JP2004524770A - チューナブル強誘電性フィルタ - Google Patents
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Abstract
【選択図】図11a
Description
【0001】
(関連出願)
本出願は、米国仮特許出願第60/283,093号(2001年4月11日出願)の利益を主張する。同出願は、本明細書において参考として援用される。
【背景技術】
【0002】
(背景)
(関連技術の説明)
バンドパスフィルタ等のフィルタは、通信およびエレクトロニクスにおいて多くの用途を有する。例えば、無線通信では、所与の周波数バンドが多くの無線ユーザを適応させなければならない。あまりに多くのユーザを適応させるために、混雑した周波数割当が提供されるので、厳密なバンドパスフィルタリング要求が達成されなければならない。
【0003】
現在、無線ハンドセットは、フィルタリング仕様を満たすために固定チューニングバンドパスフィルタ(BPF)を使用する。このようなフィルタの設計が複雑であるのは、それらが特定の大きな帯域外リジェクションを同時に達成しながら可能な限り最低のバンドパス挿入損失(I.L.)を達成しなければならないからである。特定の例として、固定帯域幅フィルタを用いるフルバンドPCS CDMAハンドセットを考慮する。PCS送信(TX)バンドは、受信(RX)バンド(1930〜1990MHz)において少なくとも38.0dB帯域外リジェクションを有しながら、帯域内(米国では1850〜1910MHz)で−3.5dB以下のI.L.を有するべきである。
【0004】
さらに、このBPFは、高さに関する最大の制限でこれらの仕様を満足しなければならない。今日の通話器での典型的な高さ制限は、例えば、4.0mm以下である。これらの厳しい電気的要求を満足し、可能な限り最小のサイズおよび高さをさらに所有するために、個々の同軸共振器エレメントまたはモノブロック構造のいずれかから構成された高次(>2次)の固定チューニングフィルタが通常必要である。さらに、帯域外リジェクション仕様を満足するために、通過ゼロ(transmission zero)が通常要求されるが、バンドエッジにおいてI.L.が増加する。セラミックおよび製造許容度の変動のため、製造供給元(vendor)は、それらの製造の間に固定チューニングフィルタの特性を個々にチューニングしなければならず、運転コストがより高くなる。
【0005】
さらに、1より多い周波数バンドがサポートされる場合(例えば、米国、韓国およびインドではPCSバンドをサポートする)、複数の固定チューニングBPSが必要であり、さらなる損失を導入する余分なスイッチを必要とする。パワー増幅器および低ノイズ増幅器が、これらの複数のバンドを介して操作するために十分なバンド幅を有する場合であっても、これは正しい。
【0006】
チューナブルBDFは、任意の特定の時間において要求されるパスバンドより広いバンド幅をカバーするために、いくつかのバンドを介する一つのBPFまたは低次フィルタの使用を可能にする。チューナブルBPFでのチューニング能力を提供するために、可変電気容量を提供することが可能なコンポーネントが通常用いられる。
【0007】
可変キャパシタを実現するためにいくつかの構造が現在用いられている。例えば、可動平行板が、家庭ラジオのチューナーとして長年用いられている。しかしながら、このようなプレートは、非常に現代的な用途に使用するにはあまりにもかさ高く、騒々しく、および非実用的である。
【0008】
別の代替である電子バラクタは、印加された電圧に応じて電気容量をチューニングする半導体デバイスである。バラクタは、典型的には、特に、500MHz以上の用途において、騒々しく、かつ損失があるので、高性能が要求される高周波数、低損失用途には効率的ではない。
【0009】
別の代替である微小電気機械システム(MEMS)は、印加された制御信号に応答して電気容量間で切り換え得る微小スイッチングデバイスである。しかしながら、それは、費用がかかり、製造することが困難であり、信頼性が立証できない。大抵の場合に、それは、別個の調節を提供し、この点で、システムは、固定キャパシタの限定された(かつ小さい)数の間で選択しなければならない。
【0010】
強誘電体チューナブルキャパシタが、試行されている別の代替である。強誘電体(f−e)材料は、材料の一つの分類であり、典型的には、セラミック希土類酸化物であり、その顕著な特徴は、それらの比誘電率(κ)、および、結果として、誘電率(ε)が、印加された低速変動(DCまたは低周波数)電場に応じて変化することである。材料の比誘電率(κ)と誘電率(ε)との関係は、以下で与えられる。
【0011】
ε=κε0
ここで、ε0は、真空の誘電率である。現在、f−eの特性を持つ数百の既知の材料がある。典型的なf−e材料では、約3:1程度だけ、κの範囲を取得し得る。このようなκの変化を発生するために要求されるDC電圧は、DC制御電圧が印加されるf−e材料の大きさに依存する。それらの可変比誘電率の結果として、f−e材料を用いてチューナブルキャパシタを製造し得る。なぜならば、キャパシタの電気容量は、キャパシタコンダクタに近い誘電体の比誘電率に依存するからである。典型的には、チューナブルf−eキャパシタが、平行板(オーバーレイ)、インターデジタル(IDC)、またはギャップキャパシタとして実現される。
【0012】
既知のf−e可変キャパシタでは、チタン酸バリウムストロンチウム、BaxSr1−xTiO3(BTOS)等の適切なf−e材料の層が、キャパシタのコンダクタの一方または両方に隣接して配置される。f−e材料に印加される電場の強度および選択されたf−e材料の内因的な特性に依存して、電気容量は、変化する。典型的には、f−eフィルムのキュリー温度Tcより低い温度で、f−e材料は、強誘電性状態であり、変化する電場に対応する応答においてヒステリシスを示す。Tcより高い温度では、f−e材料は、常誘電状態であり、ヒステリシスを示さない。このため、一般的には、常誘電状態で動作させるためにTcが予想される動作温度より低いf−e材料を選び出し、強誘電状態のヒステリシス効果を回避する。
【0013】
しかしながら、従来のf−e可変キャパシタは、ハンドセット等の挿入損失に敏感な用途での使用には損失が多すぎることが判明している。さらに、これらのデバイスは、しばしば、予測不可能に実行し、f−eチューナブルフィルタの最適な設計、構築、および使用を防止する。
【0014】
したがって、当該技術において、低I.L.および高帯域外リジェクションで所望の周波数領域以上のチューニング可能な範囲を提供することが可能な改善されたチューナブルf−eフィルタおよびこのフィルタを設計するための方法が必要である。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【0015】
(要旨)
固定チューニングバンドパスフィルタは、数ある要求の中でも特に、厳密なサイズ、挿入損失および帯域外リジェクションを満足しなければならない。チューナブルフィルタは、これらの要求を満足し得る場合に、固定チューニングバンドパスフィルタと交換する際に有用である。低次の、または他により良好なチューナブルフィルタが、より高次の固定チューニングフィルタが要求する範囲にわたってチューニングするために用いられ得る。または、単一のチューナブルフィルタは、1より多い固定チューニングフィルタと置き換え得る。しかしながら、チューナブルフィルタは、挿入損失が高く、信頼できない、または妨げとなる他の性質を持つことを一貫して示すチューナブルコンポーネントを必要とする。
【0016】
固定チューニングバンドパスフィルタに対して優れた挿入損失特性を有し、要求された除去性能をそれでも依然として達成し、かつ、他の要求を満足するチューナブルバンドパスフィルタを提供することが望ましい。したがって、本発明の目的は、低い挿入損失を維持し、厳密な帯域外リジェクション要求を満足し、かつ、他の要求を満足しながらフィルタをチューニングする強誘電体材料を組み込むチューナブルバンドパスフィルタを提供することである。これは、強誘電体材料の損失特性の正しい認識に基づくキャパシタおよびフィルタの有利な設計によってなされる。
【0017】
本発明の別の目的は、チューナブルバンドパスフィルタを設計するための方法論を提供することである。この方法論は、チューナブル強誘電体キャパシタを組み込むチューナブルバンドパスフィルタのための最適な構造を選択するためにチューナブル強誘電キャパシタにおける損失メカニズムを数量化および最小化する
このプロセスの主要な目的は、ユーザが、チューナブルバンドパスフィルタによって置き換えられる従来の固定チューニングBPFに提起された全ての他の電気的および機械的仕様を満足する、または超える最小損失のBPF(複数)をユーザが設計することを可能にすることである。性能仕様を満足するまたは超えることは、チューナブルBPFが実用的な用途において固定チューニングBPFと置き換えられることになる場合に重大である。
【0018】
正しいf−eフィルム特性は、厳密なリジェクション仕様を同時に満足する最小損失のチューナブルBPF(複数)を達成することになる場合、最適なチューナブルBPF設計手順と共に、必須である。
【0019】
本発明の一実施形態によると、チューナブルバンドパスフィルタが帯域外リジェクション要求およびパスバンド挿入損失の要求を満たすための帯域幅およびフィルタの次数(order)を選択するための方法が提供される。強誘電体キャパシタのトポロジーが与えられると、本方法は、強誘電体キャパシタに対する非強誘電体損失を計算する。強誘電キャパシタに結合する、第一のQ値を有する共振器が与えられると、方法は、チューナブルバンドパスフィルタのための挿入損失の要求を達成するために、計算された非強誘電体損失および第一のQ値に基づいてf−eキャパシタの要求された強誘電体損失を決定する。
【0020】
本発明の別の実施形態によると、広範なf−eフィルムが効率的にかつ正しく特徴付けられ得るプロセスが記載される。
【0021】
本発明のさらなる局面および特徴は、添付の図面と共に以下の記述において説明される。
【0022】
異なる図面において同一の参照シンボルを使用した場合、類似または同一のアイテムを示す。
【0023】
(詳細な説明)
例えば、通信システム等の電気信号処理システムで使用するためにおよび適用するためにチューナブルバンドパスフィルタ(BPS)を設計する場合、通常、固定チューニングBPF(複数)に課されたサイズ、重さおよび他の機械的、環境的、かつ電気的な要求と同じく、帯域外リジェクションおよびパスバンド挿入損失(I.L.)要求の両方を満足するか超えなければならない。さらに、大音量の製品を目標とする任意のこのような設計は、ユニット毎に一貫した性能を伴って、製造可能かつ繰り返し可能でなければならず、インサイチュでテストする場合に最小(および好適には0の)付加されたチューニングを要求する。
【0024】
このため、チューナブルBPFを固定チューニングBPFと置換することは、商業的に適しているので、その性能は、固定チューニングBPFの性能を超えるべきであり、それは、電気的かつ機械的要求のほとんどまたは全ての点で置き換えている。無線ハンドセット等の用途を要求する場合、通過帯域I.L.は、ハンドセット内の他のコンポーネント上に一層大きい負担を置くことを防止するために最小化されなければならない。チューナブルBPSが置き換えられる固定チューニングBPFより大きいI.L.を有する場合、加えられたI.L.は、システム性能全体上の余りにも大きい負担であることを示し得る。
【0025】
「パスバンド」を定義するもののうちの多くの定義が用いられ得る。典型的には、パスバンドは、バンドパスフィルタ応答がミッドバンドより下の3.0dBに低下するポイントまたは、バンドセンタ挿入損失(I.Lo.)によって定義される。しかしながら、任意の固定されたフィルタ応答が、パスバンドを定義するために用いられ得る。より高次(より多い共振器)のバンドパスフィルタが、典型的には、特定の帯域外リジェクション要求を満足するために要求される。しかし、フィルタオーダーを増加させれば、I.Lo.が増加する。フィルタ次数、トポロジーおよびI.Lo.間の有用な基本的な関係は、以下の式によって与えられる。
【0026】
【数1】
ここで、Nは、フィルタ次数、
Quは用いられた共振器の無負荷時のQ
Q1=f0/BW(BWは、3dBパスバンドであり、f0は、ミッドバンド周波数である)
g1は、所与のトポロジーに対するフィルタ素子値(Chebyshev対Butterworth)である。
【0027】
一般に、Chebyshev応答が好適である。なぜならば、所与のフィルタ次数に対してButterworthフィルタによって与えられるものと比較してより急なリジェクション応答を与えるからである。さらに、Chebychev BPF内にリップルを増加させれば、帯域外リジェクションがさらに増加する。式(1)から見られ得るように、所与のフィルタ次数Nに対して、より大きいパスバンドにより、BWが増加するにつれてQ1が減少するので、結果的として低いI.L0.が生じる。このより低いI.L0.により、は分離度が減少するという犠牲を生じる。分離度を取り戻すために、フィルタ次数Nは、I.L0.を犠牲にして増加されなければならない。バンドパスフィルタ設計の当業者は、式(1)は、最良のものが所与のシステム要求およびフィルタ次数に対して行い得ることを表わすことを理解する。より高次のフィルタ(所与の無負荷時のQのより多くの共振器)を用いれば、迅速にI.L0.が増加する。なぜならば、加算するためにそれらのうちのより多くが存在する(N増加)ので、gi値の大きさが次第により大きくなるからである。式(1)は、実施損失(implementation losses)を無視するが、この実施損失は、特にバンドエッジが接近されるときにI.L0.をさらに増加させることに留意のこと。
【0028】
