함하는 무선 통신 장치
KR101614955B1 (ko) * 2007-06-27 2016-04-22 레저넌트 인크. 저손실 튜닝 가능 무선 주파수 필터
US8094086B2 (en) 2007-08-29 2012-01-10 Agere Systems Inc. Electronically steerable antenna
JP4924327B2 (ja) * 2007-09-26 2012-04-25 Ｔｄｋ株式会社 アンテナ装置及びその特性調整方法
JP4835572B2 (ja) * 2007-10-16 2011-12-14 日立電線株式会社 同調型アンテナ
US8457697B2 (en) * 2007-11-14 2013-06-04 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Antenna switching arrangement
JP2009164997A (ja) * 2008-01-09 2009-07-23 Mitsubishi Electric Corp 帯域可変フィルタ
US7922975B2 (en) 2008-07-14 2011-04-12 University Of Dayton Resonant sensor capable of wireless interrogation
WO2010049984A1 (ja) * 2008-10-27 2010-05-06 三菱電機株式会社 無線通信装置
KR101615760B1 (ko) * 2009-07-22 2016-04-27 삼성전자주식회사 이동통신 단말기의 안테나 장치 제조 방법
IL201812A (en) * 2009-10-29 2015-01-29 Elta Systems Ltd Wave-guided antenna
JP5526726B2 (ja) * 2009-11-20 2014-06-18 富士通株式会社 無線タグ
DE102009059873A1 (de) 2009-12-21 2011-06-22 Epcos Ag, 81669 Varaktor und Verfahren zur Herstellung eines Varaktors
CN102474959B (zh) 2010-07-22 2015-01-28 松下电器产业株式会社 点亮电路、灯以及照明装置
DE102010046677B4 (de) 2010-09-27 2017-10-12 Snaptrack Inc. Schaltungsanordnung
JP5561615B2 (ja) * 2011-01-18 2014-07-30 三菱マテリアル株式会社 アンテナ装置
CN102347743A (zh) * 2011-05-19 2012-02-08 南京信息工程大学 一种调节滤波器通频带的方法及滤波器
US9184722B2 (en) 2012-02-10 2015-11-10 Infineon Technologies Ag Adjustable impedance matching network
US9166640B2 (en) * 2012-02-10 2015-10-20 Infineon Technologies Ag Adjustable impedance matching network
US9000866B2 (en) 2012-06-26 2015-04-07 University Of Dayton Varactor shunt switches with parallel capacitor architecture
US9930592B2 (en) 2013-02-19 2018-03-27 Mimosa Networks, Inc. Systems and methods for directing mobile device connectivity
US9179336B2 (en) 2013-02-19 2015-11-03 Mimosa Networks, Inc. WiFi management interface for microwave radio and reset to factory defaults
WO2014138292A1 (en) 2013-03-06 2014-09-12 Mimosa Networks, Inc. Enclosure for radio, parabolic dish antenna, and side lobe shields
US9130305B2 (en) 2013-03-06 2015-09-08 Mimosa Networks, Inc. Waterproof apparatus for cables and cable interfaces
US9191081B2 (en) 2013-03-08 2015-11-17 Mimosa Networks, Inc. System and method for dual-band backhaul radio
US10320357B2 (en) 2013-03-15 2019-06-11 Wispry, Inc. Electromagnetic tunable filter systems, devices, and methods in a wireless communication network for supporting multiple frequency bands
US9295103B2 (en) 2013-05-30 2016-03-22 Mimosa Networks, Inc. Wireless access points providing hybrid 802.11 and scheduled priority access communications
US10938110B2 (en) 2013-06-28 2021-03-02 Mimosa Networks, Inc. Ellipticity reduction in circularly polarized array antennas
WO2015017452A1 (en) * 2013-07-29 2015-02-05 Wispry,Inc. Adaptive filter response systems and methods
US9160296B2 (en) * 2014-01-21 2015-10-13 Qualcomm Incorporated Passive switch-based phase shifter