式(1)から見られ得ることは、第一または第二の次数のバンドパスフィルタを用いれば、I.L0.が減少することである。これらのより低い次数では、gi係数の数(N)およびgiの大きさ両方が減少する。これらの低次フィルタは、可能な最小のI.L0.を与えるために最低の損失(最高Q)を有する共振器から構築されるべきである。結果として得られる第一または第二の次数バンドパスフィルタは、常時、所与の共振器サイズおよびタイプに対して(すなわち、所与のQuに対して)、より高次の比較可能な固定チューニングバンドパスフィルタ設計より低いI.L0.を有する。チューニング可能であることによって、低次ナローバンドBPFがより広いバンドである固定チューニングBPFと置換することが可能である。チューナブルナローバンド低次数BPFは、当該のバンド全体をカバーし得、狭いバンド幅を有することの制限を克服する。これは、所望のチャンネル(情報)バンド幅がシステムバンド幅全体より狭いことを仮定する。
【0029】
送信または受信のために要求されるより大きいシステム帯域幅を固定チューニングBPFがカバーする場合に、チューナブルBPFは、固定チューニングBPFを置き換える最良の機会を有する。例えば、米国CDMA PCSバンドでの動作のためのハンドセット内の固定チューニングBPFは、このようなBWをカバーする。米国セルラーCDMAおよび多くの他の規格でもこれは正しいと理解される。本明細書に教示される技術、方法およびデバイスは、米国CDMA PCSの他に、多くの規格に適用可能である。米国CDMA PCSは、例示としてのみ議論される。
【0030】
米国PCSの全バンドでは、フルバンド動作用に、60MHzがTx(1850〜1910MHz)に対して割り当てられ、60MHzがRx(1930〜1990MHz)に対して割り当てられる。CDMA規格は、フルデュプレックスシステムであり、ハンドセットが同時に送受信しなければならないことを意味する。これを達成するために、デュプレキサフィルタがバンドを分離し、混信を防止するために必要とされる。PCSバンドは、60MHz幅であるが、個々のCDMAチャンネルは、1.25MHz幅のみである。しかしながら、現在のシステムアーキテクチャは、システムが60MHzバンドの任意の領域における任意の1.25MHzチャンネルの動作を可能にしおよびその動作を適応させるとき、CDMA PCSバンドパスフィルタおよび(デュプレクサを含む)マルチプレクサがBW≧60MHzを有することを強いる。
【0031】
チューナブルPCSバンドフィルタは、より小さな物理領域を占めるより簡単なトポロジーのより低い次数のBPFを提供しながら最悪の場合のリジェクション仕様を満足させることによって、この状況を変更し得る。このような低次フィルタは、式(1)によって、必然的に、より低いI.L0.を提供する。いくつかの環境では、60MHz未満のバンドをカバーする部分的なバンド動作が、所望される。チューナブルBPFは、これらの環境に同様に有利である。
【0032】
高次固定チューニングBPFを低次チューナブルBPFで効率的に置き換えるために、3つの素子が考慮されるべきである。まず、低次BPFの断片の帯域幅(すなわち、Q1)および選択されたトポロジーは、最悪の場合の除去仕様が満足されるようにあるべきである。Q1=f0/BWであるので、3dB帯域幅(BW)が減少するにつれて、I.L.は土増加する。このため、f0と比較してBWが小さ過ぎる場合、結果として生じるBPFは、受け入れられない高いI.L.を有し、BWとI.L,との間のトレードオフを要求する。実際の設計のために、低次チューナブルBPFは、最悪の場合の要求される除去を満足することに一致する可能な限り最低のI.L.を有するべきである。いくつかのトポロジーは、それらが低い側(送信バンドより下)に0を、または、高い側(送信バンドより上)に0を自然に提供する点で好ましい。
【0033】
図8aに示されるようなトポロジーは、一つのこのようなトポロジーであり、ここでは、共振器404および408が、それらの長さ全体に沿って電磁気的に結合される。これは、キャパシタ432の電気容量に応じて高いまたは低い側が0を生む。この0は、より低いリップルのBPFトポロジー(数的により小さいgi値の結果として生じる)と共に、より広いBWが用いられることを可能にし、この結果、式(1)に見られるようにより低いI.L.0を提供する。
【0034】
第二に、低次チューナブルフィルタは、固定チューニングフィルタと同じように、BW全体をカバーするようにチューニング可能でなければならない。最後に、低次チューナブルフィルタ内で用いられるチューナブルキャパシタは、結果として生じるフィルタが仕様を満足または超えるI.L.を有するように十分に低い損失であるべきである。チューナブル第一または第二次バンドパスフィルタは、より高い次数(N>2)の固定チューニングバンドパスフィルタ設計と比較して最小の付加された損失であるが、チューナブル成分(可変のf−eキャパシタ)は、速いチューニングメカニズムを有し、利用可能なチューニング電圧を用いてバンドパス範囲全体をカバーするようにチューニング可能でなければならない。
【0035】
キャパシタの全体の損失Lt(チューニング可能または不能)が、格納されたエネルギーに分散された比によって与えられる。ここで、エネルギーは、電場中に格納され、抵抗に分散される、すなわち、Lt=(分散されたエネルギー)/(格納されたエネルギー)である。この損失の逆数は、Q値、Q=1/Ltである。
【0036】
キャパシタに対して、Ltは、量(ω*Rs*C)によって与えられ得る。ここで、ωは、ラジアンの周波数、Rsは、全体の直列のキャパシタの抵抗であり、Cは、電気容量である。Qのこの定義は、任意の実際のキャパシタに関連付けられる迷走インダクタンスの共振による自己共振(self resonance)より下であり、かつ、Rpが効率的にCを短絡する(すなわち、容量性のリアクタンスがRpよりもはるかに小さい)より上の抵抗に有効である。このため、Qは、量(ω*Rs*C)に反比例する。例えば、量、C、ωおよびRsのいずれかは、増加または減少するとき、それぞれ、全ての他の素子は、一定に保たれ、Qは、減少または増加する。または、Qを一定に維持するために、量、C、ω、またはRsの一つが低下または増加すれば、他の2つの量の積は、それぞれ、増加または減少しなければならない。
【0037】
共振回路におけるf−eキャパシタによって与えられる全体の損失を低減することの重要性は、次の式から見られ得る。:Lc=1/Qcおよび1/QT=1/Qc+1/Qu、ここで、
LC=キャパシタの損失
QT=f−eキャパシタ、および、共振器または結合させるインダクタのQ全体
QC=キャパシタのQ
QU=無負荷共振器のQ、あるいは、平行共振回路を形成するために用いられるインダクタのQ
Qcが増加するにつれて、次第にQTに影響を及ぼさなくなる。QCが無限であれば、QTに及ぼす影響はない。実際の目的のために、QCが約10*QUであればこれはまた真である。逆もまた真である。QUがQCに対して次第に高くなると、QUは、QTに次第に影響しなくなる。いずれかの場合において、最高の実際的なQCが所望される。
【0038】
例えば、PCSバンドでは、1.0pFのチューナブルキャパシタが2.0GHzにおいてQC=250を有することは、RSが0.32Ωであることを必要とする。これは、RP(平行な抵抗)(これはCをシャントする)が2.0GHzでのZC(キャパシタのインピーダンス)よりはるかに大きい(ここで、例えば、ZCの絶対値=0.0126Ωのとき、RP>約1.6kΩである)こと、およびキャパシタの自己共振周波数は、十分に2.0GHzより大きく、この結果、直列インダクタンスは、無視できることを仮定する。損失を最小にする(低いRSを取得する)ことは、存在する全ての損失メカニズムを説明することおよび可能であればこれらの損失メカニズムの削除を必要とする。
【0039】
f−eデバイスに対して、損失全体は、以下の各ソースの寄与を加算することによって支配される。
【0040】
Lt=Lgeom+Lattach+Lmetal+Lsub+Lrad+Lmeas+Lf−e
ここで、Lgeomは、キャパシタのトポロジーに由来する
Lattachは、デバイス取付けに起因する損失である
Lmetalは、全体の金属損失である
Lsubは、ベース基板損失(存在する場合)である
Lradは、所望または非所望の両方の放射損失である
Lmeasは、測定誤差から生じる全体の損失である
Lf−eは、f−e損失タンジェントである。
【0041】
この損失割当は、最初に、f−eキャパシタが用いられる態様で、所望の動作周波数でのLf−e(または、f−e tanδ)の正確な値を取得するために用いられ得る。Lf−eを正しく引き出すために、上記の他の損失制約ソースの全てを削除または制約しなければならない。例えば、Lgeomは、トポロジーにしたがって変化し、オーバーレイキャパシタにとって最良になり、ギャップキャパシタにとって悪くなり、IDCキャパシタにとってもっと悪くなる。この損失は、低減および制御され得るが、デバイスに固有である。結果として、所与のf−eキャパシタに対するトポロジーの選択は、f−eキャパシタから達成可能な、考えられる最良のQCに影響を及ぼす。電磁気(EM)ソフトウェアは、所望の幾何学的条件に対するベースライン損失を確立し得、損失のないf−eフィルムを仮定する。このベースライン損失は、所与の幾何学的条件にとっての最良(最低)の損失を表わす。
【0042】
一般に、ギャップキャパシタは、製造することが最も容易である。IDCが次に最も容易であり、オーバーレイキャパシタは、これら3つで最も難しい。IDCを比較すると、ギャップキャパシタは、単位断面(図1aにおけるW)あたりより良好なQであるが、より低い電気容量を有する。IDCの電気容量は、単位断面あたり多数のフィンガーの使用に起因してより大きい。しかしながら、多くの通信フィルタ用途のために、より大きい電気容量(C≧4.0pF)は、必要ではない。このため、ギャップキャパシタは、しばしば、適切な電気容量を提供し得る。大抵のf−eフィルムに対するκに固有の高値は、従来のギャップキャパシタに比較して、単位断面Wあたり比較的高い電気容量を提供する助けとなる。
【0043】
Lattachは、例えば、はんだ付け、銀ペイント、またはワイヤボンディングを含む別個のデバイス取付技術から生じる。これらの取付損失は、大きく、かつ、予測不能であり得る。最低の損失は、共振器または他のRF回路へのf−eキャパシタの直接製造によって達成され、このため、この損失成分を削除しない場合に最小にする。
【0044】
スタンドアロンのf−eキャパシタの固有の損失は、ほとんど重大ではない。はるかに重大であるものは、回路へのf−eキャパシタの取付から生じる任意の付加された損失である。f−eキャパシタが損失なしであっても、大きな損失接続が用いられるべきであり、全体的な効果は、損失のあるf−eデバイスの効果である。例えば、2.0GHzにおいてQ≧250が1.0pFの電気容量に対して望まれる場合、全体の直列抵抗RSは、0.32オーム以上でなければならない。このため、任意のさらなる損失は、このキャパシタのQをさらに低減する。このさらなる損失が実際のキャパシタへの外付けである
ことは、不適切である。例えば、実装に起因するもの等の回避できない損失メカニズムであっても、システムに関するその効果の見通しからキャパシタの効率的なQをより低くする。
【0045】
最小の付加された損失に対して、f−eキャパシタと共振器との間の接続は、最低の付加された抵抗を提供するべきである。このため、f−eキャパシタに関連付けられる電流および電荷は、最小の付加された損失と理解するべきである。はんだ付け、ワイヤボンディングまたは銀ペイントまたはペースト等(これらに限られないが)の従来の結合または実装技術は、このような低い損失、制御可能なバンドを提供しない。
【0046】
このような結合方法の使用から生じる、加えられた、予測できない損失は、f−eキャパシタが、共振器チューニングプロセスまたはf−eファイルの特徴化のために用いられるかどうかに関わらず実現されたQを分解する。このため、熱性能(最低損失)に対して、f−eキャパシタ構造は、チューニングするように満足される共振器上または共振器と共に、または他の必須のRF回路上に直接的に製造されるべきである。直接的な製造によってのみ、f−eチューニング素子から共振器への電磁(EM)ソース(電流)のための最小の損失遷移が存在し得る。共振器上または共振器に伴う直接f−eキャパシタの所望の効果が、鋭いコーナーまたは遷移の欠如によって増幅され得る。
【0047】
Lmetalに対する要因は、金属の表面粗さ(SR)、スキン(skin)深さと比較した金属の厚さδs、および導電率を含む。SRは、SRがLおよびSバンド(1〜4GHz)で周波数を動作させるために約10マイクロインチ根2乗平均(rms)未満であれば、素子として効率的に排除され得る。金属厚は、厚さが1.5δs以上であれば、素子として低減され、厚さが5δs以上であれば排除され得る。電極コンタクトに対して、金属厚(tm)は、約1.5δsであり得る。電磁共振器の場合、この場合には進行するまたは静置する波がサポートされなければならず、すなわち、問題の金属が、波長のかなりの部分に対して延びる(約10%以上)場合には、金属厚は、約5δS以上により近くなるべきである。
【0048】
導通率は、銀、銅および金(それぞれ、Ag、Cu、およびAu)に対して最も良い。このため、Lmetalは、低減および制御され得るが、素子として排除され得ない。しかしながら、その効果は、当業者に周知の数式によって、または、EaglewareまたはTouchstone等の一般に用いられる回路シミュレータにおいて利用可能なライン計算ツールを用いることによって計算され得る。さらに、精密な製造制御は、Lmetalの幾何学的変動を制限(bound)し得る。
【0049】
Lsubによって表わされる損失寄与は、興味のある動作周波数において0.001未満、好適には、0.0005未満の損失タンジェントを有する低損失基板を選択することによって最小にされ得る。適切な材料は、99%より高い純度のアルミナを含み、損失/費用利益に対して現在最良の選択である。サファイヤまたはMgOは、それらがより低い損失タンジェントを有する点でアルミナより良好であるが、それらは、より高価である。これら全ての材料は、バッファ層なしでf−e薄膜受け入れ、さらなる研磨をほとんどまたは全くなしに受けなしで可能な表面粗さを有する。半導体基板は、それらは、比較的高い銅通性を有するので悪い選択である。損失タンジェント、表面粗さおよび価格のファクターに加えて、適切な基板が、脆性であるべきではなく、より大きい領域ウエハとして製造され得、そして、高価な予備処理なしで容易に金属化され得る。
【0050】
複合基板(f−eフィルムと基板)の全体の損失からLsubを分離することは、EM場または回路シミュレーションソフトウェアを用いることによって達成され得る。例えば、Sonnet、Momentum、またはIE3Dが用いられ得る。このため、Lsubは、有意に低減され正確に計算され得る。
【0051】
Lradは、正しい遮蔽および設計によって排除され得、そのようなことは、典型的には、要因ではない。広範なフィルタ、特に、comblineまたはヘアピン等の平面フィルタは、それらの所望の性能を達成するために放射カップリング(radiative coupling)に依存することに留意するべきである。これらの場合には、排除されなければ、不必要な、本 から外れたカップリングが低減されることを保証するべきである。
【0052】
Lmeasは、小さい、加えられた損失は、テスト中デバイス(device−under−test)(DUT)またはシステムの測定されたQを有意に低減するので、回路損失誤差に有意に追加し得、このため、DUTの固有のQを不明瞭にする。金属の比誘電率および損失タンジェントを測定するための従来の方法は、キャビティ混乱技術(cavity perturbation technique)であり、これは、当業者の誰にでも周知である。しかしながら、L−バンドでは、キャビティのサイズは、極めて大きい。f−eフィルム等のフィルム厚≦1.5μmで(容積に対して)薄膜を特徴付ける場合、測定誤差が厳しいので、問題は非常に困難になる。さらに、用いられることになる方法に最も類似する態様でf−eキャパシタ(またはフィルタ)を特徴付けるべきである。このため、f−e化合物またはフィルムを特徴付けるための好適な仕方は、マイクロストリップ共振器技術である。
【0053】
f−eフィルム特徴を決定し、f−eキャパシタを特徴付けるという目的のために、マイクロストリップ技術が、以下の理由で、例えば、ストリップラインまたはf−e特徴化のための他のボルメトリック技術より好適である。
【0054】
1)マイクロストリップ回路は、頂部カバーがない平面システムであり、したがって、頂部カバーが要求されるので硬質基板の結合がない。したがって、例えば、ストリップラインにおいて必要とされるような接地平面の連続性(頂部から底部へ)の必要もない。
【0055】
2)好適に、ギャップキャパシタ、および代替としてのIDSが、容易に製造および測定され得る。
【0056】
3)マイクロストリップ共振器の特徴に関する大きな知識の本体が存在する。
【0057】
4)例えば、誘電性キャビティに対して要求されるように複雑な固定または製造またはその両方が必要とされる。
【0058】
ブロードバンド測定が実際には、任意の精密さでRF/マイクロ波周波数でのサブオーム抵抗性損失を解決しないかもしれないので、共振器技術を用いて高いQ回路を測定するべきである。
【0059】
無線周波数での測定は、f−eキャパシタに対して、RSおよびその結果としてQを正確に取得することが要求される。これは、低周波数測定、特に、約10〜100MHz以下のものが、問題の電気容量を短絡する大型平行抵抗Rpによって決定されるからである。RPの支配は、問題の電気容量の比較的小さい値(≦4.0〜5.0pF)と共に、低周波数での信頼できるQ(したがってRS)測定を防止する。
【0060】
損失を測定するために用いられる場合、ウェハブローブステーションは、注意深く用いられなければならない。なぜならば、RF/マイクロ波周波数で抵抗性および誘導性の損失を較正することが困難であるからである。それらの接地接続と共にプローブチップも、DUT上の配置およびそれらを付与するために用いられる圧力に対して敏感である。結果として、個々のデバイス損失測定を必要としない仕方で所望のパラメータの直接測定を可能にする共振テスト回路を使用することはより良好である。
【0061】
このため、共振回路についての測定のために、ネットワークアナライザが好適な選択である。測定損失を最小にし、正確な測定を達成するするために、損失を較正してDUTに出して、ネットワークアナライザの完全な2つのポート較正を行い、そして、較正および測定の平均化を使用するべきである。最後に、「Data Reduction Method for Q Mesurements of Strip−Line Resonators」、IEEE Transaction in MTT,S.Toncich and R.E.Collin,Vol.40,No.9,Sept,pp1833−1836(本明細書によって参考として援用される)に概要説明されたもの等の測定データの正しい解析は、テスト中のキャパシタのQまたは損失を正確に抽出することが要求される。
【0062】
前述の損失のそれぞれを最小化、排除、または制限するために上記議論の結果を用いて、損失全体が下式として再表現される得る。
【0063】
Lt=Lgeom+Lmetal+Lf−e+ΔLmisc
上記のように、LgeomおよびLmetalの両方は、Lf−eの正確な測定を取得するために解析的に数量化および除去され得る。Lgeomは、損失のないf−e物質仮定に基づく回路の正確な電磁気シミュレーションから決定され得る。Lmetalは、導通性SR(適用可能であれば)とスキン(skin)深さを仮定する金属損失に対する数式を用いて決定され得る。最後の項ΔLmiscは、他の損失メカニズムの、または有限の制限からの不完全な除去、または、LmetalおよびLgeomまたはその両方の不完全な除去の組み合わせを表わす。それ自体で、それは、無視できる誤差項を表わす。f−eフィルム/成分特性の正確な測定のために、前述のセクションに記載されたように、最小化および制限されるべきである。
【0064】
最後に、Lf−eの影響を最小に低減するために、チューニングに必要とされる領域その他の場所にf−eフィルムのみを配置するための選択的なf−eフィルム堆積を用いなければならない。
【0065】
全ての損失メカニズムを説明し、これらの損失を排除するプロセスは、f−e損失を決定するだけではなく、低損失チューナブルフィルタのための正しい設計ガイドラインを確立もする。Lf−eの知識は、設計者に、f−eフィルムを用いて最適設計の任意のタイプを行うために必要なf−eフィルムのベースラインを与える。この知識は、例えば、チューニング可能性の損失タンジェントを効率的にトレードオフする場合に必要である。要するに、正確な製造および測定技術は、結果として一貫したf−eフィルム損失特性および用途を生じる。
【0066】
損失を最小にするために上記技術が与えられると、3タイプのf−eキャパシタの好適な実施形態がここで議論される。これらの設計は、Lバンド(1〜2GHz)での使用を目的とし、本発明の教示は、他の周波数バンドのためにf−eキャパシタを設計するために用いられ得ることが理解される。
【0067】
セルラーバンド(800〜1000MHz)および無線ハンドセットのためのLバンド(1〜2GHz)での使用のための好適なf−eチューナブルギャップキャパシタ10が図1aおよび1bに示される。ギャップキャパシタ10は、99%以上の純度、0.5〜1.0mm厚のアルミナ、MgO、またはサファイヤ基板12上に好適に形成され、これは、5.0マイクロインチRMS未満のSRを有する。あるいは、ギャップキャパシタは、任意数の共振器構造の前面または後面または側壁上に直接パターニングされ得る。例は、同軸、ものブロックまたはストリップライン共振器である。このようなキャパシタは、可能であれば共振器への電気接続のポイント近くに製造されるべきである。
【0068】
基板12は、他の要求に応じて金属接地平面14を有し得る。しかしながら、好適な実施形態は、厳密な電気容量を最小化するために接地平面がない。好適には、最大電気容量およびチューニング範囲のためのBSTOまたは他の適切なまたは所望のf−e材料から形成された厚さ約0.1〜2.0ミクロンのf−e層16が、基板12上に堆積される。さらに好適には、層16は、厚さ0.5〜1.0ミクロンである。Ba/Srフラクション、ドーピング、合金化、他の成分との混合、および/またはアニ−リングは、所望のチューニング特性および損失(tanδ)、およびこれにより、Qも決定する。
【0069】
一般に、チューニング特性が最小のチューニング電圧を用いて最小の要求されたチューニング範囲を満足することが好適である。好適には、他の元素を用いたドーピングおよび事前または事後処理アニ−リングに関わらず、室温動作の間BaxSr1−xTiO3組成物においてx=0.5である。BSTOを除く他のf−e物質が同様に用いられ得ることが理解される。f−e層16上に形成された金属層18は、好適には3.0〜5.0ミクロン幅であるギャップ20を定義する。好適には、金属層18は、0.5〜6.0ミクロン厚である。より好適には、金属層18は、1.5〜2.5ミクロン厚である。ギャップ20は、要求および処理設備に応じて、この範囲より広く、またはより狭くあり得ることが理解される。PCSバンドにおける最小の損失のために、結果として得られる電気容量は、0ボルトDCにおいて約0.6pF〜1.5pFであり、セルラーCDMAバンドに対しては、約1.0pF〜3.0pFである。キャパシタの幅W17は、用いられる特定のf−eフィルムおよび所望のギャップ20に応じて、f−e電気容量をさらに決定する。幅は、典型的には、0.25mm〜2.0mmである。電気容量は、典型的には、0.6〜3.0pFである。結果として得られるキャパシタは、既存の最悪の場合のCDMA PCSバンドBPF損失仕様を満足するために2.0GHzにおいて少なくとも160のQを提供するべきである。
【0070】
f−eフィルムから加えられた損失を最小にするために、選択的な堆積が用いられなければならない。すなわち、f−eフィルムは、チューニングのために必要とされる場所にのみ堆積される。例えば、図1aのギャップキャパシタ20では、図1aに示されるように、所望のf−eフィルム16をギャップ20周りの狭い領域Df−eに堆積し得る。Df−eは、製造する(マスクアライメント許容度を可能にする)際に、ギャップ20がf−eフィルム上で繰り返してパターニングされ得ることを保証し、かつ、チューニング目的のためにギャップ20下の必要とされる領域を覆うために十分大きくあるべきである。L−バンドPCSフィルタに対して、Df−e=0.2〜0.5mmが適切であるが、0.2mmが好適である。動作周波数が増加すると、Df−eは、減少し得る。動作周波数が現象すると、Df−eは、増加し得る。
【0071】
F−Eフィルム特性および製造は、キャパシタ損失全体において重要な役割を担う。f−eフィルム損失を和らげ、かつ、最小にするために多くの技術が存在する。f−eフィルムの一つの機能は、f−eフィルム損失およびチューニング可能性は、通常、逆の関係を有することである。すなわち、それらは、通常、互いに対してトレードオフされなければならない。f−e κチューニング範囲が大きくなれば、大抵の場合、f−e損失が大きくなる。
【0072】
このため、f−e材料が約3〜1のκチューニング範囲を達成し得たとしても、より少ないチューニングが選択され、損失の利益はより少なくなる。例えば、米国PCS CDMAバンドでは、送信バンドでのチューニング要求は、1850MHz〜1910MHz、すなわち、約4%である。このため、f−e材料は、3〜1よりはるかに少ないチューニング能を有し得る。
【0073】
例えば、0V DCバイアスにおいて0.6pFを有するf−eギャップキャパシタは、(0.6pFから0.4pFに下げて)PCS送信バンドを介してチューニングするために、33%をチューニングする必要がある。実際のチューニング範囲は、BPFトポロジーおよびBPFがチューニングされなければならないバンドに依存する。この例において33%のチューニングを提供するために要求されるチューニング電圧は、f−eフィルム厚、およびf−eフィルム特性を含むf−eキャパシタの幾何学的条件に依存する。
【0074】
周波数チューニング能に関するκチューニング能の効果は、フィルタトポロジーによって決定される。この効果はまた、f−e材料を選択する場合に考慮されなければならない。しかし、f−e κチューニング能力トレードオフに対するf−e損失の正確な特性なしで、設計者は、最適なf−e物質を選択することを始めることさえできない。このトレードオフの正確な特徴は、設計者が最適なf−e材料を選択することを可能にする(チューニング要求を満足させながら最低の損失を提供する)。
【0075】
ギャップキャパシタに対するLgeomに対して、損失への主要な寄与は、ギャップによって形成された4つの隅である。これらの損失は、隅部を回転させることによって低減され得る。
【0076】
ギャップおよびインターデジタルキャパシタに比較して、オーバーレイキャパシタは、最低のLgeomを有する。オーバーレイキャパシタは、プレートの寸法(長さおよび幅)がプレート分離よりはるかに大きい平行なプレート幾何学条件の例である。このような幾何学条件が与えられると、プレート間の電場の大部分は、縁に沿うフリンジを除いて均一である。フリンジング効果は、当該技術に周知であるように、ガードバンドの使用によって有意に低減され得る。このため、平行なプレートキャパシタからの幾何学条件損失は、極めて低い。さらに、平行なプレート幾何学条件は、小さい制御電圧スイングからの高いチューニングと共に高い電気容量を提供し得る。