US9001689B1 (en) 2014-01-24 2015-04-07 Mimosa Networks, Inc. Channel optimization in half duplex communications systems
DE102014102521B4 (de) 2014-02-26 2023-10-19 Snaptrack, Inc. Abstimmbare HF-Filterschaltung
DE102014102707A1 (de) 2014-02-28 2015-09-03 Epcos Ag Abstimmbares elektroakustisches HF-Filter mit verbesserten elektrischen Eigenschaften und Verfahren zum Betrieb eines solchen Filters
US9780892B2 (en) 2014-03-05 2017-10-03 Mimosa Networks, Inc. System and method for aligning a radio using an automated audio guide
US9998246B2 (en) 2014-03-13 2018-06-12 Mimosa Networks, Inc. Simultaneous transmission on shared channel
WO2016033756A1 (zh) 2014-09-03 2016-03-10 华为技术有限公司 复合左右手传输线天线
US10958332B2 (en) 2014-09-08 2021-03-23 Mimosa Networks, Inc. Wi-Fi hotspot repeater
CN104993801A (zh) * 2015-08-01 2015-10-21 王福建 一种双工器电路
US10749263B2 (en) 2016-01-11 2020-08-18 Mimosa Networks, Inc. Printed circuit board mounted antenna and waveguide interface
CN105738708B (zh) * 2016-04-06 2018-08-07 中国舰船研究设计中心 一种短波天线调谐器插入损耗测量装置及方法
CN105932378B (zh) * 2016-06-13 2018-11-02 华南理工大学 一种带宽可控的平面可调带通-带阻滤波器
US11251539B2 (en) 2016-07-29 2022-02-15 Airspan Ip Holdco Llc Multi-band access point antenna array
GB201616637D0 (en) * 2016-09-30 2016-11-16 Radio Design Limited Multiplexer apparatus and method of use thereof
EP3319165B1 (de) * 2016-11-07 2020-03-18 Nokia Technologies Oy Funkfrequenzreflexionstyp-phasenverschieber und verfahren zur phasenverschiebung
WO2018131138A1 (ja) * 2017-01-13 2018-07-19 三菱電機株式会社 高周波共振器及びこれを用いた高周波発振器
JP7011806B2 (ja) * 2017-10-06 2022-01-27 国立研究開発法人産業技術総合研究所 誘電体材料評価装置
US10511074B2 (en) 2018-01-05 2019-12-17 Mimosa Networks, Inc. Higher signal isolation solutions for printed circuit board mounted antenna and waveguide interface
WO2019168800A1 (en) 2018-03-02 2019-09-06 Mimosa Networks, Inc. Omni-directional orthogonally-polarized antenna system for mimo applications
CN108872713B (zh) * 2018-07-02 2020-06-02 京东方科技集团股份有限公司 液晶介电常数的测量装置、测量系统、测量方法
US11289821B2 (en) 2018-09-11 2022-03-29 Air Span Ip Holdco Llc Sector antenna systems and methods for providing high gain and high side-lobe rejection
CN110095654B (zh) * 2019-05-09 2020-12-22 东北电力大学 一种电网电感检测方法
CN113964513B (zh) * 2021-10-25 2024-01-26 国网天津市电力公司电力科学研究院 一种无线通信微波天线及其成型方法

Family Cites Families (58)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3413543A (en) * 1965-04-23 1968-11-26 Gen Motors Corp Compensated ferroelectric hysteresiscope employing ground reference
US4378534A (en) * 1981-03-31 1983-03-29 Motorola, Inc. Wideband modulation sensitivity compensated voltage controlled oscillator
US4494081A (en) * 1982-05-24 1985-01-15 Rca Corporation Variable frequency U. H. F. local oscillator for a television receiver
US4475108A (en) * 1982-08-04 1984-10-02 Allied Corporation Electronically tunable microstrip antenna