【0077】
好適なオーバーレイキャパシタ30が図2a、2b、2c、および3に示され、これは、Lgeomへの寄与を最小にする。キャパシタ30は、25ミルアルミナ基板31上に堆積される。第一の金属層34は、基板31に結合する。金属層34の形状がまた、図2bに示される。強誘電性層36が、金属層34の上に横たわる。オーバーレイキャパシタ30を形成するために、強誘電性層36上に形成された金属パッド40が、第一の金属層34の一部にオーバーラップする。図3は、オーバーラップ部分の拡大図を示す。金属パッド40および金属層34の両方は、適切な電気容量のオーバーレイキャパシタ30を形成するテーパー化領域を有する。さらなる金属パッド41が、金属層34にオーバーラップして、DCブロッキングキャパシタ42を形成する。金属パッド41は、テーパー化されて、DCブロッキングキャパシタ42に対して適切な電気容量を形成する。
【0078】
使用される可能性が最も高いf−eフィルムの高比誘電率(κ)に起因して、オーバーレイキャパシタ30は、領域において極めて小さく、1.5pFの電気容量(Cf−e)を提供し得る。結合バイアスパッド44は、高値(500〜1000Ω)チップ抵抗器の取付のために提供される。f−eフィルムは、オーバーレイキャパシタ30の下だけではなく、ブロッキングキャパシタ42にも堆積されることに留意のこと。しかしながら、DCブロッキングキャパシタ42の電気容量(CDC)についての効果は、CDC≧180pFおよびCf−e≦1.5pFであれば、最大のVDCバイアス(好適には、10V DC)下であっても関連がない。これは、DCブロッキングキャパシタが、電気容量がf−eチューニングによって低減される場合であっても十分高い電気容量を有し、依然としてCf−eについて最小の効果を有するからである。
【0079】
0.7≦Cf−e≦1.5pF、f−eのκが約1000であるような実施形態では、オーバーラップキャパシタ30を形成する金属パッド40のオーバーラップされた部分は、約7.0μm×7.0μmであり、f−eフィルム厚は、約1.0μmである。金属層34は、Ptであり、0.5μm以上の厚さを有し得る。金属パッド40および41は、Agであり、約1.5〜2.5μmの厚さを有し得る。
【0080】
オーバーレイキャパシタのLgeomは、ギャップキャパシタのLgeomより低いが、オーバーレイキャパシタのLf−eは、rf場(field)の全てがf−eフィルムに集められているので、より高くあり得る。ギャップキャパシタでは、rf場は、部分的に空気中にあり、部分的にはf−eフィルム中にあり、部分的には基板中にある。同一の理由のために、オーバーレイキャパシタは、所与の印加された電圧に対してギャップキャパシタより大きい電気容量チューニング能を有する。
【0081】
所与の断面領域に対して、IDCは、ギャップキャパシタより高い電気容量を提供し得る。しかしながら、ギャップ間隔を含むLgeomへの主要な寄与ではより多くの損失がある。損失は、ギャップ間隔が減少するにつれて増加する。同様に、損失は、フィンガー幅が減少するにつれて増加する。フィンガー幅はまた、フィンガー長さが増加するにつれて増加する損失に伴う損失に影響を及ぼす。特に、マイクロストリップ(最も一般的)では、奇数(odd)モード損失としてのIDCの実現は、このような構造で優勢である。さらに、さらなる形状のコーナーから導入される損失に起因してフィンガーの数が増加するにつれて、損失は増加する。フィンガーの数を増加させることは、典型的には、IDCの電気容量を増加させるために用いられること留意のこと。
【0082】
f−e領域における多くの研究者は、f−eフィルムを特徴付けるために、狭いフィンガー幅およびギャップ(それぞれに対して、≦5.0μm)でIDCを使用する。これは、このようなIDC構造は、それ自体によって高いLgeom、したがって、低いQを与えるので問題がある。典型的には、Qは、任意のLf−eがなくても、約1.0pFに対して2.0GHzにおいて100よりはるかに少ない。これは、Lf−eを測定することを極めて困難にする。ブロードバンド測定技術の広範な使用は、上記のように、任意のLf−e測定をさらに混乱させる。
【0083】
Lgeomへの寄与を最小にする好適なIDCキャパシタ60が図4に示される。このIDCキャパシタ64は、約0.2〜1.5mm厚さの99.5%純度のアルミナ、MgO、サファイヤまたは他の適切な基板62上に形成される。f−e層64は、基板62上に形成される。入力ポート66および出力ポート68は、IDCキャパシタ60に結合する。1.5〜3.0ミクロンの厚さを有し、f−e層64上に堆積される金属層70は、約5.0ミクロンのギャップ間隔72および約150ミクロン、または可能であればそれ以上のフィンガー幅70を形成する。
【0084】
チューナブルバンドパスフィルタを構築するための一般的な方法論がここで記載され得る。第一の工程として、設計者は、要求される帯域外リジェクションを達成するために、チューナブルフィルタの3dBのバンド幅をフィルタ次数(order)とトレードオフしなければならない。周知のように、フィルタ次数が増加されるにつれて、そのロールオフ(rolloff)速度が増加し、要求されるリジェクション仕様を達成することがより容易になる。ロールオフは、3dB帯域幅(BW)を定義する3dBポイントのいずれかを開始するときにモデル化される。このため、BWは減少するので、それは、さらに、要求される除去仕様を達成することがより容易になる。
【0085】
最小の損失に対して、最も低い次数が所望される。典型的には、これは、2次BPFになる。低次BPFは、より少ないチューナブル共振器を用いて製造およびチューニングすることがより簡単になるというさらなる利点を有する。
【0086】
ChebychevプロトタイプBPFがButterworthを超えて好適であるのは、これは、設計者に、パスバンドリップルを帯域外リジェクションとトレードオフするためにより柔軟性を与えるからである。設計者は、通過0が対応するパスバンドエッジでのフィルタの複雑さ、費用、および損失を増加させるので余分な通過0を付加することなく、バンド幅調節によって最も悪い場合の除去仕様を満たすために努力するべきである。しかしながら、この場合に高いまたは低い側の通過0を自然に発生するトポロジーを開発し得る。
【0087】
しかしながら、BWを過度に狭めることは、上記のように、挿入損失を増加させる。このため、全部の特定された動作条件の中から要求されるリジェクション仕様を満足する最も狭いBWが選択されるべきである。選択されたBWが受け入れられない挿入損失を提供する場合、BWは、増加されるべきであり、おそらくまた、フィルタ次数の増加または増加されたパスバンドリップル(受け入れ可能な場合)を要求する。さらなる高いまたは低い側の通過0が、所望であれば加えられ得る。
【0088】
チューナブルBPFは、制御回路を必要とする。これは、付加的な支出であり、固定チューニングBPF(複数)を要求しない。このため、所望のチューナブルフィルタ設計は、低減された挿入損失、より小さいサイズ、またはこの支出をオフセットするために、除去仕様を満足しながら固定チューニングBPFの利益を超える他の利益を提供するべきである。低減された挿入損失およびより小さいサイズを達成するために、たかだか1または2のステージチューナブルフィルタを使用することが好ましい。しかしながら、本発明の原理は、任意のオーダーのチューナブルf−eフィルタを設計するために利点があるように使用され得ることが理解される。
【0089】
フィルタ次数に対する選択および除去要求を満足するBWが与えられて、共振器に対する最も可能性が高いQuが、要求されたI.L、与えられたサイズおよび高さ制限を満足するまたは超えるために用いられるべきである。Quを定義するために、トポロジーが図5に示される基本ステージ100に対して選択されるべきである。各ステージ100は、f−eキャパシタ104に結合された共振器102によって形成される。f−eキャパシタ104は、本明細書に記載された形態の一つを想定し得る。共振器102は、接地された4分の1波長共振器(grounded quarter wavelength resonator)として示されるが、開回路半波長共振器(open circuit one−half wavelength resonator)も使用され得る。さらに、共振器は、他の適切な電気的な長さであり得る。
【0090】
基本ステージ100は、チューナブルEM共振器と考えられ得る。f−eキャパシタ104は、接続の性質によって決定されるように、共振器102と直列で、または、シャント(shunt)して結合され得る。図6に示されるように、f−eキャパシタ104は、f−eキャパシタ104のQf−eが固定チューニングEM共振器102のQに影響するように共振器102とシャントして結合される。ボルメトリック共振器(例えば、同軸、ストリップライン、およびモノブロック)が好適である。それらが、平面、すなわち、マイクロストリップまたは共平面導波管(CPW)代替と比較して最小の価格で最高のQuおよび最小の領域を提供するからである。
【0091】
チューナブルキャパシタが容量測定共振器に直列またはシャントで配置されるかどうかは、しばしば、接続の場合によって決定される。場合によっては、一つのみの配置が可能である。チューナブルキャパシタが直列または分岐に配置されるかどうか決定する場合の別のキーとなる特徴は、最小の加えられた損失またはそれより小さい範囲のチューニング範囲の特徴である。シャント接続は、典型的には、直列接続より物理的にコンパクトなチューナブルフィルタで生成する。同様に達成することは通常より容易である。直列接続は、電磁気的に結合された共振器(モノブロック、同軸、あたはストリップラインのような)が(小さいアーパチャを通じて結合されるよりは)その全体の範囲に沿って結合される場合により良好なチューニングを提供し得る。直列接続は、製造の視点からのこれらの場合により自然な選択である。
【0092】
上記のように、付着損失は、f−eキャパシタ104が共振器102または他のRF回路と一体化されない場合に重大であり得る。一旦、f−eキャパシタ104に対するトポロジーが選択されると、そのQは、上記のように引き出され得る。全体の基本ステージ100に対するQTは、1/QT=1/Qc+1/Quによって与えられる。
ここで、Quは、共振器102の無負荷時のQ、
およびQcは、f−eキャパシタのQである。
【0093】
基本ステージ100に対するQT与えられると、設計者は、要求されるI.L.が達成または超えられるかを決定するために、式(1)を使用し得る。I.L.が高すぎると、設計者は、QcまたはQuのいずれかまたは両方を増加させることによって、より低いI.L.を取得し得る。QcまたはQuのいずれかがさらに増加され得ない場合、設計者は、最終的にQTを制限する。次いで、I.L.0のさらなる低減が、より低い損失トポロジーに切り換えることによって取得され得る。例えば、Quは、マイクロストリップ共振器ではなく容量測定が所与のフットプリント(領域)のために用いられる場合に増加され得る。
【0094】
CDMA無線ハンドセット等のハイボリュームの用途のために、横方向電磁(TEM)波ボルメトリック共振器が好適である。(このようなボルメトリック共振器は、セラミック負荷(loaded)同軸共振器、スラブライン(モノブロック)、またはストリップラインであり得、これは、3つの最も一般的な実現を挙げる。標準の狭いバンド(典型的には、f0のBW≦10%として定義される)トポロジーは、同軸またはストリップライン共振器のいずれかを用いて製造された最上容量結合(top capacitively coupleed)(TCC)BPFを用いて実現され得る。図8に示されるTCCトポロジーは、f−eチューニングを分岐するためにそれ自体役立つ。これは、最もコンパクトな実現(直列f−eチューニングを有するTCCトポロジーより小さいフットプリントを有する)を提供するからである。接地された4分の1波長共振器は、並列LCチューニング回路としての挙動をとるので、f−eチューニングキャパシタをシャントして配置することは、有利である。
【0095】
モノブロックBPFの段のあるインピーダンス実現が同様に用いられ得る。モノブロック共振器は、典型的には、それらの長さ全体に沿って結合されたEMであり、それらの設計の直接的な結論である。それらは、f−eチューニングを直列するためにそれら自体役立つ。それらの電気的な長さは、f−eチューニングキャパシタの選択的堆積およびパターニングによって調整され得る。誘電負荷導波管共振器または(シールドされた封入物を有するまたは有さない)誘電パックを含む(しかしこれらに限定されない)非TEM共振器が同様に用いられ得る。
【0096】
しかしながら、最も高い制限は、容量測定共振器から達成可能なQuを制限し得る。このような最も高い制約のあるシステムでの容量測定同軸共振器への代替は、ストリップライン共振器を使用することである。ここで、中央のコンダクタをより広く(あるポイントまで)し得、このため、全体的な高さ固定を維持しながらQu向上する。この実施形態は、ギャップキャパシタまたはIDC等の平面f−eキャパシタの組み込みが、f−eキャパシタの配置の前にストリップライン共振器端部の頂部カバーを作製することによって実現され得る点でさらなる利点を有する。このようにして、平面f−eキャパシタは、頂部カバーを越えて延びるストリップライン共振器の底部カバーを形成する基板の部分上に形成される。
【0097】
f−eキャパシタ上の「ペデスタル」の形成は、例えば同軸共振器を用いるTCC構造のために、図11aに示されるように、最適に組み込まれ得る。f−eキャパシタは、図11aの入力および出力キャパシタ315aおよび315bの拡張としてペデスタル上に組み込まれる。あるいは、f−eキャパシタは、同軸またはモノブロック共振器の開放端(表面)(図示せず)上でパターニングおよび製造され得る。
【0098】
特定の共振器が実現されるかに関わらず、高さ制限が共振器のQuの任意の増加を防止すれば、Qcが、例えば、IDC f−eキャパシタをギャップまたはオーバーレイf−eキャパシタと置き換える代わりに増加される必要がある。
【0099】
多くの用途に対して、単一段のバンドパスフィルタ140が図6に示されるように良好である。図5に対して説明されるように、バンドパスフィルタ140は、f−eキャパシタ104および共振器102を含む。f−eキャパシタ104に印加された可変DC電圧142が、フィルタ140をチューニングする。フィルタリングされるRF信号が入力ポート144に印加され、出力ポート146に出力される。入力ポート144および出力ポート146が交換可能であることに留意のこと。キャパシタ143は、入力ポート144と共振器102との間の両方に定義される。別のキャパシタ145が出力ポート146と共振器102との間に定義される。f−eキャパシタ104は、それがギャップ、オーバーレイ、またはIDCキャパシタであるかどうかに関わらず、上記の態様で損失を維持するように構築される。同様に、共振器102(これは、短くされた1/4波長共振器または1/2波長開回路共振器いずれか得る)は、Quを最大にするように選択される。
【0100】
より高いQuは、同軸共振器、誘電負荷導波管、モノブロック、またはストリップライン共振器等の容量測定共振器によって、より小さいフットプリントおよびより低い費用で提供される。あるいは、仕様および価格制約が許容する場合には、マイクロストリップ共振器等のより大きい領域の平面共振器が用いられ得る。大抵のマイクロストリップ共振器回路は、硬質基板上の薄膜プロセスによって製造される。結果として、それらは、厚膜プロセスによってメタライズされる同軸およびモノブロック共振器のようなTEM共振器より少ない金属厚を達成する。マイクロストリップ共振器は、EM場の部分がマイクロストリップ上の空気領域であるので、より大きいサイズである。
【0101】
ここで、図7に取りかかると、バンドパスフィルタ140の平面実現(planar realization)150が示される。共振器102は、ビア154を通じて接地されたマイクロストリップライン152によって形成される。マイクロストリップライン152はまた、適切な損失のない接地平面(図示せず)内に終端され得、ビア154の必要性を取り除くことに留意のこと。キャパシタ153および155は、入力および出力マイクロストリップライン156および158および共振器マイクロストリップライン152間のギャップによって形成される。平面構造を維持しながら入力および出力結合を最大にするために実際と同程度に(約0.25pF)大きくキャPシタ155および157の電気容量を形成することが望ましい。マイクロストリップラインは、最大のマイクロストリップ共振器Qを提供するために好適には、厚さ約1.0mmである、99.5%純度アルミナ、MgO、またはサファイヤの基板157上に形成される。f−eキャパシタ104は、パッド160およびマイクロストリップライン152の下のf−e層162とともに、パッド160およびマイクロストリップライン152によってギャップキャパシタとして形成される。
【0102】
可変DC電圧ソースは、抵抗器164を通じてパッド160にバイアスをかける。DCブロッキングキャパシタは、パッド160および166間に配置され、ここで、パッド166は、接地するためのビア168を含む。パッド166はまた、適切な損失のない接地平面(図示せず)内に終端され得、ビア168の必要性を取り除くことに留意のこと。
【0103】
DCブロッキングキャパシタは、共振器が図7に示されるように分岐される場合に必要とされる。DCブロッキングキャパシタの電気容量は、理想的には、Cf−e上のその負荷効果を最小にするために少なくとも100Cf−eである。そのQは、理想的には、興味のあるバンドにおいて、40以上である。ギャップキャパシタおよびマイクロストリップ共振器の選択は任意であり、本発明の教示と一致した、本明細書において議論された形態のうちの任意が採用され得ることが理解される。
【0104】
図7のバンドパスフィルタは、理想的には、本明細書に記載されたようなf−eフィルムを特徴付けるためにテスト回路として用いられ得る。それ自体で、図7のバンドパスフィルタは、以下の利点を提供する。
【0105】
1)f−eキャパシタは、用いられるように、特に、その実現がギャップキャパシタまたはIDCである場合に製造され得る。選択的f−e堆積が用いられる。
【0106】
2)f−eギャップキャパシタが示されるが、IDCも同様に用いられ得る。ギャップキャパシタは、より簡単な幾何学形状を有する。それはIDCと比較してより製造し易く、より低い幾何学形状の損失を有する。それはまた、オーバーレイキャパシタより製造し易い。
【0107】
3)回路は、薄膜処理技術により製造されるので、幾何学形状は、正確に制御および測定され得る。
【0108】
4)金属の厚さは、profilometryによって正確に測定され得る。金属種は、所望のように選択され得る(Au、AgまたはCu)。
【0109】
5)高Qマイクロストリップ回路は、回路の固定共振器部分を完了する。
【0110】
6)f−eキャパシタが共振器内に直接製造される。はんだ付け、結合等に起因する付加された損失がない。共振器からf−eキャパシタへの遷移は均一であるか、または、所望であればテーパーにされ得る。
【0111】
7)大きな領域の接地平面およびWiltonテスト取付備品(回路の頂部および底部を保持および接地する顎部を有する)が用いられる場合にビアホールが必要とされない。硬質基板にビアを穿孔することは、有意な費用付加であり、製造され得るテスト回路の数を低減する。
【0112】
8)この回路は、EMソフトウェアにおいて正確にモデル化され得る。
【0113】
9)この回路は、シミュレーションに対する修正のための回路のベース損失(当然、より高いf0で)決定するためにf−eフィルムなしで製造され得る。
【0114】
10)低損失基板の使用は、回路全体についてのその効果を最小にする。
【0115】
11)f0およびI.L0.の測定された結果は、f−eフィルム比誘電率およびtanδを抽出するために用いられ得る。
【0116】
12)図7の回路は、f−eキャップが示され得るベース基板内のアパーチャで製造され得る。ここで、独立のf−eキャップは、アパーチャ上に配置され、圧力により所定場所に保持され得、f−eキャップがスタンドアロンコンポーネントとしてテストされることを可能にする。
【0117】
ここで、図8aを参照すると、2段TCCチューナブルBPF400が示される。図5に関して説明されたように、バンドパスフィルタ400の各段は、共振器404および408およびf−eキャパシタ410aおよび410bを含む。共振器404および408は、1/4波長短回路共振器として示されるが、1/2波長開回路共振器でもよい。いずれの場合でも、共振器長さは、Cf−eの存在によって低減される。
【0118】
f−eキャパシタ410aおよび410bに印加された可変DC電圧は、バンドパスフィルタ400をチューニングする。強誘電性キャパシタ410aおよび410bは、共振器はこの例では短くされるので、DCブロッキングキャパシタ412aおよび412bを通じてグランドに結合する。
【0119】
RF信号が入力ポート402で受信され、出力ポート406で出力する。入力ポート402および出力ポート406は交換可能であることに留意のこと。入力キャパシタ434aおよび出力キャパシタ434b(これらは、図6に関して説明されたキャパシタ143および145に機能面で類似する)に加えて、さらなるキャパシタ432が、所望のBPF応答を形成するために、共振器404および408間に、インピーダンスまたはアドミッタンスインバータとして提供される。キャパシタ432も別個の素子であるか、共振器404および408間に結合するアパチャーを通じて実現され得ることが理解される。
【0120】
図8aおよび8bに示されるチューナブル2段フィルタ400および450は、共振器404および408の長さ全体に沿う電磁結合の付加によって高または低側0を形成する基本的なトポロジーを有する。0は、所与のパスバンドI.L.に対するより良好な除去を提供するために用いられ得る。それらの長さ全体に沿って結合する内部共振器の場合には、パスバンドI.L.および帯域外除去は、強誘電体キャパシタがバンドパスフィルタをパスバンドにわたってチューニングすれば変化する。任意の得られた、特に、除去バンドでの歪みを最小にするため、キャパシタ432は、f−eキャパシタであり得る。キャパシタ413および419をチューニングすることは、チューナブルパスバンドを有する周波数における0トラックを形成する。
【0121】
共振器404および408間を結び付けるf−eキャパシタにバイアスをかけることおよびこのf−eキャパシタをチューニングすることを容易にするために、キャパシタ432は、図8bに示されるように、f−eキャパシタ437aおよび437bによって置き換えられ得る。キャパシタ437aおよび437bは、理想的には、キャパシタ432の電気容量の2倍の電気容量を有する。この実施形態では、強誘電体キャパシタ410a、410b、437aおよび437bはすべて、単一のDCチューニング電圧VDCを用いてチューニングされ得る。あるいは、キャパシタ410aおよび410bのために用いられたものとは異なるf−e材料も、キャパシタ437aおよび437bに対して堆積され得る。このため、より大きい多能性が単一電圧を用いるチューニングにおいて取得され得る。
【0122】
f−eキャパシタに対する単一のDCチューニング電圧は、図9に示すように配置され得る。図9では、VDCは、ディバイダネットワーク505に結合される。ディバイダネットワーク505は、f−eキャパシタ437aおよび437bの両方に結合される。ディバイダネットワーク505は、上記のように、パスバンドを用いて0が追跡されるように適切なチューニング範囲をf−eキャパシタ437aおよび437bに提供するように構成される。
【0123】
ディバイダネットワーク505は、図10に示されるように構成され得る。図10では、VDCは、R1に結合される。R1は、R2およびキャパシタ437aおよび437bの両方に結合される。R2はまた、グランドに結合される。R1およびR2は、上記のように、パスバンドを用いて0が追跡されるように選択される。
【0124】
あるいは、別の電圧がキャパシタ437aおよび437bの両方をチューニングするために用いられ得る。
【0125】
ここで、図11aに取りかかると、同軸、モノブロック共振器302および302bを用いるチューナブル2段フィルタ300が示される。他の共振器のタイプも用いられ得ることに留意のこと。共振器302aおよび302bは、開または閉回路であり得る。共振器302aおよび302bは、基板301の第一の表面に付着する。基板301の第一の表面上に形成されたパッド304aは、リード305aおよび305bを通じて共振器302aおよび302bに結合する。基板301の第一の表面上に形成されたパッド306aおよび306bは、強誘電性キャパシタ310aおよび310bのために所望のギャップを形成するパッド304aおよび304bに結合する。パッド304aおよび304bおよび306aおよび306bの下にある強誘電性層312aおよび312bは、強誘電性ギャップキャパシタ310aおよび310bを結合する。図面は縮尺通りでないことに留意のこと。典型的には、ギャップ間隔が明瞭のために増加されている。
【0126】
基板301の第二の表面上に送信ライン320aおよび320bがある。これらの送信ラインは、信号RFの入またはRFの出に対する入力および出力ポート320aおよび320bとして用いられる。入力および出力キャパシタ315aおよび315bは、図11bに示されるように、中間に基板301を有する送信ライン320aおよび320bとパッド304aおよび304bとの間に形成される。図11bは、図11aに示されるフィルタ300の部分の断面図である。断面は、線Bに沿う。
【0127】
さらに、キャパシタ321は、パッド304aおよび304bの分離によってギャップキャパシタとして形成される。キャパシタ321によって提供される結合は、同軸共振器302aおよび302b間のアパチャー結合の代替として代替として提供され得、キャパシタ321の必要性を排除し得ること留意のこと。同軸共振器302aおよび302が別の構造として示されるが、それらは、スペース節約し、任意のアパチャ−結合を可能にするために共通の壁を共有し得る理解される。加えて、それらの間にスペースおよび壁がなくてもよい。すなわち、それらは、モノブロック共振器と相互に結合され得る。キャパシタ321によって提供される結合がアパチャー結合を通じて実現される実施形態では、パッド304aおよび304bは、それらの間の任意のギャップ電気容量を最小にするための十分な距離によって分離される。バイアス電圧VDCは、強誘電性キャパシタ310aおよび310bをチューニングするために抵抗器340aおよび340bを通じて結合する。強誘電性ギャップキャパシタ310aおよび310bのそれぞれは、DCブロッキングキャパシタ341aおよび341bを通じてグランドに結合する。
【0128】
本発明は、特定の実施形態を参照して記載されたが、説明は、本発明の仕様の例示にすぎず、制限としてとられるべきではない。結果として、開示された実施形態の機能の種々の適合および組み合わせが、添付の請求の範囲によって包含された本発明の範囲内である。
【図面の簡単な説明】
【0129】
【図1a】図1aは、強誘電体ギャップキャパシタの平面図である。
【図1b】図1bは、線Aに沿う図1aの強誘電体ギャップキャパシタの断面図である。