DE3316881C1 (de) * 1983-05-07 1990-01-25 Deutsche Thomson-Brandt Gmbh, 7730 Villingen-Schwenningen Oszillatorschaltung fuer Fernsehempfangsgeraete
GB2178616B (en) * 1985-07-26 1989-04-26 Marconi Co Ltd Impedance matching arrangement
JPS639303A (ja) * 1986-06-30 1988-01-16 Murata Mfg Co Ltd マイクロ波フイルタ及びこれを用いた送受信機
US4736169A (en) * 1986-09-29 1988-04-05 Hughes Aircraft Company Voltage controlled oscillator with frequency sensitivity control
JPH082766B2 (ja) * 1987-03-09 1996-01-17 インペリアル・ケミカル・インダストリーズ・ピーエルシー 除草剤組成物
JP2693959B2 (ja) * 1988-02-08 1997-12-24 アルプス電気株式会社 局部発振回路
US4835499A (en) * 1988-03-09 1989-05-30 Motorola, Inc. Voltage tunable bandpass filter
JPH03160801A (ja) * 1989-11-17 1991-07-10 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電圧制御発振器
JPH0394841U (de) * 1990-01-18 1991-09-27
EP0473373A3 (en) * 1990-08-24 1993-03-03 Rockwell International Corporation Calibration system for direct conversion receiver
FR2681994B1 (fr) * 1991-09-26 1994-09-30 Alcatel Telspace Dispositif de transmission numerique comportant un recepteur a demodulation coherente realisee directement en hyperfrequence.
US5293408A (en) * 1991-10-14 1994-03-08 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. FSK data receiving system
JPH05160616A (ja) * 1991-12-10 1993-06-25 Matsushita Electric Ind Co Ltd 薄膜共振器
US5166857A (en) * 1991-12-24 1992-11-24 Motorola Inc. Electronically tunable capacitor switch
JPH08509103A (ja) * 1992-12-01 1996-09-24 スーパーコンダクティング・コア・テクノロジーズ・インコーポレーテッド 高温度超電導膜および強誘電性膜を含む同調可能マイクロ波装置
US5472935A (en) * 1992-12-01 1995-12-05 Yandrofski; Robert M. Tuneable microwave devices incorporating high temperature superconducting and ferroelectric films
JP2962966B2 (ja) * 1993-03-25 1999-10-12 三菱電機株式会社 整合回路装置
US5407855A (en) * 1993-06-07 1995-04-18 Motorola, Inc. Process for forming a semiconductor device having a reducing/oxidizing conductive material
US5496795A (en) * 1994-08-16 1996-03-05 Das; Satyendranath High TC superconducting monolithic ferroelectric junable b and pass filter
JPH0879069A (ja) * 1994-09-08 1996-03-22 Mitsubishi Electric Corp Ｖｃｏ回路及びｐｌｌ回路
US5617104A (en) * 1995-03-28 1997-04-01 Das; Satyendranath High Tc superconducting tunable ferroelectric transmitting system
US5479139A (en) * 1995-04-19 1995-12-26 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army System and method for calibrating a ferroelectric phase shifter
JPH0969799A (ja) * 1995-09-01 1997-03-11 Antenna Giken Kk 自動制御サーキュレータ装置
US5640042A (en) * 1995-12-14 1997-06-17 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army Thin film ferroelectric varactor
US6216020B1 (en) * 1996-05-31 2001-04-10 The Regents Of The University Of California Localized electrical fine tuning of passive microwave and radio frequency devices
JPH1013181A (ja) * 1996-06-21 1998-01-16 Nec Corp Ｉｆフィルタ自動整合方式
WO1998000881A1 (en) * 1996-06-28 1998-01-08 Superconducting Core Technologies, Inc. Near resonant cavity tuning devices
JP3005472B2 (ja) * 1996-07-26 2000-01-31 埼玉日本電気株式会社 受信機
JPH10209714A (ja) * 1996-11-19 1998-08-07 Sharp Corp 電圧制御通過帯域可変フィルタおよびそれを用いる高周波回路モジュール
US5777524A (en) * 1997-07-29 1998-07-07 Motorola, Inc. Temperature compensation circuit for a crystal oscillator and associated circuitry
US5973519A (en) * 1997-01-20 1999-10-26 Nec Corporation Voltage controlled oscillator circuit capable of switching between oscillation frequency bands
US5880921A (en) * 1997-04-28 1999-03-09 Rockwell Science Center, Llc Monolithically integrated switched capacitor bank using micro electro mechanical system (MEMS) technology
JPH10335903A (ja) * 1997-05-28 1998-12-18 Sharp Corp 電圧制御通過帯域可変フィルタ、電圧制御共振周波数可変共振器およびそれらを用いる高周波回路モジュール
US6052036A (en) * 1997-10-31 2000-04-18 Telefonaktiebolaget L M Ericsson Crystal oscillator with AGC and on-chip tuning
JP3212930B2 (ja) * 1997-11-26 2001-09-25 日本電気株式会社 容量及びその製造方法
JPH11289229A (ja) * 1998-04-02 1999-10-19 Kokusai Electric Co Ltd 広帯域高周波増幅器
JP3454163B2 (ja) * 1998-08-05 2003-10-06 株式会社村田製作所 周波数可変型フィルタ、アンテナ共用器及び通信機装置
KR20010089305A (ko) * 1998-10-16 2001-09-29 추후기재 동조 가능 유전 구조물, 동축 케이블, 공동 안테나 용도의동조 가능 공동, 마이크로스트립 라인, 공면 라인 및 도파관
ATE244459T1 (de) * 1998-10-16 2003-07-15 Paratek Microwave Inc Spannungsgesteuerte varaktoren und abstimmbare geräte mit derartigen varaktoren
JP2002529938A (ja) * 1998-11-09 2002-09-10 パラテック マイクロウェーブ インコーポレイテッド 組み込みｄｃブロックを有する強誘電体
WO2000035042A1 (en) * 1998-12-11 2000-06-15 Paratek Microwave, Inc. Electrically tunable filters with dielectric varactors
JP3552971B2 (ja) * 1998-12-14 2004-08-11 松下電器産業株式会社 アクティブフェイズドアレイアンテナ
JP2000323669A (ja) * 1999-03-10 2000-11-24 Sanyo Electric Co Ltd 半導体不揮発メモリ素子
DE19915247A1 (de) * 1999-04-03 2000-10-05 Philips Corp Intellectual Pty Spannungsabhängiger Dünnschichtkondensator
SE513809C2 (sv) * 1999-04-13 2000-11-06 Ericsson Telefon Ab L M Avstämbara mikrovågsanordningar
JP3475858B2 (ja) * 1999-06-03 2003-12-10 株式会社村田製作所 アンテナ共用器及び通信機装置
WO2000079648A1 (en) * 1999-06-17 2000-12-28 The Penn State Research Foundation Tunable dual-band ferroelectric antenna
SE516235C2 (sv) * 1999-06-18 2001-12-03 Ericsson Telefon Ab L M Avstämbar spiralantenn
JP2001036155A (ja) * 1999-07-21 2001-02-09 Japan Science & Technology Corp 電磁波素子
JP4652499B2 (ja) * 1999-07-29 2011-03-16 株式会社ダイヘン インピーダンス自動整合方法及び整合装置
US6292143B1 (en) * 2000-05-04 2001-09-18 The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration Multi-mode broadband patch antenna
JP3640595B2 (ja) * 2000-05-18 2005-04-20 シャープ株式会社 積層パターンアンテナ及びそれを備えた無線通信装置
JP2001338839A (ja) * 2000-05-29 2001-12-07 Kyocera Corp 可変容量コンデンサ
US6737179B2 (en) * 2000-06-16 2004-05-18 Paratek Microwave, Inc. Electronically tunable dielectric composite thick films and methods of making same