【図2a】図2aは、添付のDC遮断キャパシタと共に示す、強誘電体オーバーレイキャパシタの平面図である。
【図2b】図2bは、図2aのオーバーレイキャパシタにおける第一の金属層の平面図である。
【図2c】図2cは、図2aの線Bに沿う図2aのオーバーレイキャパシタの断面図である。
【図3】図3は、図2aにおける領域Cの拡大図を示す。
【図4】図4は、強誘電体インターデジタルキャパシタの平面図である。
【図5】図5は、チューナブル強誘電体キャパシタに結合された共振器の概略図である。
【図6】図6は、単極チューナブルフィルタの概略図である。
【図7】図7は、図6の単極フィルタの平面回路の実装である。
【図8a】図8aは、チューニングによって誘導された周波数応答歪みを補償するように構成された強誘電体キャパシタを有する二重極チューナブルフィルタの概略図である。
【図8b】図8bは、チューニングによって誘導された周波数応答歪みを補償するように構成された2つの強誘電体キャパシタを有する二重極チューナブルフィルタの概略図である。
【図9】図9は、図8bに示されるチューニングによって誘導された周波数応答歪みを補償するように構成された2つの強誘電体キャパシタをチューニングするために用いられるディバイダネットワークおよび直流電源の概略である。
【図10】図10は、図9に示されるディバイダネットワークの一つの実装を示す。
【図11a】図11aは、図8aに示されるチューナブルフィルタの平面図である。
【図11b】図11bは、線Dに沿う、図11aに示されるチューナブルフィルタの断面図である。
Claims (34)
- 比誘電率調整信号を発生させるための比誘電率調整信号発生器と、
電気容量を有する第一の素子と、
インダクタンスを有する第二の素子と、
該比誘電率調整信号に応答して、該共振周波数を調整する該第一の素子の電気容量を調整するように該第一の素子の近傍に位置付けられる強誘電体材料と
を含み、該第一および第二の素子は、共振周波数を有する電磁気信号フィルタとして構成され、
該第一の素子のQ値は、約80より大きい、チューナブル電磁気信号フィルタ。 - 前記Q値は、約180より大きい、請求項1に記載のフィルタ。
- 前記Q値は、約350より大きい、請求項1に記載のフィルタ。
- 比誘電率調整信号を発生する比誘電率調整信号発生器と、
電気容量を有する素子と、
ボルメトリック共振器と、
該比誘電率調整信号に応答して、該共振周波数を調整する該第一の素子の電気容量を調整するように第一の素子の近傍に位置付けられる強誘電性材料と
を含み、該素子および該共振器は、共振周波数を有する電磁気信号フィルタとして構成される、チューナブル電磁気信号フィルタ。 - 前記Q値は、0.25GHz〜7.0GHzの間の周波数領域で、約80より大きい、請求項1または4に記載のフィルタ。
- 前記Q値は、約0.8GHz〜2.5GHzの間の周波数領域で、約80より大きい、請求項5に記載のフィルタ。
- 前記Q値は、約−50℃〜100℃の間の温度範囲で動作する場合に、約0.25GHz〜2.5GHzの間の周波数領域で約80より大きい、請求項6に記載のフィルタ。
- 前記Q値は、−50℃〜100℃の間の温度範囲で動作する場合に、約0.8GHz〜2.5GHzの間の周波数領域で約80より大きい、請求項7に記載のフィルタ。
- 前記Q値は、0.25GHz〜7.0GHzの間の周波数領域で約180より大きい、請求項1または4に記載のフィルタ。
- 前記Q値は、約0.8GHz〜2.5GHzの間の周波数領域で約180より大きい、請求項9に記載のフィルタ。
- 前記Q値は、約0.3pF〜3.0pFの間の範囲の電気容量に対して約80より大きい、請求項1または4に記載のフィルタ。
- 前記Q値は、約0.5pF〜1.0pFの間の範囲の電気容量に対して約80より大きい、請求項11に記載のフィルタ。
- 前記Q値は、約0.3pF〜3.0pFの間の範囲の電気容量に対して約180より大きい、請求項1または4に記載のフィルタ。
- 前記Q値は、約0.5pF〜1.0pFの間の範囲の電気容量に対して約180より大きい、請求項13に記載のフィルタ。
- 前記共振器は、ストリップライン共振器を含む、請求項1または4に記載のフィルタ。
- 前記共振器は、モノブロック共振器を含む、請求項1または4に記載のフィルタ。
- 前記共振器は、誘電体同軸負荷共振器を含む、請求項4に記載のフィルタ。
- 前記フィルタのQ値は、約80より大きい、請求項4に記載のフィルタ。
- 前記フィルタのQ値は、約180より大きい、請求項4に記載のフィルタ。
- ギャップキャパシタであって、
基板と
該基板の第一の表面上の金属層であって、該金属層は、該ギャップを定義する、第一の金属層と、
該金属層と該基板との間の強誘電体層と
を含み、
該基板は、約0.5〜1.0mmの間の厚さを有する低損失材料であり、
該金属層は、約5.0マイクロインチ未満の表面粗さを有するように形成され、
該金属層によって定義される該ギャップのギャップ間隔は、約3.0〜5.0ミクロンである、ギャップキャパシタをさらに含む、請求項1または4に記載のフィルタ。 - 前記低損失材料は、酸化マグネシウム、サファイヤ、および少なくとも99%純度のアルミナからなる群から選択される、請求項20に記載のフィルタ。
- 前記金属層は、約1.5〜2.5ミクロンの厚さを有し、前記強誘電体材料は、約0.5〜1.0ミクロンの厚さを有するチタン酸バリウムストロンチウムを含む、請求項20に記載のフィルタ。
- 前記ギャップキャパシタは、約0.25mm〜2.0mmの幅を有する金属ラインを含む、請求項20に記載のフィルタ。
- 前記強誘電体材料は、前記ギャップの領域に局在化される、請求項20に記載のフィルタ。
- 前記強誘電体材料は、前記ギャップのうち約2.0ミクロン内に含まれる、請求項24に記載のフィルタ。
- 前記金属ラインは、丸い隅部を有するギャップを定義する、請求項20に記載のフィルタ。
- 前記強誘電体キャパシタは、オーバーレイキャパシタであって、
基板と、
該基板の第一の表面上の第一の金属層と
第二の金属層と、
該第一の金属層と第二の金属層との間に配置された強誘電体材料と
を含み、該強誘電体層は、約1ミクロンの厚さを有し、該第一の金属層は、約0.5ミクロン未満の厚さを有し、該第二の金属層は、約1.5〜2.5ミクロンの間の厚さを有する、オーバーレイキャパシタである、請求項1または4に記載のフィルタ。 - チューニング可能な周波数領域で動作するように構築されるチューナブル強誘電体フィルタを設計する方法であって、
該フィルタ用のフィルタの設計図を生成する工程であって、該フィルタの設計図は、チューニング可能なデバイスを有する、工程と、
該チューナブルフィルタに対する最小の受け入れ可能な効果を決定する工程であって、該最小の受け入れ可能な効果は、約80以上のQ値、Q、によって表わされる、工程と、
該フィルタの設計図においてチューナブルデバイスとして使用するためにチューニング可能な強誘電体デバイスを選択する工程と、
該Qは、約80より大きいことを確かめる工程と
を包含する、方法。 - 前記Qは、約200より大きい、請求項28に記載の方法。
- 前記Qは、約300より大きい、請求項28に記載の方法。
- チューナブルバンドパスフィルタを設計する方法であって、
帯域外リジェクションおよび通過帯域挿入損失要求を満足するようにバンド幅およびフィルタ次数を選択する工程と、
強誘電体キャパシタのトポロジーを選択する工程と、
該選択されたトポロジーの該非強誘電性損失を計算する工程と、
該f−eキャパシタに結合する、第一のQ値を有する共振器を選択する工程と、
該計算された非強誘電体損失および第一のQ値に基づいて、該チューナブルフィルタの該挿入損失要求を満足するように該強誘電体キャパシタの該要求された強誘電体損失を決定する工程と
を包含する、方法。 - 前記f−eキャパシタに対して選択された前記トポロジーは、ギャップキャパシタである、請求項31に記載の方法。
- 前記f−eキャパシタに対して選択された前記トポロジーは、オーバーレイキャパシタである、請求項31に記載の方法。
- 前記f−eキャパシタに対して選択された前記トポロジーは、IDCキャパシタである、請求項31に記載の方法。
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Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007235457A (ja) * | 2006-02-28 | 2007-09-13 | Ntt Docomo Inc | 可変フィルタ |
JP2008252340A (ja) * | 2007-03-29 | 2008-10-16 | Fujitsu Ltd | チューナブルフィルタおよびその作製方法 |
CN110095654A (zh) * | 2019-05-09 | 2019-08-06 | 东北电力大学 | 一种电网电感检测方法 |
Families Citing this family (65)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE10316719B4 (de) | 2003-04-11 | 2018-08-02 | Snaptrack, Inc. | Frontendschaltung für drahtlose Übertragungssysteme |
US7030463B1 (en) | 2003-10-01 | 2006-04-18 | University Of Dayton | Tuneable electromagnetic bandgap structures based on high resistivity silicon substrates |
JP2005236389A (ja) * | 2004-02-17 | 2005-09-02 | Kyocera Corp | アレーアンテナおよびそれを用いた無線通信装置 |
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US20060274476A1 (en) * | 2005-04-13 | 2006-12-07 | Andrew Cervin-Lawry | Low loss thin film capacitor and methods of manufacturing the same |
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JP4838572B2 (ja) * | 2005-11-24 | 2011-12-14 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 安定化回路、マルチバンド増幅回路 |
CN101467305B (zh) * | 2006-06-12 | 2013-01-16 | 株式会社村田制作所 | 表面安装型天线以及天线装置 |
US7893879B2 (en) | 2006-09-21 | 2011-02-22 | Mitsumi Electric Co., Ltd. | Antenna apparatus |
US7639101B2 (en) * | 2006-11-17 | 2009-12-29 | Superconductor Technologies, Inc. | Low-loss tunable radio frequency filter |
JP2008258670A (ja) * | 2007-03-30 | 2008-10-23 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | アンテナ装置及び携帯端末 |
KR100964652B1 (ko) * | 2007-05-03 | 2010-06-22 | 주식회사 이엠따블유 | 다중 대역 안테나 및 그를 포함하는 무선 통신 장치 |
WO2009029096A1 (en) | 2007-08-29 | 2009-03-05 | Agere Systems Inc. | Electronically steerable antenna |
JP4924327B2 (ja) * | 2007-09-26 | 2012-04-25 | Tdk株式会社 | アンテナ装置及びその特性調整方法 |
JP4835572B2 (ja) * | 2007-10-16 | 2011-12-14 | 日立電線株式会社 | 同調型アンテナ |
US8457697B2 (en) * | 2007-11-14 | 2013-06-04 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Antenna switching arrangement |
JP2009164997A (ja) * | 2008-01-09 | 2009-07-23 | Mitsubishi Electric Corp | 帯域可変フィルタ |
US7922975B2 (en) | 2008-07-14 | 2011-04-12 | University Of Dayton | Resonant sensor capable of wireless interrogation |
WO2010049984A1 (ja) * | 2008-10-27 | 2010-05-06 | 三菱電機株式会社 | 無線通信装置 |
KR101615760B1 (ko) * | 2009-07-22 | 2016-04-27 | 삼성전자주식회사 | 이동통신 단말기의 안테나 장치 제조 방법 |
IL201812A (en) * | 2009-10-29 | 2015-01-29 | Elta Systems Ltd | Wave-guided antenna |
JP5526726B2 (ja) * | 2009-11-20 | 2014-06-18 | 富士通株式会社 | 無線タグ |