Also Published As

Publication number Publication date
DE60207697D1 (de) 2006-01-05
JP4666564B2 (ja) 2011-04-06
ES2252442T3 (es) 2006-05-16
EP1377994A1 (de) 2004-01-07
ES2287264T3 (es) 2007-12-16
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JP2009268122A (ja) 2009-11-12
EP1377839A1 (de) 2004-01-07
ATE483238T1 (de) 2010-10-15
DE60237808D1 (de) 2010-11-11
JP4077322B2 (ja) 2008-04-16
DE60220664T2 (de) 2008-02-21
JP2008005552A (ja) 2008-01-10
ES2319106T3 (es) 2009-05-04
JP2008228315A (ja) 2008-09-25
WO2002084686A1 (en) 2002-10-24
ATE330340T1 (de) 2006-07-15
JP2008005534A (ja) 2008-01-10
EP1382083A1 (de) 2004-01-21
WO2002084857A1 (en) 2002-10-24
DE60228430D1 (de) 2008-10-02
DE60212370T2 (de) 2007-06-06
EP1384286B9 (de) 2006-11-02
JP2006320026A (ja) 2006-11-24
DE60220664D1 (de) 2007-07-26
ES2265493T3 (es) 2007-02-16
ES2269673T3 (es) 2007-04-01
EP1393403A2 (de) 2004-03-03
ATE338351T1 (de) 2006-09-15
JP2006109512A (ja) 2006-04-20
CN101814903B (zh) 2012-09-05
JP2004530359A (ja) 2004-09-30
CN100557738C (zh) 2009-11-04
ES2315361T3 (es) 2009-04-01
JP2004524770A (ja) 2004-08-12
EP1382083B1 (de) 2008-12-24
JP2008022585A (ja) 2008-01-31
CN1511261A (zh) 2004-07-07
JP4268205B2 (ja) 2009-05-27
JP2004530360A (ja) 2004-09-30
EP1384312A1 (de) 2004-01-28
EP1393403B1 (de) 2006-08-30
WO2002084685A1 (en) 2002-10-24
EP1384285A1 (de) 2004-01-28
CN101814903A (zh) 2010-08-25
WO2002087082A1 (en) 2002-10-31
JP2004524778A (ja) 2004-08-12
WO2002084778A2 (en) 2002-10-24
EP1384312B1 (de) 2008-11-26
DE60212370D1 (de) 2006-07-27
WO2002084310A1 (en) 2002-10-24
WO2002084781A1 (en) 2002-10-24
JP2005502227A (ja) 2005-01-20
DE60230498D1 (de) 2009-02-05
CN100419440C (zh) 2008-09-17
JP2004526379A (ja) 2004-08-26
EP1380106B1 (de) 2008-08-20
CN1524276A (zh) 2004-08-25
EP1377994B1 (de) 2010-09-29
JP2008167474A (ja) 2008-07-17
JP4452444B2 (ja) 2010-04-21
WO2002087016A1 (en) 2002-10-31
JP4031367B2 (ja) 2008-01-09
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CN101800522A (zh) 2010-08-11
EP1384286A1 (de) 2004-01-28
DE60214368D1 (de) 2006-10-12
EP1377839B1 (de) 2005-11-30
ES2314045T3 (es) 2009-03-16
EP1384285B1 (de) 2007-06-13
ATE418801T1 (de) 2009-01-15
JP2008072740A (ja) 2008-03-27
CN1294673C (zh) 2007-01-10
ATE415734T1 (de) 2008-12-15
DE60230030D1 (de) 2009-01-08
WO2002084798A1 (en) 2002-10-24
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DE60214368T2 (de) 2007-09-13
ATE364916T1 (de) 2007-07-15
JP2004536287A (ja) 2004-12-02
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JP2008005535A (ja) 2008-01-10
CN1537343A (zh) 2004-10-13
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JP2007295635A (ja) 2007-11-08
EP1384286B1 (de) 2006-06-14
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JP2008035569A (ja) 2008-02-14

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