DE102009059873A1 (de) | 2009-12-21 | 2011-06-22 | Epcos Ag, 81669 | Varaktor und Verfahren zur Herstellung eines Varaktors |
US8686655B2 (en) | 2010-07-22 | 2014-04-01 | Panasonic Corporation | Lighting circuit, lamp, and illumination apparatus |
DE102010046677B4 (de) | 2010-09-27 | 2017-10-12 | Snaptrack Inc. | Schaltungsanordnung |
JP5561615B2 (ja) * | 2011-01-18 | 2014-07-30 | 三菱マテリアル株式会社 | アンテナ装置 |
CN102347743A (zh) * | 2011-05-19 | 2012-02-08 | 南京信息工程大学 | 一种调节滤波器通频带的方法及滤波器 |
US9184722B2 (en) | 2012-02-10 | 2015-11-10 | Infineon Technologies Ag | Adjustable impedance matching network |
US9166640B2 (en) | 2012-02-10 | 2015-10-20 | Infineon Technologies Ag | Adjustable impedance matching network |
US9000866B2 (en) | 2012-06-26 | 2015-04-07 | University Of Dayton | Varactor shunt switches with parallel capacitor architecture |
US9930592B2 (en) | 2013-02-19 | 2018-03-27 | Mimosa Networks, Inc. | Systems and methods for directing mobile device connectivity |
US9179336B2 (en) | 2013-02-19 | 2015-11-03 | Mimosa Networks, Inc. | WiFi management interface for microwave radio and reset to factory defaults |
WO2014138292A1 (en) | 2013-03-06 | 2014-09-12 | Mimosa Networks, Inc. | Enclosure for radio, parabolic dish antenna, and side lobe shields |
US9130305B2 (en) | 2013-03-06 | 2015-09-08 | Mimosa Networks, Inc. | Waterproof apparatus for cables and cable interfaces |
US9191081B2 (en) | 2013-03-08 | 2015-11-17 | Mimosa Networks, Inc. | System and method for dual-band backhaul radio |
US10320357B2 (en) | 2013-03-15 | 2019-06-11 | Wispry, Inc. | Electromagnetic tunable filter systems, devices, and methods in a wireless communication network for supporting multiple frequency bands |
US9295103B2 (en) | 2013-05-30 | 2016-03-22 | Mimosa Networks, Inc. | Wireless access points providing hybrid 802.11 and scheduled priority access communications |
US10938110B2 (en) | 2013-06-28 | 2021-03-02 | Mimosa Networks, Inc. | Ellipticity reduction in circularly polarized array antennas |
CN105432017B (zh) * | 2013-07-29 | 2018-12-14 | 维斯普瑞公司 | 自适应滤波器响应系统和方法 |
US9160296B2 (en) * | 2014-01-21 | 2015-10-13 | Qualcomm Incorporated | Passive switch-based phase shifter |
US9001689B1 (en) | 2014-01-24 | 2015-04-07 | Mimosa Networks, Inc. | Channel optimization in half duplex communications systems |
DE102014102521B4 (de) | 2014-02-26 | 2023-10-19 | Snaptrack, Inc. | Abstimmbare HF-Filterschaltung |
DE102014102707A1 (de) * | 2014-02-28 | 2015-09-03 | Epcos Ag | Abstimmbares elektroakustisches HF-Filter mit verbesserten elektrischen Eigenschaften und Verfahren zum Betrieb eines solchen Filters |
US9780892B2 (en) | 2014-03-05 | 2017-10-03 | Mimosa Networks, Inc. | System and method for aligning a radio using an automated audio guide |
US9998246B2 (en) | 2014-03-13 | 2018-06-12 | Mimosa Networks, Inc. | Simultaneous transmission on shared channel |
CN105723563B (zh) | 2014-09-03 | 2019-03-08 | 华为技术有限公司 | 复合左右手传输线天线 |
US10958332B2 (en) | 2014-09-08 | 2021-03-23 | Mimosa Networks, Inc. | Wi-Fi hotspot repeater |
CN104993801A (zh) * | 2015-08-01 | 2015-10-21 | 王福建 | 一种双工器电路 |
WO2017123558A1 (en) * | 2016-01-11 | 2017-07-20 | Mimosa Networks, Inc. | Printed circuit board mounted antenna and waveguide interface |
CN105738708B (zh) * | 2016-04-06 | 2018-08-07 | 中国舰船研究设计中心 | 一种短波天线调谐器插入损耗测量装置及方法 |
CN105932378B (zh) * | 2016-06-13 | 2018-11-02 | 华南理工大学 | 一种带宽可控的平面可调带通-带阻滤波器 |
WO2018022526A1 (en) | 2016-07-29 | 2018-02-01 | Mimosa Networks, Inc. | Multi-band access point antenna array |
GB201616637D0 (en) * | 2016-09-30 | 2016-11-16 | Radio Design Limited | Multiplexer apparatus and method of use thereof |
EP3319165B1 (en) * | 2016-11-07 | 2020-03-18 | Nokia Technologies Oy | A radio frequency reflection type phase shifter, and method of phase shifting |
JP6580278B2 (ja) * | 2017-01-13 | 2019-09-25 | 三菱電機株式会社 | 高周波共振器及びこれを用いた高周波発振器 |
JP7011806B2 (ja) * | 2017-10-06 | 2022-01-27 | 国立研究開発法人産業技術総合研究所 | 誘電体材料評価装置 |
US10498290B2 (en) * | 2017-11-21 | 2019-12-03 | Infineon Technologies Ag | System and method for a VCO |
US10511074B2 (en) | 2018-01-05 | 2019-12-17 | Mimosa Networks, Inc. | Higher signal isolation solutions for printed circuit board mounted antenna and waveguide interface |
US11069986B2 (en) | 2018-03-02 | 2021-07-20 | Airspan Ip Holdco Llc | Omni-directional orthogonally-polarized antenna system for MIMO applications |
CN108872713B (zh) * | 2018-07-02 | 2020-06-02 | 京东方科技集团股份有限公司 | 液晶介电常数的测量装置、测量系统、测量方法 |
US11289821B2 (en) | 2018-09-11 | 2022-03-29 | Air Span Ip Holdco Llc | Sector antenna systems and methods for providing high gain and high side-lobe rejection |
CN113964513B (zh) * | 2021-10-25 | 2024-01-26 | 国网天津市电力公司电力科学研究院 | 一种无线通信微波天线及其成型方法 |
Family Cites Families (58)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3413543A (en) * | 1965-04-23 | 1968-11-26 | Gen Motors Corp | Compensated ferroelectric hysteresiscope employing ground reference |
US4378534A (en) * | 1981-03-31 | 1983-03-29 | Motorola, Inc. | Wideband modulation sensitivity compensated voltage controlled oscillator |
US4494081A (en) * | 1982-05-24 | 1985-01-15 | Rca Corporation | Variable frequency U. H. F. local oscillator for a television receiver |
US4475108A (en) * | 1982-08-04 | 1984-10-02 | Allied Corporation | Electronically tunable microstrip antenna |
DE3316881C1 (de) * | 1983-05-07 | 1990-01-25 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh, 7730 Villingen-Schwenningen | Oszillatorschaltung fuer Fernsehempfangsgeraete |
GB2178616B (en) * | 1985-07-26 | 1989-04-26 | Marconi Co Ltd | Impedance matching arrangement |
JPS639303A (ja) * | 1986-06-30 | 1988-01-16 | Murata Mfg Co Ltd | マイクロ波フイルタ及びこれを用いた送受信機 |
US4736169A (en) * | 1986-09-29 | 1988-04-05 | Hughes Aircraft Company | Voltage controlled oscillator with frequency sensitivity control |
JPH082766B2 (ja) * | 1987-03-09 | 1996-01-17 | インペリアル・ケミカル・インダストリーズ・ピーエルシー | 除草剤組成物 |
JP2693959B2 (ja) * | 1988-02-08 | 1997-12-24 | アルプス電気株式会社 | 局部発振回路 |
US4835499A (en) * | 1988-03-09 | 1989-05-30 | Motorola, Inc. | Voltage tunable bandpass filter |
JPH03160801A (ja) * | 1989-11-17 | 1991-07-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電圧制御発振器 |
JPH0394841U (ja) * | 1990-01-18 | 1991-09-27 | ||
EP0473373A3 (en) * | 1990-08-24 | 1993-03-03 | Rockwell International Corporation | Calibration system for direct conversion receiver |
FR2681994B1 (fr) * | 1991-09-26 | 1994-09-30 | Alcatel Telspace | Dispositif de transmission numerique comportant un recepteur a demodulation coherente realisee directement en hyperfrequence. |
US5293408A (en) * | 1991-10-14 | 1994-03-08 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | FSK data receiving system |
JPH05160616A (ja) * | 1991-12-10 | 1993-06-25 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 薄膜共振器 |
US5166857A (en) * | 1991-12-24 | 1992-11-24 | Motorola Inc. | Electronically tunable capacitor switch |
CA2150690A1 (en) * | 1992-12-01 | 1994-06-09 | Robert M. Yandrofski | Tuneable microwave devices incorporating high temperature superconducting and ferroelectric films |
US5472935A (en) * | 1992-12-01 | 1995-12-05 | Yandrofski; Robert M. | Tuneable microwave devices incorporating high temperature superconducting and ferroelectric films |
JP2962966B2 (ja) * | 1993-03-25 | 1999-10-12 | 三菱電機株式会社 | 整合回路装置 |
US5407855A (en) * | 1993-06-07 | 1995-04-18 | Motorola, Inc. | Process for forming a semiconductor device having a reducing/oxidizing conductive material |
US5496795A (en) * | 1994-08-16 | 1996-03-05 | Das; Satyendranath | High TC superconducting monolithic ferroelectric junable b and pass filter |
JPH0879069A (ja) * | 1994-09-08 | 1996-03-22 | Mitsubishi Electric Corp | Vco回路及びpll回路 |
US5617104A (en) * | 1995-03-28 | 1997-04-01 | Das; Satyendranath | High Tc superconducting tunable ferroelectric transmitting system |
US5479139A (en) * | 1995-04-19 | 1995-12-26 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | System and method for calibrating a ferroelectric phase shifter |
JPH0969799A (ja) * | 1995-09-01 | 1997-03-11 | Antenna Giken Kk | 自動制御サーキュレータ装置 |
US5640042A (en) * | 1995-12-14 | 1997-06-17 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Thin film ferroelectric varactor |
US6216020B1 (en) * | 1996-05-31 | 2001-04-10 | The Regents Of The University Of California | Localized electrical fine tuning of passive microwave and radio frequency devices |
JPH1013181A (ja) * | 1996-06-21 | 1998-01-16 | Nec Corp | Ifフィルタ自動整合方式 |
US6097263A (en) * | 1996-06-28 | 2000-08-01 | Robert M. Yandrofski | Method and apparatus for electrically tuning a resonating device |
JP3005472B2 (ja) * | 1996-07-26 | 2000-01-31 | 埼玉日本電気株式会社 | 受信機 |
JPH10209714A (ja) * | 1996-11-19 | 1998-08-07 | Sharp Corp | 電圧制御通過帯域可変フィルタおよびそれを用いる高周波回路モジュール |
US5777524A (en) * | 1997-07-29 | 1998-07-07 | Motorola, Inc. | Temperature compensation circuit for a crystal oscillator and associated circuitry |
US5973519A (en) * | 1997-01-20 | 1999-10-26 | Nec Corporation | Voltage controlled oscillator circuit capable of switching between oscillation frequency bands |
US5880921A (en) * | 1997-04-28 | 1999-03-09 | Rockwell Science Center, Llc | Monolithically integrated switched capacitor bank using micro electro mechanical system (MEMS) technology |
JPH10335903A (ja) * | 1997-05-28 | 1998-12-18 | Sharp Corp | 電圧制御通過帯域可変フィルタ、電圧制御共振周波数可変共振器およびそれらを用いる高周波回路モジュール |
US6052036A (en) * | 1997-10-31 | 2000-04-18 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson | Crystal oscillator with AGC and on-chip tuning |
JP3212930B2 (ja) * | 1997-11-26 | 2001-09-25 | 日本電気株式会社 | 容量及びその製造方法 |
JPH11289229A (ja) * | 1998-04-02 | 1999-10-19 | Kokusai Electric Co Ltd | 広帯域高周波増幅器 |
JP3454163B2 (ja) * | 1998-08-05 | 2003-10-06 | 株式会社村田製作所 | 周波数可変型フィルタ、アンテナ共用器及び通信機装置 |
ATE244459T1 (de) * | 1998-10-16 | 2003-07-15 | Paratek Microwave Inc | Spannungsgesteuerte varaktoren und abstimmbare geräte mit derartigen varaktoren |
CA2346878A1 (en) * | 1998-10-16 | 2000-04-27 | Xubai Zhang | Voltage tunable laminated dielectric materials for microwave applications |
JP2002529938A (ja) * | 1998-11-09 | 2002-09-10 | パラテック マイクロウェーブ インコーポレイテッド | 組み込みdcブロックを有する強誘電体 |
US20020186099A1 (en) * | 1998-12-11 | 2002-12-12 | Sengupta Louise C. | Electrically tunable filters with dielectric varactors |
JP3552971B2 (ja) * | 1998-12-14 | 2004-08-11 | 松下電器産業株式会社 | アクティブフェイズドアレイアンテナ |
JP2000323669A (ja) * | 1999-03-10 | 2000-11-24 | Sanyo Electric Co Ltd | 半導体不揮発メモリ素子 |
DE19915247A1 (de) * | 1999-04-03 | 2000-10-05 | Philips Corp Intellectual Pty | Spannungsabhängiger Dünnschichtkondensator |
SE513809C2 (sv) * | 1999-04-13 | 2000-11-06 | Ericsson Telefon Ab L M | Avstämbara mikrovågsanordningar |
JP3475858B2 (ja) * | 1999-06-03 | 2003-12-10 | 株式会社村田製作所 | アンテナ共用器及び通信機装置 |
WO2000079648A1 (en) * | 1999-06-17 | 2000-12-28 | The Penn State Research Foundation | Tunable dual-band ferroelectric antenna |
SE516235C2 (sv) * | 1999-06-18 | 2001-12-03 | Ericsson Telefon Ab L M | Avstämbar spiralantenn |
JP2001036155A (ja) * | 1999-07-21 | 2001-02-09 | Japan Science & Technology Corp | 電磁波素子 |
JP4652499B2 (ja) * | 1999-07-29 | 2011-03-16 | 株式会社ダイヘン | インピーダンス自動整合方法及び整合装置 |
US6292143B1 (en) * | 2000-05-04 | 2001-09-18 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Multi-mode broadband patch antenna |
JP3640595B2 (ja) * | 2000-05-18 | 2005-04-20 | シャープ株式会社 | 積層パターンアンテナ及びそれを備えた無線通信装置 |
JP2001338839A (ja) * | 2000-05-29 | 2001-12-07 | Kyocera Corp | 可変容量コンデンサ |
EP1290753A1 (en) * | 2000-06-16 | 2003-03-12 | Paratek Microwave, Inc. | Electronically tunable dielectric composite thick films |
-
2002
- 2002-04-02 DE DE60230498T patent/DE60230498D1/de not_active Expired - Lifetime
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Cited By (5)
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JP2007235457A (ja) * | 2006-02-28 | 2007-09-13 | Ntt Docomo Inc | 可変フィルタ |
JP4621155B2 (ja) * | 2006-02-28 | 2011-01-26 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 可変フィルタ |
JP2008252340A (ja) * | 2007-03-29 | 2008-10-16 | Fujitsu Ltd | チューナブルフィルタおよびその作製方法 |
JP4731515B2 (ja) * | 2007-03-29 | 2011-07-27 | 富士通株式会社 | チューナブルフィルタおよびその作製方法 |
CN110095654A (zh) * | 2019-05-09 | 2019-08-06 | 东北电力大学 | 一种电网电感检测方法 |
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